JPH0775345A - 電力変換装置 - Google Patents
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- JPH0775345A JPH0775345A JP5217185A JP21718593A JPH0775345A JP H0775345 A JPH0775345 A JP H0775345A JP 5217185 A JP5217185 A JP 5217185A JP 21718593 A JP21718593 A JP 21718593A JP H0775345 A JPH0775345 A JP H0775345A
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/487—Neutral point clamped inverters
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L9/00—Electric propulsion with power supply external to the vehicle
- B60L9/16—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors
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- B60L2200/00—Type of vehicles
- B60L2200/26—Rail vehicles
Abstract
(57)【要約】
【目的】直流を３レベルの交流相電圧に変換する３レベ
ル電力変換装置において、直流側分圧コンデンサの電圧
分担を均等化する。 【構成】２つの分圧コンデンサの差電圧と交流電流の極
性に応じて、３レベルの交流電圧パルスの立ち上がり及
び立ち下がりのタイミングを補正する手段を設け、交流
電圧のゼロ電圧期間を調整する。 【効果】ＰＷＭ制御方法や交流側電流の位相に依存する
ことなく、３レベル電力変換器の直流側分圧コンデンサ
の電圧分担を均等化して安定した交流電圧を供給すると
ともに、変換器主回路素子の過電圧を防止できる。
ル電力変換装置において、直流側分圧コンデンサの電圧
分担を均等化する。 【構成】２つの分圧コンデンサの差電圧と交流電流の極
性に応じて、３レベルの交流電圧パルスの立ち上がり及
び立ち下がりのタイミングを補正する手段を設け、交流
電圧のゼロ電圧期間を調整する。 【効果】ＰＷＭ制御方法や交流側電流の位相に依存する
ことなく、３レベル電力変換器の直流側分圧コンデンサ
の電圧分担を均等化して安定した交流電圧を供給すると
ともに、変換器主回路素子の過電圧を防止できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流を交流に、また
は、交流を直流に変換する電力変換装置に関し、特に、
３レベルの交流電圧を制御する電力変換装置の直流側コ
ンデンサ電圧の制御に関する。
は、交流を直流に変換する電力変換装置に関し、特に、
３レベルの交流電圧を制御する電力変換装置の直流側コ
ンデンサ電圧の制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】３レベル電力変換器は、直流電圧を直列
接続されたコンデンサで２つの直流電圧に分圧すること
により、高電位，中間電位及び低電位の３つの電圧レベ
ルを作り、主回路スイッチング素子のオン・オフ動作に
より、これら３レベルの電力を電力変換器の交流側に選
択的に導出するものである。
接続されたコンデンサで２つの直流電圧に分圧すること
により、高電位，中間電位及び低電位の３つの電圧レベ
ルを作り、主回路スイッチング素子のオン・オフ動作に
より、これら３レベルの電力を電力変換器の交流側に選
択的に導出するものである。
【０００３】この電力変換器を、直流から交流に変換す
るインバータとして用いた場合の交流出力電圧の制御方
法として、ア ノベル アプローチ トゥー ザ ゼネ
レーション アンド オプティマイゼーション オブ
スリーレベル ピーダブリュエム ウェイブ フォーム
ス「A Novel Approach to the Generation andOptimiza
tion of Three−Level PWM Wave Forms」(PESC'88 Reco
rd.April 1988)の第１２５５頁から第１２６２頁（以
下、文献１という）が提案されている。
るインバータとして用いた場合の交流出力電圧の制御方
法として、ア ノベル アプローチ トゥー ザ ゼネ
レーション アンド オプティマイゼーション オブ
スリーレベル ピーダブリュエム ウェイブ フォーム
ス「A Novel Approach to the Generation andOptimiza
tion of Three−Level PWM Wave Forms」(PESC'88 Reco
rd.April 1988)の第１２５５頁から第１２６２頁（以
下、文献１という）が提案されている。
【０００４】この文献１には、３レベルインバータの波
形改善及び微小電圧制御に好適な変調方式として、正負
のパルス電圧を交互に零電圧を介して出力するダイポー
ラ変調方式が提案されている。
形改善及び微小電圧制御に好適な変調方式として、正負
のパルス電圧を交互に零電圧を介して出力するダイポー
ラ変調方式が提案されている。
【０００５】ところで、３レベル電力変換器では、直流
電圧を２つに分圧するコンデンサ（以下、分圧コンデン
サという）の電圧が不平衡となる問題がある。
電圧を２つに分圧するコンデンサ（以下、分圧コンデン
サという）の電圧が不平衡となる問題がある。
【０００６】これは、分圧コンデンサ容量の違いや、電
力変換器の交流電圧のバラツキ（正負のパルスのアンバ
ランス）や、出力電流の歪（高次調波が重畳された場合
などに見られる電流波形の正負のアンバランス）等によ
って、分圧コンデンサの直列接続点（以下、中性点）に
直流電流成分が流れ込み、分圧コンデンサの電圧分担が
不均等となるものである。
力変換器の交流電圧のバラツキ（正負のパルスのアンバ
ランス）や、出力電流の歪（高次調波が重畳された場合
などに見られる電流波形の正負のアンバランス）等によ
って、分圧コンデンサの直列接続点（以下、中性点）に
直流電流成分が流れ込み、分圧コンデンサの電圧分担が
不均等となるものである。
【０００７】この分圧コンデンサの電圧不平衡を抑制す
る技術として、特開平2−101969 号公報、「ＮＰＣイン
バータの直流入力コンデンサの平衡化制御」（電気学会
半導体電力研究会資料、ＳＰＣ−９１−３７、１９９１
年６月）の第１１１頁から第１２０頁（以下、文献２と
いう）が知られている。
る技術として、特開平2−101969 号公報、「ＮＰＣイン
バータの直流入力コンデンサの平衡化制御」（電気学会
半導体電力研究会資料、ＳＰＣ−９１−３７、１９９１
年６月）の第１１１頁から第１２０頁（以下、文献２と
いう）が知られている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】特開平2−101969 号公
報に示された２つの直流成分不平衡の抑制技術は、文献
１のダイポーラ変調方式において、２つの正弦波状の変
調波の振幅を変えることにより、電圧の不平衡を抑制す
るものである。
