KR101379202B1 - Ｎｐｃ 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치 및 방법 - Google Patents

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박정우
권진수
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Abstract

본 발명은 펄스 폭 변조를 위한 3상 기준전압에 밸런스 오프셋 제어기의 출력값을 더하는 방식으로 최종적인 기준전압을 계산함으로써, NPC 컨버터에 발생하는 직류 링크 전압 불균형을 해소할 수 있는 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치 및 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명에 따른 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치는 중성점을 사이에 두고 배치되는 상단 커패시터와 하단 커패시터의 전압 차이를 허용 한도 내로 감소시키기 위한 전압제어부; 섹터 별로 중성점에 흐르는 전류방향을 계산하여 부호를 결정하는 부호결정부; 및 밸런스 오프셋 전압의 크기를 제한하는 전압제한부;를 포함하여, 펄스 폭 변조를 위한 3상 기준전압에 밸런스 오프셋 제어기의 출력값을 추가하는 형태로 NPC 컨버터에 발생하는 직류 링크 전압 불균형을 해결할 수 있도록 된 것을 특징으로 한다.

Description

ＮＰＣ 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치 및 방법{BALANCE OFFSET CONTROL DEVICE FOR NEUTRAL-POINT VOLTAGE CONTROL IN NEUTRAL POINT CLAMPED CONVERTER}
본 발명은 NPC 컨버터에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 클램핑 다이오드와 연결되며 DC-링크단을 구성하는 상단 커패시터와 하단 커패시터의 중성점에 발생하는 중성점 전위 불균형 문제를 해소할 수 있는 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 산업계에서 전기장치가 대용량화되는 추세에 따라 고전압 대용량 전력변환 시스템에 적용하기 위한 멀티 레벨 컨버터가 지속적으로 개발되고 있으며, 이러한 멀티 레벨 컨버터는 아래와 같은 특징이 있다.
첫째, 출력전압 레벨이 증가할수록 스위칭시 발생하는 dV/dt와 서지전압의 크기가 감소하여 교류회전기 구동에 적용할 경우 회전기 고정자 권선의 절연파괴 및 회전기 베어링 파손 등으로 인한 고장을 현저히 감소시킬 수 있다. 또한 공통모드 전류의 억제효과도 제공한다.
둘째, 2 레벨 컨버터에 비하여 보다 낮은 스위칭 주파수로 동일한 출력 고조파 특성을 얻을 수 있으며 반대로 같은 스위칭 주파수로 출력 고조파를 감소시킬 수 있다.
지금까지 개발된 멀티레벨 컨버터 중에서 다이오드 클램핑 방식은 고전압의 단일 직류링크에 직렬 연결된 다수의 커패시터로부터 얻어지는 여러 단의 탭에 순차적으로 스위칭하는 방식으로 백 투 백(Back-to-Back) 연결이 가능한 특징을 가지고 있다.
그러나, 직류 링크전압의 불균형 문제를 해결하기 위한 제어기법이 필요하고, 레벨의 수가 증가함에 따라 시스템 구현이 현실적으로 어렵고, 불균형적인 전압이 인가되는 클램핑 다이오드가 필요하다는 등의 문제점을 가진다.
특히, 다이오드 클램핑 방식 중에 3 레벨의 컨버터를 NPC(Neutral Point Clamped) 컨버터라 부르는데, 이 NPC 컨버터는 현재 다이오드 클램핑 방식 중에 가장 널리 사용되고 있으며, 직류 링크전압 불균형 문제를 해결하기 위한 많은 방법들을 제시하고 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 발명한 것으로서, 펄스 폭 변조를 위한 3상 기준전압에 밸런스 오프셋 제어기의 출력값을 더하는 방식으로 최종적인 기준전압을 계산함으로써, NPC 컨버터에 발생하는 직류 링크 전압 불균형을 해소할 수 있는 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치 및 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명에 따른 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치는 중성점을 사이에 두고 배치되는 상단 커패시터와 하단 커패시터의 전압 차이를 허용 한도 내로 감소시키기 위한 전압제어부; 섹터 별로 중성점에 흐르는 전류방향을 계산하여 부호를 결정하는 부호결정부; 및 밸런스 오프셋 전압의 크기를 제한하는 전압제한부;를 포함하여, 펄스 폭 변조를 위한 3상 기준전압에 밸런스 오프셋 제어기의 출력값을 추가하는 형태로 NPC 컨버터에 발생하는 직류 링크 전압 불균형을 해결할 수 있도록 된 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 전압제어부는 상단 커패시터의 전압값(Vdc_U)과 하단 커패시터의 전압값(Vdc_L)을 입력받아 중성점 전위의 차이(Vdelta)를 계산하기 위한 전압계산부; 상기 중성점 전위의 차이(Vdelta)값과 중성점 전위 변동의 허용한도 내에서 임의로 설정가능한 기준값(V* delta)을 비교 판단하여 밸런스 오프셋 제어기의 동작 여부를 판단하기 위한 동작판단부; 및 상기 Vdelta 과 V* delta 의 차인 Vdelta _ error를 입력받아 Vdelta가 V* delta을 추종하도록 밸런스 오프셋 전압(Vbal _ offset)을 제어하는 비례제어기;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 비례제어기는 비례 게인인 Kp에 따라 Vdelta가 V* delta을 추종할 수 있도록 제어하는 P 제어기를 사용하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 비례제어기는 비례 게인인 Kp와 적분 게인인 Ki를 이용하여 Vdelta가 V* delta을 추종할 수 있도록 제어하는 PI 제어기를 사용하는 것을 특징으로 한다.
상기 전압제한부에 의해 제한되는 밸런스 오프셋 전압의 제한값은 3개의 상기준전압 중에서 최대값과 +Vdc/2와의 차이, 중간값과 0과의 차이, 최소값과 -Vdc/2와의 차이 중에서 가장 작은 값인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어방법은 하기 식 23과 같이 펄스 폭 변조를 위한 3상 기준전압(V* xs + offsetn)에 밸런스 오프셋 제어기로부터 계산된 밸런스 오프셋 전압(Vbal _ offset)을 더하여 최종 기준전압(V* xs_PWM)을 계산하는 단계;를 포함하고, 상기 하기 식 23은
Figure 112012091029839-pat00001
이고, 상기 Signbal는 부호이고, 상기 x는 3상 중에 a상이면 a를 혹은 b상이면 b를 혹은 c상이면 c를 의미하며, 상기 (+1 or -1)은 컨버터에 적용하는 경우 +1을, 인버터에 적용하는 경우 -1을 곱하는 것을 의미하며, NPC 컨버터에 발생하는 직류 링크 전압 불균형을 해결할 수 있도록 된 것을 특징으로 한다.
상기 부호(Signbal)는
상기준전압(V* xs+offset)의 부호(+ 혹은 -)에 따라 V* xs _Ⅰ 에 +1 혹은 -1을 할당하는 단계; 상기 할당된 V* xs _Ⅰ 의 3상 값을 더하여 V* plus 를 계산하는 단계; 상기 계산된 V* plus 값을 V* xs _Ⅰ 에 더하여 V* xs _Ⅱ 를 계산하는 단계; 상기 V* xs _Ⅱ 이 0(zero)인 경우 V* xs _Ⅲ 에 -1을 할당하고, 상기 V* xs _Ⅱ 이 0(zero)이 아닌 경우 V* xs _Ⅲ 에 0(zero)을 할당하는 단계; 상기 V* xs _Ⅲ 에 V* plus 를 곱하여 V* xs _Ⅳ 을 구하는 단계; 입력전류(Ix)가 양의 부호를 가지면 Ix -Ⅰ 에 +1을, 상기 입력전류(Ix)가 음의 부호를 가지면 Ix -Ⅰ 에 -1을 할당하는 단계; 및 벡터 V* abcs _Ⅳ와 벡터 Iabc _Ⅰ의 내적을 계산하여 부호(Signbal)를 구하는 단계;로 구하여지며, 섹터 정보 및 중성점 전류 정보를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치 및 방법의 장점을 설명하면 다음과 같다.
첫째로, DC-링크단을 구성하는 상단 커패시터와 하단 커패시터의 전압 차이를 제어하는 전압제어부(제어기)를 통해 PWM을 위한 기준전압에 밸런스 오프셋 전압을 추가하는 방식으로 최종 기준전압을 계산함으로써, NPC 컨버터의 중성점 전위 불균형 문제를 해소할 수 있다.
