JP2012170189A - 電力変換装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】単相３線式の電力系統に連系される電力変換装置において、直流側の対地電圧を安定化する。
【解決手段】ＤＣ／ＡＣ変換器５０は、単相３線式の交流電力系統４０に連系される。ＤＣ／ＡＣ変換器５０の直流側には、直列接続されたコンデンサＣｈ，Ｃｌからなる平滑回路が設けられる。平滑回路の中点Ｂは、交流電力系統４０の中性点Ａと電気的に接続される。制御部６０は、直流電圧目標値Ｖｄｃ＊と電圧センサ５８の直流端子間電圧検出値Ｖｄｃとの偏差に基づいて、フルブリッジ回路を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４をスイッチング制御するための第１のスイッチング制御手段と、電圧センサ６２の直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｈと電圧センサ６４の直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｌとの偏差に基づいて、トランジスタＱ１〜Ｑ４をスイッチング制御するための第２のスイッチング制御手段とを含む。
【選択図】図２

Description

この発明は、電力変換装置およびその制御方法に関し、より特定的には、単相３線式の電力系統に連系される電力変換装置およびその制御方法に関する。

近年、太陽電池、風力発電装置および燃料電池のような分散電源装置が普及し始めている。現状では、分散電源装置が発電した直流電力を交流電力に変換し、さらに、その交流電力を、電力を消費する機器において直流電力に変換して使用する。このように、直流−交流変換および交流−直流変換が行なわれるため、その電力変換のたびに電力損失が生じる。そこで、分散電源装置が発電する直流電力を交流電力に変換することなく、直流電力のまま送電して機器で使用することにより、変換損失を低減させる直流給電システムが提案されている。

このような直流給電システムにおいては、単相３線式の商用電力系統に連系される電力変換装置によって、分散電源装置が発電する直流電力を交流電力に変換して商用電力系統に供給するとともに、商用電力系統の交流電力を直流電力に変換して機器に供給する構成が採用されている。そして、この種の電力変換装置としては、複数のスイッチング素子からなるインバータブリッジと連系リレーとから構成され、インバータブリッジでＰＷＭ（パルス幅変調）制御によって直流電力を交流電力に変換して、連系リレーを介して単相３線式の商用電力系統の中性線以外の２線（Ｒ相線、Ｔ相線）に供給可能に構成されたものがある。

特開平１０−１８９２８７号公報

上記の従来の電力変換装置においては、インバータブリッジの直流側には、インバータブリッジへの入力電圧の変動を抑えるために、直列接続された２個のコンデンサからなる平滑回路が接続されている。そして、この２個のコンデンサの中点は、単相３線式の商用電力系統の中性点に接続されている。２個のコンデンサの中点と単相３線式の商用電力系統の中性点とを接続することによって、Ｒ相線および中性線間および中性線およびＴ相線間に対して同じ電圧を供給するためである。

しかしながら、インバータブリッジの特性の変化やＰＷＭ制御における制御誤差、配線の寄生容量からの漏電などの要因により、２個のコンデンサが必ずしも同じ電圧を出力するとは限らず、２個のコンデンサの間で電圧のアンバランスが生じるという不具合が起きてしまう。そして、２個のコンデンサの間で電圧のアンバランスが生じると、２個のコンデンサの中点の対地電圧が不安定となる虞がある。

それゆえ、この発明はかかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、単相３線式の電力系統に連系される電力変換装置において、直流側の対地電圧を安定化することである。

この発明のある局面に従えば、単相３線式の交流電力系統に連系される電力変換装置であって、直流正母線および直流負母線の間に直列接続された第１および第２のコンデンサからなる平滑回路と、平滑回路の直流端子に接続され、複数のスイッチング素子によって平滑回路の直流電力と電力系統の交流電力との間で電力変換を行なう電力変換回路と、平滑回路の直流端子間電圧、直流正母線および平滑回路の中点間の第１の直流電圧および、直流負母線および平滑回路の中点間の第２の直流電圧を検出する電圧センサと、電力変換回路の電力変換動作を制御するための制御装置とを備える。平滑回路の中点は、電力系統の中性点と電気的に接続される。制御装置は、直流電圧目標値と電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するための第１のスイッチング制御手段と、電圧センサの第１の直流電圧検出値と第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するための第２のスイッチング制御手段とを含む。

好ましくは、第２のスイッチング制御手段は、第１の直流電圧検出値が第２の直流電圧検出値よりも大きい場合には、平滑回路および電力系統の間で、第１のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。

好ましくは、第２のスイッチング制御手段は、第２の直流電圧検出値が第１の直流電圧検出値よりも大きい場合には、平滑回路および電力系統の間で、第２のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。

好ましくは、第１のスイッチング制御手段は、直流電圧目標値と直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子のデューティー比を設定する。第２のスイッチング制御手段は、第１の直流電圧検出値と第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、第１または第２のコンデンサを放電させるためのスイッチング素子のオン期間を算出し、算出されたオン期間に従ってデューティー比を補正する。

好ましくは、、電力変換装置は、平滑回路の中点および電力系統の中性点を接続する配線をさらに備える。

この発明の別の局面に従えば、単相３線式の電力系統に連系される電力変換装置の制御方法であって、電力変換装置は、直流正母線および直流負母線の間に直列接続された第１および第２のコンデンサからなる平滑回路と、平滑回路の直流端子に接続され、複数のスイッチング素子によって平滑回路の直流電力と電力系統の交流電力との間で電力変換を行なう電力変換回路と、平滑回路の直流端子間電圧、直流正母線および平滑回路の中点間の第１の直流電圧および、直流負母線および平滑回路の中点間の第２の直流電圧を検出する電圧センサと含む。平滑回路の中点は、電力系統の中性点と電気的に接続される。制御方法は、電力変換回路の電力変換動作を制御するステップを備える。制御するステップは、直流電圧目標値と電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップと、電圧センサの第１の直流電圧検出値と第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップとを含む。

好ましくは、第１の直流電圧検出値と第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、第１の直流電圧検出値が第２の直流電圧検出値よりも大きい場合には、平滑回路および電力系統の間で、第１のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。

好ましくは、第１の直流電圧検出値と第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、第２の直流電圧検出値が第１の直流電圧検出値よりも大きい場合には、平滑回路および電力系統の間で、第２のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。

好ましくは、直流電圧目標値と電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、直流電圧目標値と直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子のデューティー比を設定する。第１の直流電圧検出値と第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、第１の直流電圧検出値と第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、第１または第２のコンデンサを放電させるためのスイッチング素子のオン期間を算出し、算出されたオン期間に従ってデューティー比を補正する。

