JP6837576B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置に関するものである。

従来、太陽光などのエネルギー源から生成された直流電圧を交流電圧に変換するインバータが知られている。インバータは、一般的に、上アームおよび下アームからなるレグを複数用いたブリッジ回路で構成される。このようなブリッジ回路では、出力交流電流の正負の極性が入れ替わるゼロクロス付近において、アームの切り替えとゼロクロスタイミングとのずれによって電流波形の乱れが生じ、出力電力が不安定になることがある。特開２０１４−６４３６３号公報（特許文献１）には、ゼロクロス付近の電流波形の乱れを抑制するために、ゼロクロスを含む期間において、各レグの上アームおよび下アームを交互にオンオフするように作動させるインバータが開示されている。

特開２０１４−６４３６３号公報

しかしながら、特開２０１４−６４３６３号公報に記載のインバータでは、ゼロクロスを含む期間では、全てのアームがスイッチングされるため、スイッチング損失が大きくなる。

本開示は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、スイッチング損失を低減するとともに、出力電力を安定化できる電力変換装置を提供することである。

本開示のある局面に係る電力変換装置は、直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換する。電力変換装置は、第１〜第４端子と、フルブリッジ回路と、リアクトルと、スイッチングモード切替器と、ＰＷＭ制御器とを備える。第１端子および第２端子は、直流電源の正極および負極にそれぞれ接続される。第３端子および第４端子は交流電圧を出力する。フルブリッジ回路は、第１端子と第２端子との間に並列に接続される第１レグおよび第２レグを含む。リアクトルは、第１レグの上アームと下アームとの第１接続点と第３端子との間に接続される。スイッチングモード切替器は、フルブリッジ回路の動作モードを第１スイッチングモードおよび第２スイッチングモードのいずれかに切り替えるための信号を生成する。ＰＷＭ制御器は、信号に従って、フルブリッジ回路を第１スイッチングモードおよび第２スイッチングモードのいずれかで動作させる。第４端子は、第２レグの上アームと下アームとの第２接続点に接続される。第１スイッチングモードは、第１レグの上アームと第２レグの下アームとを同期してスイッチングし、第１レグの下アームと第２レグの上アームとを非導通とするモードである。第２スイッチングモードは、第１レグの下アームと第２レグの上アームとを同期してスイッチングし、第１レグの上アームと第２レグの下アームとを非導通とするモードである。スイッチングモード切替器は、第３端子および第４端子から出力される無効電力または交流電圧のひずみ率が小さくなるように、信号の位相を調整する。

本開示のある局面に係る電力変換装置によれば、４つのアームのうち２つのアームがスイッチングされ、残りのアームが非導通にされるため、全てのアームをスイッチングする場合と比べてスイッチング損失を低減できる。さらに、無効電力または交流電圧のひずみ率が小さくなるように、フルブリッジ回路の動作モードを切り替えるための信号の位相が調整されるため、出力電力を安定化できる。このように、電力変換装置は、スイッチング損失を低減するとともに、出力電力を安定化できる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図１に示すスイッチングモード切替器の構成を示すブロック図である。 図２に示す位相調整部の処理の流れを示すフローチャートである。 交流負荷が抵抗負荷である場合の実施の形態１に係る電力変換装置の動作例を示す図である。 図４における運転開始直後（Ａ部分）の拡大図である。 図４における運転終了直前（Ｂ部分）の拡大図である。 交流負荷が誘導性負荷である場合の実施の形態１に係る電力変換装置の動作例を示す図である。 図７における運転開始直後（Ａ部分）の拡大図である。 図７における運転終了直前（Ｂ部分）の拡大図である。 交流負荷が整流器負荷である場合の実施の形態１に係る電力変換装置の動作例を示す図である。 図１０における運転開始直後（Ａ部分）の拡大図である。 図１０における運転終了直前（Ｂ部分）の拡大図である。 実施の形態２に係る電力変換装置が備えるスイッチングモード切替器の構成を示すブロック図である。 図１３に示す位相調整部の処理の流れを示すフローチャートである。 交流負荷が抵抗負荷である場合の実施の形態２に係る電力変換装置の動作例を示す図である。 図１５における運転開始直後（Ａ部分）の拡大図である。 図１５における運転終了直前（Ｂ部分）の拡大図である。 交流負荷が誘導性負荷である場合の実施の形態２に係る電力変換装置の動作例を示す図である。 図１８における運転開始直後（Ａ部分）の拡大図である。 図１８における運転終了直前（Ｂ部分）の拡大図である。 交流負荷が整流器負荷である場合の実施の形態２に係る電力変換装置の動作例を示す図である。 図２１における運転開始直後（Ａ部分）の拡大図である。 図２１における運転終了直前（Ｂ部分）の拡大図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。以下で説明する各実施の形態または変形例は、適宜選択的に組み合わされてもよい。

実施の形態１．
（電力変換装置の構成）
図１を参照して、実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成について説明する。図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。図１に示されるように、電力変換装置１００は、第１端子Ｐ１と、第２端子Ｐ２と、第３端子Ｐ３と、第４端子Ｐ４と、インバータ１と、ＬＣフィルタ２と、ローパスフィルタ３，４と、スイッチングモード切替器５と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御器６とを備える。

電力変換装置１００は、直流電源７からの直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を交流負荷８に出力する。電力変換装置１００は、出力する交流電流の正負の極性が入れ替わるゼロクロス付近において、インバータ１から出力される電流が０となる時間帯が存在する電流不連続モードで動作する。

第１端子Ｐ１および第２端子Ｐ２は、直流電源７の正極および負極にそれぞれ接続される。直流電源７は、たとえば電池などの定電圧源、あるいは直流電圧を出力可能な電力変換器の制御電圧源である。

第３端子Ｐ３および第４端子Ｐ４は、交流負荷８に接続され、交流電圧を出力する。交流負荷８は、たとえば抵抗負荷、誘導性負荷、整流器負荷、家電負荷である。第３端子Ｐ３および第４端子Ｐ４には、交流負荷８の代わりに、単相交流系統などの交流電源が接続されてもよい。

インバータ１は、フルブリッジ回路ＦＢを含む。フルブリッジ回路ＦＢは、第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間に並列に接続された第１レグＬＧ１と第２レグＬＧ２と電流センサ１１とを含む。