報に示された２つの直流成分不平衡の抑制技術は、文献
１のダイポーラ変調方式において、２つの正弦波状の変
調波の振幅を変えることにより、電圧の不平衡を抑制す
るものである。
【０００９】また文献２に示された２つの直流成分不平
衡の抑制技術は、文献１のユニポーラ変調方式におい
て、特開平2−101969 号公報に示されたものと同様、２
つの直流電圧の差電圧の直流成分に応じた信号を、力行
または回生状態に対応してインバータ電圧指令に重畳す
るものである。
衡の抑制技術は、文献１のユニポーラ変調方式におい
て、特開平2−101969 号公報に示されたものと同様、２
つの直流電圧の差電圧の直流成分に応じた信号を、力行
または回生状態に対応してインバータ電圧指令に重畳す
るものである。
【００１０】しかしながら、これら技術では、差電圧抑
制制御を行っているにもかかわらず、抑制できないかま
たは抑制量が小さいという問題があった。
制制御を行っているにもかかわらず、抑制できないかま
たは抑制量が小さいという問題があった。
【００１１】本発明の目的は、３レベル電力変換器の直
流側電力変換器の直流側分圧コンデンサの電圧分担を均
等化することにある。
流側電力変換器の直流側分圧コンデンサの電圧分担を均
等化することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的は、直流電圧を
分圧する直列接続されたコンデンサと、これらコンデン
サから給電され、直流を正，零及び負の３つの電位を有
する交流相電圧に変換する電力変換装置において、前記
電力変換装置の出力電流極性及び前記直列接続されたコ
ンデンサの差電圧とに基づいて零電圧期間を調整する零
電圧調整手段を備えることにより達成される。
分圧する直列接続されたコンデンサと、これらコンデン
サから給電され、直流を正，零及び負の３つの電位を有
する交流相電圧に変換する電力変換装置において、前記
電力変換装置の出力電流極性及び前記直列接続されたコ
ンデンサの差電圧とに基づいて零電圧期間を調整する零
電圧調整手段を備えることにより達成される。
【００１３】
【作用】差電圧抑制制御を行っているにもかかかわら
ず、抑制できないかまたは抑制量が小さい理由を詳細検
討したところ、負荷の力率が低い領域では制御の効果は
低いことがわかった。前記従来技術は、電力変換器の出
力電圧に依存して抑制制御を行っているため、抑制方向
に制御をしているにかかかわらず、現実には、差電圧が
拡大する方向に制御されてしまう領域が存在する。
ず、抑制できないかまたは抑制量が小さい理由を詳細検
討したところ、負荷の力率が低い領域では制御の効果は
低いことがわかった。前記従来技術は、電力変換器の出
力電圧に依存して抑制制御を行っているため、抑制方向
に制御をしているにかかかわらず、現実には、差電圧が
拡大する方向に制御されてしまう領域が存在する。
【００１４】これは、電力変換器出力電流は、負荷が抵
抗負荷である場合以外、出力電圧と位相が一致しない、
つまり、力率は１とならない。このため、本来、中性点
に補償電流を注入しなければならないところを、逆方向
に補償電流を流してしまう期間が存在し、このため、正
常方向との差分だけ制御の効果がないのである。特に、
力率０では、制御の効果は、全くない。
抗負荷である場合以外、出力電圧と位相が一致しない、
つまり、力率は１とならない。このため、本来、中性点
に補償電流を注入しなければならないところを、逆方向
に補償電流を流してしまう期間が存在し、このため、正
常方向との差分だけ制御の効果がないのである。特に、
力率０では、制御の効果は、全くない。
【００１５】本願発明では、中性点電流と等価な電力変
換装置の出力電流の極性を検出して、補償電流の極性を
決定するので、必ず、差電圧を小さくする方向に制御す
ることができる。
換装置の出力電流の極性を検出して、補償電流の極性を
決定するので、必ず、差電圧を小さくする方向に制御す
ることができる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の一実施例として、電気車駆動
用のインバータに適用した場合について主回路の基本動
作と中性点電圧制御の原理を説明した後、本発明の構成
と動作を説明する。
用のインバータに適用した場合について主回路の基本動
作と中性点電圧制御の原理を説明した後、本発明の構成
と動作を説明する。
【００１７】図１に基本構成（３相の場合）を示す。図
１において、５は直流電圧源である直流架線（電車
線）、６０は直流リアクトル、６１及び６２は直流電圧
源５の電圧から中性点０を作り出すため分割配置した分
圧コンデンサである。７ａ，７ｂ及び７ｃは自己消弧可
能なスイッチング素子より構成され、このスイッチング
素子に与えるゲート信号に応じて高電位点電圧（Ｐ点電
圧），中性点電圧（０点電圧）及び低電位点電圧（Ｎ点
電圧）を選択的に出力するスイッチングユニットであ
る。この例では、スイッチングユニット７は７０から７
３の自己消弧可能なスイッチング素子(ここではＩＧＢ
Ｔとしたが、ＧＴＯ，トランジスタ等でも良い)、７４
から７７の還流用整流素子、７８及び７９の補助整流素
子より構成する。また、負荷は誘導電動機８の場合を示
した。スイッチングユニット７ｂ及び７ｃも、７ａと同
様の構成である。
１において、５は直流電圧源である直流架線（電車
線）、６０は直流リアクトル、６１及び６２は直流電圧
源５の電圧から中性点０を作り出すため分割配置した分
圧コンデンサである。７ａ，７ｂ及び７ｃは自己消弧可
能なスイッチング素子より構成され、このスイッチング
素子に与えるゲート信号に応じて高電位点電圧（Ｐ点電
圧），中性点電圧（０点電圧）及び低電位点電圧（Ｎ点
電圧）を選択的に出力するスイッチングユニットであ
る。この例では、スイッチングユニット７は７０から７
３の自己消弧可能なスイッチング素子(ここではＩＧＢ
Ｔとしたが、ＧＴＯ，トランジスタ等でも良い)、７４
から７７の還流用整流素子、７８及び７９の補助整流素
子より構成する。また、負荷は誘導電動機８の場合を示
した。スイッチングユニット７ｂ及び７ｃも、７ａと同
様の構成である。
【００１８】ここではまず、Ｕ相のスイッチングユニッ
ト７ａを例にとり、その基本的な動作を表１を用いて説
明する。なお、以下では、中性点（Ｏ点）の電位を基準
とし、ことわりのない限り、出力電圧はインバータ出力
相電圧を指すものとする。
ト７ａを例にとり、その基本的な動作を表１を用いて説
明する。なお、以下では、中性点（Ｏ点）の電位を基準
とし、ことわりのない限り、出力電圧はインバータ出力
相電圧を指すものとする。
【００１９】
【表１】
【００２０】スイッチングユニット７ａを構成するスイ
ッチング素子７０から７３は、表１に示すように３通り
の導通パターンに従いオン・オフ動作する。すなわち、
直流側のＰ点電位を出力する出力モードＰでは、７０，
７１がオン、７２，７３がオフで、出力電圧は＋ｖcpと
なり、中性点電位を出力する出力モード０では、７１，
７２がオン、７０，７３がオフで、出力電圧としてゼロ
電位が出力され、Ｎ点電位を出力する出力モードＮで
は、７０，７１がオフ、７２，７３がオンで、出力電圧
は−ｖcnとなる。分圧コンデンサ電圧が完全にバランス
した状態で、ｖcp＝ｖcnとなる。
ッチング素子７０から７３は、表１に示すように３通り
の導通パターンに従いオン・オフ動作する。すなわち、