둘째로, 밸런스 오프셋 제어장치를 통해 삼각함수를 이용하거나 혹은 룩업(Look-up) 테이블을 이용하지 않으면서 간략화된 섹터 판별을 통해 부호를 결정할 수 있는 장점이 있다.
셋째로, 기존의 상위제어기를 이용하지 않고 PWM을 위한 기준전압에 밸런스 오프셋 전압을 추가하는 방식으로 최종 기준전압을 구하므로, 기존 제어기와 기존 PWM 방법에 용이하게 적용할 수 있는 장점이 있다.
도 1은 3-레벨 NPC 컨버터 회로도
도 2는 3-레벨 NPC 컨버터의 공간전압벡터도
도 3은 공간전압벡터 및 전류 방향에 따른 DC-링크 커패시터 전압의 충전과 방전 상태(적색 실선-충전 상태, 청색 점선-방전 상태)를 보여주는 개략도
도 4는 본 발명에 따른 밸런싱 오프셋 제어기를 보여주는 블록도(적색 점선)
도 5는 3-레벨 NPC 컨버터의 캐리어 기반(Carrier-based) SPWM 방법을 설명하기 위한 도면
도 6은 3-레벨 NPC 컨버터의 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I을 설명하기 위한 도면
도 7은 3-레벨 NPC 컨버터의 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I 의 문제점을 설명하기 위한 도면
도 8은 3-레벨 NPC 컨버터의 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 II 의 제1단계를 설명하기 위한 도면
도 9는 3-레벨 NPC 컨버터의 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 II 의 제2단계를 설명하기 위한 도면
도 10은 3-레벨 NPC 컨버터의 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 II 의 제3단계를 설명하기 위한 도면
도 11은 3-레벨 NPC 컨버터의 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I에서 밸런스 오프셋 전압이 (+)로 추가된 후의 상태를 설명하기 위한 도면
도 12는 3-레벨 NPC 컨버터의 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I에서 밸런스 오프셋 전압이 (-)로 추가된 후의 상태를 설명하기 위한 도면
도 13는 균등한 초기충전전압을 주고 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM I을 적용시 Vdc_U(청색)와 Vdc_L(적색)을 보여주는 그래프
도 14는 초기충전전압에 +20V의 불평형을 주고 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM I을 적용시 Vdc_U(청색)와 Vdc_L(적색)을 보여주는 그래프
도 15는 균등한 초기충전전압을 주고 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM I + 밸런스 오프셋 제어기를 적용시 Vdc_U(청색)와 Vdc_L(적색)을 보여주는 그래프
도 16은 초기충전전압에 +20V의 불평형을 주고 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM I + 밸런스 오프셋 제어기를 적용시 Vdc_U(청색)와 Vdc_L(적색)을 보여주는 그래프
도 17은 Signbal에 대한 파형(X축-시간, Y축-부호값)을 보여주는 그래프
도 18은 Vbal _ offset * Signbal 에 대한 파형(X축-시간, Y축-전압)을 보여주는 그래프
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세하게 설명하기로 한다.
도 1은 3-레벨 NPC(Neutral Point Clamped) 컨버터에 대한 회로도로서, 3-레벨 NPC 컨버터는 중성점을 갖는 두 개의 DC-링크 커패시터 뱅크인 Cdc _U 와 Cdc _L을 가지며, 각 상의 클램핑 다이오드인 Dx1과 Dx2, 그리고 전력용 반도체 스위치인 Sx1, Sx2, Sx3, Sx4가 도 1처럼 연결된 구조를 가진다.
여기서 x는 상을 의미하며 3상인 a, b, c의 값을 갖는다.
3-레벨 NPC 컨버터를 AC(교류)에서 DC(직류)로 변환하는 장치로 사용할 경우, 컨버터의 AC 출력단(a, b, c)은 부스트(Boost) 리액터를 포함한 필터를 거쳐 AC 전원에 연결된다.
이때의 3상 전류는 도 1처럼 전원에서 컨버터로 들어오는 방향을 (+)방향으로 정의한다.
반대로 DC에서 AC로 변환하는 장치로 사용할 경우, 필터를 거치거나 혹은 직접 부하에 연결되며, 3상 전류의 방향은 컨버터에서 부하로 나가는 방향을 (+)방향으로 정의한다.
표 1은 3-레벨 NPC 컨버터에서 각 상 스위치의 온/오프에 따른 스위치 상태와 출력전압을 나타낸 표로서, 스위치 상태에서 ‘1’은 온(ON)상태를, ‘0’은 오프(OFF)상태를 나타낸다.
Sx1과 Sx3, Sx2와 Sx4는 각각 상보적인 스위칭 동작을 수행하며, NPC 컨버터에서 사용 가능한 스위칭 상태는 3가지가 존재한다.
3가지의 스위치 조합을 스위치 상태로 나타내었으며, 각 스위치 상태에 따라 +Vdc/2, 0, -Vdc/2의 출력 전압이 발생된다.
여기서 Vdc는 도 1에서의 상단과 하단의 DC-링크 커패시터 전압을 합친 전체 전압(Vdc _U+Vdc _L)을 나타낸다.
NPC 컨버터에서 각 상의 출력 전압을 레그(Leg) 전압 혹은 폴(Pole) 전압이라고도 한다.
Figure 112012091029839-pat00002
도 2는 3-레벨 NPC 컨버터의 공간전압벡터도를 나타낸다. 3-레벨 NPC 컨버터의 경우 한 상에 3가지 스위치 상태가 존재하므로 3상의 경우 33=27 가지의 공간전압벡터가 존재한다. 도 2에서
Figure 112012091029839-pat00003
는 순시값에 해당하는 공간전압벡터를 나타내며,
Figure 112012091029839-pat00004
,
Figure 112012091029839-pat00005
,
Figure 112012091029839-pat00006
는 각각 a상, b상, c상의 스위치 상태를 나타낸다.
예로서, V200는 a상의 스위치 상태가 2, b상의 스위치 상태가 0, c상의 스위치 상태가 0일 때, 3상 3-레벨 NPC 컨버터가 출력하는 공간전압벡터를 나타낸다.
3-레벨 NPC 컨버터에 존재하는 총 27개의 공간전압벡터들은 벡터의 크기에 따라 4가지(라지 벡터, 미들 벡터, 스몰 벡터, 제로 벡터)로 분류되며, 표 2에 이를 정리하였다.
Figure 112012091029839-pat00007
표 2에서 나타난 것처럼 크기가 가장 큰 전압은 2Vdc/3를 갖는데, 이는 모든 컨버터들이 출력할 수 있는 공통적인 크기에 해당한다.
6개의 유효벡터(Effective Vector)와 2개의 제로 벡터(Zero Vector)를 갖는 2-레벨 컨버터와는 달리, 3-레벨 NPC 컨버터는 6개의 라지 벡터(Large Vector) 및 6개의 미들 벡터(Middle Vector)들과 12개의 스몰 벡터(Small Vector)들 및 3개의 제로 벡터(Zero Vector)들을 가진다.
12개의 스몰 벡터들은 하단 커패시터와 관련이 있는 6개의 로우(Low) 스몰 벡터들과 상단 커패시터와 관련이 있는 6개의 하이(High) 스몰 벡터들로 세분화된다.
도 1에서처럼 3-레벨 NPC 컨버터는 DC-링크 단을 구성하는 2개의 직렬 커패시터가 있으며, 직렬 커패시터들의 중성점에 각 상의 클램핑 다이오드들이 연결된 형태를 가진다.
DC-링크 커패시터의 전체 전압인 Vdc는 AC에서 DC로 변환하는 장치에서는 전압제어기를 사용하여 제어되며, DC에서 AC로 변환하는 장치에서는 정류기를 사용하여 일정한 전압으로 유지될 수 있다.
그러나 3-레벨 NPC 컨버터의 중성점의 전위는 표 2의 공간전압벡터들과 입력 혹은 출력되는 전류의 방향에 따라 변동되는 특성을 가진다.
도 3은 3-레벨 NPC 컨버터의 중성점 전위 불균형이 발생하는 이유를 설명한 개략도으로서, 3-레벨 NPC 컨버터에서 하나의 공간전압벡터가 발생되었을 때 입력 혹은 출력되는 전류의 방향에 따라 DC-링크를 구성하는 상단 커패시터와 하단 커패시터의 충전과 방전상태를 나타낸다.