第１レグＬＧ１は、上アームＱ１と、下アームＱ２と、フリーホイールダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。上アームＱ１と下アームＱ２とは、第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間で直列に接続される。フリーホイールダイオードＤ１は、上アームＱ１と逆並列に接続される。フリーホイールダイオードＤ２は、下アームＱ２と逆並列に接続される。上アームＱ１と下アームＱ２との第１接続点Ｎ１はＬＣフィルタ２に接続される。

第２レグＬＧ２は、上アームＱ３と、下アームＱ４と、フリーホイールダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。上アームＱ３と下アームＱ４とは、第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間で直列に接続される。フリーホイールダイオードＤ３は、上アームＱ３と逆並列に接続される。フリーホイールダイオードＤ４は、下アームＱ４と逆並列に接続される。上アームＱ３と下アームＱ４との第２接続点Ｎ２は第４端子Ｐ４に接続される。

フルブリッジ回路ＦＢは、第１スイッチングモードあるいは第２スイッチングモードで動作する。第１スイッチングモードでは、上アームＱ１と下アームＱ４とが同期してスイッチングされるとともに、下アームＱ２と上アームＱ３とが非導通とされる。第２スイッチングモードでは、下アームＱ２と上アームＱ３とが同期してスイッチングされるとともに、上アームＱ１と下アームＱ４とが非導通とされる。

上アームＱ１，Ｑ３および下アームＱ２，Ｑ４は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、あるいはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effective Transistor）などに代表される自己消弧形の半導体スイッチング素子である。上アームＱ１，Ｑ３および下アームＱ２，Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴが使用される場合は、フリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４の代わりにＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用してもよい。

ＬＣフィルタ２は、リアクトルＬと、コンデンサＣと、電圧センサ２１とを含む。リアクトルＬは、第１接続点Ｎ１と第３端子Ｐ３との間に接続される。コンデンサＣは、第３端子Ｐ３と第４端子Ｐ４との間に接続される。

ＬＣフィルタ２は、インバータ１の出力電圧ＶｉｎｖとコンデンサＣの両端間の電圧Ｖｃ（Ｃ電圧）との電位差によって発生するリアクトル電流Ｉｉｎｖを平滑化し、平滑化された電流を交流負荷８に出力する。出力電圧Ｖｉｎｖは、インバータ１からＬＣフィルタ２に出力される電圧であり、第１接続点Ｎ１と第２接続点Ｎ２との間の電圧である。リアクトル電流Ｉｉｎｖは、上アームＱ１と下アームＱ２との第１接続点Ｎ１からＬＣフィルタ２のリアクトルＬへ流れる電流である。

インバータ１に含まれる電流センサ１１は、第１接続点Ｎ１からリアクトルＬに流れるリアクトル電流Ｉｉｎｖを計測してローパスフィルタ３に出力する。ＬＣフィルタ２に含まれる電圧センサ２１は、コンデンサＣの両端間の電圧Ｖｃを計測してローパスフィルタ４に出力する。電圧Ｖｃは、第３端子Ｐ３および第４端子Ｐ４から出力される交流電圧である。

ローパスフィルタ３は、電流センサ１１によって計測されたリアクトル電流Ｉｉｎｖの値を受けて、電流値ＦＩｉｎｖをスイッチングモード切替器５へ出力する。電流値ＦＩｉｎｖは、リアクトル電流Ｉｉｎｖから高周波成分を抑制することにより得られた値である。電流不連続モードにおいて、サンプリング値と電流が０となる期間を含めた平均電流との差分を補間することができる情報を取得することが可能な場合には、ローパスフィルタ３を省略してもよい。ＬＣフィルタ２のコンデンサＣの電流が十分小さく、かつ、リアクトル電流Ｉｉｎｖと交流負荷８に流れる負荷電流Ｉｌｏａｄとの基本波の位相差が小さい場合には、ローパスフィルタ３は、リアクトル電流Ｉｉｎｖの代わりに負荷電流Ｉｌｏａｄを受けてもよい。

ローパスフィルタ４は、電圧センサ２１によって計測された電圧Ｖｃの値を受けて、電圧値ＦＶｃをスイッチングモード切替器５へ出力する。電圧値ＦＶｃは、電圧Ｖｃからフルブリッジ回路ＦＢのスイッチングノイズによるサンプリング誤差を低減することにより得られた値である。フルブリッジ回路ＦＢのスイッチングノイズの影響が小さい場合には、ローパスフィルタ４を省略してもよい。

スイッチングモード切替器５は、フルブリッジ回路ＦＢの動作モードを第１スイッチングモードおよび第２スイッチングモードのいずれかに切り替えるための基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成する。フルブリッジ回路ＦＢは、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊が１である場合、第１スイッチングモードで動作し、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊が０である場合、第２スイッチングモードで動作する。スイッチングモード切替器５は、電力変換装置１００から出力される無効電力が小さくなるように基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。スイッチングモード切替器５における基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整方法については後述する。

ＰＷＭ制御器６は、上位の制御ユニットから受けた出力電圧指令値Ｖｃ＊と、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒと、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊とを用いて、ＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂを生成する。ＰＷＭ制御器６は、電圧制御回路６１とコンパレータ６２と乗算器６３，６４とを含む。

電圧制御回路６１は、出力電圧指令値Ｖｃ＊に基づいて通流率指令値Ｄ＊を生成する。コンパレータ６２は、通流率指令値Ｄ＊と基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒとを比較する。コンパレータ６２は、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒが通流率指令値Ｄ＊よりも小さい場合に１（ハイレベル）となり、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒが通流率指令値Ｄ＊以上である場合に０（ローレベル）となる信号を出力する。

通流率指令値Ｄ＊は、０〜１の範囲を取り、以下の式（１）で表される。式（１）において、ｍはインバータの変調係数を意味する０〜１の範囲を取る値であり、ωは出力する交流の周波数（たとえば５０Ｈｚや６０Ｈｚなど）に２πを乗じた角周波数であり、ｔは時間である。
Ｄ＊＝０．５（ｍ×ｓｉｎωｔ＋１）・・・式（１）
基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒは、０〜１の範囲を取る三角波であり、キャリア周期を有する。

