JP2009201248A - クランプ式電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】専用のセンサーを必要とすることなく、比較的簡単な回路で、確実に中性点電位変動を抑制することができるクランプ式電力変換装置を得る。
【解決手段】正側及び負側の平滑コンデンサ１、２を直列接続した直流部と、この直流部の両端に並列接続された第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子を直列接続し、その中点を交流端とする複数個の直列接続体と、直流部の中性点から、第１、第２のスイッチング素子の中点並びに第３、第４のスイッチング素子の中点に接続されたクランプダイオードと、交流電圧指令または交流電流指令に基づいてスイッチング素子にゲート駆動信号を供給する制御手段１０とで構成する。制御手段１０は、有効分出力電力と正側直流電圧及び負側直流電圧から中性点電流を推定する中性点電流検出手段３０を有し、この中性点電流検出手段の出力に応じて交流電圧指令または交流電流指令を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、クランプ式電力変換装置に係り、特に中性点電位変動を抑制することが可能なクランプ式電力変換装置に関する。

クランプ式電力変換装置は変換アームの一部箇所を中性点電位にクランプすることによって多レベルの電位を出力することが可能な電力変換装置であり、比較的容量の大きい用途に用いられることが多い。

３レベルのクランプ式電力変換装置の主回路は、正、ゼロ及び負の３つの電位を持つ直流電源に対して４個のスイッチング素子を直列接続して複数個の直列接続体を構成し、その中点の交流端子から交流出力を得る。例えば３レベルのインバータ装置においては、上記直列接続体の両端は正、負の直流電位に接続され、正側及び負側の端部のスイッチング素子と中間のスイッチング素子の中間点は夫々ダイオードを介してゼロ電位にクランプされる。直列接続体を構成するスイッチング素子は各々フライホイールダイオードが逆並列接続されている。

上記の構成はクランプ式電力変換装置がインバータ動作を行なうときの構成である。逆にコンバータ動作を行なう場合は、交流端子を交流電源に接続し、直列接続体の両端から直流電圧を得て負荷に供給する。このようにインバータ及びコンバータの両者の動作が存在するが、主回路の回路構成及び動作は基本的に同一である。

クランプ式電力変換装置においては、中性点電位変動が問題となる場合ある。例えば、直流側に正及び負の平滑コンデンサを直列接続してコンバータ動作を行なわせる場合、中性点を流れる中性点電流が正側の平滑コンデンサと負側の平滑コンデンサに分流するため、両コンデンサの直流電圧がアンバランスとなり出力電圧特性が劣化する恐れがある。また、この場合に一方の直流コンデンサが過電圧になるなどの問題があった。

中性点電位変動を抑制する第１の従来方法として、正側と負側コンデンサの直流電圧差を検出してフィードバック補正を行う方式が知られている。（例えば、嶋村他「ＮＰＣインバータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化制御」電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−９１−３７、平成３年）。

この第１の従来方法においては、正側直流コンデンサ電圧及び負側直流コンデンサ電圧を検出し、検出された両直流コンデンサ電圧の差電圧から３相の電圧指令の補正量を求めて補正を行なう。

中性点電位変動を抑制する第２の方法は、中性点電流または中性点電位を検出して指令発生回路に入力し、その中性点電流または中性点電位の偏差量に基づいて中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合により指令発生回路が中性点電位制御指令を出力し、スイッチング素子のゲート信号を変化させる（例えば特許文献１参照。）。

更に中性点電位変動を抑制する第３の方法として、クランプ式電力変換装置の各相電圧指令にバイアス量を加算及び減算して２つの電圧指令を得るようにし、中性点の電圧変動に応じた大きさの出力基本周波数の偶数次調波を各相電圧指令の位相に応じて２つの電圧指令の何れか一方に加算することによって行う方法が提案されている（例えば特許文献２参照。）。
特開２００４−１７３３４９号公報（第６−９頁、図１） 特開平９−１８２４５５号公報（第９−１３頁、図１）

上記第１の従来方法においては、原理的に如何なる運転状態においても偏差が残るばかりでなく、不平衡負荷の場合には、中性点電位変動をうまく補正ができない問題があることが知られている。