도 3에서 실선은 커패시터가 충전되는 상태를, 점선은 커패시터에서 방전되는 상태를 나타낸다.
첫 번째 예로서, 도 3(a)에서 V200 벡터가 출력되었을 경우, a상 스위치 상태는 ‘2’, b상과 c상의 스위치 상태는 ‘0’이 되며, DC-링크 커패시터의 중성점은 전원 혹은 부하에 연결되지 않게 된다.
이 상태에서는 DC-링크 커패시터에 입력 혹은 출력되는 전류의 방향에 따라 전체 커패시터에 충전 혹은 방전되는 상태가 되며, DC-링크 커패시터의 중성점은 이전 상태를 유지하게 되므로 중성점 전위 불균형이 발생되지 않는 상태가 된다.
이러한 현상은 다른 라지 벡터(Large Vector)들에서도 동일하게 나타나게 되므로 라지 벡터(Large Vector)들은 중성점 전위 불균형에 영향을 주지 않는 벡터에 해당된다.
두 번째 예로서, 도 3(b)에서 V210 벡터가 출력되었을 경우, a상 스위치 상태는 ‘2’, b상의 스위치 상태는 ‘1’, 그리고 c상의 스위치 상태는 ‘0’이 되며 DC-링크 커패시터의 상단 (+)단자, 중성점, 하단 (-)단자가 각각 하나씩 3상의 입력 혹은 부하에 연결된다.
이 상태에서는 중성점과 연결된 b상의 전류의 방향에 따라 중성점 전위가 변동된다.
다시 말해 b상의 전류가 컨버터에서 전원 혹은 부하 측으로 나가는 방향이면, 상단 커패시터는 충전을 하는 상태가 되며, 하단 커패시터는 방전을 하는 상태가 되어 중성점 전위가 감소하는 상태가 된다.
반대로 b상의 전류가 전원 혹은 부하 측에서 컨버터로 들어오는 방향이면, 상단 커패시터는 방전을 하는 상태가 되며, 하단 커패시터는 충전을 하는 상태가 되어 중성점 전위가 증가하는 상태가 된다.
이러한 현상은 다른 미들 벡터(Middle Vector)들에서도 유사하게 나타난다. 즉 미들 벡터(Middle Vector)들이 출력되는 상태에서는 입력 혹은 출력되는 전류의 방향에 따라 충전 혹은 방전 상태가 결정되고, 이로 인해 중성점 전위가 변동을 하게 된다.
중성점이 변동되는 크기는 중성점에 입력 혹은 출력되는 전류의 크기 및 위상에 따라 변한다.
또한 3-레벨 NPC 컨버터에서는 이러한 미들 벡터(Middle Vector)들이 중성점 전위 불균형에 가장 큰 영향을 주게 되므로 미들 벡터(Middle Vector)들이 출력되는 시간이 커질수록 중성점 전위 변동은 더욱 커지게 된다.
세 번째 예로서, 도 3(c)에서 V211 벡터가 출력되었을 경우, a상 스위치 상태는 ‘2’, b상과 c상의 스위치 상태는 ‘1’이 되며, DC-링크 커패시터의 상단 커패시터의 (+)단자와 중성점이 3상의 입력 혹은 부하에 각각 한 개와 두 개씩 연결된다.
이 상태에서는 상단의 커패시터만이 전원 혹은 부하에 연결되므로, 중성점에 흐르는 전류가 입력 혹은 출력됨에 따라 상단 커패시터가 방전 혹은 충전되는 상태가 되어 중성점 전위가 상승 혹은 감소하게 된다.
네 번째 예로서, 도 3(d)에서 V100 벡터가 출력되었을 경우, a상 스위치 상태는 ‘1’, b상과 c상의 스위치 상태는 ‘0’이 되며, DC-링크 커패시터의 중성점과 하단 커패시터의 (+)단자가 3상의 입력 혹은 부하에 각각 한 개와 두 개씩 연결된다.
이 상태에서는 하단의 커패시터만이 전원 혹은 부하에 연결되므로, 중성점에 흐르는 전류가 입력 혹은 출력됨에 따라 하단 커패시터가 방전 혹은 충전되는 상태가 되어 중성점 전위가 상승 혹은 감소하게 된다.
세 번째와 네 번째의 예는 스몰 벡터(Small Vector)들에 해당하는 예로서, 스몰 벡터(Small Vector)들은 상단 커패시터 전위에 영향을 주는 벡터들(High Small Vectors)과 하단 커패시터 전위에 영향을 주는 벡터들(Low Small Vectors)로 나눌 수 있다.
이러한 스몰 벡터(Small Vector)들은 한편으로는 DC-링크 커패시터 중성점 전위 변동에 영향을 주지만, 다른 한편으로는 서로 상보적인 관계가 있기 때문에 불균형된 중성점 전위를 제어하는 용도로 사용된다.
제로 벡터(Zero Vector)들의 경우는 2-레벨 컨버터와 마찬가지로 유효전력을 공급받거나 공급하는 상태가 아니며 전원 혹은 부하에 프리휠링(Free Wheeling)모드로 동작하기 때문에 DC-링크 커패시터의 중성점 전위하고는 상관이 없는 벡터들이다.
도 4는 3-레벨 NPC 컨버터의 중성점 전위 불균형을 제어하기 위해 제안한 밸런싱 오프셋 제어기에 대한 블록도를 나타낸다.
3-레벨 NPC 컨버터에서 사용되는 주 제어기는 다른 구조의 컨버터들과 마찬가지로 DC에서 AC로 변환하는 장치일 경우, DC-링크 일정 전압제어 등의 상위제어기와 전류제어를 가지는 하위제어기로 구성되며, AC에서 DC로 변환하는 장치일 경우, 부하의 성격에 따라 속도제어 혹은 토크제어 등의 상위제어기와 전류제어를 가지는 하위제어기로 구성된다.
본 발명은 상위제어기에 대한 내용과는 관련이 없으며, 기존의 상위제어기를 수행한 뒤 PWM을 위해 출력되는 기준전압에 대해 중성점 전위를 어떻게 할 것인가에 대한 사항만을 다룬다.
기존에 사용되는 방식에 의해 동기좌표계에서 주 제어기에서의 출력 값은 도 2에서와 같이 d축과 q축의 기준전압(
Figure 112012091029839-pat00008
,
Figure 112012091029839-pat00009
)으로 나타나며, 식 (1)과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112012091029839-pat00010
(1)
여기서, ‘*’는 기준 지령값을 의미하고 ‘e’는 동기좌표계를 의미한다. 식 (1)로 표현된 동기좌표계에서의 기준전압을 3상 컨버터에서 출력하기 위해서는 식 (2)로 표현된 동기좌표계에서 정지좌표계로의 축변환 과정과 식 (3)으로 표현된 정지좌표계 2상에서 정지좌표계 3상으로의 축변환 과정이 필요하다.
Figure 112012091029839-pat00011
(2)
Figure 112012091029839-pat00012
(3)
여기서, ‘s’는 정지좌표계를 의미하며, ‘θ’는 도 2 에서 반시계 방향으로 축이 회전하는 각속도를 나타낸다.
식 (3)에 표현된 정지 3상에 대한 기준전압을 PWM(Pulse Width Modul- ation)을 위한 지령값으로 사용하게 되면 SPWM(Sinusoidal PWM) 방법이 된다.
도 5는 3-레벨 NPC 컨버터에서 캐리어 기반(Carrier-based) SPWM 방법을 나타낸 개략도이다.
도 5에서 Sx1에 대한 캐리어로 ‘캐리어 1(Carrier 1)’이, Sx2에 대한 캐리어로 ‘캐리어 2(Carrier 2)’가 사용된다.
상기준전압인
Figure 112012091029839-pat00013
는 캐리어와 비교되어 상기준전압이 크게 되면 스위치는 온 되고, 상기준전압이 캐리어보다 작게 되면 스위치는 오프 된다.
캐리어와 상기준전압을 비교하여 각 스위치에서 온이 되는 영역을 회색 음영으로 나타내었다.
또한 각 상의 2개 스위치에 대한 온/오프 상태를 표 1에서 표현한 스위치 상태(2, 1, 0)로 표시하였다.
도 5에서처럼 SPWM 방법의 경우 스몰 벡터(Small Vector)들(V100, V211)이 샘플링 주기인 Ts 동안 양분되지 않게 나타나기 때문에, 스몰 벡터(Small Vector)들이 양분되었을 때보다 전류리플이 증가하는 단점을 가진다.