乗算器６３は、コンパレータ６２の出力信号と基準信号Ｄｐｏｌｅ＊とを乗算することによりＰＷＭ信号Ｓａを生成する。そのため、乗算器６３は、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊が１の場合に、通流率がＤ＊となるＰＷＭ信号Ｓａを生成する。乗算器６３は、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊が０の場合にＰＷＭ信号Ｓａを０とする。ＰＷＭ信号Ｓａは、上アームＱ１および下アームＱ４へ出力される。上アームＱ１および下アームＱ４は、ＰＷＭ信号Ｓａが１である場合にオン状態となり、ＰＷＭ信号Ｓａが０である場合にオフ状態となる。

乗算器６４は、コンパレータ６２の出力信号の反転信号と基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の反転信号とを乗算することによりＰＷＭ信号Ｓｂを生成する。そのため、乗算器６４は、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊が０の場合に、通流率が（１−Ｄ＊）となるＰＷＭ信号Ｓｂを生成する。乗算器６４は、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊が１の場合にＰＷＭ信号Ｓｂを０とする。ＰＷＭ信号Ｓｂは、下アームＱ２および上アームＱ３へ出力される。下アームＱ２および上アームＱ３は、ＰＷＭ信号Ｓｂが１である場合にオン状態となり、ＰＷＭ信号Ｓｂが０である場合にオフ状態となる。

このように、ＰＷＭ制御器６は、基準三角波Ｃａｒｒｉｅｒと通流率指令値Ｄ＊との比較結果に応じてパルス幅が変調された信号を出力する。すなわち、ＰＷＭ制御器６は、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊が１の場合、通流率がＤ＊となるＰＷＭ信号Ｓａを生成するとともに、ＰＷＭ信号Ｓｂを０とする。これにより、フルブリッジ回路ＦＢは、第１スイッチングモードで動作する。ＰＷＭ制御器６は、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊が０の場合、通流率が（１−Ｄ＊）となるＰＷＭ信号Ｓｂを生成するとともに、ＰＷＭ信号Ｓａを０とする。これにより、フルブリッジ回路ＦＢは、第２スイッチングモードで動作する。

（スイッチングモード切替器）
次にスイッチングモード切替器５における基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整方法を説明する。スイッチングモード切替器５は、予め定められた周期Ｔ毎に基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。周期Ｔは、たとえば出力電圧指令値Ｖｃ＊で示される交流の周期である。

図２は、スイッチングモード切替器５の構成を示すブロック図である。図２に示されるように、スイッチングモード切替器５は、乗算器５１ａ〜５１ｄと、平均値演算器５２と、実効値演算器５３ａ，５３ｂと、減算器５４と、平方根演算器５５と、位相調整部５６と、信号生成部５７とを含む。スイッチングモード切替器５の各部は、たとえば、処理演算の内容を記述したプログラムなどが記憶されたメモリと、当該プログラムを実行するプロセッサとにより構成される。プロセッサは、マイコン（マイクロコンピュータ）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡなどにより構成される。

乗算器５１ａは、ローパスフィルタ４から受けた電圧値ＦＶｃとローパスフィルタ３から受けた電流値ＦＩｉｎｖとを乗算する。平均値演算器５２は、周期Ｔ毎に、当該周期Ｔ中に乗算器５１ａから出力された値の平均値である有効電力値Ｐを演算する。乗算器５１ｂは、平均値演算器５２から出力された有効電力値Ｐの二乗値を演算する。

実効値演算器５３ａは、周期Ｔ毎に、当該周期Ｔ中にローパスフィルタ４から受けた電圧値ＦＶｃの実効値Ｖｒｍｓを演算する。実効値演算器５３ｂは、周期Ｔ毎に、当該周期Ｔ中にローパスフィルタ３から受けた電流値ＦＩｉｎｖの実効値Ｉｒｍｓを演算する。乗算器５１ｃは、実効値演算器５３ａ，５３ｂからそれぞれ出力された実効値Ｖｒｍｓ，Ｉｒｍｓの積ＶｒｍｓＩｒｍｓを演算する。乗算器５１ｄは、乗算器５１ｃから出力された積ＶｒｍｓＩｒｍｓの二乗値を演算する。

減算器５４は、積ＶｒｍｓＩｒｍｓの二乗値と有効電力値Ｐの二乗値との差を演算し出力する。平方根演算器５５は、減算器５４からの出力値の平方根値Ｐｑを演算し出力する。

電流値ＦＩｉｎｖと電圧値ＦＶｃとの周波数成分が１つの同一周波数のみ含む場合、積ＶｒｍｓＩｒｍｓは電力変換装置１００から出力される皮相電力を示し、平方根値Ｐｑは電力変換装置１００から出力される無効電力を示す。電流値ＦＩｉｎｖと電圧値ＦＶｃとの周波数成分がさらに複数の同一の高調波を含む場合も同様に、平方根値Ｐｑは電力変換装置１００から出力される無効電力を示す。

位相調整部５６は、最新の平方根値Ｐｑと平方根演算器５５が前回出力した平方根値Ｐｑ０とに基づいて、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整量θ０を演算する。信号生成部５７は、位相調整部５６から出力された調整量θ０を用いて、以下の式（２）に基づいて基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成する。式（２）において、ωは出力する交流の周波数（たとえば５０Ｈｚや６０Ｈｚなど）に２πを乗じた角周波数である。

（位相調整部の処理）
図３は、位相調整部５６の処理の流れを示すフローチャートである。まずステップＳ１において、位相調整部５６は、Ｐｑ０に０、θ０に０、フラグに１を代入する。ここで、θ０＝０のときに生成される基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相（初期位相）は、上位の制御ユニットから受ける出力電圧指令値Ｖｃ＊の位相と一致する。フラグは、前回の周期Ｔにおける調整量θ０の調整方向を示す。具体的には、フラグ＝１は、前回の周期Ｔにおいて調整量θ０を正側に調整したことを示し、フラグ＝０は、前回の周期Ｔにおいて調整量θ０を負側に調整したことを示す。

ステップＳ２において、位相調整部５６は、一定時間（ここでは周期Ｔ）だけ待機する。次にステップＳ３において、位相調整部５６は、平方根演算器５５から平方根値Ｐｑを取得する。ステップＳ４において、位相調整部５６は、ステップＳ３において取得した平方根値ＰｑとＰｑ０とを比較する。

Ｐｑ＜Ｐｑ０である場合（ステップＳ４でＹｅｓ）、位相調整部５６は、ステップＳ５においてフラグが１であるか否かを確認する。位相調整部５６は、フラグが１である場合（ステップＳ５でＹＥＳ）、ステップＳ６において、調整量θ０に予め定められた単位調整量Δθを加算する。位相調整部５６は、フラグが０である場合（ステップＳ５でＮＯ）、ステップＳ７において、調整量θ０から単位調整量Δθを減算する。