また、前記中性点電位変動を抑制する第２の従来方法においては、中性点電位を上昇させるスイッチング状態と中性点電位を下降させるスイッチング状態との割合を算出するコントローラ、また中性点電位制御用の専用のセンサー等が必要となり、回路構成が複雑となるという問題があった。

前記中性点電位変動を抑制する第３の従来方法においても、偶数次調波テーブル、また中性点電位制御用の専用のセンサーが必要になりやはり回路構成が複雑となるという問題があった。

本発明は上記に鑑みて為されたもので、専用のセンサーを必要とすることなく、比較的簡単な回路で、且つ如何なる運転状態においても確実に中性点電位変動を抑制することが可能なクランプ式電力変換装置を得ることを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明のクランプ式電力変換装置は、正側及び負側の平滑コンデンサを直列接続した直流部と、前記直流部の両端に並列接続され、夫々フライホイールダイオードが逆並列接続された第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子を直列接続し、その中点を交流端とする複数個の直列接続体と、前記直流部の中性点から、前記第１、第２のスイッチング素子の中点並びに前記第３、第４のスイッチング素子の中点に接続されたクランプダイオードと、交流電圧指令及び交流電流指令の少なくとも１つに基づいて前記スイッチング素子にゲート駆動信号を供給する制御手段とを具備し、前記制御手段は、有効分出力電力と正側直流電圧及び負側直流電圧から中性点電流を推定する中性点電流検出手段を有し、この中性点電流検出手段の出力に応じて前記交流電圧指令及び交流電流指令の少なくとも１つを補正して前記中性点の電位変動を抑制するようにしたことを特徴としている。

本発明によれば、専用のセンサーを必要とすることなく、比較的簡単な回路で、且つ如何なる運転状態においても確実に中性点電位変動を抑制することができるクランプ式電力変換装置を得ることができる。

以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。

本発明の実施例１に係るクランプ式電力変換装置について図１乃至図６を参照して説明する。

図１は本発明の実施例１に係るクランプ式電力変換装置の回路構成図である。図１の装置には、主回路として、平滑コンデンサ１、２及びクランプ式３レベル電力変換器３を備えている。クランプ式３レベル電力変換器３がインバータ動作を行なう場合には、平滑コンデンサ１の両端の直流電圧Ｅｐ及び平滑コンデンサ２の両端の直流電圧Ｅｎを３相交流電圧に変換して出力端Ｕ、Ｖ及びＷに出力する。クランプ式３レベル電力変換器３の主回路構成を図２に示す。図２に示したように例えばＵ相においては４個のスイッチング素子３Ａ、３Ｂ、３Ｃ及び３Ｄを直列接続して直列接続体を構成し、その中点がＵ相の交流端子となっている。これらの直列接続体の両端は正、負の直流入力であるＰ及びＮに接続され、正側及び負側の端部のスイッチング素子３Ａ、３Ｄと中間のスイッチング素子３Ｂ、３Ｃの夫々の中間点は夫々クランプダイオード３Ｅ、３Ｆを介して平滑コンデンサ１及び２の接続点である中性点電位（ゼロ電位）にクランプされている。尚、直列接続体を構成するスイッチング素子は各々フライホイールダイオードが逆並列接続されている。そしてＶ相、Ｗ相についてもＵ相と同一の構成となっている。

クランプ式３レベル電力変換器３の各々のスイッチング素子は、制御回路１０から与えられるゲート駆動信号によってオンオフ制御されている。この制御を行うために制御回路１０には、電流検出器４によって検出された３相電流信号、電圧検出器５によって検出された３相電圧信号、また電圧検出器６及び７によって検出された平滑コンデンサ１及び２の両端の直流電圧信号が夫々供給されている。以下に制御回路１０の内部回路構成について説明する。

電圧検出器５によって検出された３相電圧信号は、ＵＶＷ／ＤＱ変換器１６Ａによって有効電圧ＶＤと無効電圧ＶＱに変換される。これらのＶＤ、ＶＱは電圧制御器１１によって電圧基準ＶＤ^＊、ＶＱ^＊と夫々比較される。尚、通常はＱ軸電圧基準ＶＱ^＊＝ゼロ
とする。電圧制御器１１は有効電圧ＶＤと電圧基準ＶＤ^＊、無効電圧ＶＱと電圧基準ＶＱ^＊の夫々の偏差が小さくなるように電流指令ＩＤ^＊及びＩＱ^＊を出力する。