또한 기준전압의 최대값이
Figure 112012091029839-pat00014
내에 있어야 선형변조가 가능하다. 이러한 SPWM 방법의 단점을 개선시킨 방법이 SVPWM (Space Vector PWM) 방법이다.
3-레벨 NPC 컨버터에서 SVPWM 방법과 SPWM 방법은 한 샘플링 주기동안 라지 벡터(Large Vector), 미들 벡터(Middle Vector),그리고 제로 벡터(Zero Vector) 들의 순서와 인가 시간은 동일하지만, 스몰 벡터(Small Vector) 들의 인가시간이 다르게 나타난다.
다시 말하면, SPWM 방법은 도 5에서 설명한 바와 같이 스몰 벡터(Small Vector)들의 인가시간이 서로 다른 반면에, SVPWM 방법은 스몰 벡터(Small Vector)들의 인가시간을 서로 같게 만든 방법이다.
스몰 벡터(Small Vector)들의 인가시간을 서로 같게 만드는 여러 가지 방법들이 있으며, 이들 중에 가장 적은 계산량을 가지는 방법이 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법이다.
이 방법은 상기준전압인
Figure 112012091029839-pat00015
에 동일한 오프셋 전압을 더하거나 빼줌으로서, 4종류의 벡터들의 인가시간에 영향을 주지 않으면서 단지 스몰 벡터(Small Vector)들의 인가시간 배분을 조정하는 방법이다.
즉 오프셋 전압을 더하거나 빼주더라도 같은 크기를 가지면서 스위치상태만 다른 스몰 벡터(Small Vector)들의 총 인가시간은 같게 되므로 기준전압의 크기는 변동이 없게 된다.
도 6은 3-레벨 NPC 컨버터에서 스몰 벡터(Small Vector) 들의 인가시간을 서로 같게 만들기 위한 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I 을 나타내며, 다음과 같은 순서에 따라 오프셋 전압(Voffset1)을 계산한다.
1. 제1단계 : 3상 기준전압의 최대값 및 최소값 분류
식 (3)에서 출력된 3상 상기준전압인
Figure 112012091029839-pat00016
에서 최소값과 최대값을 결정한다.
2. 제2단계 : 오프셋 전압(Voffset1) 계산
도 6에서 적색 화살표로 표시된 것처럼, 상단 전압인 +Vdc/2와 상기준전압 최대값(VMax1)과의 차이와 하단 전압인 -Vdc/2와 상기준전압 최소값(VMin1)과의 차이가 같도록 오프셋 전압 계산한다.
Figure 112012091029839-pat00017
(4)
Figure 112012091029839-pat00018
(5)
3. 제3단계 : 새로운 상기준 전압 계산
원래의 상기준전압
Figure 112012091029839-pat00019
에 오프셋 전압을 더하여 새로운 상기준전압을 계산한다.
Figure 112012091029839-pat00020
(6)
Figure 112012091029839-pat00021
(7)
도 5와 도 6을 비교해 보면, 앞서 설명한 바와 같이 벡터들의 순서와 인가시간은 동일하며, 도 5의 경우에 단지 스몰 벡터(Small Vector)들인 V100 와 V211 의 인가시간이 다르지만, 도 6의 경우에 상기 스몰 벡터의 인가 시간이 다름을 알 수 있다.
3-레벨 NPC 컨버터에서 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I 은 스몰 벡터(Small Vector) 들의 인가시간을 같게 하기 위해 2-레벨 컨버터의 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM을 적용한 방법이다.
2-레벨 컨버터는 2개의 제로 벡터(Zero Vector)와 6개의 유효 벡터(Effective Vector)가 존재하며, 한 샘플링주기 동안 스몰 벡터(Small Vector)를 양분시키는 것이 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM에 해당한다.
2-레벨 컨버터는 캐리어가 한 개만 존재하기 때문에 변조지수(MI, Modulation Index) 크기에 상관없이 오프셋 전압을 더 함으로서 스몰 벡터(Small Vector)들을 양분시킬 수 있다.
여기서, 변조지수는 다음과 같이 정의한다.
Figure 112012091029839-pat00022
(8)
그러나 3-레벨 컨버터는 2개의 캐리어가 PWM을 위해 사용되기 때문에 불연속점이 존재하며, 변조지수의 크기에 따라 스몰 벡터(Small Vector) 들이 양분되지 않는 문제점이 발생된다.
변조지수가 0.5 부근에서 발생하는 이러한 문제점을 나타내면 도 7과 같다.
도 7은 앞서 설명한 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I 의 오프셋 전압을 계산하는 방법을 사용하여 변조지수가 0.5 부근일 경우를 나타낸 도면이다.
결과적으로 스몰 벡터(Small Vector)들(V100, V211)이 샘플링 주기인 Ts 동안 양분되지 않게 나타남을 보여준다.
즉, 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I 로 오프셋 전압을 계산하게 되면, 스몰 벡터(Small Vector) 들을 양분해야 되는 SVPWM 방법을 완벽하게 구현하지 못함을 나타낸다.
3-레벨 NPC 컨버터에서 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I 에서의 문제점을 해결하기 위한 방법이 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 II 이다.
캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 II에서 스몰 벡터(Small Vector)들을 양분하기 위해 다음과 같이 오프셋 전압(Voffset2)을 계산한다.
제1단계 : 상기준전압(
Figure 112012091029839-pat00023
)중에서 (-) 값을 가진 상기준전압에 +Vdc/2를 더해 상위 레벨로 보낸다.
도 8과 같이 상기준전압(V* as,V* bs,V* cs)중에서 (-) 값을 가진 상기준전압(V* bs,V* cs)에 +Vdc/2를 더해 상위 레벨로 보낸다.
이 단계에서는 (+) 값을 가진 상기준전압은 기존과 동일한 상태를 가지지만 (-) 값을 가진 상기준전압은 스위치 상태가 1씩 증가하게 된다. 스위치 상태가 증가하면서 공간전압벡터가 변동되지만 벡터의 인가시간은 변함이 없다.
제2단계 : 최대값과 최소값 분류를 통한 새로운 오프셋 전압(Voffset2)을 계산한다.
도 9와 같이 상위 레벨에서 위치한 상기준전압(V* as,V* bs+Vdc/2,V* cs+Vdc/2)에 대해 최대값과 최소값을 결정한 후, 다음과 같은 수식을 통해 새로운 오프셋 전압을 계산한다.
Figure 112012091029839-pat00024
(9)
Figure 112012091029839-pat00025
(10)
이 단계에서는 도 9에서 샘플링 주기 내의 양 끝에 존재하는 벡터들의 인가시간을 같게 만드는 역할을 하게 되며, (-) 값을 가졌던 상기준전압들이 아직 상위 레벨에 있기 때문에 인가되는 스위치 상태들은 하나씩 증가된 상태를 유지한다.
제3단계 : 증가된 레벨의 복귀 및 새로운 상기준전압 계산
도 10과 같이 +Vdc/2가 더해지고 새로운 오프셋 전압(Voffset2)이 더해진 상기준전압(V* bs+Vdc/2+Voffset2,V* cs+Vdc/2+Voffset2)에 대해 +Vdc/2를 빼줌으로서 원래의 하위 레벨로 복귀시킨 후, 새로운 상기준 전압을 계산하면 다음과 같다.
Figure 112012091029839-pat00026
(11)
도 10에서 증가된 레벨이 복귀하면서 1씩 증가된 스위칭 상태가 원래의 상태로 돌아옴을 알 수 있으며, 스몰 벡터(Small Vector) 들의 인가시간이 똑같이 양분됨을 알 수 있다.
3-레벨 NPC 컨버터에서 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 II 는 상기준전압(
Figure 112012091029839-pat00027
)를 선형성이 보장되는 하나의 캐리어에 이동시켜 오프셋 전압을 계산하는 방식이기 때문에 변조지수의 변화에 상관없이 스몰 벡터(Small Vector)들을 양분할 수 있는 장점을 가지게 된다.
도 6과 도 10처럼 샘플링 주기동안 스몰 벡터(Small Vector)들이 양분되어도 도 6의 V210 그리고 도 10의 V110처럼 중성점 전위에 영향을 주는 벡터들이 존재하여 중성점 전위가 변동을 하게 된다.
이러한 3-레벨 NPC 컨버터에서 중성점 전위 변동은 변조지수가 커질수록, 부하전류가 커질수록, 역률이 작아질수록 커지는 것으로 알려져 있다.