この発明によれば、直列接続された２個のコンデンサからなる平滑回路の中点を単相３線式の電力系統の中性点に電気的に接続した構成において、当該２個のコンデンサの電圧差に応じた電力変換回路のスイッチング制御により、平滑回路と電力系統との間で、コンデンサを放電させるための電流循環経路を形成することができる。これにより、２個のコンデンサの電圧のアンバランスを平衡に保つことができ、平滑回路の中点の対地電圧を安定させることができる。

この発明の実施の形態に従う電力変換装置が適用される直流給電システムの全体の構成を概略的に示す図である。 図１におけるＤＣ／ＡＣ変換器の詳細な構成を示す回路図である。 ＤＣ／ＡＣ変換器の電力変換動作を説明する図である。 コンデンサＣｈ，Ｃｌの電圧のアンバランスを補償するためのスイッチング制御を説明する図である。 図４に示すスイッチング制御をさらに詳細に説明する図である。 図４に示すスイッチング制御を説明するための時間波形図である。 図２における制御部の制御構造を示す図である。 図２における制御部の制御構造の変形例１を示す図である。 図２における制御部の制御構造の変形例２を示す図である。 本実施の形態に係るＤＣ／ＡＣ変換器の変形例の詳細な構成を示す回路図である。 図１におけるＡＣ／ＤＣ変換器の詳細な構成を示す回路図である。 ＡＣ／ＤＣ変換器の電力変換動作を説明する図である。 ＡＣ／ＤＣ変換器の電力変換動作を説明する図である。 コンデンサＣｈ，Ｃｌの電圧のアンバランスを補償するためのスイッチング制御を説明する図である。 図１１における制御部の制御構造を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

（直流給電システムの構成）
図１は、この発明の実施の形態に従う電力変換装置が適用される直流給電システムの全体の構成を概略的に示す図である。

図１を参照して、本実施の形態に従う直流給電システムは、直流バス１と、太陽光発電システム２と、蓄電池システム３と、系統電力システム４とを備える。

直流バス１は、直流負荷群５に直流電力を供給する。直流負荷群５は、一例として、家庭で使用される空調機、冷蔵庫、洗濯機、テレビ、照明装置またはパーソナルコンピュータのような電気機器である。あるいは、オフィスで使用されるコンピュータ、複写機またはファクシミリのような電気機器や、または、店舗で使用されるショーケースまたは照明装置のような電気機器であってもよい。直流バス１には、太陽光発電システム２、蓄電池システム３および系統電力システム４が接続されている。

なお、本実施の形態に従う直流給電システムにおいては、直流バス１、太陽光発電システム２、蓄電池システム３、系統電力システム４および直流負荷群５をそれぞれ１個ずつ備える場合について説明するが、これらの個数には制限がなく、１個でも複数個であってもよい。

直流バス１は、電力線対である正母線ＰＬおよび負母線ＮＬで構成される。
太陽光発電システム２は、太陽電池２０と、ＤＣ／ＤＣ変換器３０とを含む。ＤＣ／ＤＣ変換器３０は、太陽電池２０と直流バス１との間に配置されており、太陽電池２０から受ける直流電力を電圧変換して直流バス１へ供給する。ＤＣ／ＤＣ変換器３０における電圧変換動作は、太陽電池２０の出力電圧と、直流バス１の電圧（正母線ＰＬおよび負母線ＮＬの間の線間電圧）とに応じて、図示しない制御部からのスイッチング指令に従って制御される。

蓄電池システム３は、蓄電池１０と、ＤＣ／ＤＣ変換器１２とを含む。蓄電池１０は、充放電可能な電力貯蔵要素であり、代表的にリチウムイオン二次電池やニッケル水素電池などの二次電池で構成される。蓄電池１０は、一例として、定格電圧３８０Ｖおよび１０Ａｈを有している。ＤＣ／ＤＣ変換器１２は、蓄電池１０と直流バス１との間に配置されており、蓄電池１０から受ける直流電力を電圧変換して直流バス１へ供給する。また、ＤＣ／ＤＣ変換器１２は、直流バス１から受ける直流電力を電圧変換して蓄電池１０へ供給する。ＤＣ／ＤＣ変換器１２における電圧変換動作は、蓄電池１０の出力電圧と、直流バス１の電圧とに応じて、図示しない制御部からのスイッチング指令に従って制御される。

系統電力システム４は、直流バス１との間で直流電力の授受を行なう。系統電力システム４は、ＤＣ／ＡＣ変換器５０と、ＡＣ／ＤＣ変換器７０と、系統電力４０とを含む。

系統電力４０は、電力会社等から受電する電力（たとえば、ＡＣ２００Ｖとする）である。系統電力４０は、単相３線式の商用交流電力系統から供給される。単相３線式の商用交流電力系統は、中性線が抵抗Ｒｇ１を介して接地されており、中性線以外の２線（Ｒ相線ＲＬおよびＴ相線ＴＬ）を使用してＡＣ２００Ｖを供給する。

ＤＣ／ＡＣ変換器５０およびＡＣ／ＤＣ変換器７０は、直流バス１および系統電力４０の間に並列接続される。ＤＣ／ＡＣ変換器５０は、直流バス１から受ける直流電力を交流電力に変換して系統電力４０へ供給する。一方、ＡＣ／ＤＣ変換器７０は、系統電力４０から受ける交流電力を直流電力に変換して直流バス１へ供給する。本実施の形態に従う直流給電システムにおいては、ＡＣ／ＤＣ変換器５０を介して電力会社等から系統電力を買う（買電）するとともに、ＤＣ／ＡＣ変換器７０を介して余剰電力を電力会社等に売る（売電）することを可能に構成されている。

（ＤＣ／ＡＣ変換器の構成）
次に、図面を参照して、この発明の実施の形態に従う電力変換装置の一形態であるＤＣ／ＡＣ変換器５０の構成について説明する。

図２は、図１におけるＤＣ／ＡＣ変換器５０の詳細な構成を示す回路図である。
図２を参照して、ＤＣ／ＡＣ変換器５０は、コンデンサＣｈ，Ｃｌと、ＤＣ／ＡＣ変換部５２と、連系リアクトル５４，５６と、直流電圧検出部５８，６２，６４と、制御部６０とを含む。

コンデンサＣｈ，Ｃｌは、直流バス１を構成する正母線ＰＬおよび負母線ＮＬとの間に直列に接続され、平滑回路を構成する。コンデンサＣｈ，Ｃｌは同じ容量とする。これにより、コンデンサＣｈ，Ｃｌの中点（図中の点Ｂ）に正母線ＰＬと負母線ＮＬとの中間電位を生成することができる。また、コンデンサＣｈとコンデンサＣｌとの中点Ｂは、抵抗Ｒｇ２を介して接地されている。したがって、たとえば正母線ＰＬおよび負母線ＮＬの線間電圧が３８０Ｖ（蓄電池３の定格電圧）である場合、正母線ＰＬ、負母線ＮＬ、中点Ｂにおける電位はそれぞれ、＋１９０Ｖ，−１９０Ｖ，接地電位（０Ｖ）となる。