Ｐｑ≧Ｐｑ０である場合（ステップＳ４でＮＯ）、位相調整部５６は、ステップＳ８においてフラグが１であるか否かを確認する。位相調整部５６は、フラグが１である場合（ステップＳ８でＹＥＳ）、ステップＳ９において、調整量θ０から単位調整量Δθを減算するとともに、フラグを０に変更する。位相調整部５６は、フラグが０である場合（ステップＳ８でＮＯ）、ステップＳ１０において、調整量θ０に単位調整量Δθを加算するとともに、フラグを１に変更する。

ステップＳ６，Ｓ７，Ｓ９，Ｓ１０の後にステップＳ１１において、位相調整部５６は、ステップＳ４で受けたＰｑをＰｑ０に代入する。そして、位相調整部５６は、ステップＳ１２において、調整量θ０を出力する。ステップＳ１２の後、処理はステップＳ２に戻される。

上記のステップＳ４〜Ｓ１２により、平方根値Ｐｑが前回の平方根値Ｐｑ０より小さいときには、前回の処理と同じように調整量θ０に対して単位調整量Δθだけ加算または減算される。平方根値Ｐｑが前回の平方根値Ｐｑ０より大きいときには、前回の処理と異なるように調整量θ０に対して単位調整量Δθだけ加算または減算される。これにより、電力変換装置１００から出力される無効電力が低減されるように、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相が調整される。

（動作例）
図４は、交流負荷８が抵抗負荷である場合の電力変換装置１００の動作例を示す。図５は、図４における運転開始直後（図４のＡ部分）の拡大図である。図６は、図４における運転終了直前（図４のＢ部分）の拡大図である。図７は、交流負荷８が誘導性負荷である場合の電力変換装置１００の動作例を示す。図８は、図７における運転開始直後（図７のＡ部分）の拡大図である。図９は、図７における運転終了直前（図７のＢ部分）の拡大図である。図１０は、交流負荷８が整流器負荷である場合の電力変換装置１００の動作例を示す。図１１は、図１０における運転開始直後（図１０のＡ部分）の拡大図である。図１２は、図１０における運転終了直前（図１０のＢ部分）の拡大図である。図４〜１２において、１段目は電圧Ｖｃ（Ｃ電圧）を、２段目はリアクトル電流Ｉｉｎｖおよび負荷電流Ｉｌｏａｄを、３段目は調整量θ０を、４段目は有効電力値Ｐおよび平方根値Ｐｑを、５段目は電圧Ｖｃの全高調波ひずみ率（Total Harmonic Distortion（ＴＨＤ））を示す。

図４〜図１２に示されるように、運転開始時から時間が経過するに従って、無効電力に対応する平方根値Ｐｑが徐々に低減し、収束していることが分かる。このことから、電力変換装置１００によれば、無効電力が抑制され、安定した電力が交流負荷８に供給される。

さらに、運転開始時から時間が経過するに従って、電圧Ｖｃの全高調波ひずみ率も徐々に低減し、収束していることが分かる。電圧Ｖｃの全高調波ひずみ率が小さいほど、電力変換装置１００から出力される交流電圧のひずみが小さいことを意味する。交流電圧のひずみが小さいほど、当該交流電圧の特性は、系統交流電圧の特性に近くなる。このことから、電力変換装置１００によれば、系統交流電圧の特性に近い特性を有する交流電圧が出力される。

特に、交流負荷８が誘導負荷である場合、出力される交流電圧と交流電流との位相がずれているため、運転開始時には電圧Ｖｃ、リアクトル電流Ｉｉｎｖおよび負荷電流Ｉｌｏａｄが不安定である。しかしながら、時間が経過するに従って、電圧Ｖｃ、リアクトル電流Ｉｉｎｖおよび負荷電流Ｉｌｏａｄの波形が安定する。

さらに、図１０〜図１２に示されるように、交流負荷８が整流器負荷である場合に、運転開始時に発生していたスパイク電流が徐々に抑制される。

図４〜図１２に示されるように、電力変換装置１００は、負荷電流Ｉｌｏａｄの正負の極性が入れ替わるゼロクロス付近において、インバータ１から出力されるリアクトル電流Ｉｉｎｖが０となる時間帯が存在する電流不連続モードで動作する。これは、上アームＱ１および下アームＱ４と、下アームＱ２および上アームＱ３との一方のみがスイッチングされ、他方が非導通であるために、通流率指令値Ｄ＊が小さくなったときに、電流が流れない期間が生じるためである。

（利点）
以上のように、電力変換装置１００は、第１端子Ｐ１，第２端子Ｐ２，第３端子Ｐ３および第４端子Ｐ４と、フルブリッジ回路ＦＢと、リアクトルＬと、スイッチングモード切替器５と、ＰＷＭ制御器６とを備える。第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２とは、直流電源７の正極および負極にそれぞれ接続される。第３端子Ｐ３および第４端子Ｐ４は、交流電圧を出力する。フルブリッジ回路ＦＢは、第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間に並列に接続される第１レグＬＧ１および第２レグＬＧ２を含む。リアクトルＬは、第１レグＬＧ１の上アームＱ１と下アームＱ２との第１接続点Ｎ１と第３端子Ｐ３との間に接続される。スイッチングモード切替器５は、フルブリッジ回路ＦＢの動作モードを第１スイッチングモードおよび第２スイッチングモードのいずれかに切り替えるための基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成する。ＰＷＭ制御器６は、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊に従って、フルブリッジ回路ＦＢを第１スイッチングモードおよび第２スイッチングモードのいずれかで動作させる。第４端子Ｐ４は、第２レグＬＧ２の上アームＱ３と下アームＱ４との第２接続点Ｎ２に接続される。第１スイッチングモードは、第１レグＬＧ１の上アームＱ１と第２レグＬＧ２の下アームＱ４とを同期してスイッチングし、第１レグＬＧ１の下アームＱ２と第２レグＬＧ２の上アームＱ３とを非導通とするモードである。第２スイッチングモードは、下アームＱ２と上アームＱ３とを同期してスイッチングし、上アームＱ１と下アームＱ４とを非導通とするモードである。スイッチングモード切替器５は、第３端子Ｐ３および第４端子Ｐ４から出力される無効電力が小さくなるように、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。