이러한 중성점 전위 변동을 제어하기 위해 다양한 방법들이 제안되었다.
예측 제어를 사용한 방법, 모든 벡터들의 인가시간을 미리 계산하여 중성점 전위가 평형이 되도록 룩업(Look-up) 테이블을 사용한 방법 등이 있으나, 이러한 방법들은 3-레벨 NPC 컨버터에서 상위 제어기를 다른 제어 목적을 위해 사용해야 한다는 측면과 정확히 벡터들의 인가시간을 계산하였다 하더라도 하드웨어 구현시 발생되는 센서 등의 오차 및 PWM 시의 오차 등으로 중성점 전위가 변동이 될 수 있다는 측면 등에서 단점을 가지게 된다.
본 발명에서는 이러한 단점들을 해결하기 위해 상위 제어기에서 중성점 전위 변동을 제어하지 않고 PWM을 구현하는 단계에서 밸런스 오프셋 제어기를 사용한다.
이 방법은 기존의 상위제어기 및 PWM 방법과는 무관하게 상단과 하단의 DC-링크 전압의 차를 감시하면서 전압차이가 일정 값 이상이 되면 밸런스 오프셋 제어기를 통해 출력되는 밸런스 오프셋 전압을 3상 PWM 전압에 동시에 더해지게 된다.
이 방법은 기존의 SPWM 방법, 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I 및 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 II 등에 사용될 수 있으며, 다른 PWM 방법에서도 밸런스 오프셋 전압만 추가하면 구현될 수 있는 장점을 가진다.
또한 AC를 DC로 변환하는 컨버터로 사용될 경우 상위제어기에서는 상단과 하단 커패시터 전압을 합친 전체 DC-링크 전압을 제어하며, 밸런스 오프셋 제어기를 통해 전체 DC-링크 전압에는 영향을 주지 않으면서 3-레벨 NPC 컨버터의 중성점 전위만을 제어하는 특징을 갖는다.
본 발명에 대해 보다 자세히 설명하면 다음과 같다.
도 4에서처럼 3-레벨 NPC 컨버터의 상단 커패시터 전압(Vdc_U)과 하단 커패시터 전압(Vdc_L)을 센싱 받아 식 (12)와 같이 Vdelta를 계산한다.
Figure 112012091029839-pat00028
(12)
Vdelta는 중성점 전위의 차이를 나타내는 값이며, 중성점 전위를 제어하기 위한 기준값인 V* delta를 결정한다. V* delta가 0일 경우, 상단 커패시터 전압과 하단 커패시터 전압의 차이가 0이 되도록 제어함을 의미한다.
V* delta는 사용자가 중성점 전위 변동의 허용한도 내에서 임의로 결정할 수 있으며, 운전 상황에 맞게 여러 값으로 설정할 수 있다. 일반적으로 밸런스 오프셋 제어기는 다음과 같은 조건에서 동작한다.
If V* delta<Vdelta, SWbal= on (13)
상단과 하단의 커패시터 전압 차인 Vdelta가 V* delta보다 클 경우, 즉 중성점 전위 변동이 기준값보다 커졌을 경우 밸런스 오프셋 제어기가 동작하여 밸런스 오프셋 전압이 PWM 전압에 추가된다.
여기서 SWbal는 밸런스 제어기에 대한 스위치를 의미하며, 실제적인 스위치가 아니라 조건문에 따라 밸런스 오프셋 제어기의 출력값이 PWM 전압에 추가됨을 의미한다.
식 (13)의 조건을 만족하지 않은 경우는 중성점 전위 변동이 허용 기준값 이내에 있음을 의미하며 밸런스 오프셋 제어기는 동작하지 않는다.
밸런스 오프셋 제어기가 동작할 경우, V* delta와 Vdelta의 차인 Vdelta _ error를 입력으로 하는 제어기가 구성된다.
이 제어기는 일반적으로 사용되는 기존의 방법들을 적용할 수 있다.
예를 들어, 식 (14)와 같은 비례제어기인 P 제어기를 사용하면, 비례 게인(Gain)인 Kp에 따라 Vdelta가 V* delta를 추종하도록 밸런스 오프셋 전압이 출력된다.
만약 비례 게인(Gain)인 Kp가 작으면, 지령값을 추종하는데 여러 제어 주기가 필요하지만, 지령값을 추종한 후의 밸런스 오프셋 전압의 리플이 작게 된다.
반면에 비례 게인(Gain)인 Kp가 크면, 지령값을 추종하는데 필요한 제어 주기가 적지만, 지령값을 추종한 후의 밸런스 오프셋 전압의 리플이 크게 된다.
정상 상태 시 이러한 오프셋 전압의 리플을 적게 하기 위해서는 식 (15)와 같은 PI 제어기가 보다 좋은 특성을 갖는다.
비례 게인(Gain) Kp와 적분 게인(Gain) Ki는 시스템 특성에 따라 응답 시간과 리플의 크기 등을 고려하여 Vdelta가 V* delta를 추종하도록 선정한다. 식 (15)에서 s는 라플라스 연산자를 나타낸다.
Figure 112012091029839-pat00029
(14)
Figure 112012091029839-pat00030
(15)
식 (14) 혹은 식 (15)와 같은 제어기를 사용한 후의 출력값인 밸런스 오프셋 전압(Vbal _ offset)을 PWM 출력전압 계산식에 추가하기 전에 부호를 판단하는 과정이 반드시 필요하다.
그 이유는 NPC 컨버터의 경우 도 2의 벡터도에서 출력 기준전압의 위치와 중성점에 흐르는 전류의 방향에 따라 밸런스 오프셋 전압이 충전 혹은 방전 상태가 결정되기 때문이다.
이에 대한 상황을 자세히 설명하면 다음과 같다.
도 11은 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I을 사용한 상기준전압(V* xs+offset1)에 임의 밸런스오프셋 전압을 (+)로 추가한 후의 새로운 상기준전압(V* xs_PWM)이 인가되었을 경우의 스몰 벡터(Small Vector)들의 인가시간의 변화와 상단과 하단의 커패시터 전압의 상관관계를 파악하기 위한 도면이다.
도 11에서 라지 벡터(Large Vector)와 미들 벡터(Middle Vector)들의 인가시간은 밸런스 오프셋 전압을 더하기 전과 후에 변화가 없지만, 스몰 벡터(Small Vector)인 V100의 인가시간은 감소하며 V211의 인가시간은 증가함을 나타낸다.
도 3에서 V100는 중성점에 흐르는 전류가 (+)이면 하단 커패시터를 증가시키는 벡터이며, 반대로 (-)이면 하단 커패시터를 감소시키는 벡터가 된다.
도 12는 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM 방법 I을 사용한 상기준전압(V* xs+offset1)에 임의 밸런스오프셋 전압을 (-)로 추가한 후의 새로운 상기준전압(V* xs_PWM)이 인가되었을 경우의 스몰 벡터(Small Vector)들의 인가시간의 변화와 상단과 하단의 커패시터 전압의 상관관계를 파악하기 위한 도면이다.
도 12에서 라지 벡터(Large Vector)와 미들 벡터(Middle Vector)들의 인가시간은 밸런스 오프셋 전압을 빼기 전과 후에 변화가 없지만, 스몰 벡터(Small Vector)인 V100의 인가시간은 증가하며 V211의 인가시간은 감소함을 나타낸다.
도 11과 마찬가지로 V100는 중성점에 흐르는 전류가 (+)이면 하단 커패시터를 증가시키는 벡터이며, 반대로 (-)이면 하단 커패시터를 감소시키는 벡터가 된다.
도 11과 도 12를 정리하면 NPC 컨버터에서 인가되는 스몰 벡터(Small Vector)의 종류에 따라 상단 혹은 하단 커패시터가 선택되며, 이때의 중성점에 흐르는 전류의 방향에 따라 상단 혹은 하단의 커패시터가 충전 혹은 방전될 것인가 결정된다.
상단과 하단 커패시터 전압의 차이에 의해서 발생되는 중성점 전위 불균형을 밸런스 오프셋 제어기를 통해 정확히 제어하기 위해서는 인가되는 벡터의 종류 및 이때의 전류방향 정보가 필수적이다.
상기 전류방향 정보는 가장 쉬운 방법으로서 전류센서를 중성점에 부착하는 것이 있으나, 일반적으로 스위치와 DC-링크 커패시터 간에 평행판 부스바를 통해 패키징되므로 부착방법이 용이하지 않으며, 부착한다 하더라도 부가적인 비용이 증가하는 단점이 있다.
