KR101633340B1 - 중성점 제어기능을 갖춘 무정전 전원장치 및 그 제어방법 - Google Patents
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Abstract
본 발명은 무정전 전원장치에 포함된 3상 4선식 직류/교류 변환기(4-wire 3-phase DC/AC converter)의 출력전압 평형을 위한 제어장치 및 제어방법에 관한 것으로, 중성점 쉬프트(neutral point shift)로 인한 직류링크 전압 오차로 유발되는 여러 문제점을 해결하기 위해 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류의 주기성을 활용하여 미래에 들어올 중성전류 값을 과거의 중성전류 값으로부터 예측하고, 이러한 예측값을 이용하여 미래의 상태변화를 예측하고 모델예측제어(model predictive control)를 이용하여 상태 예측값을 원하는 값으로 최대한 가깝게 이끌어 가는 것에 의해 직류링크 양단의 전압 오차를 없애는 모델예측제어기를 제공한다.
본 발명은 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류의 주기성과 모델예측제어기법(model predictive control strategy)을 결합하여 이용함으로써, 직류링크 양단의 전압 오차를 없애고 직류링크 전압 오차로 유발되는 문제점을 효과적으로 제거하는 효과를 갖는다.
본 발명은 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류의 주기성과 모델예측제어기법(model predictive control strategy)을 결합하여 이용함으로써, 직류링크 양단의 전압 오차를 없애고 직류링크 전압 오차로 유발되는 문제점을 효과적으로 제거하는 효과를 갖는다.
Description
본 발명은 중성점 제어기능을 갖춘 무정전 전원장치 및 그 제어방법에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 무정전 전원장치에 포함된 3상 4선식 직류/교류 변환기(4-wire 3-phase DC/AC converter)에서 중성전류의 주기성과 모델예측제어(model predictive control)의 특성을 결합하여 직류링크 양단의 전압 오차를 없애고 직류링크 전압 오차로 유발되는 출력전압의 불평형을 효과적으로 제거하는 제어장치 및 제어방법에 관한 것이다.
무정전 전원장치(uninterruptible power supply, UPS)는 다양한 부하 종류와 부하의 변동에 상관없이 일정 주파수 및 일정 전압의 교류 전원을 공급하는 장치이며, 디지털 정보기기의 사용 증가와 더불어 수요가 점차 증가하고 있다.
무정전 전원장치는 일반적으로, 상용 교류전원이 입력되는 교류전원 입력부, 상용 교류전원을 직류전원으로 변환하는 정류부, 정류부에서 변환 출력되는 직류전원을 교류전원으로 변환하는 인버터부, 인버터부를 거쳐 입력된 교류전원의 노이즈를 제거하는 필터부를 포함한다. 본 발명은 무정전 전원장치의 구성 중에서 직류전원을 교류전원으로 변환하는 인버터부와 관련된 것으로, 직류전원이 직류링크 양단에 공급될 때, 직류링크 양단의 전압 오차에 의해 인버터의 출력전압이 불평형하게 되는 것을 방지하기 위한 제어장치 및 제어방법에 관한 것이다.
직류/교류 변환이 이루어지는 인버터 회로를 포함하는 장치에서 중성선(neutral wire)은 불평형 부하(unbalanced loads)에 대한 전류 경로(current path)를 제공하기 위해 필요하다. 중성점(neutral point)이 제대로 제어되지 않으면, 보통 중성전류(neutral current)가 중성점을 쉬프트(shift)시키게 되고, 중성점의 쉬프트는 출력전압을 불평형하고 불안하게 만들며, 더 심각한 문제를 야기할 수 있다. 따라서, 안정한 중성점을 효율적으로 생성하는 것은 산업 응용분야에서 매우 중요한 문제이다.
이와 관련된 종래기술을 살펴보면, 아래 선행기술문헌에서 제시한 특허문헌1은 2개의 평활용 콘덴서에 걸리는 전압의 편차를 없애는 직류전압 평형기능을 갖는 단상 유피에스장치에 적용가능한 장치로서, 콘덴서 전압 검출부, 평균값 연산부, 오차 검출기, 위상동기루프, 직류전압 편차 제어기, 스위칭 소자 구동펄스 발생부를 포함하는 밸런스 제어부를 개시하고 있다.
비특허문헌1은 3상 4선식 직류/교류 변환기의 중성점 제어에 관한 것으로, 고전적인 관점에서 간단한 형태의 전압 및 전류 궤환 제어기를 설계하여 개시하고 있고, 비특허문헌2는 3상 4선식 직류/교류 변환기의 중성점의 -제어에 관한 것으로, 인버터의 직류링크 내의 전압 밸런스 유지에 중성전류가 중요한 외란으로 작용하는 것을 고려하여, 능동 밸런스 스플릿 직류링크의 선형모델을 유도하고 고대역폭 강인제어를 위한 -제어기를 설계하여 개시하고 있다.
상기 기술한 종래기술은 단상 유피에스 또는 3상 4선식 직류/교류 변환기를 위한 중성점 제어 방안을 제시하고 있으나, 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류의 주기성과 모델예측제어기법(model predictive control strategy)을 결합하여 직류링크 양단의 전압 오차를 효과적으로 제거하는 방안은 고려하지 못하고 있다.