電流指令ＩＤ^＊及びＩＱ^＊はＤＱ／ＵＶＷ変換器１２に与えられ、２軸の電流指令を３相の電流指令Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊、Ｉｗ^＊に変換する。ここで、ＵＶＷ／ＤＱ変換器１６Ａ及びＤＱ／ＵＶＷ変換器１２の基準位相は、例えば図示しない位相同期制御ループから得られる同一の基準位相となっている。尚、電流信号の２軸変換を行なうＵＶＷ／ＤＱ変換器１６Ｂについても同様である。

３相の電流指令Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊、Ｉｗ^＊は、後述する中性点電流検出回路３０による補正動作が減算器１３によって行なわれたあと、電流制御器１４に与えられる。電流制御器１４の内部構成を図３に示す。図３に示したように、補正された電流指令Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊、Ｉｗ^＊は、電流検出器４によって検出されたフィードバック電流である３相電流信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと夫々比較され、夫々の偏差が小さくなるように各相の電圧指令を出力し、この電圧指令に各相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを加算して正弦波電圧指令信号Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を得る。そして正弦波電圧指令信号Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊をＰＷＭ回路１５に与える。ＰＷＭ回路１５はクランプ式３レベル電力変換器３の出力電圧が正弦波電圧指令信号Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊となるようなゲート駆動信号を出力する。

次に中性点電流検出回路３０の内部構成について説明する。

電流検出器４によって検出された３相電流信号Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗはＵＶＷ／ＤＱ変換器１６Ｂによって有効電流ＩＤと無効電流IＱに変換される。この有効電流ＩＤと無効電流IＱは有効分電力演算器２０に与えられるが、有効電流ＩＤについては、上限リミッタ１９Ａ、下限リミッタ１９Ｂ及び選択回路１８を介して与える構成とする。ここで選択回路１８はヒステリシスコンパレータ１９によって選択され有効電流ＩＤはリミット付きヒステリシス特性を持って有効分電力演算器２０に与えられる。このようにすれば有効電流ＩＤが小さい無負荷時であっても制御特性が乱れることはない。

有効分電力演算器２０の内部構成を図４に示す。図４に示すように有効分電力演算器２０にはＵＶＷ／ＤＱ変換器１６Ａから有効電圧ＶＤ及び無効電圧ＶＱが与えられ、電圧、電流の有効分と無効分の各々の積を加算することによって有効分電力Ｐが求められる。有効分電力演算器２０の出力にゲイン２１を乗じて除算器２２に被除数として入力する。

一方、電圧検出器６、７によって検出されたクランプ式電力変換器３の直流側の正側直流電圧Ｅｐ及び負側直流電圧Ｅｎを加算器２３によって加算して端子Ｐと端子Ｎ間の直流電圧を求め、ゼロ除算防止のための下限リミッタ２４を介して乗算器２５によって直流電圧の２乗を演算し、その値を前述の除算器２２に除数として入力する。次に、平滑コンデンサ１及び２の直流電圧Ｅｐ、Ｅｎの差すなわちＥｎ−Ｅｐを減算器２６によって演算し、その差をＰＩ制御器２７に与える。そしてＰＩ制御器２７の出力と前記除算器２２の出力とを乗算器２８によって乗算し、中性点電位変動抑制制の補正量を求め、減算器１３に与えて３相の電流指令Ｉｕ^＊、Ｉｖ^＊、Ｉｗ^＊から直流分として減算する補正を行なう。

以上の構成における本発明のクランプ式電力変換装置の作用効果について、図５及び図６を参照して以下に説明する。

図５は図２に示したクランプ式３レベル電力変換器３と直流回路の関係を示す簡易モデル図である。

図５において、正側平滑コンデンサの直流電圧をＥｐ、負側平滑コンデンサの直流電圧をＥｎとし、その両者の接続点をＣ１とする。電力変換器の正側の等価インピーダンスをＺ１、負側の等価インピーダンスをＺ２とし、その中点をＣ２とする。そして図においてＺ１に流れ込む電流をＩ１、Ｚ２から流れ出す電流をＩ２、Ｃ１からＣ２に流れ込む電流をＩｃとすれば、
Ｉｃ＝Ｉ２−Ｉ１ … （１）
Ｉ１＝Ｅｐ／Ｚ１ … （２）
Ｉ２＝Ｅｎ／Ｚ２ … （３）
となる。ここで等価インピーダンスが正負バランスしていることを考慮すると、
Ｚ１＝Ｚ２＝Ｚ／２ … （４）
となる。ただしＺは総合負荷インピーダンスで、
Ｚ１＋Ｚ２＝Ｚ … （５）
と定義される。以上から、次式が得られる。