ＤＣ／ＡＣ変換部５２は、制御部６０からのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４に応じて、直流バス１から受けた直流電力を交流電力に変換して系統電力４０へ出力する。ＤＣ／ＡＣ変換部５２は、スイッチング素子であるトランジスタＱ１〜Ｑ４と、ダイオードＤ１〜Ｄ４とを含む。トランジスタＱ１，Ｑ３は、直流バス１を構成する正母線ＰＬおよび負母線ＮＬの間に直列に接続される。トランジスタＱ１とトランジスタＱ３との中間点はＲ相線ＲＬに接続される。連系リアクトル５４は、Ｒ相線ＲＬに介挿接続される。

トランジスタＱ２，Ｑ４は、正母線ＰＬおよび負母線ＮＬの間に直列に接続される。トランジスタＱ２とトランジスタＱ４との中間点はＴ相線ＴＬに接続される。連系リアクトル５６は、Ｔ相線ＴＬに介挿接続される。各トランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ接続されている。

なお、トランジスタＱ１〜Ｑ４として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。または、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）等の電力スイッチング素子を用いてもよい。

直流電圧検出部５８は、正母線ＰＬと負母線ＮＬとの間に接続され、直流バス１からＤＣ／ＡＣ変換器５０へ供給される直流電力の電圧Ｖｄｃを検出し、その検出結果を制御部６０へ出力する。

直流電圧検出部６２は、正母線ＰＬと中点Ｂとの間に接続され、コンデンサＣｈの両端の電圧Ｖｄｃ＿ｈ（正母線ＰＬと中点Ｂ間の電圧に相当する。）を検出し、その検出結果を制御部６０へ出力する。

直流電圧検出部６４は、中点Ｂと負母線ＮＬとの間に接続され、コンデンサＣｌの両端の電圧Ｖｄｃ＿ｌ（中点Ｂと負母線ＮＬ間の電圧に相当する。）を検出し、その検出結果を制御部６０へ出力する。

制御部６０は、直流電圧検出部５８から受けた電圧Ｖｄｃと、直流電圧検出部６２から受けた電圧Ｖｄｃ_ｈと、直流電圧検出部６４から受けた電圧Ｖｄｃ＿ｌとに基づいて、後述する制御構造に従って、トランジスタＱ１〜Ｑ４のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成し、ＤＣ／ＡＣ変換部５２を制御する。

以下、図３を参照して、ＤＣ／ＡＣ変換器５０の電力変換動作について説明する。
電力変換動作時においては、制御部６０は、直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧目標値Ｖｄｃ＊となるようにスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。なお、電圧目標値Ｖｄｃ＊は、たとえば３８０Ｖのように事前に決定し、図示しない記憶部に格納しておくことができる。あるいは、制御部６０と直流給電システムの外部との間で通信を行なうことによって、所望の電圧値を適宜取得するようにしてもよい。

制御部６０は、フルブリッジ回路を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４において、トランジスタＱ１およびＱ４を１組のスイッチペアとし、トランジスタＱ２およびＱ３をもう１組のスイッチペアとして、２組のスイッチペアを交互にオン・オフさせる。図３では、オン状態のスイッチペアのみを実線で表わすものとする。

図３に示すように、制御部６０は、系統電力の半周期（以下、「期間１」と称す）では、トランジスタＱ２およびＱ３のスイッチペアをオフ状態とする一方で、トランジスタＱ１およびＱ４のスイッチペアを所定のデューティー比（トランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチング周期に対するオン期間の割合）でオン・オフさせる。この期間１では、トランジスタＱ１およびＱ４のオン期間にトランジスタＱ１およびＱ４を通って系統電力４０側へ電流が流れることにより、直流側から交流側へ通電する。そして、トランジスタＱ１〜Ｑ４のオフ期間に電流平滑用の連系リアクトル５４，５６中の電磁エネルギーが系統電力４０とダイオードＤ２，Ｄ３とを通って直流側へ還流される。トランジスタＱ１〜Ｑ４のオフ期間に電流平滑用の連系リアクトル５４，５６中の電磁エネルギーが減少していくと、回路の通電は行なわれなくなる。

続いて、系統電力の次の半周期（以下、「期間２」と称す）では、制御部６０は、トランジスタＱ１およびＱ４のスイッチペアをオフ状態とする一方で、トランジスタＱ２およびＱ３のスイッチペアを所定のデューティー比でオン・オフさせる。この期間２では、トランジスタＱ２およびＱ３のオン期間にトランジスタＱ２およびＱ３を通って系統電力４０側へ電流が流れることにより、直流側から交流側へ通電する。そして、トランジスタＱ１〜Ｑ４のオフ期間に電流平滑用の連系リアクトル５４，５６中の電磁エネルギーが系統電力４０とダイオードＤ１，Ｄ４とを通って直流側へ還流される。トランジスタＱ１〜Ｑ４のオフ期間に電流平滑用の連系リアクトル５４，５６中の電磁エネルギーが減少していくと、回路の通電は行なわれなくなる。

このように、フルブリッジ回路の２組のスイッチペアを交互にオン・オフさせることによって、正弦波の出力波形を有する交流電力をＲ相線ＲＬおよびＴ相線ＴＬの間に出力することができる。なお、上記の期間１および期間２では、直流電圧Ｖｄｃが電圧目標値Ｖｄｃ＊よりも大きい場合には、制御部６０は、系統電力４０側へ伝達されるエネルギーを増やすように、各スイッチペアのデューティー比を増大させる。一方、直流電圧Ｖｄｃが電圧目標値Ｖｄｃ＊より小さい場合には、制御部６０は、系統電力４０側へ伝達されるエネルギーを減らすように、各スイッチペアのデューティー比を減少させる。

しかしながら、上述したトランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチング制御においては、トランジスタＱ１〜Ｑ４およびコンデンサＣｈ，Ｃｌの特性の変化や制御部６０の制御誤差によるスイッチング制御信号のずれなどに起因して、１組のスイッチペアを構成する２個のトランジスタにおいて、スイッチングタイミングにずれが生じることがある。スイッチングタイミングにずれが生じると、平滑回路においては、コンデンサＣｈに蓄えられる電荷量とコンデンサＣｌに蓄えられる電荷量とが異なってくる。これにより、コンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｈと、コンデンサＣｌの電圧Ｖｄｃ＿ｌとの間にアンバランスが生じるという不具合が起きてしまう。そして、このようにコンデンサＣｈ，Ｃｌ間で電圧のアンバランスが生じると、平滑回路の中点Ｂの対地電圧が不安定となる虞がある。