이와는 다른 방법으로 NPC 컨버터의 중성점 전류방향을 도 3을 통해 입력 혹은 부하전류의 성분으로 구할 수 있다.
도 3은 PMW를 위한 기준전압이 섹터(Sector) I(도 2)에 위치하였을 경우, 인가되는 벡터의 종류에 따라 중성점에 흐르는 전류가 입력 혹은 부하전류의 항으로 나타남을 보여준다.
예를 들어, NPC 컨버터에 전류가 입력되는 AC-DC 컨버터이고, V100 벡터가 인가될 경우, 중성점 전류 In은 +Ia 와 같아진다.
또한 V211 벡터가 인가될 경우, 중성점 전류 In은 -Ia 와 같아진다.
여기서 도 2의 NPC 컨버터 공간전압벡터도에서 섹터(Sector)는 총 6개로 나눠지며 섹터(Sector) 구분의 기준은 기준전압을 구성하는 벡터 중에서 스몰 벡터(Small Vector)의 종류에 따라 구분된다.
예를 들면 섹터(Sector) I은 도 5처럼 V100와 V211의 스몰 벡터(Small Vector) 들에 의해 기준전압이 구성된다.
중성점 전류에 영향을 주는 벡터들은 앞에서 설명한 바와 같이 미들 벡터(Middle Vector)들과 스몰 벡터(Small Vector)들이다.
이 두 종류의 벡터들에 대해 모든 중성점 전류방향이 필요한 것은 아니다.
왜냐하면 중성점 전위를 제어하기 위해 사용될 수 있는 벡터는 샘플링 주기동안 충전과 방전이 모두 가능한 스몰 벡터(Small Vector)들이기 때문이다.
또한 스몰 벡터(Small Vector)들은 표 2에서처럼 로우 스몰 벡터(Low Small Vector)들과 하이 스몰 벡터(High Small Vector)들로 나눌 수 있다.
이들 벡터들은 샘플링 주기동안 한 종류가 충전되는 상태라면 다른 종류는 방전되는 상태가 된다.
즉, 중성점 전위에 있어서 한 종류에 대해 기준을 정할 경우 다른 종류는 반대의 특성을 나타낸다.
본 발명에서는 로우 스몰 벡터(Low Small Vector)들을 기준으로 정했으며, 하이 스몰 벡터(High Small Vector)들을 기준으로 정하더라도 동일한 과정을 거쳐 각 상태에 따른 부호를 얻을 수 있다.
AC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터의 차이는 입력 혹은 부하전류의 방향에 따라 구별되므로, 같은 전류 방향을 사용하면 동일한 밸런스 부호(Signbal)를 사용할 수 있다.
일반적으로 컨버터와 인버터의 전류 기준 방향이 반대이므로 컨버터를 기준으로 밸런스 부호를 도출한 뒤, 인버터는 최종단에서 (-) 부호를 붙이면 동일한 밸런스 오프셋 제어기를 사용할 수 있다.
먼저 도 1의 AC-DC 컨버터에서 상기준전압이 6개의 섹터(Sector)에 있을 경우, 로우 스몰 벡터(Low Samll Vector)들과 하이 스몰 벡터(High Small Vector)들이 인가시의 중성점 전류와 하단 커패시터 전압의 관계를 구하면 표 3과 같다.
표 3에서 상기준전압(V* xs+offset)은 밸런스 오프셋 전압이 더해지기 전의 기준전압을 나타낸다.
섹터(Sector) I에서 로우 스몰 벡터(Low Small Vector)(V100) 인가시에 중성점 전류(In)는 입력전류인 Ia와 같다.
이 상태에서 중성점 전류(In=Ia)의 방향이 영보다 크면 하단 커패시터가 충전되기 때문에 하단 커패시터 전압(Vdc _L)은 증가(+)하며, 반대로 중성점 전류(In=Ia)의 방향이 영보다 작으면 하단 커패시터가 방전되기 때문에 하단 커패시터 전압(Vdc _L)은 감소(-)한다. 다른 섹터(Sector)들에서도 이런 현상들이 동일하게 나타나며 이를 정리하면 표 3과 같다.
Figure 112012091029839-pat00031
표 4는 중성점 전류의 방향에 따라 상단과 하단 커패시터 전압의 관계를 나타낸 표이다.
이는 중성점 전류가 섹터(Sector)에 따라 입력전류와 같아지더라도 입력전류의 방향에 따라 커패시터를 충전 혹은 방전시키기 때문이다.
중성점 전류가 (+)면 하단 커패시터 전압이 증가하고 동시에 상단 커패시터 전압이 감소함을 나타내며, 이는 곧 중성점 전위가 상승함을 의미하고, 중성점 전류가 (-)면 반대의 현상이 나타낸다.
즉 하단 커패시터 전압을 조정하면 상단 커패시터 전압은 종속적으로 나타나기 때문에 하나의 커패시터 전압을 기준으로 밸런스 부호를 정할 수 있음을 나타낸다.
Figure 112012091029839-pat00032
표 5는 상하단 커패시터 전압 차이(Vdelta), 하단 커패시터 전압(Vdc _L), 중성점 전류(In), 로우 스몰 벡터(Low Small Vector)의 인가시간과의 관계를 요약한 표이다.
어떤 원인에 의해 중성점 전위에 변동이 생겼다고 가정할 경우, 표 5에서처럼 중성점 전위가 Vdc/2보다 작은 경우와 큰 경우가 발생한다.
이때 밸런스 오프셋 제어기의 V* delta-Vdelta값은 표 6처럼 Vdc/2보다 작은 경우 (-)값을, Vdc/2보다 큰 경우 (+)값을 갖게 된다.
중성점 전위가 Vdc/2보다 작은 경우 Vdc _L값을 증가시켜야 하며, 이를 위해 중성점 전류가 (+)일 경우에 로우 스몰 벡터(Low Small Vector)의 인가시간을 증가시켜야 하며, 도 12처럼 (-)의 최종적인 밸런스 오프셋 전압이 필요하다.
반대로 중성점 전류가 (-)일 경우에 로우 스몰 벡터(Low Small Vector)의 인가시간을 감소시켜야 하므로 도 11처럼 (+)의 최종적인 밸런스 오프셋 전압이 필요하다.
중성점 전위가 Vdc/2보다 큰 경우는 Vdc _L값을 감소시켜야 하며, 이를 위해서는 중성점 전류가 (+)일 경우는 로우 스몰 벡터(Low Small Vector)의 인가시간을 감소시켜야 하며, 도 11처럼 (+)의 최종적인 밸런스 오프셋 전압이 필요하다.
반대로 중성점 전류가 (-)일 경우는 로우 스몰 벡터(Low Small Vector)의 인가시간을 증가시켜야 하므로 도 12처럼 (-)의 최종적인 밸런스 오프셋 전압이 필요하다.
Figure 112012091029839-pat00033
표 6은 표 5에서 설명한 상관관계를 밸런스 오프셋 제어기의 출력 부호와 중성점 전류의 부호 그리고 최종 밸런스 전압의 부호를 얻기 위한 밸런스 부호들 간의 관계를 나타낸 표이다.
결론적으로 전류가 컨버터로 입력되는 경우 밸런스 부호는 표 6에서처럼 In과 같게 된다.
Figure 112012091029839-pat00034
최종적인 밸런스 오프셋 전압을 구현하기 위해서는 앞서 설명한 바와 같이, 도 11과 도 12 그리고 표 3에서부터 표 6까지의 관계가 필요하며, 섹터(Sector) 판별 및 중성점 전류 방향 판별 등과 같이 여러 단계가 필요하다.
이러한 단계를 상기준전압과 입력전류를 통해 별도의 센서 없이 그리고 룩업(look-up) 테이블 방식이 아닌 새로운 방식으로 구현한다.
이를 단계적으로 설명하면 다음과 같다.
1. 제1단계 : 상기준전압(V* xs+offsetn)으로부터 부호값을 추출한다.
표 3에서 섹터(Sector)별 상기준전압(V* xs+offsetn)의 부호를 나타내며, 표 7에 나타낸 바와 같이 양의 부호를 가지면 +1을, 음의 부호를 가지면 -1을 할당하여 V* xs_I로 나타낸다.
if V* xs + offsetn >0, V* xs _I=+1
else V* xs _I=-1 (16)
2. 제2단계 : V* xs _I의 3상 값을 더하여 V* plus를 계산한다.