直流側のＰ点電位を出力する出力モードＰでは、７０，
７１がオン、７２，７３がオフで、出力電圧は＋ｖcpと
なり、中性点電位を出力する出力モード０では、７１，
７２がオン、７０，７３がオフで、出力電圧としてゼロ
電位が出力され、Ｎ点電位を出力する出力モードＮで
は、７０，７１がオフ、７２，７３がオンで、出力電圧
は−ｖcnとなる。分圧コンデンサ電圧が完全にバランス
した状態で、ｖcp＝ｖcnとなる。
【００２１】表１中に各出力モードにおける主回路１相
分（スイッチングユニットと分圧コンデンサ）の等価回
路を示した。スイッチングユニットは、等価的に３方向
の切り換えスイッチと見なせ、電圧パルスの幅と極性を
制御することにより、出力電圧ｅu が制御される。
分（スイッチングユニットと分圧コンデンサ）の等価回
路を示した。スイッチングユニットは、等価的に３方向
の切り換えスイッチと見なせ、電圧パルスの幅と極性を
制御することにより、出力電圧ｅu が制御される。
【００２２】なお、３レベルインバータの主回路の詳細
は、特開昭51−47848 号公報，特開昭56−74088 号公報
などに記載されている。
は、特開昭51−47848 号公報，特開昭56−74088 号公報
などに記載されている。
【００２３】次に中性点電圧制御の動作原理について説
明する。
明する。
【００２４】図２に、検出信号と制御の方向の関係を１
相分のみ示す。検出信号は分圧コンデンサの差電圧Δｖ
ｃ（＝ｖcp−ｖcn）と出力電流ｉu〜ｉw（ここでは、ｉ
u ）で、これらの積の極性で制御の方向が決まり、制御
量ΔＴは分圧コンデンサの差電圧に応じて調整する。
相分のみ示す。検出信号は分圧コンデンサの差電圧Δｖ
ｃ（＝ｖcp−ｖcn）と出力電流ｉu〜ｉw（ここでは、ｉ
u ）で、これらの積の極性で制御の方向が決まり、制御
量ΔＴは分圧コンデンサの差電圧に応じて調整する。
【００２５】この調整の仕方は、分圧コンデンサ差電圧
の極性及び出力電流の極性によって次の４通りに分類さ
れる。
の極性及び出力電流の極性によって次の４通りに分類さ
れる。
【００２６】(1）分圧コンデンサ差電圧の極性が正（ｖ
cp＞ｖcn）の場合 出力電流の極性が正（図１中矢印で示したｉu を正と
する）場合 この場合、させたい制御は、ｖcpを低下させ、ｖcnを上
昇させることである。この電圧不平衡は、中性点電流ｉ
ouに新たに補償のための電流成分（以下、補償電流成分
と呼ぶ）を重畳することで改善できる。この際、補償電
流成分の極性が同じでも、中性点電流の幅の調整の方向
が出力電流の極性に依存することに注意しなければなら
ない。すなわち、中性点電流ｉouに負極性の補償電流成
分（図１の破線矢印で示した電流成分で、中性点に流入
する電流）を重畳してやればよい。
cp＞ｖcn）の場合 出力電流の極性が正（図１中矢印で示したｉu を正と
する）場合 この場合、させたい制御は、ｖcpを低下させ、ｖcnを上
昇させることである。この電圧不平衡は、中性点電流ｉ
ouに新たに補償のための電流成分（以下、補償電流成分
と呼ぶ）を重畳することで改善できる。この際、補償電
流成分の極性が同じでも、中性点電流の幅の調整の方向
が出力電流の極性に依存することに注意しなければなら
ない。すなわち、中性点電流ｉouに負極性の補償電流成
分（図１の破線矢印で示した電流成分で、中性点に流入
する電流）を重畳してやればよい。
【００２７】この様に中性点に電流を流入させると、正
側の分圧コンデンサ６１にとっては放電を意味し、負側
の分圧コンデンサ６２にとっては充電を意味する。従っ
て、ｖcp＞ｖcnという電圧不平衡が解消される訳であ
る。
側の分圧コンデンサ６１にとっては放電を意味し、負側
の分圧コンデンサ６２にとっては充電を意味する。従っ
て、ｖcp＞ｖcnという電圧不平衡が解消される訳であ
る。
【００２８】さて、この場合、インバータ動作している
ので出力電流ｉu が流れており（図１の矢印方向）、中
性点電流ｉouも出力電流ｉu と同一極性，同一大きさで
流れる（図１の実線矢印方向）ので、補償電流成分を重
畳することはできない。
ので出力電流ｉu が流れており（図１の矢印方向）、中
性点電流ｉouも出力電流ｉu と同一極性，同一大きさで
流れる（図１の実線矢印方向）ので、補償電流成分を重
畳することはできない。
【００２９】しかし、中性点に補償電流を流し込むこと
は、今流れ出ている中性点電流ｉouを減少させることと
等価であることに着目して、電圧不平衡を解消すること
ができる。
は、今流れ出ている中性点電流ｉouを減少させることと
等価であることに着目して、電圧不平衡を解消すること
ができる。
【００３０】つまり、パルス状の中性点電流の幅を狭
め、中性点電流ｉouを減少させる制御、換言すると、中
性点電圧出力期間が減少するようにパルス幅を制御すれ
ば、この場合の電圧不平衡を抑制することができる。
め、中性点電流ｉouを減少させる制御、換言すると、中
性点電圧出力期間が減少するようにパルス幅を制御すれ
ば、この場合の電圧不平衡を抑制することができる。
【００３１】出力電流の極性が負の場合 この場合は、中性点電流は中性点に流れ込んでいるの
で、補償電流と極性が一致する。
で、補償電流と極性が一致する。
【００３２】従って、中性点電圧出力期間が増加する様
パルス幅を制御すれば、電圧不平衡を抑制することがで
きる。
パルス幅を制御すれば、電圧不平衡を抑制することがで
きる。
【００３３】(2）分圧コンデンサの差電圧が負の場合
（ｖcp＜ｖcn） 出力電流の極性が正の場合 この場合、正側分圧コンデンサ６１を充電し、負側分圧
コンデンサ６２を放電する方向に制御をかけてやればよ
いから、補償電流を正方向（中性点から流し出す方向）
に流すことで抑制される。
（ｖcp＜ｖcn） 出力電流の極性が正の場合 この場合、正側分圧コンデンサ６１を充電し、負側分圧
コンデンサ６２を放電する方向に制御をかけてやればよ
いから、補償電流を正方向（中性点から流し出す方向）
に流すことで抑制される。
【００３４】この場合も、出力電流ｉu の極性（中性点
電流ｉouの極性）が補償電流と同極性であるから、中性
点電圧出力期間が増加する方向にパルス幅を制御するこ
とで電圧不平衡が抑制される。
電流ｉouの極性）が補償電流と同極性であるから、中性
点電圧出力期間が増加する方向にパルス幅を制御するこ
とで電圧不平衡が抑制される。
【００３５】出力電流の極性が負の場合 この場合、中性点電流ｉouの極性と補償電流の極性が逆
であるので、中性点電流ｉouを減少させることで、等価
的に補償電流を増加させる。すなわち、中性点電圧出力
期間を減らすようパルス幅を制御して抑性する。
であるので、中性点電流ｉouを減少させることで、等価
的に補償電流を増加させる。すなわち、中性点電圧出力
期間を減らすようパルス幅を制御して抑性する。
【００３６】以上の４通りの制御をまとめると、次のこ
とが言える。
とが言える。
【００３７】中性点電流の幅の調整方向に着目すると、
分圧コンデンサ差電圧と出力電流との積の極性が等しい
ときに幅の調整方向が等しいことがわかる。したがっ
て、分圧コンデンサ差電圧と出力電流との積の極性が正
の場合には出力相電圧のゼロ電圧期間の幅を狭め、分圧
コンデンサ差電圧と出力電流との積の極性が負の場合に
は出力相電圧のゼロ電圧期間の幅を広げることにより、
分圧コンデンサ電圧の不平衡を改善するように中性点電