上記の構成によれば、フルブリッジ回路ＦＢに含まれる４つのアームのうち２つのアームのみが同期してスイッチングされ、残りのアームは非導通にされる。具体的には、４つのアームのうちの半数は、出力される交流電圧の半周期ごとにオフ状態に制御される。そのため、４つのアームを同時にスイッチングする従来技術と比較して、スイッチング損失を低減させることができる。

第３端子Ｐ３は、第１レグＬＧ１の上アームＱ１と下アームＱ２との第１接続点Ｎ１とリアクトルＬを介して接続され、第４端子Ｐ４は、第２レグＬＧ２の上アームＱ３と下アームＱ４との第２接続点Ｎ２と接続される。そのため、第３端子Ｐ３と第４端子Ｐ４とに接続された負荷に流れる交流電流の極性が入れ替わるゼロクロスタイミングと、第１スイッチングモードと第２スイッチングモードとの切り替えタイミングとがずれると、出力電力が不安定となる。しかしながら、上記の構成では、スイッチングモード切替器５は、無効電力が小さくなるように、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。これにより、アームの切り替えとゼロクロスタイミングとのずれによって出力電力が不安定になることを抑制でき、安定した電力を交流負荷８に供給することができる。このように、電力変換装置１００は、スイッチング損失を低減するとともに、出力電力を安定化できる。

スイッチングモード切替器５は、一定時間ごとに、無効電力と相関する平方根値（パラメータ値）Ｐｑを取得するとともに、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。平方根値Ｐｑは、第３端子Ｐ３および第４端子Ｐ４から出力される有効電力値Ｐ、電圧Ｖｃの実効値Ｖｒｍｓおよびリアクトル電流Ｉｉｎｖの実効値Ｉｒｍｓを用いて算出される。平方根値Ｐｑは、無効電力が大きくなるにつれ大きくなる。そのため、スイッチングモード切替器５は、新たに取得した平方根値Ｐｑが前回取得した平方根値Ｐｑ０よりも小さいときに、前回の調整方向と同じ方向に基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。スイッチングモード切替器５は、新たに取得した平方根値Ｐｑが前回取得した平方根値Ｐｑ０よりも大きいときに、前回の調整方向と反対の方向に基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。これにより、スイッチングモード切替器５は、無効電力が小さくなるように、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を容易に調整することができる。

ＰＷＭ制御器６は、出力電圧指令値Ｖｃ＊に基づいてフルブリッジ回路ＦＢの動作を制御する。スイッチングモード切替器５は、出力電圧指令値Ｖｃ＊の位相を基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の初期位相として、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整を開始する。これにより、交流負荷８が抵抗負荷である場合、出力電流を観測できなくても、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の初期位相を出力電流の位相にある程度近い状態に設定することができる。その結果、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を早く収束させることができる。

実施の形態２．
図１３を参照して、実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。図１３は、実施の形態２に係る電力変換装置が備えるスイッチングモード切替器５ａの構成を示すブロック図である。実施の形態２に係る電力変換装置は、実施の形態１に係る電力変換装置１００と比較して、スイッチングモード切替器５の代わりに図１３に示すスイッチングモード切替器５ａを備える点で相違する。その他の点は図１に示される電力変換装置１００と同じであるので、以下ではそれらの説明については繰り返さない。なお、実施の形態２に係る電力変換装置は、図１に示す電流センサ１１およびローパスフィルタ３を備えていなくてもよい。

（スイッチングモード切替器）
スイッチングモード切替器５ａは、予め定められた周期Ｔ毎に基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。周期Ｔは、たとえば出力電圧指令または出力電流指令で示される交流の周期である。図１３に示されるように、スイッチングモード切替器５ａは、ひずみ率測定器５８と、位相調整部５６ａと、信号生成部５７とを含む。スイッチングモード切替器５ａの各部は、たとえば、処理演算の内容を記述したプログラムなどが記憶されたメモリと、当該プログラムを実行するプロセッサとにより構成される。

ひずみ率測定器５８は、周期Ｔ毎に、当該周期Ｔ中に受けた電圧値ＦＶｃの全高調波ひずみ率ＴＨＤ（ＦＶｃ）を測定する。位相調整部５６ａは、全高調波ひずみ率ＴＨＤ（ＦＶｃ）と前回測定された全高調波ひずみ率ＴＨＤ０とに基づいて、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整量θ０を演算する。信号生成部５７は、実施の形態１と同様に、位相調整部５６ａから出力された調整量θ０を用いて、上記の式（２）に基づいて基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成する。

（位相調整部の処理）
図１４は、位相調整部５６ａの処理の流れを示すフローチャートである。位相調整部５６ａの処理は、図３に示す実施の形態１の位相調整部５６の処理と比較して、ステップＳ１，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ１１の代わりにステップＳ２１、Ｓ２３，Ｓ２４，Ｓ３１をそれぞれ実行する点でのみ相違する。

ステップＳ２１において、位相調整部５６ａは、ＴＨＤ０＝０、θ０＝０、フラグ＝１にセットする。そして、ステップＳ２において周期Ｔだけ待機した後、ステップＳ２３において、位相調整部５６ａは、ひずみ率測定器５８から電圧値ＦＶｃの全高調波ひずみ率ＴＨＤ（ＦＶｃ）を取得する。次にステップＳ２４において、位相調整部５６ａは、ステップＳ２３において取得した全高調波ひずみ率ＴＨＤ（ＦＶｃ）とＴＨＤ０とを比較する。

ＴＨＤ（ＦＶｃ）＜ＴＨＤ０である場合（ステップＳ２４でＹｅｓ）、位相調整部５６ａは、実施の形態１と同様に、ステップＳ５においてフラグが１であるか否かを確認する。位相調整部５６ａは、フラグの値に応じて、調整量θ０に対して単位調整量Δθを加算または減算する（ステップＳ６，Ｓ７）。ＴＨＤ（ＦＶｃ）≧ＴＨＤ０である場合（ステップＳ２４でＮＯ）、位相調整部５６ａは、実施の形態１と同様に、ステップＳ８においてフラグが１であるか否かを確認する。位相調整部５６ａは、フラグの値に応じて、調整量θ０に対して単位調整量Δθを減算または加算する（ステップＳ９，Ｓ１０）。