このような不具合を回避するため、本実施の形態に係るＤＣ／ＡＣ変換器では、電圧目標値Ｖｄｃ＊に基づいて生成された本来のスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４に対して、コンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｈとコンデンサＣｌの電圧Ｖｄｃ＿ｌとのアンバランスを補償するための補正処理を実行する。

以下に、図面を参照して、本発明の実施の形態に係るスイッチング制御信号の補正処理について詳細に説明する。

図４は、コンデンサＣｈ，Ｃｌの電圧のアンバランスを補償するためのスイッチング制御を説明する図である。

図４を参照して、本発明の実施の形態に係るスイッチング制御では、図２に示した期間１（系統電力の半周期）において、トランジスタＱ１およびＱ４のオン期間と、トランジスタＱ１〜Ｑ４のオフ期間との間に、平滑回路の中点Ｂの電位を補正するための期間（以下、「中点電位補正期間」と称する）を設ける。

この中点電位補正期間では、制御部６０は、コンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｈとコンデンサＣｌの電圧Ｖｄｃ＿ｌとが等しくなるように、トランジスタＱ１〜Ｑ４のオン・オフを固定する。たとえば、コンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｈがコンデンサＣｌの電圧Ｖｄｃ＿ｌよりも大きい場合には、図４に示すように、トランジスタＱ１をオンに固定し、トランジスタＱ２〜Ｑ４をオフに固定する。

このようにすると、中点電位補正期間では、図５に示すように、平滑回路および系統電力４０の間で、トランジスタＱ１〜連系リアクトル５４〜Ｒ相線ＲＬ〜中性点Ａ〜抵抗Ｒｇ１〜接地〜抵抗Ｒｇ２〜中点Ｂという、コンデンサＣｈを放電させるための電流循環経路が形成され、この電流循環経路を放電電流が流れる。そして、コンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ_ｈとコンデンサＣｌの電圧Ｖｄｃ＿ｌとが等しくなって中点電位補正期間が終了すると、トランジスタＱ１〜Ｑ４はいずれもオフ状態となる。

図６は、図４に示すスイッチング制御を説明するための時間波形図である。なお、図６は、図２および図４に示した期間１におけるスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４の時間波形を示したものである。図６では、トランジスタＱ１，Ｑ４のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４が示される。一方、トランジスタＱ２，Ｑ３のオン・オフするためのスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ３は、期間１ではＬ（論理ロー）レベルに固定されているため、その図示が省略されている。

図６を参照して、期間１では、制御部６０から、所定のデューティー比のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４が出力される。スイッチング制御信号Ｓ１およびＳ４がＨ（論理ハイ）レベルとなる期間（図中の期間Ｔ）において、トランジスタＱ１およびＱ４がいずれもオン状態となる。一方、スイッチング制御信号Ｓ１およびＳ４がＬレベルとなる期間において、トランジスタＱ１およびＱ４がいずれもオフ状態となる。

制御部６０は、直流電圧検出部６２から受けた電圧Ｖｄｃ_ｈと、直流電圧検出部６４から受けた電圧Ｖｄｃ＿ｌとの差から電圧偏差を算出し、この電圧偏差に応じて中点電位補正期間を算出する。

コンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｈがコンデンサＣｌの電圧Ｖｄｃ＿ｌよりも大きい場合には、中点電位補正期間をΔＴとすると、スイッチング制御信号Ｓ１およびＳ４は、Ｈレベルとなる期間がスイッチング制御信号Ｓ１の方がΔＴだけ長くなるように補正される。図６では、一例として、スイッチング制御信号Ｓ１は、Ｈレベルとなる期間がＴ＋ΔＴ／２となるように補正され、スイッチング制御信号Ｓ４は、Ｈレベルとなる期間がＴ−ΔＴ／２となるように補正される。これにより、中点電位補正期間では、トランジスタＱ１をオンに固定する一方で、トランジスタＱ４をオフに固定することができ、図５に示したコンデンサＣｈを放電させるための電流循環経路を形成することができる。

なお、コンデンサＣｌの電圧Ｖｄｃ＿ｌがコンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｈよりも大きい場合には、スイッチング制御信号Ｓ１およびＳ４は、Ｈレベルとなる期間がスイッチング制御信号Ｓ４の方が中点電位補正期間ΔＴだけ長くなるように補正される。これにより、中点電位補正期間では、トランジスタＱ４をオンに固定する一方で、トランジスタＱ１をオフに固定することができ、コンデンサＣｌを放電させるための電流循環経路を形成することができる。

以上のように、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、コンデンサＣｈおよびＣｌの中点Ｂと単相３線式の商用交流電力系統の中性点Ａとを電気的に接続することにより、ＤＣ／ＡＣ変換器５０を介して、平滑回路と系統電力４０との間に、コンデンサＣｈまたはＣｌを放電させるための電流循環経路を形成することができる。この結果、コンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｈとコンデンサＣｌの電圧Ｖｄｃ＿ｌとを平衡に保つことができ、平滑回路の中点Ｂの対地電圧を安定させることができる。

図７は、図２における制御部６０の制御構造を示す図である。
図７を参照して、制御部６０は、減算部６００，６０３〜６０５と、加算部６０１，６０２と、ＰＩ制御部６１０，６１５と、搬送波比較器６１１〜６１４と、ＮＯＴ回路６２１，６２４とを含む。

減算部６００は、直流電圧Ｖｄｃと電圧目標値Ｖｄｃ＊との差から電圧偏差を演算し、ＰＩ制御部６１０へ出力する。

ＰＩ制御部６１０は、少なくとも比例要素（Ｐ：proportional element）および積分要素（Ｉ：integral element）を含んで構成され、減算部６００から電圧偏差を受けると、この入力された電圧偏差に応じて、各トランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチング周期（搬送波信号の周期）に対するオン期間の割合としてのデューティー比ｄを演算する。

減算部６０５は、電圧Ｖｄｃ＿ｈと電圧Ｖｄｃ＿ｌとの差から電圧偏差を演算し、ＰＩ制御部６１５へ出力する。

ＰＩ制御部６１５は、減算部６０５から電圧偏差を受けると、この入力された電圧偏差に応じて、中点電位補正期間としてのトランジスタのオン期間を算出する。そして、ＰＩ制御部６１５は、この算出されたオン期間を確保するのに必要なデューティー比の補正量Δｄを演算する。

加算部６０１は、ＰＩ制御部６１０から入力されたデューティー比ｄに、ＰＩ制御部６１５から入力されたデューティー比の補正量Δｄを加算し、デューティー比指令（ｄ＋Δｄ）を生成する。加算部６０１は、生成されたデューティー比指令を搬送波比較器６１１へ出力する。