流を調整することが可能となる。以下では、上記の制御
を中性点電圧制御と呼ぶことにする。
分圧コンデンサ差電圧と出力電流との積の極性が等しい
ときに幅の調整方向が等しいことがわかる。したがっ
て、分圧コンデンサ差電圧と出力電流との積の極性が正
の場合には出力相電圧のゼロ電圧期間の幅を狭め、分圧
コンデンサ差電圧と出力電流との積の極性が負の場合に
は出力相電圧のゼロ電圧期間の幅を広げることにより、
分圧コンデンサ電圧の不平衡を改善するように中性点電
流を調整することが可能となる。以下では、上記の制御
を中性点電圧制御と呼ぶことにする。
【００３８】動作波形の一例として、ｖcp＜ｖcnを補正
する場合について図３に示す（Ｕ相分のみを示す）。図
３（ａ）〜（ｃ）は中性点電圧制御を行わないときの波
形であり、出力電流に一致するモータ電流（図３（ｂ))
は遅れ力率角φで流れているものとする。このときのＵ
相の中性点電流ｉouは、図３（ａ）に示す出力相電圧ｅ
u がゼロ電圧となるところでのみ流れ、図３（ｃ）に示
すようなパルス状の電流波形となる。
する場合について図３に示す（Ｕ相分のみを示す）。図
３（ａ）〜（ｃ）は中性点電圧制御を行わないときの波
形であり、出力電流に一致するモータ電流（図３（ｂ))
は遅れ力率角φで流れているものとする。このときのＵ
相の中性点電流ｉouは、図３（ａ）に示す出力相電圧ｅ
u がゼロ電圧となるところでのみ流れ、図３（ｃ）に示
すようなパルス状の電流波形となる。
【００３９】中性点電圧制御を適用すると、負荷電流で
あるモータ電流が正極性のところで出力相電圧のパルス
幅を狭めて中性点電流を増加させ、モータ電流が負極性
のところで出力相電圧のパルス幅を広げて中性点電流を
減少させ、正極性の直流成分を中性点電流に重畳する。
他の相においても同様の制御を行う。これにより、ｖcp
とｖcnが平衡化される。なお、Ｕ相の中性点電流ｉouに
含まれる零相成分以外の成分は３相で打ち消されて分圧
コンデンサ電圧には影響を及ぼさない。
あるモータ電流が正極性のところで出力相電圧のパルス
幅を狭めて中性点電流を増加させ、モータ電流が負極性
のところで出力相電圧のパルス幅を広げて中性点電流を
減少させ、正極性の直流成分を中性点電流に重畳する。
他の相においても同様の制御を行う。これにより、ｖcp
とｖcnが平衡化される。なお、Ｕ相の中性点電流ｉouに
含まれる零相成分以外の成分は３相で打ち消されて分圧
コンデンサ電圧には影響を及ぼさない。
【００４０】本発明の一実施例を図１に基づいて説明す
る。
る。
【００４１】図１において、１は出力電圧指令Ｅ* と出
力周波数指令Ｆi*から、時刻Ｔo 毎にＵ相の出力電圧パ
ルスの出力タイミングＴup，Ｔun，Ｖ相の出力タイミン
グＴvp，Ｔvn、及びＷ相の出力タイミングＴwp，Ｔwnを
演算，出力するパルス幅変調（ＰＷＭ）手段であり、１
の出力である演算モードは、出力電圧パルスが立ち上げ
のタイミングか立ち下げのタイミングかを決める１ビッ
トの情報である。
力周波数指令Ｆi*から、時刻Ｔo 毎にＵ相の出力電圧パ
ルスの出力タイミングＴup，Ｔun，Ｖ相の出力タイミン
グＴvp，Ｔvn、及びＷ相の出力タイミングＴwp，Ｔwnを
演算，出力するパルス幅変調（ＰＷＭ）手段であり、１
の出力である演算モードは、出力電圧パルスが立ち上げ
のタイミングか立ち下げのタイミングかを決める１ビッ
トの情報である。
【００４２】一方、３は差電圧検出手段であり、分圧コ
ンデンサ電圧ｖcpとｖcnとの差電圧Δｖｃ(＝ｖcp−ｖ
cn)を減算器３０で求めた後、ローパスフィルタ３１で
Δｖｃの低周波成分ΔＶｃを検出し、所定のゲインＧを
ゲイン調節器３２で掛けて基本補正幅ΔＴを作成する。
ンデンサ電圧ｖcpとｖcnとの差電圧Δｖｃ(＝ｖcp−ｖ
cn)を減算器３０で求めた後、ローパスフィルタ３１で
Δｖｃの低周波成分ΔＶｃを検出し、所定のゲインＧを
ゲイン調節器３２で掛けて基本補正幅ΔＴを作成する。
【００４３】４１〜４３は極性検出手段で、インバータ
の負荷であるモータの電流ｉu ，ｉv ，ｉw の極性を検
出して、その極性が正のときは＋１，負のときは−１を
出力する。これら極性検出手段の出力と基本補償幅ΔＴ
を掛けて各相のパルスタイミング補償幅ΔＴu ，Δ
Ｔv ，ΔＴw を作成する。すなわち、
の負荷であるモータの電流ｉu ，ｉv ，ｉw の極性を検
出して、その極性が正のときは＋１，負のときは−１を
出力する。これら極性検出手段の出力と基本補償幅ΔＴ
を掛けて各相のパルスタイミング補償幅ΔＴu ，Δ
Ｔv ，ΔＴw を作成する。すなわち、
【００４４】
【数１】
【００４５】となる。
【００４６】４０はパルスタイミング補正幅ΔＴu〜Δ
Ｔw、出力電圧パルスの出力タイミングＴup〜Ｔwp及び
演算モード情報から、出力電圧パルスの出力タイミング
を、図４及び図５に示すように、次式のように補正して
パルス出力手段２に出力する。 〈演算モード１の場合（Ｕ相の例）〉 Ｔup＝Ｔup1′＝Ｔup1−ΔＴu Ｔun＝Ｔun1′＝Ｔun1＋ΔＴu …（数２） 〈演算モード２の場合（Ｕ相の例）〉 Ｔup＝Ｔup2′＝Ｔup2＋ΔＴu Ｔun＝Ｔun2′＝Ｔun2−ΔＴu …（数３） ここで適用例を説明する前に電気車用３レベルインバー
タの電圧−周波数の関係及び変調方式について説明す
る。
Ｔw、出力電圧パルスの出力タイミングＴup〜Ｔwp及び
演算モード情報から、出力電圧パルスの出力タイミング
を、図４及び図５に示すように、次式のように補正して
パルス出力手段２に出力する。 〈演算モード１の場合（Ｕ相の例）〉 Ｔup＝Ｔup1′＝Ｔup1−ΔＴu Ｔun＝Ｔun1′＝Ｔun1＋ΔＴu …（数２） 〈演算モード２の場合（Ｕ相の例）〉 Ｔup＝Ｔup2′＝Ｔup2＋ΔＴu Ｔun＝Ｔun2′＝Ｔun2−ΔＴu …（数３） ここで適用例を説明する前に電気車用３レベルインバー
タの電圧−周波数の関係及び変調方式について説明す
る。
【００４７】図９は、インバータ周波数と出力電圧の関
係を示したものである。
係を示したものである。
【００４８】電気車は、トルク一定制御の要請からイン
バータ周波数に対する出力電圧の比を一定にする制御が
採用されている。
バータ周波数に対する出力電圧の比を一定にする制御が
採用されている。
【００４９】従って、電気車用インバータとしては、零
電圧から最大電圧まで連続的に出力し得るものが望まれ
る。この為の変調方式として、図１０に示す方式が考え
られる。
電圧から最大電圧まで連続的に出力し得るものが望まれ
る。この為の変調方式として、図１０に示す方式が考え
られる。
【００５０】(イ)は、ダイポーラ変調で零電圧を含む微
少電圧を表現できるので低周波（電圧）領域に用いられ
る。
少電圧を表現できるので低周波（電圧）領域に用いられ
る。
【００５１】インバータ出力パルス（相電圧）の特徴
は、基本波（基本変調波）の半サイクルのパルス列を、
零電圧期間（中性点電圧出力期間）を介して正負交互に
パルスを出力することにより、基本波を表現するもので
ある。
は、基本波（基本変調波）の半サイクルのパルス列を、
零電圧期間（中性点電圧出力期間）を介して正負交互に
パルスを出力することにより、基本波を表現するもので
ある。
【００５２】(ロ)は、ユニポーラ変調で、中間電圧領域
に用いられるもので、基本波の半サイクルを、零電圧期
間と基本波電圧極性と同極性のパルスを交互に出力する
ことにより表現するものである。