ステップＳ６，Ｓ７，Ｓ９，Ｓ１０の後にステップＳ３１において、位相調整部５６ａは、ステップＳ２３で取得したＴＨＤ（ＦＶｃ）をＴＨＤ０に代入する。そして、位相調整部５６ａは、ステップＳ１２において、調整量θ０を出力する。ステップＳ１２の後、処理はステップＳ２に戻される。

図１４に示す処理により、電圧値ＦＶｃの全高調波ひずみ率ＴＨＤ（ＦＶｃ）が前回の全高調波ひずみ率ＴＨＤ０より小さいときには、前回の処理と同じように調整量θ０に対して単位調整量Δθだけ加算または減算される。電圧値ＦＶｃの全高調波ひずみ率ＴＨＤ（ＦＶｃ）が前回の全高調波ひずみ率ＴＨＤ０より大きいときには、前回の処理と異なるように調整量θ０に対して単位調整量Δθだけ加算または減算される。これにより、電力変換装置１００から出力される電圧Ｖｃの全高調波ひずみ率が低減されるように、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相が調整される。

（動作例）
図１５は、交流負荷８が抵抗負荷である場合の電力変換装置の動作例を示す。図１６は、図１５における運転開始直後（図１５のＡ部分）の拡大図である。図１７は、図１５における運転終了直前（図１５のＢ部分）の拡大図である。図１８は、交流負荷８が誘導性負荷である場合の電力変換装置の動作例を示す。図１９は、図１８における運転開始直後（図１８のＡ部分）の拡大図である。図２０は、図１８における運転終了直前（図１８のＢ部分）の拡大図である。図２１は、交流負荷８が整流器負荷である場合の電力変換装置の動作例を示す。図２２は、図２１における運転開始直後（図２１のＡ部分）の拡大図である。図２３は、図２１における運転終了直前（図２１のＢ部分）の拡大図である。図１５〜２３において、１段目は電圧Ｖｃ（Ｃ電圧）の波形を、２段目はリアクトル電流Ｉｉｎｖおよび負荷電流Ｉｌｏａｄを、３段目は調整量θ０を、４段目は有効電力値Ｐおよび平方根値Ｐｑを、５段目は電圧Ｖｃの全高調波ひずみ率を示す。

図１５〜図２３に示されるように、運転開始時に比べ、電圧Ｖｃの全高調波ひずみ率が徐々に低減し、収束していることが分かる。このことから、電力変換装置１００によれば、系統交流電圧の特性に近い特性を有する交流電圧が出力される。

さらに、運転開始時に比べ、無効電力に対応する平方根値Ｐｑも徐々に低減し、収束していることが分かる。このことから、電力変換装置１００によれば、無効電力が抑制され、安定した電力が交流負荷８に供給される。

さらに、図２１〜図２３に示されるように、交流負荷８が整流器負荷である場合に、運転開始時に発生していたスパイク電流が徐々に抑制される。

（利点）
以上のように、スイッチングモード切替器５ａは、一定時間ごとに、電圧Ｖｃの全高調波ひずみ率を取得するとともに、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。スイッチングモード切替器５ａは、新たに取得した全高調波ひずみ率ＴＨＤ（ＦＶｃ）が前回取得した全高調波ひずみ率ＴＨＤ０よりも小さい場合に、前回の調整方向と同じ方向に基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。スイッチングモード切替器５ａは、新たに取得した全高調波ひずみ率ＴＨＤ（ＦＶｃ）が前回取得した全高調波ひずみ率ＴＨＤ０よりも大きい場合に、前回の調整方向と反対の方向に基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。

上記の構成によれば、実施の形態１と同様に、４つのアームをスイッチングする従来技術と比較して、スイッチング損失を低減させることができる。さらに、スイッチングモード切替器５ａは、電圧Ｖｃの全高調波ひずみ率が小さくなるように、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。これにより、系統交流電圧の特性に近い特性を有する交流電圧を出力することができる。また、アームの切り替えとゼロクロスタイミングとのずれによって出力電力が不安定になることを抑制でき、安定した電力を交流負荷８に供給することができる。このように、電力変換装置１００は、スイッチング損失を低減するとともに、出力電力を安定化できる。

変形例．
上記の実施の形態１，２では、ＰＷＭ制御器６は、出力電圧指令値Ｖｃ＊に基づいてＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂを生成した。しかしながら、ＰＷＭ制御器６は、電圧制御回路６１の代わりに、出力電流指令値を受けて通流率指令値Ｄ＊を生成する電流制御回路を備えていてもよい。この場合、ＰＷＭ制御器６は、出力電流指令値に基づいてＰＷＭ信号Ｓａ，Ｓｂを生成する。そして、スイッチングモード切替器５，５ａは、出力電流指令値の位相を基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の初期位相とし、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整を開始すればよい。

これにより、出力電流を観測できなくても、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の初期位相を出力電流の位相に近い状態に設定することができる。その結果、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相をより早く収束させることができる。

電力変換装置が出力電圧指令値および出力電流指令値のいずれも受けない場合、スイッチングモード切替器５，５ａは、以下のようにして基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の初期位相を決定すればよい。すなわち、ＰＷＭ制御器６は、フルブリッジ回路ＦＢを一般的な電流連続モードで動作させる。具体的には、ＰＷＭ制御器６は、第１レグＬＧ１の上アームＱ１と第２レグＬＧ２の下アームＱ４とを同期してオンオフさせるとともに、第１レグＬＧ１の下アームＱ２と第２レグＬＧ２の上アームＱ３とを上アームＱ１および下アームＱ４と反転させてオンオフさせる。スイッチングモード切替器５，５ａは、このときの電圧値ＦＶｃと電流値ＦＩｉｎｖとの少なくとも一方に基づいて基準信号ＤＰｏｌｅ＊の初期位相を決定する。

このように、フルブリッジ回路ＦＢの動作モードは、第１スイッチングモードおよび第２スイッチングモードに加えて、電流連続モードを含む。電流連続モードは、第１レグＬＧ１の上アームＱ１と下アームＱ２とを反転動作でスイッチングし、第２レグＬＧ２の上アームＱ３と下アームＱ４とを反転動作でスイッチングする第３スイッチングモードである。スイッチングモード切替器５，５ａは、フルブリッジ回路ＦＢが電流連続モードで動作したときの電圧値ＦＶｃと電流値ＦＩｉｎｖとの少なくとも一方に基づいて基準信号ＤＰｏｌｅ＊の初期位相を決定し、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整を開始する。