Q.-C. Zhong, L. Hobson, and M. G. Jayne, "Classical control of the neutral point in 4-wire 3-phase DC-AC converters," Electrical Power Quality and Utilisation, Journal vol.XI, no.2, pp.111-119, 2005.
Q.-C. Zhong, J. Liang, G. Weiss, Chunmei Feng, and Timothy C. Green, "control of the neutral point in four-wire 3-phase DC-AC converters," IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol.53, no.5, pp.1594-1602, October 2006.
따라서, 본 발명이 이루고자 하는 과제는 중성점 쉬프트로 인한 직류링크 전압 오차로 유발되는 여러 문제점을 해결하기 위해 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류의 주기성을 활용하여 미래에 들어올 중성전류 값을 과거의 중성전류 값으로부터 예측하고, 이러한 예측값과 모델예측제어기법(model predictive control strategy)을 이용하여 미래의 상태변화를 예측하고 이를 원하는 값으로 최대한 가깝게 이끌어 가는 것에 의해 직류링크 양단의 전압 오차를 없애고 직류링크 전압 오차로 유발되는 문제점을 효과적으로 제거하는 제어기법을 제공하고자 하는 것이다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명은 직류/교류 변환기능을 갖는 인버터 회로와, 직류링크 전압 가 상기 인버터 회로에 공급되고, 직렬 연결된 상단 및 하단 커패시터가 직류링크 양단에 연결되고, 직렬 연결된 2개의 스위칭 소자 , 이 직류링크 양단에 연결되어 상기 상단 및 하단 커패시터와 병렬로 연결되며, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 2개의 스위칭 소자 , 의 중간 연결점이 인덕터를 통해 연결되어, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 상기 인덕터 사이에 중성점(neutral point) N을 형성하는 무정전 전원장치의 직류/교류 변환부에서 상기 상단 및 하단 커패시터는 각각 커패시턴스(capacitance) 를 가지며, 상기 인덕터는 인덕턴스(inductance) 을 가지며, 를 커패시터 전류, 을 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류, 을 인덕터 전류, 중성점 N에 대한 상기 상단 캐패시터의 전압을 , 중성점 N 에 대한 상기 하단 커패시터의 전압을 라 하면, 직류링크 전압은 가 되며, 직류링크 양단의 전압 오차를 나타내는 직류링크 전압 오차 로 정의하여 상태변수를 로 정의하면, 직류링크 전압 오차 과 인덕터 전류 에 대한 상태방정식이 (E1)으로 주어지고,
(E1)에서, , , 이고, 는 스위칭 소자 을 온(오프)시키는 듀티비(duty ratio)로서 제어입력을 의미하며, 샘플링 주기(sampling period)를 라 하고, 이산화된 직류링크 전압 오차와 이산화된 인덕터 전류를 상태변수 로 정의하고, 이산화된 제어입력을 , 이산화된 중성전류를 라 하여, (E1)을 이산화한 이산시간 상태방정식을 (E2)라 하고,
(E2)에서, , , 이고, 는 펄스폭변조 주기(pulse width modulation period) 동안 스위칭 소자 이 온(오프)되는 듀티비(duty ratio)라 할 때, 직류링크 전압 오차 , 인덕터 전류 , 중성전류 를 입력받아 제어입력 를 출력하는 모델예측제어기(model predictive controller, MPC)를 포함하고, 상기 모델예측제어기에서 출력되는 제어입력 는 설계 파라미터(design parameter)로서 미리 선택된 행렬 과 상수 , 정수인 예측길이 에 대해 (E3)로 주어지며, (E3)에서 , 이고, , , , , 이며, 는 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 중성전류 값의 예측값을 의미하며, 은 이고, , 를 만족하는 가 존재하도록 선택되는 무정전 전원장치를 제공한다.
또한, 본 발명은 상기 직류/교류 변환부의 이산시간 상태방정식 (E2)로부터 , , 로 정의하고, , 를 고려하여 상태변수 , 출력 로 정의하여 얻은 상태방정식을 (E4), (E5)라 하고,
(E4), (E5)에서 , , , 라 할 때, 직류링크 전압 오차 , 인덕터 전류 , 중성전류 를 입력받아 제어입력 를 출력하는 모델예측제어기(model predictive controller, MPC)를 포함하고, 상기 모델예측제어기에서 출력되는 제어입력 는 설계 파라미터(design parameter)로서 미리 선택된 상수 과 정수인 예측길이 , 초기 제어입력 에 대해 (E6)로 주어지며, (E6)에서 , 이고, , , , 이며, 는 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 값의 예측값을 의미하는 무정전 전원장치를 제공한다.