加算部６０２は、ＰＩ制御部６１０から入力されたデューティー比ｄに、ＰＩ制御部６１５から入力されたデューティー比の補正量Δｄを加算し、デューティー比指令（ｄ＋Δｄ）を生成する。加算部６０２は、生成されたデューティー比指令を搬送波比較器６１２へ出力する。

減算部６０３は、ＰＩ制御部６１０から入力されたデューティー比ｄから、ＰＩ制御部６１５から入力されたデューティー比の補正量Δｄを減算し、デューティー比指令（ｄ−Δｄ）を生成する。加算部６０１は、生成されたデューティー比指令を搬送波比較器６１３へ出力する。

減算部６０４は、ＰＩ制御部６１０から入力されたデューティー比ｄから、ＰＩ制御部６１５から入力されたデューティー比の補正量Δｄを減算し、デューティー比指令（ｄ−Δｄ）を生成する。加算部６０２は、算出されたデューティー比指令を搬送波比較器６１４へ出力する。

搬送波比較器６１１は、デューティー比指令（ｄ＋Δｄ）と搬送波信号（たとえば三角波信号とする）とを比較し、その比較結果に応じた２値信号をＮＯＴ回路６２１により反転して、トランジスタＱ１のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１を生成する。

搬送波比較器６１２は、デューティー比指令（ｄ＋Δｄ）と搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号からなるトランジスタＱ２のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ２を生成する。

搬送波比較器６１３は、デューティー比指令（ｄ−Δｄ）と搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号からなるトランジスタＱ３のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ３を生成する。

搬送波比較器６１４は、デューティー比指令（ｄ−Δｄ）と搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号をＮＯＴ回路６２４により反転して、トランジスタＱ４のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ４を生成する。

なお、図７では、各スイッチング制御信号のデューティー比ｄに対して、補正量Δｄを加算／減算することによって、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を補正する構成について説明したが、図８および図９に示すように、１組のスイッチペアを構成する２個のトランジスタにそれぞれ対応する２個のスイッチング制御信号の一方のみを補正するように構成してもよい。

また、図６ではスイッチング制御信号Ｓ４がＬレベルに遷移した後もスイッチング制御信号Ｓ１が継続してＨレベルとなるように制御することで、トランジスタＱ１のみをオンする期間（中点電位補正期間）を形成する構成について説明したが、どのようなタイミングで中点電位補正期間を設けてもよい。たとえばスイッチング制御信号Ｓ１をスイッチング制御信号Ｓ４よりも先にＨレベルに遷移させる構成としてもよい。あるいは、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４がＨレベルとなる期間とは別のタイミングで、スイッチング制御信号Ｓ１のみをＨレベルとする期間を設けてもよい。

なお、本実施の形態では、電力変換器のスイッチング制御として、バイポーラスイッチング方式を説明したが、本発明の適用はバイポーラスイッチング方式に限定されるものではない。すなわち、本発明は、トランジスタＱ１およびＱ４、またはトランジスタＱ２およびＱ３をオンするエネルギー伝達期間と、トランジスタＱ１〜Ｑ４のいずれか１つをオンする中点電位補正期間とを設けられる全てのスイッチング方式に適用することが可能である。

［変形例１］
図８は、図２における制御部６０の制御構造の変形例１を示す図である。

図８を参照して、変形例１に係る制御部６０Ａは、図７に示す制御部６０と比較して、減算部６０３，６０４を備えていない点でのみ異なる。

図８に示す構成において、加算部６０１は、ＰＩ制御部６１０から入力されたデューティー比ｄに、ＰＩ制御部６１５から入力されたデューティー比の補正量Δｄを加算し、デューティー比指令（ｄ＋Δｄ）を生成する。搬送波比較器６１１は、デューティー比指令（ｄ＋Δｄ）と搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号をＮＯＴ回路６２１により反転して、トランジスタＱ１のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１を生成する。

加算部６０２は、ＰＩ制御部６１０から入力されたデューティー比ｄに、ＰＩ制御部６１５から入力されたデューティー比の補正量Δｄを加算し、デューティー比指令（ｄ＋Δｄ）を生成する。搬送波比較器６１２は、デューティー比指令（ｄ＋Δｄ）と搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号からなるトランジスタＱ２のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ２を生成する。

搬送波比較器６１３は、デューティー比ｄと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号からなるトランジスタＱ３のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ３を生成する。

搬送波比較器６１４は、デューティー比ｄと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号をＮＯＴ回路６２４により反転して、トランジスタＱ４のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ４を生成する。

このように、本変形例１では、１組のスイッチペアを構成する２個のトランジスタにそれぞれ対応する２個のスイッチング制御信号の一方のデューティー比ｄに補正量Δｄを加算することによって、中点電位補正期間を確保している。

［変形例２］
図９は、図２における制御部６０の制御構造の変形例２を示す図である。

図９を参照して、変形例２に係る制御部６０Ｂは、図７に示す制御部６０と比較して、加算部６０１，６０２を備えていない点でのみ異なる。

図９に示す構成において、減算部６０３は、ＰＩ制御部６１０から入力されたデューティー比ｄから、ＰＩ制御部６１５から入力されたデューティー比の補正量Δｄを減算し、デューティー比指令（ｄ−Δｄ）を生成する。搬送波比較器６１１は、デューティー比指令（ｄ−Δｄ）と搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号をＮＯＴ回路６２１により反転して、トランジスタＱ１のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１を生成する。

減算部６０４は、ＰＩ制御部６１０から入力されたデューティー比ｄから、ＰＩ制御部６１５から入力されたデューティー比の補正量Δｄを減算し、デューティー比指令（ｄ−Δｄ）を生成する。搬送波比較器６１２は、デューティー比指令（ｄ−Δｄ）と搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号からなるトランジスタＱ２のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ２を生成する。

搬送波比較器６１３は、デューティー比ｄと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号からなるトランジスタＱ３のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ３を生成する。

搬送波比較器６１４は、デューティー比ｄと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた２値信号をＮＯＴ回路６２４により反転して、トランジスタＱ４のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ４を生成する。

このように、本変形例２では、１組のスイッチペアを構成する２個のトランジスタにそれぞれ対応する２個のスイッチング制御信号の一方のデューティー比ｄに補正量Δｄを減算することによって、中点電位補正期間を確保している。

なお、上述した実施の形態においては、電力変換装置の一形態として、平滑回路を構成するコンデンサＣｈ，Ｃｌの中点Ｂを抵抗Ｒｇ２を介して接地することにより、中点Ｂと単相３線式交流電力系統の中性点Ａとが電気的に接続されてなるＤＣ／ＡＣ変換器について例示したが、本願発明は、平滑回路の中点Ｂと単相３線式交流電力系統の中性点Ａとが電気的に接続されてなるＤＣ／ＡＣ変換器に適用することが可能である。たとえば、図１０に示すように、平滑回路の中点Ｂを単相３線式交流電力系統の中性線に接続する構成についても、本願発明は適用可能である。なお、図１０に示す構成では、平滑回路の中点Ｂと単相３線式交流電力系統の中性点Ａとを結ぶ中性線には抵抗Ｒｇ３が介挿接続される。この抵抗Ｒｇ３は、中点Ｂと中性点Ａとの間に過大な電流が流れることを防止するために接続されているが、必ずしも中性線に抵抗を介挿接続させる必要はない。たとえば、抵抗Ｒｇ３には、中点Ｂと中性点Ａとを結ぶ中性線の配線インピーダンスが含まれる。