に用いられるもので、基本波の半サイクルを、零電圧期
間と基本波電圧極性と同極性のパルスを交互に出力する
ことにより表現するものである。
【００５３】(ハ)は、過変調で、ユニポーラ変調におけ
る基本波の最大振幅付近からスリットをなくし、さらに
大きな電圧を出力するものである。
る基本波の最大振幅付近からスリットをなくし、さらに
大きな電圧を出力するものである。
【００５４】この過変調から１パルスの移行は、過変調
で最大電圧を出力せずに、出力に余裕がある状態で、パ
ルス幅制御可能な１パルスに移行させ、スムーズに電圧
を制御する。
で最大電圧を出力せずに、出力に余裕がある状態で、パ
ルス幅制御可能な１パルスに移行させ、スムーズに電圧
を制御する。
【００５５】これらのことを踏まえて、本実施例の適用
例を説明する。
例を説明する。
【００５６】図４はダイポーラ変調に適用した場合の出
力相電圧のパルスの１周期の波形を示したものである。
力相電圧のパルスの１周期の波形を示したものである。
【００５７】(ａ)は、Sign(ｉu)×Δｖc＞０の場合を示
しており、補償量ΔＴu（４ΔＴu）分だけ零電圧期間が
減少していることが分かる。(ｂ)は、その逆である。
しており、補償量ΔＴu（４ΔＴu）分だけ零電圧期間が
減少していることが分かる。(ｂ)は、その逆である。
【００５８】図５は、ユニポーラ変調に適用した場合の
波形である。
波形である。
【００５９】(ａ)は、Sign(ｉu)×Δｖc＞０の場合を示
しており、零電圧期間を減少させている。(ｂ)は、その
逆である。
しており、零電圧期間を減少させている。(ｂ)は、その
逆である。
【００６０】過変調及びパルス幅制御可能な、１パルス
においても同様に制御可能である。従って、本実施例を
電気車用３レベルインバータに適用すれば、全動作周波
数域によらず、全変調方式に対して中性点電圧制御を採
用することができるので、ソフト・ハードを簡素化でき
るという効果がある。
においても同様に制御可能である。従って、本実施例を
電気車用３レベルインバータに適用すれば、全動作周波
数域によらず、全変調方式に対して中性点電圧制御を採
用することができるので、ソフト・ハードを簡素化でき
るという効果がある。
【００６１】また、当然ながら、変調波と搬送波（演算
周期）を同期させる同期形、同期させない非同期形で
も、パルス幅さえ調整できるものであれば、本実施例を
適用できる。
周期）を同期させる同期形、同期させない非同期形で
も、パルス幅さえ調整できるものであれば、本実施例を
適用できる。
【００６２】さて、最終的にパルス出力手段２は、出力
相電圧パルスの補正された出力タイミングＴup′〜
Ｔwn′に応じてゲートパルスを発生し、主回路のスイッ
チング素子に与える。
相電圧パルスの補正された出力タイミングＴup′〜
Ｔwn′に応じてゲートパルスを発生し、主回路のスイッ
チング素子に与える。
【００６３】本実施例によれば、ＰＷＭ制御方法や運転
力率（交流電流の位相）に依存することなく、３レベル
電力変換器の直流側分圧コンデンサの電圧分担を均等化
できる効果がある。
力率（交流電流の位相）に依存することなく、３レベル
電力変換器の直流側分圧コンデンサの電圧分担を均等化
できる効果がある。
【００６４】ところで、原理的には、上記実施例の如
く、分圧コンデンサの差電圧の極性及び出力電流（中性
点電流）の極性に従ってパルス幅制御を実行すれば不平
衡を抑制することができるのであるが、極性を判別しよ
うとする電流は交流であり、瞬時瞬時で検出すること
は、検出遅れ等の問題から現実的でない。この問題につ
いては、以下の実施例から明らかになる。
く、分圧コンデンサの差電圧の極性及び出力電流（中性
点電流）の極性に従ってパルス幅制御を実行すれば不平
衡を抑制することができるのであるが、極性を判別しよ
うとする電流は交流であり、瞬時瞬時で検出すること
は、検出遅れ等の問題から現実的でない。この問題につ
いては、以下の実施例から明らかになる。
【００６５】他の実施例を図６に示す。本実施例も、電
気車駆動用のインバータに適用した場合の例である。図
６において、電力変換器の主回路部５から８の部分は図
１の実施例と全く同じである。以下、動作原理を説明し
てから、図１と異なる制御部の構成について説明する。
気車駆動用のインバータに適用した場合の例である。図
６において、電力変換器の主回路部５から８の部分は図
１の実施例と全く同じである。以下、動作原理を説明し
てから、図１と異なる制御部の構成について説明する。
【００６６】本実施例では、第１の実施例における出力
電流を検出して極性を判別する代わりに、出力電流極性
判別制御位相選択手段を設け、出力相電圧の位相に応じ
て制御の極性を行う位相範囲を設定することを特徴と
し、結果として、出力電流の極性検出を省略している。
電流を検出して極性を判別する代わりに、出力電流極性
判別制御位相選択手段を設け、出力相電圧の位相に応じ
て制御の極性を行う位相範囲を設定することを特徴と
し、結果として、出力電流の極性検出を省略している。
【００６７】図７は電圧と電流の関係が遅れ力率で、３
０°≦φ≦１５０°における力行状態，零力率状態及び
回生状態の波形例を示したものである。φは力率角であ
る。ここで、位相θが−３０°≦θ≦３０°の範囲では
電流が極性が常に負となり、一方、１５０°≦θ≦２１
０°の範囲では電流の極性が常に正となることがわか
る。また、力率角φが０°＜φ＜３０°の範囲であって
も、力率が１でなければ、その範囲における電流の平均
値は負となる。１５０°＜φ＜１８０°の範囲でも同様
である。本実施例はこの点に着目したものであり、この
範囲でのみ相電圧のゼロ電圧期間の幅を制御することに
より、電流の極性検出を省略可能とした。当然ながら、
この制御位相範囲は−３０°≦θ≦３０°や１５０°≦
θ≦210°よりも狭くても同様の効果が得られ、また、
逆に広くしても（例えば、−９０°≦θ≦９０°や９０
°≦θ≦２７０°）、同様の効果が得られる。以上は、
遅れ力率の場合であるが、進み力率の場合においても電
流の極性が反転するのみで、考え方は同様である。
０°≦φ≦１５０°における力行状態，零力率状態及び
回生状態の波形例を示したものである。φは力率角であ
る。ここで、位相θが−３０°≦θ≦３０°の範囲では
電流が極性が常に負となり、一方、１５０°≦θ≦２１
０°の範囲では電流の極性が常に正となることがわか
る。また、力率角φが０°＜φ＜３０°の範囲であって
も、力率が１でなければ、その範囲における電流の平均
値は負となる。１５０°＜φ＜１８０°の範囲でも同様
である。本実施例はこの点に着目したものであり、この
範囲でのみ相電圧のゼロ電圧期間の幅を制御することに
より、電流の極性検出を省略可能とした。当然ながら、
この制御位相範囲は−３０°≦θ≦３０°や１５０°≦
θ≦210°よりも狭くても同様の効果が得られ、また、
逆に広くしても（例えば、−９０°≦θ≦９０°や９０
°≦θ≦２７０°）、同様の効果が得られる。以上は、
遅れ力率の場合であるが、進み力率の場合においても電
流の極性が反転するのみで、考え方は同様である。
【００６８】動作波形の一例として、ｖcp＜ｖcnを補正
する場合について図８に示す（Ｕ相分のみ示す）。図８
（ａ)〜(ｃ）は中性点電圧制御を行わないときの波形で
あり、出力電流に一致するモータ電流（図８（ｂ))は遅
れ力率角φで流れているものとする。このときのＵ相の