또한, 본 발명은 상기 직류/교류 변환부를 고려하여 얻은 상태방정식을 (E4), (E5)라 할 때, 전류검출부에서 상기 직류/교류 변환부로부터 인덕터 전류 , 중성전류 를 검출하여 출력하는 단계; 전압검출부에서 상기 직류/교류 변환부로부터 상기 상단 캐패시터 전압 , 상기 하단 커패시터 전압 를 검출하여 출력하는 단계; 가산기에서 상기 상단 캐패시터 전압 , 상기 하단 커패시터 전압 를 입력받아 가산하여 직류링크 전압 오차 를 출력하는 단계; 모델예측제어기(model predictive controller, MPC)에서 직류링크 전압 오차 , 인덕터 전류 , 중성전류 를 입력받아 제어입력 를 출력하는 단계; 펄스폭변조부(pulse-width modulator)에서 상기 모델예측제어기로부터 출력된 제어입력 를 입력받아 상기 직류/교류 변환부에 제어신호를 출력하는 단계;를 포함하고, 상기 모델예측제어기에서 출력되는 제어입력 는 설계 파라미터(design parameter)로서 미리 선택된 상수 과 정수인 예측길이 , 초기 제어입력 에 대해 (E6)로 주어지며, (E6)에서 , 이고, , , , 이며, 는 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 값의 예측값을 의미하는 무정전 전원장치의 제어방법을 제공한다.
본 발명은 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류의 주기성을 활용하여 미래에 들어올 중성전류 값을 과거의 중성전류 값으로부터 예측하고, 이러한 예측값을 이용하여 미래의 상태변화를 예측하고 모델예측제어(model predictive control)를 이용하여 상태 예측값을 원하는 값으로 최대한 가깝게 이끌어 가는 제어기법을 제공함으로써, 직류링크 양단의 전압 오차를 없애고 직류링크 전압 오차로 유발되는 문제점을 효과적으로 제거하는 효과를 갖는다.
도 1은 직류/교류 변환부에서 중성점(neutral point)을 생성하기 위한 회로 구성을 보인 도면.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 중성점 제어기능을 갖춘 무정전 전원장치를 보인 블록도.
도 3은 시뮬레이션에서 사용된 직류/교류 변환부 구성을 보인 도면.
도 4는 본 발명의 모델예측제어기에서 5-스텝 예측기를 이용한 경우 직류링크 전압 오차의 시뮬레이션 파형을 보인 도면.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 중성점 제어기능을 갖춘 무정전 전원장치를 보인 블록도.
도 3은 시뮬레이션에서 사용된 직류/교류 변환부 구성을 보인 도면.
도 4는 본 발명의 모델예측제어기에서 5-스텝 예측기를 이용한 경우 직류링크 전압 오차의 시뮬레이션 파형을 보인 도면.
본 발명은 3상 4선식 직류/교류 변환기(4-wire 3-phase DC/AC converter)의 출력전압 평형을 위한 제어장치 및 제어방법에 관한 것으로, 이러한 직류/교류 변환기를 포함하는 무정전 전원장치(uninterruptible power supply, UPS)에 적용 가능하며, 무정전 전원장치 외에도 직류/교류 변환기를 포함하여 중성점(neutral point) 쉬프트(shift)의 영향을 받는 다양한 기술분야에 적용될 수 있다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 상세히 설명한다.
도 1은 직류/교류 변환부에서 중성점(neutral point)을 생성하기 위한 회로 구성을 보인 도면이고, 도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 중성점 제어기능을 갖춘 무정전 전원장치를 보인 블록도이다. 도 2에 보인 무정전 전원장치의 직류/교류 변환부는 도 1의 회로 구성을 갖는다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 제어대상이 되는 회로 구성의 모델은 직류링크 전압 가 직류/교류 변환기능을 갖는 인버터 회로에 공급되고, 직렬 연결된 상단 및 하단 커패시터가 직류링크 양단에 연결되고, 직렬 연결된 2개의 스위칭 소자(, )가 직류링크 양단에 연결되어 상기 상단 및 하단 커패시터와 병렬로 연결되며, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 2개의 스위칭 소자(, )의 중간 연결점이 인덕터를 통해 연결되어, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 상기 인덕터 사이에 중성점(neutral point) N을 형성한다. 상기 상단 및 하단 커패시터에 걸리는 전압의 차이를 검출하여 2개의 스위칭 소자(, )의 스위칭 제어에 의해 직류링크 양단의 전압 평형을 유지시키게 된다. 상기 상단 및 하단 커패시터는 각각 커패시턴스(capacitance) 를 가지며, 상기 인덕터는 인덕턴스(inductance) 을 갖는다. 도 1에서 는 직류링크 전압, 는 커패시터 전류, 은 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류, 중성점 N에 대한 상기 상단 캐패시터의 전압을 , 중성점 N 에 대한 상기 하단 커패시터의 전압을 라 하면, 직류링크 전압은 가 되며, 직류링크 양단의 전압 오차를 나타내는 직류링크 전압 오차 로 정의하면, 직류링크 전압 오차 과 인덕터 전류 은 다음 관계를 만족한다.
여기서, , , , 이다. 는 펄스폭변조 주기(pulse width modulation period) 동안 스위치 이 온(오프)되는 듀티비(duty ratio)로서 사이의 값을 가지며, 에 의해 의 전압은 사이의 값을 갖는다.
이제, (4)의 제어목표를 달성하기 위하여 다음과 같은 비용함수(cost function)를 고려한다.
여기서, 정수 는 예측길이(horizon)를 의미하고, 행렬 과 상수 은 설계파라미터이다. 이며, 는 이산시간(discrete-time) 에서 예측한 이산시간 에서의 상태변수 값의 예측값, 는 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 제어입력 값의 예측값, 는 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 중성전류 값의 예측값을 의미한다.