Ｉｃ＝(Ｅｎ／Ｚ２)−（Ｅｐ／Ｚ１）＝２（Ｅｎ−Ｅｐ）／Ｚ … （６）
ここで、総合負荷インピーダンスＺと直流電圧と有効分電力Ｐとの関係を考慮すると、
Ｐ＝Ｅ^２／Ｚ … （７）
ただし、ＥはＰとＮ間の直流電圧（Ｅｐ＋Ｅｎ）である。

式（７）を式（６）に代入すると、
Ｉｃ＝２・Ｐ(Ｅｎ−Ｅｐ)／Ｅ² … （８）
となる。従って、この式（８）を検出することにより中性点電流Ｉｃの検出が可能となることが分かる。図１における有効分電力演算器２０の出力は式（８）のＰに相当する。また、乗算器２５の出力は式（８）のＥ²に相当する。

ＰＩ制御器２７の出力は式（８）の（Ｅｎ−Ｅｐ）をＰＩ演算したものであるので、
Ｉｃ＝（２・Ｐ／Ｅ²) {Ｋｐ（Ｅｐ−Ｅｎ)＋Ｋｉ₀∫^t （Ｅｐ−Ｅｎ）ｄｔ}…（９）
となる。ここでＫｐはＰＩ制御の比例ゲイン、ＫｉはＰＩ制御の積分ゲインである。

次に図６を参照してこの中性点電流Ｉｃを低減させるためにはどのような操作量をどこに与えたら良いのかについて説明する。

図６は図２に示したクランプ式３レベル電力変換器３の単相分を等価回路で示したものであり、変換器部の単相等価回路３Ｓと平滑コンデンサ１、２の関係を示している。ここで単相とはＵ相及びＶ相の２相を示す。図６の等価回路において、例えばインバータ動作における交流出力はスイッチング素子のオンオフ状態によって３つの電位状態（ｐ、ｃ、ｎ）の何れかとなる。そして通常のインバータ動作においてはＵ相及びＶ相共電位状態ｐとｎの期間はバランスしている。ここで、電位状態ｐの期間をｎの期間に比較して増大させると、図示のＩｕ、Ｉｖが平滑コンデンサ１を充電する方向の電流が増大し、Ｅｐが増大することになる。

図６のＩｃはＥｎ＞Ｅｐのアンバランスによって流れているのであるから、これを減少させるには上記のようにＥｐが増大するようにＩｕ、Ｉｖを制御する。この制御の極性は、電位状態ｐの期間をｎの期間に比較して増大させることになるので、Ｉｕ、Ｉｖを増大させれば良いことになる。しかるに、本実施例においては図３に示した電流制御器１４のゲインを負としているため、Ｉｕ、Ｉｖを減少させて中性点電流Ｉｃを補正するようにしている。

以上説明したように図１における減算器１３によって中性点電流Ｉｃに応じて各相の電流が減少するように補正を行なえば中性点電流を減少させる制御が可能となる。そして式（９）に示した積分ゲインＫｉを大きくすれば、中性点電流をほぼゼロに制御することが可能となる。

図７は本発明の実施例２に係るクランプ式電力変換装置の回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係るクランプ式電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、制御回路１０Ａにおいて、図１における減算器１３に代えて加算器２９を設け、乗算器２８の出力を加算器２９に与えて電流制御器１４の出力を加算補正して各相の正弦波電圧指令信号Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を得る構成とした点である。

上記の構成とすることによっても中性点電流Ｉｃを確実に減少させるように補正することが可能となる。この理由は、例えば図６に示した等価回路において交流出力端子Ｕ、Ｖの直流分の電圧を上昇させることはコンデンサ１の電圧Ｅｐを増加させるのと等価であるからである。