中性点電流ｉouは、図８（ａ）に示す出力相電圧ｅuが
ゼロ電圧となるところでのみ流れ、図８（ｃ）に示すよ
うなパルス状の電流波形となる。
する場合について図８に示す（Ｕ相分のみ示す）。図８
（ａ)〜(ｃ）は中性点電圧制御を行わないときの波形で
あり、出力電流に一致するモータ電流（図８（ｂ))は遅
れ力率角φで流れているものとする。このときのＵ相の
中性点電流ｉouは、図８（ａ）に示す出力相電圧ｅuが
ゼロ電圧となるところでのみ流れ、図８（ｃ）に示すよ
うなパルス状の電流波形となる。
【００６９】中性点電圧制御を適用すると、位相θが−
３０°≦θ≦３０°の範囲で、モータ電流が常に負極性
であることを利用して、出力相電圧のパルス幅を広げて
中性点電流を減少させ、位相θが−３０°≦θ≦３０°
の範囲で、モータ電流が常に正極性であることを利用し
て、パルス幅を狭めて中性点電流を増加させ、正極性の
直流成分を中性点電流に重畳する。他の相においても同
様の制御を行うことにより、出力相電圧の１周期に亘っ
て制御を行い、ｖcpとｖcnが平衡化される。なお、Ｕ相
の中性点電流ｉouに含まれる零相成分以外の成分は３相
で打ち消されて分圧コンデンサ電圧には影響を及ぼさな
い。
３０°≦θ≦３０°の範囲で、モータ電流が常に負極性
であることを利用して、出力相電圧のパルス幅を広げて
中性点電流を減少させ、位相θが−３０°≦θ≦３０°
の範囲で、モータ電流が常に正極性であることを利用し
て、パルス幅を狭めて中性点電流を増加させ、正極性の
直流成分を中性点電流に重畳する。他の相においても同
様の制御を行うことにより、出力相電圧の１周期に亘っ
て制御を行い、ｖcpとｖcnが平衡化される。なお、Ｕ相
の中性点電流ｉouに含まれる零相成分以外の成分は３相
で打ち消されて分圧コンデンサ電圧には影響を及ぼさな
い。
【００７０】次に構成を説明する。
【００７１】図６において、１は出力電圧指令Ｅ* と出
力周波数指令Ｆi*から時刻Ｔo 毎にＵ相の出力電圧パル
スの出力タイミングＴup，Ｔun，Ｖ相の出力タイミング
Ｔvp，Ｔvn、及びＷ相の出力タイミングＴwp，Ｔwnを演
算，出力するパルス幅変調（ＰＷＭ）手段であり、出力
電圧パルスが立ち上げのタイミングか立ち下げのタイミ
ングかを決める１ビットの情報である演算モードと、出
力相電圧の位相θを出力する。この位相θは、パルスタ
イミング補正の際に電流極性信号の代わりに使用する。
力周波数指令Ｆi*から時刻Ｔo 毎にＵ相の出力電圧パル
スの出力タイミングＴup，Ｔun，Ｖ相の出力タイミング
Ｔvp，Ｔvn、及びＷ相の出力タイミングＴwp，Ｔwnを演
算，出力するパルス幅変調（ＰＷＭ）手段であり、出力
電圧パルスが立ち上げのタイミングか立ち下げのタイミ
ングかを決める１ビットの情報である演算モードと、出
力相電圧の位相θを出力する。この位相θは、パルスタ
イミング補正の際に電流極性信号の代わりに使用する。
【００７２】一方、３は差電圧検出手段であり、分圧コ
ンデンサ電圧ｖcpとｖcnとの差電圧Δｖｃ(＝ｖcp−ｖ
cn)を減算器３０で求めた後、ローパスフィルタ３１で
Δｖｃの低周波成分ΔＶｃを検出し、所定のゲインＧを
ゲイン調節器３２で掛けて次式の基本補正幅ΔＴを作成
する。
ンデンサ電圧ｖcpとｖcnとの差電圧Δｖｃ(＝ｖcp−ｖ
cn)を減算器３０で求めた後、ローパスフィルタ３１で
Δｖｃの低周波成分ΔＶｃを検出し、所定のゲインＧを
ゲイン調節器３２で掛けて次式の基本補正幅ΔＴを作成
する。
【００７３】 ΔＴ＝Ｇ・ΔＶｃ …（数４） ４７〜４９は制御位相選択手段で、出力相電圧の位相θ
（Ｕ相を基準）に応じて制御の極性と制御を行う位相範
囲を設定することにより、出力電流の極性検出を省略し
ている。制御位相選択手段４７〜４９の出力と基本補償
幅ΔＴを掛けて各相のパルスタイミング補正幅ΔＴu ，
ΔＴv ，ΔＴw を作成する。すなわち、
（Ｕ相を基準）に応じて制御の極性と制御を行う位相範
囲を設定することにより、出力電流の極性検出を省略し
ている。制御位相選択手段４７〜４９の出力と基本補償
幅ΔＴを掛けて各相のパルスタイミング補正幅ΔＴu ，
ΔＴv ，ΔＴw を作成する。すなわち、
【００７４】
【数５】
【００７５】となる。
【００７６】４０はパルスタイミング補正幅ΔＴu〜Δ
Ｔw、出力電圧パルスの出力タイミングＴup〜Ｔwp及び
演算モード情報から、出力電圧パルスの出力タイミング
を、図４及び図５に示すように、前記（２）式と（３）
式のように補正してパルス出力手段２に出力する。
Ｔw、出力電圧パルスの出力タイミングＴup〜Ｔwp及び
演算モード情報から、出力電圧パルスの出力タイミング
を、図４及び図５に示すように、前記（２）式と（３）
式のように補正してパルス出力手段２に出力する。
【００７７】最終的にパルス出力手段２は、出力相電圧
パルスの補正された出力タイミングＴup′〜Ｔwn′に応
じてゲートパルスを発生し、主回路のスイッチング素子
に与える。
パルスの補正された出力タイミングＴup′〜Ｔwn′に応
じてゲートパルスを発生し、主回路のスイッチング素子
に与える。
【００７８】なお、本実施例では制御位相の選択期間を
１２０°／相としたが、広くまたは狭くしてもよい。
１２０°／相としたが、広くまたは狭くしてもよい。
【００７９】さらに、本実施例では、０°（３６０°）
を含む期間及び１８０°を含む期間の両方で中性点電圧
制御を行うこととしたが、一方の期間において実行する
ことも考えられるが、一回の補正量が大きくなるので好
ましくない。
を含む期間及び１８０°を含む期間の両方で中性点電圧
制御を行うこととしたが、一方の期間において実行する
ことも考えられるが、一回の補正量が大きくなるので好
ましくない。
【００８０】また、補正ゲインが大きいと、基本波が歪
み、小さいと不平衡が急に生じた際、拡大しつつある場
合に対処しきれないので、ゲインの値は、慎重に選定す
る必要がある。
み、小さいと不平衡が急に生じた際、拡大しつつある場
合に対処しきれないので、ゲインの値は、慎重に選定す
る必要がある。
【００８１】ところで、本実施例もまた、前記実施例同
様、ダイポーラ変調，ユニポーラ変調のみならず、１パ
ルスでも適用可能である。
様、ダイポーラ変調，ユニポーラ変調のみならず、１パ
ルスでも適用可能である。
【００８２】３レベルインバータでは、前述の如く、例
えば「Study of 2 and 3−Level Precalculated Modul
ation(EPE'91 Conference Record,P3−228〜P3−23
3）」に記載されているように１パルスでのインバータ
出力電圧制御が可能である。これは、１パルス幅を調整
することにより実現できる。この場合、出力電圧波形は
９０°または２７０°の位相に対して対称な波形とな
る。
えば「Study of 2 and 3−Level Precalculated Modul
ation(EPE'91 Conference Record,P3−228〜P3−23
3）」に記載されているように１パルスでのインバータ
出力電圧制御が可能である。これは、１パルス幅を調整
することにより実現できる。この場合、出力電圧波形は
９０°または２７０°の位相に対して対称な波形とな
る。
【００８３】これに対し、本実施例を適用した場合は次
のような動作となる。すなわち、ｖcp＞ｖcnの場合には