V* plus= V* as _I+V* bs _I+V* cs _I (17)
3. 제3단계 : V* plus 값을 V* xs _I에 더하여 V* xs _Ⅱ를 계산한다.
V* xs _Ⅱ= V* xs _I + V* plus (18)
4. 제4단계 : V* xs _Ⅱ 중에서 0인 경우 -1의 값을, 기타의 경우 0을 할당하여 V* xs_Ⅲ를 구한다.
if , V* xs _Ⅱ=0, V* xs _Ⅲ=-1
else V* xs _Ⅲ=0 (19)
5. 제5단계 : V* xs _Ⅲ에 V* plus를 곱해 V* xs _Ⅳ를 구한다.
V* xs _Ⅳ=V* xs _Ⅲ×V* plus (20)
6. 제6단계 : 입력전류(Ix)로부터 부호값을 추출한다.
3상 입력전류에 대해 양의 부호를 가지면 +1을, 음의 부호를 가지면 -1을 할당하여 Ix _I를 계산한다.
if , Ix>0, Ix _I=+1
else Ix _I=-1 (21)
7. 제7단계 : 벡터 V* abcs _Ⅳ와 벡터 Ix _Ⅰ의 내적을 계산하여 Signbal을 구한다.
Figure 112012091029839-pat00035
(22)
NPC 컨버터의 경우 도 4의 Signbal은 식 (16)부터 식 (22)까지에 의해 구해진다.
식 (22)이 섹터(Sector) 정보 및 중성점 전류 정보를 모두 포함하는 이유를 부가적으로 설명하면, 제6단계의 입력전류(Ix)로부터 추출된 부호값(Ix_Ⅰ)을 사용하여 계산한 V* abcs _Ⅳ·Ix _ I 의 부호값(표 7의 마지막 항들)이 표 3의 로우 스몰 벡터(Low Small Vector)가 인가시의 섹터(Sector)에 따른 중성점의 전류와 같게 되며, 이는 본 발명에서 제시하는 입력전류(Ix)에서 부호값을 추출한 값(Ix _I)으로 부호값을 계산한 방법이 기존의 입력전류(Ix)에서 계산한 방법과 동일한 결과를 나타낸다.
Figure 112012091029839-pat00036
최종적으로 상기준전압에 밸런스 오프셋 전압을 더한 PWM 기준전압은 식 (23)과 같이 나타내어진다.
Figure 112012091029839-pat00037
(23)
식 (23)에서 (+1 or -1)은 컨버터의 경우 (+1)을 가지며, 전류의 방향을 반대로 선정한 인버터의 경우 (-1)을 가짐을 의미한다.
식 (23)에서 더해지는 밸런스 오프셋 전압의 크기는 무한정의 값을 가지는 것은 아니다.
오프셋 전압이 일정크기 이상이 되면 상기준전압을 구성하는 공간전압벡터의 종류가 달라지고 섹터가 달라질 수 있으므로 앞서 제시한 부호 결정이 다르게 될 수 있다.
따라서 상기준전압을 구성하는 벡터의 종류가 변하지 않도록 하기 위해서는 밸런스 오프셋 전압의 크기를 최소값으로 제한하는 것이 바람직하다.
이 밸런스 오프셋 전압의 최소값은 3개의 상기준전압 중에서 최대값과 +Vdc/2와의 차이, 중간값과 0과의 차이, 최소값과 -Vdc/2와의 차이 중에서 가장 적은 값이 밸런스 오프셋 전압의 제한값(VLimiter)이 된다.
이를 수식으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112012091029839-pat00038
(24)
본 발명의 효과를 검증하기 위해 도 1의 AC-DC NPC 컨버터에 대해 시뮬레이션을 수행하였다.
입력으로 AC 전원을 사용하였고 부하로는 전체 DC-링크 양단에 저항부하를 사용하였다. 시뮬레이션에 대한 조건은 표 8과 같다.
Figure 112012091029839-pat00039
도 13은 균등한 초기충전전압을 주고 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM I을 적용시 상단과 하단 커패시터 전압인 Vdc_U(청색)와 Vdc_L(적색)에 대한 파형이다.
상단과 하단의 커패시터 전압에 초기 충전전압을 동등하게 주었지만 전체 DC-링크 전압제어 구간에서 수 V의 전압차이를 보여주고 있으며, 1초에 부하가 인가된 후 시간이 흐를수록 상단과 하단의 커패시터 전압이 발산되고 있음을 보여준다.
도 14는 상단과 하단 커패시터의 초기충전전압에 20V의 불균형을 강제로 주고 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM I을 적용시 상단과 하단 커패시터 전압인 Vdc_U(청색)와 Vdc_L(적색)에 대한 파형이다.
이 경우는 초기충전에 불균형이 발생하였을 경우를 모의한 것으로 도 13에 비해 중성점 불균형 상태가 더 악화되고 있음을 나타낸다.
도 15는 균등한 초기충전전압을 주고 본 발명에 따라 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM I에 밸런스 오프셋 제어기를 적용시에 상단과 하단 커패시터 전압인 Vdc_U(청색)와 Vdc_L(적색)에 대한 파형이다.
두 전압파형이 거의 일치하며 중성점 불균형이 발생하지 않음을 나타낸다.
도 16은 상단과 하단 커패시터의 초기충전전압에 20V의 불균형을 강제로 주고 본 발명에 따라 캐리어 기반(Carrier-based) SVPWM I에 밸런스 오프셋 제어기를 적용시에 상단과 하단 커패시터 전압인 Vdc_U(청색)와 Vdc_L(적색)에 대한 파형(좌측)이다.
우측은 초기 0.1초에 대한 확대파형을 나타낸다. 초기 상단과 하단의 20V의 전압불균형이 밸런스 오프셋 제어기에 의해 전압 균형이 이뤄지고 있음을 보여준다.
도 17과 도 18은 각각 Signbal 및 Vbal _ offset * Signbal 에 대한 파형을 나타낸다.

Claims (7)

  1. 삭제
  2. 중성점을 사이에 두고 배치되는 상단 커패시터와 하단 커패시터의 전압 차이를 허용 한도 내로 감소시키기 위한 전압제어부;
    섹터 별로 중성점에 흐르는 전류방향을 계산하여 부호를 결정하는 부호결정부; 및
    밸런스 오프셋 전압의 크기를 제한하는 전압제한부;
    를 포함하여, 펄스 폭 변조를 위한 3상 기준전압에 밸런스 오프셋 제어기의 출력값을 추가하는 형태로 NPC 컨버터에 발생하는 직류 링크 전압 불균형을 해결할 수 있도록 하며,
    상기 전압제어부는 상단 커패시터의 전압값(Vdc_U)과 하단 커패시터의 전압값(Vdc_L)을 입력받아 중성점 전위의 차이(Vdelta)를 계산하기 위한 전압계산부;
    상기 중성점 전위의 차이(Vdelta)값과 중성점 전위 변동의 허용한도 내에서 임의로 설정가능한 기준값(V* delta)을 비교 판단하여 밸런스 오프셋 제어기의 동작 여부를 판단하기 위한 동작판단부;
    상기 Vdelta 과 V* delta 의 차인 Vdelta_error를 입력받아 Vdelta가 V* delta을 추종하도록 밸런스 오프셋 전압(Vbal_offset)을 제어하는 비례제어기;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 비례제어기는 비례 게인인 Kp에 따라 Vdelta가 V* delta을 추종할 수 있도록 제어하는 P 제어기를 사용하는 것을 특징으로 하는 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치.
  4. 청구항 2에 있어서,
    상기 비례제어기는 비례 게인인 Kp와 적분 게인인 Ki를 이용하여 Vdelta가 V* delta을 추종할 수 있도록 제어하는 PI 제어기를 사용하는 것을 특징으로 하는 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치.
  5. 청구항 2에 있어서,
    상기 전압제한부에 의해 제한되는 밸런스 오프셋 전압의 제한값은 3개의 상기준전압 중에서 최대값과 +Vdc/2와의 차이, 중간값과 0과의 차이, 최소값과 -Vdc/2와의 차이 중에서 가장 작은 값인 것을 특징으로 하는 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치.