なお、電力変換装置が出力電圧指令値および出力電流指令値の少なくとも一方を受ける場合であっても、電流連続モードにおける電圧値ＦＶｃと電流値ＦＩｉｎｖとの少なくとも一方に基づいて基準信号ＤＰｏｌｅ＊の初期位相が決定されてもよい。ただし、電流連続モードから電流不連続モードに切り替わる際の出力電圧指令値および出力電流指令値の実効値の変化量が大きいほど、出力電流の位相に対する初期位相の誤差が大きくなる。

電流値ＦＩｉｎｖに基づいて基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の初期位相を決定する一例を説明する。第１スイッチングモードと第２スイッチングモードとを基準信号Ｄｐｏｌｅ＊に応じて切り替えて動作させる場合、第１スイッチングモードでは正極性の電流が出力され、第２スイッチングモードでは負極性の電流が出力される。つまり、電流値ＦＩｉｎｖの極性のみに基づいて基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成する構成は、電流極性が変化しないため第１スイッチングモードと第２スイッチングモードの切り替わりが発生しない。対して、第３スイッチングモードでは、電流ゼロクロスが生じるため電流値ＦＩｉｎｖに基づいて基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成できる。すなわち、スイッチングモード切替器５，５ａは、第３スイッチングモードにおける電流値ＦＩｉｎｖに基づいて、基準信号ＤＰｏｌｅ＊の初期位相を決定し、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整を開始する。

次に、電圧値ＦＶｃと電流値ＦＩｉｎｖの両方に基づいて基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の初期位相を決定する一例を説明する。第３スイッチングモードでは、電流ゼロクロス近傍にて２レベルインバータ特有のリプル電流が最大となる動作状態が生じ得る。このため、電流値ＦＩｉｎｖの極性のみに基づいて基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成する場合、電流ゼロクロス付近にて正負の極性変化が複数回発生する。その結果、第３スイッチングモードから第１スイッチングモードまたは第２スイッチングモードの動作に切り替えた際に初期位相の誤差が大きくなる。

電圧値ＦＶｃの極性と電流値ＦＩｉｎｖの極性と電流値ＦＩｉｎｖの値とを用いて、これらの課題を解決できる。第３スイッチングモードで発生する電流ゼロクロス近傍のリプル電流による電流値ＦＩｉｎｖの極性変化が基準信号Ｄｐｏｌｅ＊に与える影響を無くすため、第１スイッチングモードに相当する基準信号Ｄｐｏｌｅ＊にて電圧値ＦＶｃが正かつ電流値ＦＩｉｎｖが正で電流が一定値以下に低下した場合に第２スイッチングモードに相当する基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成する。また、スイッチングモード切替器５，５ａは、第２スイッチングモードに相当する基準信号Ｄｐｏｌｅ＊にて電圧値ＦＶｃが負かつ電流値ＦＩｉｎｖが負で電流が一定値以上に上昇した場合に第１スイッチングモードに相当する基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成する。なお、直流分を除去した通流率指令値Ｄ＊を電圧値ＦＶｃと置き換えても同様の効果を得ることができる。すなわち、スイッチングモード切替器５，５ａは、第３スイッチングモードにおける電圧値ＦＶｃまたは通流率指令値Ｄ＊と電流値ＦＩｉｎｖとの少なくとも一方に基づいて、基準信号ＤＰｏｌｅ＊の初期位相を決定し、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整を開始する。

第１スイッチングモードと第２スイッチングモードとを基準信号Ｄｐｏｌｅ＊に応じて切り替えて動作させる場合、スイッチングモード切替器５，５ａは、実施の形態１および実施の形態２で示した構成の代わりに、第１スイッチングモードにて電圧値ＦＶｃが正かつ電流値ＦＩｉｎｖが正で電流が一定値以下に低下した場合に第２スイッチングモードに変更するように基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成し、第２スイッチングモードにて電圧値ＦＶｃが負かつ電流値ＦＩｉｎｖが負で電流が一定値以上に上昇した場合に第１スイッチングモードに変更するように基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成してもよい。これにより、第１スイッチングモードと第２スイッチングモードの切替が実現され、出力される無効電力と波形歪みとが改善される。なお、直流分を除去した通流率指令値Ｄ＊を電圧値ＦＶｃと置き換えても同様の効果を得ることができる。すなわち、スイッチングモード切替器５，５ａは、第１スイッチングモードと第２スイッチングモードにおける電圧値ＦＶｃまたは通流率指令値Ｄ＊と電流値ＦＩｉｎｖとの少なくとも一方に基づいて、基準信号ＤＰｏｌｅ＊の初期位相を決定し、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整を開始する。基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相の調整は、初期位相の決定によって繰り返し実施される。

上記の説明では、位相調整部５６，５６ａは、出力電圧指令値Ｖｃ＊で示される交流の周期Ｔ毎に基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整した。しかしながら、位相調整部５６，５６ａは、周期Ｔの定数倍毎に基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整してもよい。

上記の実施の形態１において、スイッチングモード切替器５の位相調整部５６は、周期Ｔ毎に、平方根値Ｐｑの代わりに、無効電力と相関する別のパラメータ値を取得してもよい。位相調整部５６は、別のパラメータ値として、たとえば有効電力値Ｐと平方根値Ｐｑとの比（＝Ｐ／Ｐｑ）を取得してもよい。当該比Ｐ／Ｐｑは、無効電力が大きくなるつれ小さくなるパラメータ値である。この場合、位相調整部５６は、新たに取得した比Ｐ／Ｐｑの値が前回取得した比Ｐ／Ｐｑの値よりも大きい場合に、前回と同じように調整量θ０に対して単位調整量Δθを加算または減算する。すなわち、スイッチングモード切替器５は、前回の調整方向と同じ方向に基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。一方、位相調整部５６は、新たに取得した比Ｐ／Ｐｑの値が前回取得した比Ｐ／Ｐｑの値よりも小さい場合に、前回とは異なるように調整量θ０に対して単位調整量Δθを加算または減算する。すなわち、スイッチングモード切替器５は、前回の調整方向と反対の方向に基準信号Ｄｐｏｌｅ＊の位相を調整する。これにより、電力変換装置１００は、有効電力の低下を抑制しつつ、無効電力を低減させることができる。