従ってこの実施例２のように図７に置ける加算器２９によって中性点電流Ｉｃに応じて各相の電圧が増大するような補正を行なえば中性点電流を減少させる制御が可能となる。

以上の説明において、クランプ式電力変換器３がインバータ動作を行なう場合を説明したが、コンバータ動作の場合も同じように本発明が適用可能であることは明らかである。コンバータ動作の場合には、例えば図１において、電圧制御器１１は交流電圧ではなく、直流電圧を制御するように変更すれば良い。

本発明の実施例１に係るクランプ式電力変換装置の回路構成図。 クランプ式３レベル電力変換器３の主回路構成図。 電流制御器の内部構図。 有効分電力演算器の内部構成図。 クランプ式３レベル電力変換器と直流回路の関係を示す簡易モデル図。 クランプ式３レベル電力変換器の単相分を用いた等価回路図。 本発明の実施例２に係るクランプ式電力変換装置の回路構成図。

符号の説明

１ 平滑コンデンサ（正側）
２ 平滑コンデンサ（負側）
３ クランプ式３レベル電力変換器
３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ スイッチング素子
３Ｅ、３Ｆ クランプダイオード
３Ｓ 変換器部の単相等価回路
４ 電流検出器
５ 電圧検出器
６、７ 電圧検出器
１０ 制御回路
１１ 電圧制御器
１２ ＤＱ／ＵＶＷ変換器
１３ 減算器
１４ 電流制御器
１５ ＰＷＭ回路
１６Ａ、１６Ｂ ＵＶＷ／ＤＱ変換器
１７Ａ 上限リミッタ
１７Ｂ 下限リミッタ
１８ 選択回路
１９ ヒステリシスコンパレータ
２０ 有効分電力演算器
２１ ゲイン
２２ 除算器
２３ 加算器
２４ 下限リミッタ
２５ 乗算器
２６ 減算器
２７ ＰＩ制御器
２８ 乗算器
２９ 加算器
３０ 中性点電流検出回路

Claims (6)

1. 正側及び負側の平滑コンデンサを直列接続した直流部と、
   前記直流部の両端に並列接続され、夫々フライホイールダイオードが逆並列接続された第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子を直列接続し、その中点を交流端とする複数個の直列接続体と、
   前記直流部の中性点から、前記第１、第２のスイッチング素子の中点並びに前記第３、第４のスイッチング素子の中点に接続されたクランプダイオードと、
   交流電圧指令及び交流電流指令の少なくとも１つに基づいて前記スイッチング素子にゲート駆動信号を供給する制御手段と
   を具備し、
   前記制御手段は、
   有効分出力電力と正側直流電圧及び負側直流電圧から中性点電流を推定する中性点電流検出手段を有し、この中性点電流検出手段の出力に応じて前記交流電圧指令及び交流電流指令の少なくとも１つを補正して前記中性点の電位変動を抑制するようにしたことを特徴とするクランプ式電力変換装置。
2. 前記有効電力検出手段は、
   交流電圧及び交流電流を夫々２軸の有効分と無効分に変換し、電圧と電流の有効分同士及び無効分同士を乗算したものの加算値として求めるようにし、前記電流の有効分には上下限リミットとゼロ電流近傍におけるヒステリシス特性を持たせるようにしたことを特徴とする請求項１に記載のクランプ式電力変換装置。
3. 前記中性点電流検出手段は、
   前記有効分出力電力を前記前記直流部の両端の電圧の２乗で除算し、得られた結果を
   前記正側及び負側の直流電圧の偏差を入力とするＰＩ制御器の出力に乗算して得るようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のクランプ式電力変換装置。
4. 前記制御手段は、
   交流電圧または直流部の電圧が所望の電圧となるように制御する電圧制御器と、
   前記電圧制御器の出力を３相の電流指令に変換する変換器と、
   前記３相の電流指令と３相のフィードバック電流の編差が小さくなるように３相の電圧指令を出力し、この３相の電圧指令に基づいて前記スイッチング素子にゲート駆動信号を供給するようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のクランプ式電力変換装置。
5. 前記中性点電位検出手段の出力を負のフィードバックとして
   前記３相電流指令を補正するようにしたことを特徴とする請求項４に記載のクランプ式電力変換装置。
6. 前記中性点電位検出手段の出力を正のフィードバックとして
   前記３相電圧指令を補正するようにしたことを特徴とする請求項４に記載のクランプ式電力変換装置。

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