  6. 하기 식 23과 같이 펄스 폭 변조를 위한 3상 기준전압(V* xs + offsetn)에 밸런스 오프셋 제어기로부터 계산된 밸런스 오프셋 전압(Vbal _ offset)을 더하여 최종 기준전압(V* xs_PWM)을 계산하는 단계;
    를 포함하고, 상기 하기 식 23은
    Figure 112012091029839-pat00040
    이고, 상기 Signbal는 부호이고, 상기 x는 3상 중에 a상이면 a를 혹은 b상이면 b를 혹은 c상이면 c를 의미하며, 상기 (+1 or -1)은 컨버터에 적용하는 경우 +1을, 인버터에 적용하는 경우 -1을 곱하는 것을 의미하며, NPC 컨버터에 발생하는 직류 링크 전압 불균형을 해결할 수 있도록 된 것을 특징으로 하는 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어방법.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 부호(Signbal)는
    상기준전압(V* xs+offset)의 부호(+ 혹은 -)에 따라 V* xs _Ⅰ 에 +1 혹은 -1을 할당하는 단계;
    상기 할당된 V* xs _Ⅰ 의 3상 값을 더하여 V* plus 를 계산하는 단계;
    상기 계산된 V* plus 값을 V* xs _Ⅰ 에 더하여 V* xs _Ⅱ 를 계산하는 단계;
    상기 V* xs _Ⅱ 이 0(zero)인 경우 V* xs _Ⅲ 에 -1을 할당하고, 상기 V* xs _Ⅱ 이 0(zero)이 아닌 경우 V* xs _Ⅲ 에 0(zero)을 할당하는 단계;
    상기 V* xs _Ⅲ 에 V* plus 를 곱하여 V* xs _Ⅳ 을 구하는 단계;
    입력전류(Ix)가 양의 부호를 가지면 Ix _Ⅰ 에 +1을, 상기 입력전류(Ix)가 음의 부호를 가지면 -1을 Ix _Ⅰ 에 -1을 할당하는 단계; 및
    벡터 V* abcs _Ⅳ와 벡터 Iabc _Ⅰ의 내적을 계산하여 부호(Signbal)를 구하는 단계;
    로 구하여지며, 섹터 정보 및 중성점 전류 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 NPC 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어방법.
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Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160036269A (ko) * 2014-09-25 2016-04-04 서울과학기술대학교 산학협력단 중성점 제어기능을 갖춘 무정전 전원장치 및 그 제어방법
EP3082246A1 (en) * 2015-04-03 2016-10-19 Hamilton Sundstrand Corporation Systems and methods for controlling inverters
KR20170070618A (ko) * 2015-12-14 2017-06-22 현대모비스 주식회사 3-레벨 ｎｐｃ 인버터의 중성점 전압 제어장치 및 방법
CN108880308A (zh) * 2018-07-27 2018-11-23 深圳市盛弘电气股份有限公司 一种三电平逆变器的直流母线平衡方法及系统
CN109149965A (zh) * 2018-07-20 2019-01-04 中国科学院电工研究所 一种三电平npc整流器的svpwm控制方法
ES2708130A1 (es) * 2017-10-06 2019-04-08 Univ Sevilla Metodo de balance de tensiones de los condensadores del bus de corriente continua de un convertidor npc
KR20190078048A (ko) * 2017-12-26 2019-07-04 한국전기연구원 3상 3레벨 anpc 컨버터의 고장허용 스위칭 제어방법
CN110429629A (zh) * 2019-08-16 2019-11-08 广西电网有限责任公司电力科学研究院 一种基于npc三电平拓扑的储能变流器及其控制方法
KR102075292B1 (ko) * 2019-05-13 2020-02-07 한전케이피에스 주식회사 모듈형 태양광 시스템의 제어 장치 및 방법
CN111092562A (zh) * 2020-01-09 2020-05-01 东北农业大学 基于三分区式的三电平逆变器中点电压的控制方法及系统
CN113489361A (zh) * 2021-07-16 2021-10-08 浙江大学 一种混合型三相四电平有源中点箝位变换器及其多步软开关spwm控制方法
US11258387B1 (en) 2020-10-30 2022-02-22 General Electric Renovables Espana, S.L. System and method for neutral point balancing for back-to-back voltage source converters
CN114244169A (zh) * 2021-12-16 2022-03-25 山东大学 基于分数阶的三电平逆变器多指标协同控制方法及系统

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5627742A (en) 1993-09-01 1997-05-06 Hitachi, Ltd. Three level power converting apparatus having means for balancing DC component thereof
US6307760B1 (en) 2000-02-25 2001-10-23 Hitachi, Ltd. Three level inverter apparatus
US6842354B1 (en) * 2003-08-08 2005-01-11 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor charge balancing technique for a three-level PWM power converter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5627742A (en) 1993-09-01 1997-05-06 Hitachi, Ltd. Three level power converting apparatus having means for balancing DC component thereof
US6307760B1 (en) 2000-02-25 2001-10-23 Hitachi, Ltd. Three level inverter apparatus
US6842354B1 (en) * 2003-08-08 2005-01-11 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor charge balancing technique for a three-level PWM power converter

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
IEEE 논문(제목: A Comprehensive Study of Neutral-Point Voltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped Voltage Source PWM Inverters), 논문발표 2008년 6월 *
IEEE 논문(제목: A Comprehensive Study of Neutral-Point Voltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped Voltage Source PWM Inverters), 논문발표 2008년 6월*

Cited By (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160036269A (ko) * 2014-09-25 2016-04-04 서울과학기술대학교 산학협력단 중성점 제어기능을 갖춘 무정전 전원장치 및 그 제어방법
KR101633340B1 (ko) * 2014-09-25 2016-06-24 서울과학기술대학교 산학협력단 중성점 제어기능을 갖춘 무정전 전원장치 및 그 제어방법
EP3082246A1 (en) * 2015-04-03 2016-10-19 Hamilton Sundstrand Corporation Systems and methods for controlling inverters
US9634579B2 (en) 2015-04-03 2017-04-25 Hamilton Sundstrand Corporation Systems and methods for controlling inverters
KR20170070618A (ko) * 2015-12-14 2017-06-22 현대모비스 주식회사 3-레벨 ｎｐｃ 인버터의 중성점 전압 제어장치 및 방법
KR102430096B1 (ko) 2015-12-14 2022-08-05 현대모비스 주식회사 3-레벨 ｎｐｃ 인버터의 중성점 전압 제어장치 및 방법
WO2019068951A1 (es) * 2017-10-06 2019-04-11 Universidad De Sevilla Método de balance de tensiones de los condensadores del bus de corriente continua de un convertidor npc
ES2708130A1 (es) * 2017-10-06 2019-04-08 Univ Sevilla Metodo de balance de tensiones de los condensadores del bus de corriente continua de un convertidor npc
KR20190078048A (ko) * 2017-12-26 2019-07-04 한국전기연구원 3상 3레벨 anpc 컨버터의 고장허용 스위칭 제어방법
KR102394002B1 (ko) * 2017-12-26 2022-05-02 한국전기연구원 3상 3레벨 anpc 컨버터의 고장허용 스위칭 제어방법
CN109149965A (zh) * 2018-07-20 2019-01-04 中国科学院电工研究所 一种三电平npc整流器的svpwm控制方法
CN108880308A (zh) * 2018-07-27 2018-11-23 深圳市盛弘电气股份有限公司 一种三电平逆变器的直流母线平衡方法及系统
KR102075292B1 (ko) * 2019-05-13 2020-02-07 한전케이피에스 주식회사 모듈형 태양광 시스템의 제어 장치 및 방법
CN110429629A (zh) * 2019-08-16 2019-11-08 广西电网有限责任公司电力科学研究院 一种基于npc三电平拓扑的储能变流器及其控制方法
CN111092562A (zh) * 2020-01-09 2020-05-01 东北农业大学 基于三分区式的三电平逆变器中点电压的控制方法及系统
US11258387B1 (en) 2020-10-30 2022-02-22 General Electric Renovables Espana, S.L. System and method for neutral point balancing for back-to-back voltage source converters
CN113489361A (zh) * 2021-07-16 2021-10-08 浙江大学 一种混合型三相四电平有源中点箝位变换器及其多步软开关spwm控制方法
CN113489361B (zh) * 2021-07-16 2023-11-07 浙江大学 一种混合型三相四电平有源中点箝位变换器及其多步软开关spwm控制方法
CN114244169A (zh) * 2021-12-16 2022-03-25 山东大学 基于分数阶的三电平逆变器多指标协同控制方法及系统

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