(3)으로부터 다음과 같이 정리할 수 있다.
위 식은 다음과 같이 간단히 정리할 수 있다.
여기서, , , , , , 이다. (6)에서 는 비용함수 (5)를 최소화하기 위해서 결정해야할 미래의 제어입력 값들의 예측값들의 벡터이고, 은 미래의 중성전류 의 예측값들의 벡터이다. 따라서, 비용함수 (5)와 (6)의 예측값을 계산하기 위해서는 미래의 중성전류 의 예측값들의 벡터인 을 알아야 한다. 일반적으로 미래에 나타날 전류의 값을 알 수는 없지만 중성전류 이 주기적인 신호라는 것에 착안하면 과거의 값으로부터 미래의 값을 추정해낼 수 있다. 즉, 을 다음과 같이 대체한다.
여기서, 은 중성전류 의 주기를 의미하고, 은 기본파인 60Hz에 맞추어서 샘플링 주파수에 따라서 정해진다. 즉, 를 샘플링 주기(sampling period)라 하면, 로 주어진다. 처음 제어를 시작할 때는 중성전류 의 값이 없으므로, 의 초기값은 0으로 설정하여 적용한다.
(6)을 이용하면, (5)의 비용함수는 다음과 같이 정리할 수 있다.
이제 다음과 같은 최적화 문제를 고려한다.
(13), (14)의 조건이 만족되면, 폐루프 시스템 은 안정하다. 안정도는 (5)의 비용함수를 리아프노프 함수(Lyapunov function)로 선택하고 선형시스템의 성질을 이용하여 증명할 수 있다.
(5)의 비용함수에서 예측길이 는 예측값들이 고려되는 구간의 크기를 나타내는데, 는 중성전류의 주기 과 비교하면 일반적으로 매우 작은 값이 된다. 즉, 이다. 구간 가 길수록 정상상태 성능이 좋아질 것이나, 반면에 부하에 변동이 생길 경우 정상상태까지 도달하는데 걸리는 시간은 더 오래 걸릴 것이므로, 의 선택은 정상상태 성능과 새로운 부하에의 적응시간 사이의 타협점(trade-off)을 적절히 구하는 선에서 결정될 수 있다.
(3)으로부터 다음과 같은 시스템을 고려한다.
본 발명에서는 중성전류 의 시변성(time-varying property)을 고려하여 제어목표 (4)를 보장하기 위한 모델예측제어기를 설계한다. 이를 위해 출력 를 다음과 같이 정의한다.
여기서, 예측길이를 의미하고, 상수 은 설계파라미터이다. 는 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 출력 값의 예측값이고, 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 값의 예측값이며, 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 값의 예측값이다. (19)를 이용하면 다음과 같이 정리할 수 있다.
위 식은 다음과 같이 간단히 정리할 수 있다.
여기서, , , , , , 이다. (22)에서 는 비용함수 (21)을 최소화하기 위해서 결정해야할 미래의 제어입력 차이값들의 예측값들의 벡터이고, 은 미래의 중성전류 차이 의 예측값들의 벡터이다. 따라서, 비용함수 (21)과 (22)의 예측값을 계산하기 위해서는 중성전류 의 미래값을 알아야 한다. 일반적으로 미래에 나타날 전류의 값을 알 수는 없지만 중성전류 가 주기적인 신호라는 것에 착안하면 의 과거값으로부터 의 미래값을 추정해낼 수 있다. 즉, 다음과 같이 대체한다.
여기서, 은 중성전류 의 주기를 의미하고, 은 기본파인 60Hz에 맞추어서 샘플링 주파수에 따라서 정해진다. 즉, 를 샘플링 주기(sampling period)라 하면, 로 주어진다. 이며, 처음 제어를 시작할 때는 중성전류 의 값이 없으므로, 의 초기값은 0으로 설정하여 적용한다.
이제, 다음의 최적화 문제를 고려한다.
즉, 실제 제어대상 시스템에 인가되는 제어입력은 다음과 같다.
도 2를 참조하여 실제 적용시에 의 예측값 , 를 구하는 방법을 설명한다. 모델예측제어기(150)는 중성전류 의 주기 -스텝(-step) 동안 입력받는 중성전류 를 저장하는 -스텝 메모리(-step memory)를 포함하고, 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값을 이용하여 미래의 중성전류 값을 구하는 -스텝 예측기(-step predictor)를 포함할 수 있다. 위에서 설명한 바와 같이, -스텝 예측기는 예측값 , 는 인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고, 인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구한다.
도면을 참조하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 제어장치를 포함하는 무정전 전원장치와 그 제어방법을 정리하여 기술하면 다음과 같다.