（ＡＣ／ＤＣ変換器の構成）
図１１は、図１におけるＡＣ／ＤＣ変換器７０の詳細な構成を示す回路図である。

図１１を参照して、ＡＣ／ＤＣ変換器７０は、図２に示すＤＣ／ＡＣ変換器５０とは回路構成が基本的に同じであり、コンデンサＣｈ，Ｃｌと、ＡＣ／ＤＣ変換部７２と、連系リアクトル７４，７６と、直流電圧検出部７８，８２，８４と、制御部８０とを含む。

コンデンサＣｈ，Ｃｌは、正母線ＰＬおよび負母線ＮＬの間に直列に接続される。コンデンサＣｈ，Ｃｌの中点Ｂは、抵抗Ｒｇ２を介して接地されている。

ＡＣ／ＤＣ変換部７２は、制御部８０からのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に応じて、系統電力４０から受けた交流電力を直流電力に変換して直流バス１へ出力する。ＡＣ／ＤＣ変換部７２は、スイッチング素子であるトランジスタＱ１１〜Ｑ１４と、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４とを含む。トランジスタＱ１１，Ｑ１３は、正母線ＰＬおよび負母線ＳＬの間に直列に接続される。トランジスタＱ１１とトランジスタＱ１３との中間点はＲ相線ＲＬに接続される。連系リアクトル７４は、Ｒ相線ＲＬに介挿接続される。

トランジスタＱ１２，Ｑ１４は、正母線ＰＬおよび負母線ＳＬの間に直列に接続される。トランジスタＱ１２とトランジスタＱ１４との中間点はＴ相線ＴＬに接続される。連系リアクトル７６は、Ｔ相線ＴＬに介挿接続される。各トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１１〜Ｄ１４がそれぞれ接続されている。

なお、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４として、たとえば、ＩＧＢＴを用いることができる。または、パワーＭＯＳＦＥＴ等の電力スイッチング素子を用いてもよい。

直流電圧検出部７８は、正母線ＰＬと負母線ＮＬとの間に接続され、ＡＣ／ＤＣ変換部７２から直流バス１へ供給される直流電力の電圧値Ｖｄｃを検出し、その検出結果を制御部８０へ出力する。

直流電圧検出部８２は、正母線ＰＬと中点Ｂとの間に接続され、コンデンサＣｈの両端の電圧Ｖｄｃ＿ｈ（正母線ＰＬと中点Ｂ間の電圧に相当する。）を検出し、その検出結果を制御部８０へ出力する。

直流電圧検出部８４は、中点Ｂと負母線ＮＬとの間に接続され、コンデンサＣｌの両端の電圧Ｖｄｃ＿ｌ（中点Ｂと負母線ＮＬ間の電圧に相当する。）を検出し、その検出結果を制御部８０へ出力する。

制御部８０は、直流電圧検出部７８から受けた電圧Ｖｄｃと、直流電圧検出部８２から受けた電圧Ｖｄｃ_ｈと、直流電圧検出部８４から受けた電圧Ｖｄｃ＿ｌとに基づいて、後述する制御構造に従って、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成し、ＡＣ／ＤＣ変換部７２を制御する。

以下、図１２を参照して、ＡＣ／ＤＣ変換器７０の電力変換動作について説明する。
電力変換動作時においては、制御部８０は、直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧目標値Ｖｄｃ＊となるようにスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成する。なお、電圧目標値Ｖｄｃ＊は、たとえば３８０Ｖのように事前に決定し、図示しない記憶部に格納しておくことができる。あるいは、制御部８０と直流給電システムの外部との間で通信を行なうことによって、所望の電圧値を適宜取得するようにしてもよい。

図１２に示すように、制御部８０は、系統電力の半周期では、トランジスタＱ１１およびＱ１２のスイッチペアをオフ状態とする一方で、トランジスタＱ１３およびＱ１４のスイッチペアを所定のデューティー比でオン・オフさせる。トランジスタＱ１３およびＱ１４のオン期間（以下、「期間１−１」と称す）では、トランジスタＱ１３およびＱ１４を通って電流が流れることにより、連系リアクトル７４，７６に電磁エネルギーが蓄積される。続いて、トランジスタＱ１３およびＱ１４のオフ期間、すなわち、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のオフ期間（以下、「期間２」と称す）では、ダイオードＤ１１およびＤ１３の接続点およびダイオードＤ１２およびＤ１４の接続点の間に、連系リアクトル７４，７６から放出される電磁エネルギーを受け、この電磁エネルギーを直流電力に整流する。

なお、図１２においては、ブリッジ回路を構成するダイオードＤ１１およびＤ１４により交流電力を直流電力に整流する期間２において、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４をすべてオフ状態とする構成としたが、トランジスタＱ１１およびＱ１４についてはオン状態として同期整流させる構成としてもよい。

制御部８０は、直流電圧Ｖｄｃが電圧目標値Ｖｄｃ＊よりも大きい場合には、直流側へ伝達されるエネルギーを減らすように、すなわち、期間１−１を短くするように、スイッチペアのデューティー比を減少させる。一方、直流電圧Ｖｄｃが電圧目標値Ｖｄｃ＊より小さい場合には、制御部８０は、直流側へ伝達されるエネルギーを増やすように、すなわち、期間１−１を長くするように、スイッチペアのデューティー比を増大させる。

ここで、トランジスタＱ１３およびＱ１４のオン期間（期間１−１）においては、図１２（ａ）に示すように、連系リアクトル７４，７６に電磁エネルギーが蓄積されるのと同時に、図１２（ｂ）に示すように、平滑回路および系統電力４０の間で、連系リアクトル７６〜トランジスタＱ１４〜コンデンサＣｌ〜中点Ｂ〜抵抗Ｒｇ２〜接地〜抵抗Ｒｇ１〜中性点Ａという、コンデンサＣｌを放電させるための電流循環経路が形成され、この電流循環経路を放電電流が流れる。すなわち、トランジスタＱ１３およびＱ１４のオン期間（期間１−１）中にコンデンサＣｌの放電が行なわれる。