０°付近の零電圧期間を広げ、１８０°付近の零電圧期
間を狭めることにより、分圧コンデンサ電圧をバランス
させることができる。ｖcp＜ｖcnの場合はその逆であ
る。このときの出力電圧波形は９０°または２７０°の
位相に対して非対称となるが、制御の過程の一時的なも
のであり、問題はない。なお、１パルスにおいて本実施
例を適用する場合には、０°及び１８０°のいずれかま
たは両方に、所定の零電圧期間を確保する必要がある。
のような動作となる。すなわち、ｖcp＞ｖcnの場合には
０°付近の零電圧期間を広げ、１８０°付近の零電圧期
間を狭めることにより、分圧コンデンサ電圧をバランス
させることができる。ｖcp＜ｖcnの場合はその逆であ
る。このときの出力電圧波形は９０°または２７０°の
位相に対して非対称となるが、制御の過程の一時的なも
のであり、問題はない。なお、１パルスにおいて本実施
例を適用する場合には、０°及び１８０°のいずれかま
たは両方に、所定の零電圧期間を確保する必要がある。
【００８４】本実施例では、電流検出が不要となるため
簡易な構成で実現可能で、検出器の精度やノイズの影響
を受けにくくなるほか、これらの制御をソフトウェアで
実現する際に処理時間を短縮できるなどの効果がある。
簡易な構成で実現可能で、検出器の精度やノイズの影響
を受けにくくなるほか、これらの制御をソフトウェアで
実現する際に処理時間を短縮できるなどの効果がある。
【００８５】以上は全て誘導電動機負荷の場合を例にと
って説明したが、これに限らず他の負荷においても同様
の効果が期待できる。また、以上は全てインバータを対
象とした説明であったが、これらのインバータの出力端
子をリアクタンス要素を介して交流電源と接続し、交流
を直流に変換する自励式コンバータとして動作させるこ
とも可能である。この場合も、インバータの場合と同様
の効果が期待できる。また、上記実施例は、出力パルス
の幅を演算して得る場合について説明したが、変調波と
搬送波（例えば、正弦波と三角波）とを比較してパルス
幅変調を行う場合についても適用できる。
って説明したが、これに限らず他の負荷においても同様
の効果が期待できる。また、以上は全てインバータを対
象とした説明であったが、これらのインバータの出力端
子をリアクタンス要素を介して交流電源と接続し、交流
を直流に変換する自励式コンバータとして動作させるこ
とも可能である。この場合も、インバータの場合と同様
の効果が期待できる。また、上記実施例は、出力パルス
の幅を演算して得る場合について説明したが、変調波と
搬送波（例えば、正弦波と三角波）とを比較してパルス
幅変調を行う場合についても適用できる。
【００８６】図１の実施例においては、差電圧極性と電
流極性の積の極性に対応して変調波に補償量を重畳さ
せ、図６に示した実施例においては、前記した電圧位相
の期間にのみ補償量を重畳させることにより、同様に実
現可能である。
流極性の積の極性に対応して変調波に補償量を重畳さ
せ、図６に示した実施例においては、前記した電圧位相
の期間にのみ補償量を重畳させることにより、同様に実
現可能である。
【００８７】
【発明の効果】本発明によれば、ＰＷＭ制御方法や交流
側電流の位相に依存することなく、３レベル電力変換器
の直流側分圧コンデンサの電圧分担を均等化して安定し
た交流電圧を供給するとともに、変換器主回路素子の過
電圧を防止できるなどの効果がある。
側電流の位相に依存することなく、３レベル電力変換器
の直流側分圧コンデンサの電圧分担を均等化して安定し
た交流電圧を供給するとともに、変換器主回路素子の過
電圧を防止できるなどの効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す構成図。
【図２】中性点電圧制御の方向を説明する図。
【図３】分圧コンデンサ電圧の不平衡を補正する際の動
作波形例。
作波形例。
【図４】ダイポーラ変調での相電圧波形例。
【図５】ユニポーラ変調での相電圧波形例。
【図６】他の実施例の構成例を示す図。
【図７】他の実施例での相電圧と電流の関係図。
【図８】他の実施例で分圧コンデンサ電圧の不平衡を補
正する際の動作波形例。
正する際の動作波形例。
【図９】インバータ周波数（出力電圧）と変調方式の関
係を示す図。
係を示す図。
【図１０】基本変調波と変調方式の関係を示す図。
１…ＰＷＭ手段、２…パルス出力手段、３…差電圧検出
手段、３０…減算器、３１…ローパスフィルタ、３２…
ゲイン調節器、４…パルスタイミング補正手段、４１〜
４３…極性検出器、４４〜４６…乗算器、４７〜４９…
制御位相選択手段、５…直流架線、６０…直流リアクト
ル、６１，６２…クランプコンデンサ、７ａ，７ｂ，７
ｃ…スイッチングユニット、８…電流制御手段、１１…
基本変調波発生手段、１２…バイアス重畳手段、１３…
正負分配手段、１４…パルスタイミング出力手段。
手段、３０…減算器、３１…ローパスフィルタ、３２…
ゲイン調節器、４…パルスタイミング補正手段、４１〜
４３…極性検出器、４４〜４６…乗算器、４７〜４９…
制御位相選択手段、５…直流架線、６０…直流リアクト
ル、６１，６２…クランプコンデンサ、７ａ，７ｂ，７
ｃ…スイッチングユニット、８…電流制御手段、１１…
基本変調波発生手段、１２…バイアス重畳手段、１３…
正負分配手段、１４…パルスタイミング出力手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中村 清 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内
Claims (17)
- 【請求項１】直流電圧を分圧する直列接続されたコンデ
ンサと、これらコンデンサから給電され、直流を正，零
及び負の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電力
変換装置において、前記電力変換装置の出力電流極性及
び前記直列接続されたコンデンサの差電圧とに基づいて
零電圧期間を調整する零電圧調整手段を備えた電力変換
装置。 - 【請求項２】請求項１において、前記電力変換装置の出
力電流極性は、前記電力変換装置の交流側電流の方向を
検出して得るものである電力変換装置。 - 【請求項３】請求項１において、前記零電圧調整手段
は、前記電力変換装置から流れ出る交流側の電流を正と
し、前記直列接続されたコンデンサのうち前記直流の正
側に接続されたコンデンサの電圧が大きい場合を前記差
電圧の正とすると、前記差電圧と電流の積が正の時、前
記零電圧期間を減少させ、負の時、増加させる方向に調
整する手段である電力変換装置。 - 【請求項４】請求項１において、前記電力変換装置の出
力電流極性は、前記出力相電圧の基本波の位相が、零点
前後の所定の位相幅にあるか否かを検出することにより
得るものである電力変換装置。 - 【請求項５】請求項１において、前記零電圧調整手段
は、前記出力相電圧の基本波の半周期を複数のパルス列
で表現する多パルスモードにて作用させる電力変換装
置。 - 【請求項６】請求項１において、前記零電圧調整手段
は、前記出力相電圧の基本波の半周期を一つのパルスで
表現する１パルスモードにて作用させる電力変換装置。 - 【請求項７】請求項１において、前記零電圧調整手段
は、前記直列接続されたコンデンサのうち前記直流の正
側に接続されたコンデンサの電圧が大きい場合を前記差
電圧の正としたとき、この差電圧が正の場合、前記出力