본 발명의 일 실시예에 따른 무정전 전원장치는 직류/교류 변환기능을 갖는 인버터 회로와, 직류링크 전압 가 상기 인버터 회로에 공급되고, 직렬 연결된 상단 및 하단 커패시터가 직류링크 양단에 연결되고, 직렬 연결된 2개의 스위칭 소자 , 이 직류링크 양단에 연결되어 상기 상단 및 하단 커패시터와 병렬로 연결되며, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 2개의 스위칭 소자 , 의 중간 연결점이 인덕터를 통해 연결되어, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 상기 인덕터 사이에 중성점(neutral point) N을 형성하는 무정전 전원장치의 직류/교류 변환부(100)에서 상기 상단 및 하단 커패시터는 각각 커패시턴스(capacitance) 를 가지며, 상기 인덕터는 인덕턴스(inductance) 을 가지며, 를 커패시터 전류, 을 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류, 을 인덕터 전류, 중성점 N에 대한 상기 상단 캐패시터의 전압을 , 중성점 N 에 대한 상기 하단 커패시터의 전압을 라 하면, 직류링크 전압은 가 되며, 직류링크 양단의 전압 오차를 나타내는 직류링크 전압 오차 로 정의하여 상태변수를 로 정의하면, 직류링크 전압 오차 과 인덕터 전류 에 대한 상태방정식이 (E1)으로 주어지고,
(E1)에서, , , 이고, 는 스위칭 소자 을 온(오프)시키는 듀티비(duty ratio)로서 제어입력을 의미하며, 샘플링 주기(sampling period)를 라 하고, 이산화된 직류링크 전압 오차와 이산화된 인덕터 전류를 상태변수 로 정의하고, 이산화된 제어입력을 , 이산화된 중성전류를 라 하여, (E1)을 이산화한 이산시간 상태방정식을 (E2)라 하고,
(E2)에서, , , 이고, 는 펄스폭변조 주기(pulse width modulation period) 동안 스위칭 소자 이 온(오프)되는 듀티비(duty ratio)라 할 때, 직류링크 전압 오차 , 인덕터 전류 , 중성전류 를 입력받아 제어입력 를 출력하는 모델예측제어기(150)를 포함하고, 모델예측제어기(150)에서 출력되는 제어입력 는 설계 파라미터(design parameter)로서 미리 선택된 행렬 과 상수 , 정수인 예측길이 에 대해
로 주어지며, (E3)에서 , 이고, , , , , 이며, 는 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 중성전류 값의 예측값을 의미하며, 은 이고, , 를 만족하는 가 존재하도록 선택된다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 무정전 전원장치는 중성전류 의 주기 이 샘플링 주기(sampling period) 에 대해 로 주어지며, 모델예측제어기(150)는 중성전류 의 주기 -스텝(-step) 동안 입력받는 중성전류 를 저장하는 -스텝 메모리(-step memory)를 포함하고, 의 예측값 , 는 인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고, 인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구한다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 무정전 전원장치는 직류/교류 변환부(100)에서 인덕터 전류 , 중성전류 를 검출하여 출력하는 전류검출부(110), 직류/교류 변환부(100)에서 상기 상단 캐패시터 전압 , 상기 하단 커패시터 전압 를 검출하여 출력하는 전압검출부(120), 상기 상단 캐패시터 전압 , 상기 하단 커패시터 전압 를 입력받아 가산하여 직류링크 전압 오차 를 출력하는 가산기(130), 모델예측제어기(150)로부터 출력된 제어입력 를 입력받아 직류/교류 변환부(100)에 제어신호를 출력하는 펄스폭변조부(pulse-width modulator. 140)를 더 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 무정전 전원장치는 직류/교류 변환부(100)의 이산시간 상태방정식 (E2)로부터 , , 로 정의하고, , 를 고려하여 상태변수 , 출력 로 정의하여 얻은 상태방정식을 (E4), (E5)라 하고,
(E4), (E5)에서 , , , 라 할 때, 직류링크 전압 오차 , 인덕터 전류 , 중성전류 를 입력받아 제어입력 를 출력하는 모델예측제어기(150)를 포함하고, 모델예측제어기(150)에서 출력되는 제어입력 는 설계 파라미터(design parameter)로서 미리 선택된 상수 과 정수인 예측길이 , 초기 제어입력 에 대해
또한, 본 발명의 다른 실시예에 따른 무정전 전원장치는 중성전류 의 주기 이 샘플링 주기(sampling period) 에 대해 로 주어지며, 모델예측제어기(150)는 중성전류 의 주기 -스텝(-step) 동안 입력받는 중성전류 를 저장하는 -스텝 메모리(-step memory)를 포함하고, 의 예측값 , 를 구할 때, 는 인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고, 인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구하며, 는 인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고, 인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구한다. 