これに対して、図１３には、図１２とは別の制御態様によって電力変換動作を行なう様子が示される。図１３では、制御部８０は、系統電力の半周期では、トランジスタＱ１３およびＱ１４のスイッチペアをオフ状態とする一方で、トランジスタＱ１１およびＱ１２のスイッチペアを所定のデューティー比でオン・オフさせる。トランジスタＱ１１およびＱ１２のオン期間（以下、「期間１−２」と称す）では、トランジスタＱ１１およびＱ１２を通って電流が流れることにより、連系リアクトル７４，７６に電磁エネルギーが蓄積される。続いて、トランジスタＱ１１およびＱ１２のオフ期間、すなわち、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のオフ期間（期間２）では、ダイオードＤ１１およびＤ１３の接続点およびダイオードＤ１２およびＤ１４の接続点の間に、連系リアクトル７４，７６から放出される電磁エネルギーを受け、この電磁エネルギーを直流電力に整流する。

制御部８０は、直流電圧Ｖｄｃが電圧目標値Ｖｄｃ＊よりも大きい場合には、直流側へ伝達されるエネルギーを減らすように、すなわち、期間１−２を短くするように、スイッチペアのデューティー比を減少させる。一方、直流電圧Ｖｄｃが電圧目標値Ｖｄｃ＊より小さい場合には、制御部８０は、直流側へ伝達されるエネルギーを増やすように、すなわち、期間１−２を長くするように、スイッチペアのデューティー比を増大させる。

図１３においては、トランジスタＱ１１およびＱ１２のオン期間（期間１−２）において、同図（ａ）に示すように、連系リアクトル７４，７６に電磁エネルギーが蓄積されるのと同時に、同図（ｂ）に示すように、平滑回路および系統電力４０の間で、中性点Ａ〜抵抗Ｒｇ１〜接地〜抵抗Ｒｇ２〜中点Ｂ〜コンデンサＣｈ〜トランジスタＱ１１〜連系リアクトル７４という、コンデンサＣｈを放電させるための電流循環経路が形成され、この電流循環経路を放電電流が流れる。すなわち、トランジスタＱ１１およびＱ１２のオン期間（期間１−２）中にコンデンサＣｈの放電が行なわれる。

以上のように、図１２の制御態様に従って電力変換動作を行なう場合には、トランジスタＱ１３およびＱ１４のオン期間（期間１−１）においてコンデンサＣｌが放電される。一方、図１３の制御態様に従って電力変換動作を行なう場合には、トランジスタＱ１１およびＱ１２のオン期間（期間１−２）においてコンデンサＣｈが放電される。

そこで、本実施の形態に係るＡＣ／ＤＣ変換器８０では、コンデンサＣｈ，Ｃｌ間の電圧のアンバランスを補償するための補正処理として、コンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｈおよびコンデンサＣｌの電圧Ｖｄｃ_ｌの電圧偏差に応じて、図１２の制御態様と図１３の制御態様とを切替えて実行する。

図１４は、コンデンサＣｈ，Ｃｌの電圧のアンバランスを補償するためのスイッチング制御を説明する図である。

図１４を参照して、本発明の実施の形態に係るスイッチング制御では、制御部８０は、コンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｈとコンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｌとを比較し、その比較結果に応じて、同図（Ａ）に示すスイッチング制御および同図（Ｂ）に示すスイッチング制御のいずれかを選択して実行する。

具体的には、図１４（Ａ）を参照して、電圧Ｖｄｃ＿ｌが電圧Ｖｄｃ＿ｈよりも大きい場合には、図１２で説明したように、系統電力の半周期において、トランジスタＱ１１およびＱ１２をオフ状態とし、トランジスタＱ１３およびＱ１４を所定のデューティー比でオン・オフさせる。これにより、トランジスタＱ１３およびＱ１４のオン期間（期間１−１）においてコンデンサＣｌを放電させることができる。

これに対して、図１４（Ｂ）を参照して、電圧Ｖｄｃ＿ｈが電圧Ｖｄｃ＿ｌよりも大きい場合には、図１３で説明したように、系統電力の半周期において、トランジスタＱ１３およびＱ１４をオフ状態とし、トランジスタＱ１１およびＱ１２を所定のデューティー比でオン・オフさせる。これにより、トランジスタＱ１１およびＱ１２のオン期間（期間１−２）においてコンデンサＣｈを放電させることができる。

以上のように、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、コンデンサＣｈおよびＣｌの中点Ｂと単相３線式の商用交流電力系統の中性点Ａとを電気的に接続することにより、ＡＣ／ＤＣ変換器７０を介して、平滑回路と系統電力４０との間に、コンデンサＣｈまたはＣｌを放電させるための電流循環経路を形成することができる。この結果、コンデンサＣｈの電圧Ｖｄｃ＿ｈとコンデンサＣｌの電圧Ｖｄｃ＿ｌとを平衡に保つことができ、平滑回路の中点Ｂの対地電圧を安定させることができる。

図１５は、図１１における制御部８０の制御構造を示す図である。
図１５を参照して、制御部８０は、減算部８００と、ＰＩ制御部８０２と、搬送波比較器８０４と、選択部８０６と、比較部８０８とを含む。

減算部８００は、直流電圧Ｖｄｃと電圧目標値Ｖｄｃ＊との差から電圧偏差を演算し、ＰＩ制御部８０２へ出力する。

ＰＩ制御部８０２は、少なくとも比例要素Ｐおよび積分要素Ｉを含んで構成され、減算部８００から電圧偏差を受けると、この入力された電圧偏差に応じて、各トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のスイッチング周期（搬送波信号の周期）に対するオン期間の割合としてのデューティー比ｄを演算する。

搬送波比較器８０４は、デューティー比ｄと搬送波信号（たとえば三角波信号とする）とを比較し、その比較結果に応じた２値信号からなるトランジスタＱ１１〜Ｑ１４のオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成する。具体的には、搬送波比較器８０４は、トランジスタＱ１１およびＱ１２のスイッチペアのオン・オフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１１およびＳ１２を１組のスイッチング制御信号とし、トランジスタＱ１３およびＱ１４のスイッチペアのオン・オフを制御するためスイッチング制御信号Ｓ１３およびＳ１４をもう１組のスイッチング制御信号として、２組のスイッチング制御信号（Ｓ１１，Ｓ１２）および（Ｓ１３，Ｓ１４）を生成する。

比較部８０８は、直流電圧検出部８２から受けた電圧Ｖｄｃ_ｈと、直流電圧検出部８４から受けた電圧Ｖｄｃ＿ｌとを比較する。そして、比較部８０８は、比較結果を示す信号を選択部８０６へ出力する。