上記の説明では、スイッチングモード切替器５，５ａは、０および１のいずれかを示す基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を出力する。しかしながら、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊は、異なる２値のいずれかを示す信号であればよい。たとえば、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊は、１および−１のいずれかを示す信号であってもよい。この場合、スイッチングモード切替器５，５ａは、以下の式（３）に従って、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊を生成すればよい。
Ｄｐｏｌｅ＊＝（ｓｉｎ（ωｔ＋θ０）／｜ｓｉｎ（ωｔ＋θ０）｜）・・・式（３）
ＰＷＭ制御器６は、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊が１の場合にＰＷＭ信号Ｓｂを０とし、基準信号Ｄｐｏｌｅ＊が−１の場合にＰＷＭ信号Ｓａを０とする。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ インバータ、２ ＬＣフィルタ、３，４ ローパスフィルタ、５，５ａ スイッチングモード切替器、６ ＰＷＭ制御器、７ 直流電源、８ 交流負荷、１１ 電流センサ、２１ 電圧センサ、５１ａ〜５１ｄ，６３，６４ 乗算器、５２ 平均値演算器、５３ａ，５３ｂ 実効値演算器、５４ 減算器、５５ 平方根演算器、５６，５６ａ 位相調整部、５７ 信号生成部、５８ ひずみ率測定器、６１ 電圧制御回路、６２ コンパレータ、１００ 電力変換装置、Ｃ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４ フリーホイールダイオード、ＦＢ フルブリッジ回路、Ｌ リアクトル、ＬＧ１ 第１レグ、ＬＧ２ 第２レグ、Ｎ１ 第１接続点、Ｎ２ 第２接続点、Ｐ１ 第１端子、Ｐ２ 第２端子、Ｐ３ 第３端子、Ｐ４ 第４端子、Ｑ１，Ｑ３ 上アーム、Ｑ２，Ｑ４ 下アーム。

Claims (7)

1. 直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置であって、
   前記直流電源の正極および負極にそれぞれ接続される第１端子および第２端子と、
   前記交流電圧を出力する第３端子および第４端子と、
   前記第１端子と前記第２端子との間に並列に接続される第１レグおよび第２レグを含むフルブリッジ回路と、
   前記第１レグの上アームと下アームとの第１接続点と前記第３端子との間に接続されるリアクトルと、
   前記フルブリッジ回路の動作モードを第１スイッチングモードおよび第２スイッチングモードのいずれかに切り替えるための信号を生成するスイッチングモード切替器と、
   前記信号に従って、前記フルブリッジ回路を前記第１スイッチングモードおよび前記第２スイッチングモードのいずれかで動作させるＰＷＭ制御器とを備え、
   前記第４端子は、前記第２レグの上アームと下アームとの第２接続点に接続され、
   前記第１スイッチングモードは、前記第１レグの上アームと前記第２レグの下アームとを同期してスイッチングし、前記第１レグの下アームと前記第２レグの上アームとを非導通とするモードであり、
   前記第２スイッチングモードは、前記第１レグの下アームと前記第２レグの上アームとを同期してスイッチングし、前記第１レグの上アームと前記第２レグの下アームとを非導通とするモードであり、
   前記スイッチングモード切替器は、前記第３端子および前記第４端子から出力される無効電力または前記交流電圧のひずみ率が小さくなるように、前記信号の位相を調整する、電力変換装置。
2. 前記スイッチングモード切替器は、一定時間ごとに、前記無効電力と相関するパラメータ値を取得するとともに、前記信号の位相を調整し、
   前記パラメータ値は、前記第３端子および前記第４端子から出力される有効電力値、前記交流電圧の実効値および前記リアクトルに流れる電流の実効値を用いて算出され、
   前記無効電力が大きくなるにつれ前記パラメータ値が大きくなる場合、前記スイッチングモード切替器は、新たに取得したパラメータ値が前回取得したパラメータ値よりも小さいときに、前回の調整方向と同じ方向に前記信号の位相を調整し、新たに取得したパラメータ値が前回取得したパラメータ値よりも大きいときに、前回の調整方向と反対の方向に前記信号の位相を調整し、
   前記無効電力が大きくなるにつれ前記パラメータ値が小さくなる場合、前記スイッチングモード切替器は、新たに取得したパラメータ値が前回取得したパラメータ値よりも大きいときに、前回の調整方向と同じ方向に前記信号の位相を調整し、新たに取得したパラメータ値が前回取得したパラメータ値よりも小さいときに、前回の調整方向と反対の方向に前記信号の位相を調整する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチングモード切替器は、一定時間ごとに、前記交流電圧のひずみ率を取得するとともに、前記信号の位相を調整し、
   前記スイッチングモード切替器は、新たに取得したひずみ率が前回取得したひずみ率よりも小さい場合に、前回の調整方向と同じ方向に前記信号の位相を調整し、新たに取得したひずみ率が前回取得したひずみ率よりも大きい場合に、前回の調整方向と反対の方向に前記信号の位相を調整する、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記ＰＷＭ制御器は、出力電流指令に基づいて前記フルブリッジ回路の動作を制御し、
   前記スイッチングモード切替器は、前記出力電流指令の位相を前記信号の初期位相として、前記信号の位相の調整を開始する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記ＰＷＭ制御器は、出力電圧指令に基づいて前記フルブリッジ回路の動作を制御し、
   前記スイッチングモード切替器は、前記出力電圧指令の位相を前記信号の初期位相として、前記信号の位相の調整を開始する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記フルブリッジ回路の動作モードは、前記第１スイッチングモードおよび前記第２スイッチングモードに加えて、第３スイッチングモードを含み、
   前記第３スイッチングモードは、前記第１レグの上アームと前記第１レグの下アームとを反転動作でスイッチングし、前記第２レグの上アームと前記第２レグの下アームとを反転動作でスイッチングするモードであり、
   前記ＰＷＭ制御器は、三角波と指令値との比較結果に応じてパルス幅を変調し、
   前記スイッチングモード切替器は、前記フルブリッジ回路が前記第３スイッチングモードで動作したときの前記交流電圧または前記指令値と前記リアクトルに流れる電流との少なくとも一方に基づいて前記信号の初期位相を決定し、前記信号の位相の調整を開始する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記ＰＷＭ制御器は、三角波と指令値との比較結果に応じてパルス幅を変調し、
   前記スイッチングモード切替器は、前記交流電圧または前記指令値と前記リアクトルに流れる電流との少なくとも一方に基づいて前記信号の初期位相を決定し、前記信号の位相の調整を開始する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。