또한, 직류/교류 변환부(100)에서 인덕터 전류 , 중성전류 를 검출하여 출력하는 전류검출부(110), 직류/교류 변환부(100)에서 상기 상단 캐패시터 전압 , 상기 하단 커패시터 전압 를 검출하여 출력하는 전압검출부(120), 상기 상단 캐패시터 전압 , 상기 하단 커패시터 전압 를 입력받아 가산하여 직류링크 전압 오차 를 출력하는 가산기(130), 모델예측제어기(150)로부터 출력된 제어입력 를 입력받아 직류/교류 변환부(100)에 제어신호를 출력하는 펄스폭변조부(pulse-width modulator, 140)를 더 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무정전 전원장치의 제어방법은 직류/교류 변환부(100)를 고려하여 얻은 상태방정식을 (E4), (E5)라 할 때, 전류검출부(110)에서 직류/교류 변환부(100)로부터 인덕터 전류 , 중성전류 를 검출하여 출력하는 단계, 전압검출부(120)에서 직류/교류 변환부(100)로부터 상기 상단 캐패시터 전압 , 상기 하단 커패시터 전압 를 검출하여 출력하는 단계, 가산기(130)에서 상기 상단 캐패시터 전압 , 상기 하단 커패시터 전압 를 입력받아 가산하여 직류링크 전압 오차 를 출력하는 단계, 모델예측제어기(150)에서 직류링크 전압 오차 , 인덕터 전류 , 중성전류 를 입력받아 제어입력 를 출력하는 단계, 펄스폭변조부(140)에서 모델예측제어기(150)로부터 출력된 제어입력 를 입력받아 직류/교류 변환부(100)에 제어신호를 출력하는 단계를 포함하고, 모델예측제어기(150)에서 출력되는 제어입력 는 설계 파라미터(design parameter)로서 미리 선택된 상수 과 정수인 예측길이 , 초기 제어입력 에 대해
또한, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무정전 전원장치의 제어방법은 중성전류 의 주기 이 샘플링 주기(sampling period) 에 대해 로 주어지며, 모델예측제어기(150)의 -스텝 메모리(-step memory)에서 중성전류 의 주기 -스텝(-step) 동안 입력받는 중성전류 를 저장하는 단계를 더 포함하고, 의 예측값 , 를 구할 때, 는 인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고, 인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구하며, 는 인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고, 인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구하는 단계를 더 포함한다.
다음으로, 도 2에 보인 무정전 전원장치의 모델예측제어기(150)를 이용하여 시뮬레이션한 결과를 설명한다. 시뮬레이션 결과는 모델예측제어기(150)에서 5-스텝 예측기를 이용한 경우에 대한 것이다.
도 3은 시뮬레이션에서 사용된 직류/교류 변환부(100)를 보인 것으로 도 1과 동일한 구성이며, 파라미터에 대한 표기법(notation)만 차이가 있다. 도 3을 참조하여 시뮬레이션에 사용된 파라미터값을 정리하면 다음과 같다.
도 4는 모델예측제어기(150)에서 5-스텝 예측기를 이용한 경우 직류링크 전압 오차의 시뮬레이션 파형을 보인 도면이다. 시뮬레이션 파형에서 직류링크 전압 오차 은 로 정의되는데, 이는 앞서 설명한 직류링크 전압 오차와 동일하다. 즉, 이다. 시뮬레이션 시나리오(scenario)는 0.1초에 인버터 기동, 0.2초에 불평형 부하(unbalanced loads) 투입, 0.3초에 제어입력 (E6)를 적용하는 순서이다. 도 4를 참조하면, 인버터 기동 시 부하가 존재하지 않으므로, 직류링크 전압 오차가 발생하지 않고, 불평형 부하가 투입되면, 그에 따라서 직류링크 전압 오차가 발생함을 알 수 있다. 본 발명의 모델예측제어기를 이용한 제어가 시작되면, 불평형 부하에도 불구하고 중성전류의 주기성을 이용한 모델예측 제어입력에 의해 직류링크 전압 오차가 줄어드는 것을 확인할 수 있다.
100: 무정전 전원장치의 직류/교류 변환부
110: 전류검출부
120: 전압검출부
130: 가산기
140: 펄스폭변조부(PWM)
150: 모델예측제어기
110: 전류검출부
120: 전압검출부
130: 가산기
140: 펄스폭변조부(PWM)
150: 모델예측제어기
Claims (8)
- 직류/교류 변환기능을 갖는 인버터 회로와, 직류링크 전압 가 상기 인버터 회로에 공급되고, 직렬 연결된 상단 및 하단 커패시터가 직류링크 양단에 연결되고, 직렬 연결된 2개의 스위칭 소자 , 이 직류링크 양단에 연결되어 상기 상단 및 하단 커패시터와 병렬로 연결되며, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 2개의 스위칭 소자 , 의 중간 연결점이 인덕터를 통해 연결되어, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 상기 인덕터 사이에 중성점(neutral point) N을 형성하는 무정전 전원장치의 직류/교류 변환부에서 상기 상단 및 하단 커패시터는 각각 커패시턴스(capacitance) 를 가지며, 상기 인덕터는 인덕턴스(inductance) 을 가지며, 를 커패시터 전류, 을 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류, 을 인덕터 전류, 중성점 N에 대한 상기 상단 캐패시터의 전압을 , 중성점 N 에 대한 상기 하단 커패시터의 전압을 라 하면, 직류링크 전압은 가 되며, 직류링크 양단의 전압 오차를 나타내는 직류링크 전압 오차 로 정의하여 상태변수를 로 정의하면, 직류링크 전압 오차 과 인덕터 전류 에 대한 상태방정식이 (E1)으로 주어지고,
(E1)
(E1)에서, , , 이고, 는 스위칭 소자 을 온(오프)시키는 듀티비(duty ratio)로서 제어입력을 의미하며,
샘플링 주기(sampling period)를 라 하고, 이산화된 직류링크 전압 오차와 이산화된 인덕터 전류를 상태변수 로 정의하고, 이산화된 제어입력을 , 이산화된 중성전류를 라 하여, (E1)을 이산화한 이산시간 상태방정식을 (E2)라 하고,