相電圧の基本波の位相が０°を含む期間で前記零電圧期
間を増加させ、この位相が１８０°を含む期間で前記零
電圧期間を減少させ、この差電圧が負の場合、前記出力
相電圧の基本波の位相が０°を含む期間零電圧期間を減
少させ、この位相が１８０°を含む期間で前記零電圧期
間を増加させる手段である電力変換装置。 - 【請求項８】直流電圧を分圧する直列接続されたコンデ
ンサと、これらのコンデンサから給電され、直流を正，
零及び負の３つの電位を有する交流相電圧に変換する電
力変換装置において、前記直列接続されたコンデンサの
差電圧及び前記電力変換装置の交流側出力電流とを入力
してこの電力変換装置を構成するスイッチ素子を制御す
るパルスを作成するパルス幅変調手段を備えた電力変換
装置。 - 【請求項９】請求項８において、前記パルス幅変調手段
は、前記直列接続されたコンデンサの電圧のバランスを
制御する手段を含む電力変換装置。 - 【請求項１０】請求項８において、前記パルス幅変調手
段は、前記電力変換装置の交流側電流の方向及び前記直
列接続されたコンデンサの差電圧とに基づいて前記零電
圧期間を調整する零電圧期間調整手段である電力変換装
置。 - 【請求項１１】請求項１０において、前記零電圧期間調
整手段は、前記電力変換装置から流れ出る交流側の電流
を正とし、前記直列接続されたコンデンサのうち前記直
流の正側に接続されたコンデンサの電圧が大きい場合を
前記差電圧の正とすると、前記差電圧と電流の積が正の
時、前記零電圧期間を減少させ、負の時、増加させる方
向に調整する手段である電力変換装置。 - 【請求項１２】直流電圧を分圧する直列接続されたコン
デンサと、これらコンデンサから給電され、直流を正，
零及び負の３つの電位を有する交流相電圧に変換し、抵
抗負荷以外の負荷に対して電力を供給する電力変換装置
において、前記直列接続されたコンデンサの差電圧に応
じて、前記負荷に流れる電流の区間平均が前記負荷の運
転状態によっては変化しない位相区間で前記零電圧期間
を調整する手段を備えた電力変換装置。 - 【請求項１３】直流電圧を分圧する直列接続されたコン
デンサと、これらコンデンサから給電され、直流を正，
零及び負の３つの電位を有する交流相電圧に変換し、抵
抗負荷以外の負荷に対して電力を供給する電力変換装置
において、前記直列接続されたコンデンサの電圧差を小
さくする制御を、前記出力相電圧の基本波の位相が０°
を含む位相期間にて、前記零電圧期間を調整することに
より行うように構成した電力変換装置。 - 【請求項１４】請求項１３において、前記コンデンサの
うち前記直流の正側に接続されたコンデンサ電圧が大き
いとき前記差電圧を正とすると、この差電圧が正のと
き、前記出力相電圧の基本波の位相が０°を含む位相期
間にて、前記零電圧期間が増加する方向に調整し、前記
差電圧が負の時、前記出力相電圧の基本波の位相が０°
を含む位相期間にて、前記零電圧期間が減少する方向に
調整するように構成した電力変換装置。 - 【請求項１５】直流電圧を分圧する直列接続されたコン
デンサと、これらコンデンサから給電され、直流を正，
零及び負の３つの電位を有する交流相電圧に変換し、抵
抗負荷以外の負荷に対して電力を供給する電力変換装置
において、前記直列接続されたコンデンサの電圧差を小
さくする制御を、前記出力相電圧の基本波の位相が１８
０°を含む位相期間にて、前記零電圧期間を調整するこ
とにより行うように構成した電力変換装置。 - 【請求項１６】請求項１５において、前記コンデンサの
うち前記直流の正側に接続されたコンデンサ電圧が大き
いとき前記差電圧を正とすると、この差電圧が正のと
き、前記出力相電圧の基本波の位相が１８０°を含む位
相期間にて、前記零電圧期間が減少する方向に調整し、
前記差電圧の負の時、前記出力相電圧の基本波の位相が
１８０°を含む位相期間にて、前記零電圧期間が増加す
る方向に調整するように構成した電力変換装置。 - 【請求項１７】直流電圧を分圧する直列接続されたコン
デンサと、これらコンデンサから給電され、直流を正，
零及び負の３つの電位を有する交流相電圧に変換し、誘
導電動機に対して電力を供給する電力変換装置を備えた
電気車の制御装置において、前記誘導電動機を制御する
全ての周波数制御領域で、単一の中性点電圧制御手段を
備えた電気車の制御装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5217185A JP2888104B2 (ja) | 1993-09-01 | 1993-09-01 | 電力変換装置 |
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| KR1019940020600A KR950010316A (ko) | 1993-09-01 | 1994-08-20 | 전력변환장치 |
| EP94113482A EP0642212A1 (en) | 1993-09-01 | 1994-08-29 | Three-level power converting apparatus having means for balancing DC component thereof |
| ZA946708A ZA946708B (en) | 1993-09-01 | 1994-09-01 | Three-level power converting apparatus having means for balancing DC component thereof |
| US08/297,569 US5627742A (en) | 1993-09-01 | 1994-09-01 | Three level power converting apparatus having means for balancing DC component thereof |
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|---|---|---|---|
| JP5217185A JP2888104B2 (ja) | 1993-09-01 | 1993-09-01 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0775345A true JPH0775345A (ja) | 1995-03-17 |
| JP2888104B2 JP2888104B2 (ja) | 1999-05-10 |
Family
ID=16700200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP5217185A Expired - Lifetime JP2888104B2 (ja) | 1993-09-01 | 1993-09-01 | 電力変換装置 |
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| EP (1) | EP0642212A1 (ja) |
| JP (1) | JP2888104B2 (ja) |
| KR (1) | KR950010316A (ja) |
| CN (1) | CN1033885C (ja) |
| AU (1) | AU667014B2 (ja) |
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