選択部８０６は、比較部８０８から受けた比較結果信号に基づいて、２組のスイッチング制御信号（Ｓ１１，Ｓ１２）および（Ｓ１３，Ｓ１４）のいずれか一方を選択する。具体的には、比較結果信号から電圧Ｖｄｃ＿ｈが電圧Ｖｄｃ＿ｌよりも大きいと判断される場合には、選択部８０６は、スイッチング制御信号（Ｓ１３，Ｓ１４）を選択する。この場合、選択部８０６は、非選択のスイッチング制御信号（Ｓ１１，Ｓ１２）については、Ｌレベルに固定する。

一方、比較結果信号から電圧Ｖｄｃ＿ｌが電圧Ｖｄｃ＿ｈよりも大きいと判断される場合には、選択部８０６は、スイッチング制御信号（Ｓ１１，Ｓ１２）を選択する。この場合、選択部８０６は、非選択のスイッチング制御信号（Ｓ１３，Ｓ１４）については、Ｌレベルに固定する。

なお、本実施の形態におけるＡＣ／ＤＣ変換器は、図１４に示すような制御方式により中点電位補正期間を設けているが、図４（ｂ）に示すように、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のいずれか１つをオンする期間を設けることにより中点Ｂの電位を補正する構成としてもよい。

また、上述した実施の形態においては、電力変換装置の一形態として、平滑回路を構成するコンデンサＣｈ，Ｃｌの中点Ｂを抵抗Ｒｇ２を介して接地することにより、中点Ｂと単相３線式交流電力系統の中性点Ａとが電気的に接続されてなるＡＣ／ＤＣ変換器について例示したが、本願発明は、平滑回路の中点Ｂと単相３線式交流電力系統の中性点Ａとが電気的に接続されてなるＡＣ／ＤＣ変換器に適用することが可能である。たとえば、図１０で説明したように、平滑回路の中点Ｂを単相３線式交流電力系統の中性線に接続する構成についても、本願発明は適用可能である。

また、本実施の形態では、電力変換装置として、直流バスおよび系統電力の間に、ＤＣ／ＡＣ変換器およびＡＣ／ＤＣ変換器を並列に設置する構成を示したが、これらを一体化した双方向電力変換器に対しても、本発明による電力変換制御を適用することができる。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 直流バス、２ 太陽光発電システム、３ 蓄電池、４ 系統電力システム、５ 直流負荷群、２０ 太陽電池、３０ ＤＣ／ＤＣ変換器、４０ 系統電力、５０ ＤＣ／ＡＣ変換器、５２ ＤＣ／ＡＣ変換部、５４，５６，７４，７６ 連系リアクトル、５８，６２，６４，７８，８２，８４ 直流電圧検出部、６０，６０Ａ，６０Ｂ，８０ 制御部、７０ ＡＣ／ＤＣ変換器、７２ ＡＣ／ＤＣ変換器部、６００，６０３〜６０５，８００ 減算部、６０１，６０２ 加算部、６１０，６１５，８０２ ＰＩ制御部、６１１〜６１４，８０４ 搬送波比較器、６２１，６２４ ＮＯＴ回路、８０６ 選択部、８０８ 比較部、Ｃｈ，Ｃｌ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１１〜Ｄ１４ ダイオード、Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ１１〜Ｑ１４ トランジスタ。

Claims (9)

1. 単相３線式の交流電力系統に連系される電力変換装置であって、
   直流正母線および直流負母線の間に直列接続された第１および第２のコンデンサからなる平滑回路と、
   前記平滑回路の直流端子に接続され、複数のスイッチング素子によって前記平滑回路の直流電力と前記電力系統の交流電力との間で電力変換を行なう電力変換回路と、
   前記平滑回路の直流端子間電圧、前記直流正母線および前記平滑回路の中点間の第１の直流電圧および、前記直流負母線および前記平滑回路の中点間の第２の直流電圧を検出する電圧センサと、
   前記電力変換回路の電力変換動作を制御するための制御装置とを備え、
   前記平滑回路の中点は、前記電力系統の中性点と電気的に接続され、
   前記制御装置は、
   直流電圧目標値と前記電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するための第１のスイッチング制御手段と、
   前記電圧センサの前記第１の直流電圧検出値と前記第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するための第２のスイッチング制御手段とを含む、電力変換装置。
2. 前記第２のスイッチング制御手段は、
   前記第１の直流電圧検出値が前記第２の直流電圧検出値よりも大きい場合には、前記平滑回路および前記電力系統の間で、前記第１のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第２のスイッチング制御手段は、
   前記第２の直流電圧検出値が前記第１の直流電圧検出値よりも大きい場合には、前記平滑回路および前記電力系統の間で、前記第２のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記第１のスイッチング制御手段は、前記直流電圧目標値と前記直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子のデューティー比を設定し、
   前記第２のスイッチング制御手段は、前記第１の直流電圧検出値と前記第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記第１または第２のコンデンサを放電させるためのスイッチング素子のオン期間を算出し、算出されたオン期間に従って前記デューティー比を補正する、請求項２または３に記載の電力変換装置。
5. 前記平滑回路の中点および前記電力系統の中性点を接続する配線をさらに備える、請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 単相３線式の電力系統に連系される電力変換装置の制御方法であって、
   前記電力変換装置は、
   直流正母線および直流負母線の間に直列接続された第１および第２のコンデンサからなる平滑回路と、
   前記平滑回路の直流端子に接続され、複数のスイッチング素子によって前記平滑回路の直流電力と前記電力系統の交流電力との間で電力変換を行なう電力変換回路と、
   前記平滑回路の直流端子間電圧、前記直流正母線および前記平滑回路の中点間の第１の直流電圧および、前記直流負母線および前記平滑回路の中点間の第２の直流電圧を検出する電圧センサと含み、
   前記平滑回路の中点は、前記電力系統の中性点と電気的に接続され、
   前記制御方法は、前記電力変換回路の電力変換動作を制御するステップを備え、
   前記制御するステップは、
   直流電圧目標値と前記電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップと、
   前記電圧センサの前記第１の直流電圧検出値と前記第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップとを含む、電力変換装置の制御方法。
7. 前記第１の直流電圧検出値と前記第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、前記第１の直流電圧検出値が前記第２の直流電圧検出値よりも大きい場合には、前記平滑回路および前記電力系統の間で、前記第１のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項６に記載の電力変換装置の制御方法。
8. 前記第１の直流電圧検出値と前記第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、前記第２の直流電圧検出値が前記第１の直流電圧検出値よりも大きい場合には、前記平滑回路および前記電力系統の間で、前記第２のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項６に記載の電力変換装置の制御方法。
9. 前記直流電圧目標値と前記電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、前記直流電圧目標値と前記直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子のデューティー比を設定し、
   前記第１の直流電圧検出値と前記第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、前記第１の直流電圧検出値と前記第２の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記第１または第２のコンデンサを放電させるためのスイッチング素子のオン期間を算出し、算出されたオン期間に従って前記デューティー比を補正する、請求項７または請求項８に記載の電力変換装置の制御方法。

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