(E2)
(E2)에서, , , 이고, 는 펄스폭변조 주기(pulse width modulation period) 동안 스위칭 소자 이 온(오프)되는 듀티비(duty ratio)라 할 때,
직류링크 전압 오차 , 인덕터 전류 , 중성전류 를 입력받아 제어입력 를 출력하는 모델예측제어기(model predictive controller, MPC)를 포함하고,
상기 모델예측제어기에서 출력되는 제어입력 는
설계 파라미터(design parameter)로서 미리 선택된 행렬 과 상수 , 정수인 예측길이 에 대해
(E3)
로 주어지며, (E3)에서 , 이고, , , , , 이며, 는 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 중성전류 값의 예측값을 의미하며,
은
이고, , 를 만족하는 가 존재하도록 선택되며,
중성전류 의 주기 이 샘플링 주기(sampling period) 에 대해 로 주어지며,
상기 모델예측제어기는 중성전류 의 주기 -스텝(-step) 동안 입력받는 중성전류 를 저장하는 -스텝 메모리(-step memory)를 포함하고,
의 예측값 , 는
인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고,
인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구하는 무정전 전원장치. - 삭제
- 직류/교류 변환기능을 갖는 인버터 회로와, 직류링크 전압 가 상기 인버터 회로에 공급되고, 직렬 연결된 상단 및 하단 커패시터가 직류링크 양단에 연결되고, 직렬 연결된 2개의 스위칭 소자 , 이 직류링크 양단에 연결되어 상기 상단 및 하단 커패시터와 병렬로 연결되며, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 2개의 스위칭 소자 , 의 중간 연결점이 인덕터를 통해 연결되어, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 상기 인덕터 사이에 중성점(neutral point) N을 형성하는 무정전 전원장치의 직류/교류 변환부에서 상기 상단 및 하단 커패시터는 각각 커패시턴스(capacitance) 를 가지며, 상기 인덕터는 인덕턴스(inductance) 을 가지며, 를 커패시터 전류, 을 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류, 을 인덕터 전류, 중성점 N에 대한 상기 상단 캐패시터의 전압을 , 중성점 N 에 대한 상기 하단 커패시터의 전압을 라 하면, 직류링크 전압은 가 되며, 직류링크 양단의 전압 오차를 나타내는 직류링크 전압 오차 로 정의하여 상태변수를 로 정의하면, 직류링크 전압 오차 과 인덕터 전류 에 대한 상태방정식이 (E1)으로 주어지고,
(E1)
(E1)에서, , , 이고, 는 스위칭 소자 을 온(오프)시키는 듀티비(duty ratio)로서 제어입력을 의미하며,
샘플링 주기(sampling period)를 라 하고, 이산화된 직류링크 전압 오차와 이산화된 인덕터 전류를 상태변수 로 정의하고, 이산화된 제어입력을 , 이산화된 중성전류를 라 하여, (E1)을 이산화한 이산시간 상태방정식을 (E2)라 하고,
(E2)
(E2)에서, , , 이고, 는 펄스폭변조 주기(pulse width modulation period) 동안 스위칭 소자 이 온(오프)되는 듀티비(duty ratio)라 하고,
, , 로 정의하고, , 를 고려하여 상태변수 , 출력 로 정의하여 얻은 상태방정식을 (E4), (E5)라 하고,
(E4)
(E5)
(E4), (E5)에서 , , , 라 할 때,
직류링크 전압 오차 , 인덕터 전류 , 중성전류 를 입력받아 제어입력 를 출력하는 모델예측제어기(model predictive controller, MPC)를 포함하고,
상기 모델예측제어기에서 출력되는 제어입력 는
설계 파라미터(design parameter)로서 미리 선택된 상수 과 정수인 예측길이 , 초기 제어입력 에 대해
(E6)
로 주어지며, (E6)에서 , 이고, , , , 이며, 는 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 값의 예측값을 의미하며,
중성전류 의 주기 이 샘플링 주기(sampling period) 에 대해 로 주어지며,
상기 모델예측제어기는 중성전류 의 주기 -스텝(-step) 동안 입력받는 중성전류 를 저장하는 -스텝 메모리(-step memory)를 포함하고,
의 예측값 , 를 구할 때,
는 인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고, 인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구하며,
는 인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고, 인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구하는 무정전 전원장치. - 삭제
- 직류/교류 변환기능을 갖는 인버터 회로와, 직류링크 전압 가 상기 인버터 회로에 공급되고, 직렬 연결된 상단 및 하단 커패시터가 직류링크 양단에 연결되고, 직렬 연결된 2개의 스위칭 소자 , 이 직류링크 양단에 연결되어 상기 상단 및 하단 커패시터와 병렬로 연결되며, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 2개의 스위칭 소자 , 의 중간 연결점이 인덕터를 통해 연결되어, 상기 상단 및 하단 커패시터의 중간 연결점과 상기 인덕터 사이에 중성점(neutral point) N을 형성하는 무정전 전원장치의 직류/교류 변환부에서 상기 상단 및 하단 커패시터는 각각 커패시턴스(capacitance) 를 가지며, 상기 인덕터는 인덕턴스(inductance) 을 가지며, 를 커패시터 전류, 을 중성선(neutral wire)에 흐르는 중성전류, 을 인덕터 전류, 중성점 N에 대한 상기 상단 캐패시터의 전압을 , 중성점 N 에 대한 상기 하단 커패시터의 전압을 라 하면, 직류링크 전압은 가 되며, 직류링크 양단의 전압 오차를 나타내는 직류링크 전압 오차 로 정의하여 상태변수를 로 정의하면, 직류링크 전압 오차 과 인덕터 전류 에 대한 상태방정식이 (E1)으로 주어지고,
(E1)
(E1)에서, , , 이고, 는 스위칭 소자 을 온(오프)시키는 듀티비(duty ratio)로서 제어입력을 의미하며,
샘플링 주기(sampling period)를 라 하고, 이산화된 직류링크 전압 오차와 이산화된 인덕터 전류를 상태변수 로 정의하고, 이산화된 제어입력을 , 이산화된 중성전류를 라 하여, (E1)을 이산화한 이산시간 상태방정식을 (E2)라 하고,
(E2)
(E2)에서, , , 이고, 는 펄스폭변조 주기(pulse width modulation period) 동안 스위칭 소자 이 온(오프)되는 듀티비(duty ratio)라 하고,
, , 로 정의하고, , 를 고려하여 상태변수 , 출력 로 정의하여 얻은 상태방정식을 (E4), (E5)라 하고,
(E4)
(E5)
(E4), (E5)에서 , , , 라 할 때,
전류검출부에서 상기 직류/교류 변환부로부터 인덕터 전류 , 중성전류 를 검출하여 출력하는 단계;
전압검출부에서 상기 직류/교류 변환부로부터 상기 상단 캐패시터 전압 , 상기 하단 커패시터 전압 를 검출하여 출력하는 단계;
가산기에서 상기 상단 캐패시터 전압 , 상기 하단 커패시터 전압 를 입력받아 가산하여 직류링크 전압 오차 를 출력하는 단계;
모델예측제어기(model predictive controller, MPC)에서 직류링크 전압 오차 , 인덕터 전류 , 중성전류 를 입력받아 제어입력 를 출력하는 단계;
펄스폭변조부(pulse-width modulator)에서 상기 모델예측제어기로부터 출력된 제어입력 를 입력받아 상기 직류/교류 변환부에 제어신호를 출력하는 단계;
를 포함하고,
상기 모델예측제어기에서 출력되는 제어입력 는
설계 파라미터(design parameter)로서 미리 선택된 상수 과 정수인 예측길이 , 초기 제어입력 에 대해
(E6)
로 주어지며, (E6)에서 , 이고, , , , 이며, 는 이산시간 에서 예측한 이산시간 에서의 값의 예측값을 의미하며,
중성전류 의 주기 이 샘플링 주기(sampling period) 에 대해 로 주어지며,
상기 모델예측제어기의 -스텝 메모리(-step memory)에서 중성전류 의 주기 -스텝(-step) 동안 입력받는 중성전류 를 저장하는 단계를 더 포함하고,
의 예측값 , 를 구할 때,
는 인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고, 인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구하며,
는 인 경우 상기 -스텝 메모리에 저장된 과거의 중성전류 값 으로 대체하여 구하고, 인 경우, 초기값 0으로 설정하여 구하는 단계;
를 더 포함하는 무정전 전원장치의 제어방법. - 삭제
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020140128243A KR101633340B1 (ko) | 2014-09-25 | 2014-09-25 | 중성점 제어기능을 갖춘 무정전 전원장치 및 그 제어방법 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020140128243A KR101633340B1 (ko) | 2014-09-25 | 2014-09-25 | 중성점 제어기능을 갖춘 무정전 전원장치 및 그 제어방법 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20160036269A KR20160036269A (ko) | 2016-04-04 |
KR101633340B1 true KR101633340B1 (ko) | 2016-06-24 |
Family
ID=55799613
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR101633340B1 (ko) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6737046B2 (ja) * | 2016-08-01 | 2020-08-05 | 株式会社リコー | 画像形成装置 |
KR102600920B1 (ko) * | 2023-03-29 | 2023-11-10 | 주식회사 한강기전 | 무변압기형 무정전 전원 장치 및 무변압기형 무정전 전원 장치의 제어 방법 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101379202B1 (ko) * | 2012-11-06 | 2014-03-31 | 한국전기연구원 | Npc 컨버터의 중성점 전위 제어를 위한 밸런스 오프셋 제어장치 및 방법 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0746917B2 (ja) * | 1987-07-28 | 1995-05-17 | 三菱電機株式会社 | 3相変換器の制御装置 |
KR101248112B1 (ko) * | 2011-04-28 | 2013-03-27 | 정석언 | 중성점 전압을 클램핑하는 ups |
KR101057097B1 (ko) | 2011-05-02 | 2011-08-16 | 신우전원기술 주식회사 | 직류전압 불평형 제거기능을 포함한 고역률 단상 유피에스장치 |
-
2014
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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---|---|
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