JP3513384B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- JP3513384B2 JP3513384B2 JP04747798A JP4747798A JP3513384B2 JP 3513384 B2 JP3513384 B2 JP 3513384B2 JP 04747798 A JP04747798 A JP 04747798A JP 4747798 A JP4747798 A JP 4747798A JP 3513384 B2 JP3513384 B2 JP 3513384B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、コンバータのよ
うな電力変換装置に係り、特にその制御回路に関するも
のである。
うな電力変換装置に係り、特にその制御回路に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】図１３は、例えば特公平４−１９７９６
号公報に示された従来の電力変換装置の主回路および制
御回路の構成を示すブロック図のうち、本発明を説明す
る上で必要となる部分を抜粋し書き改めたものである。
図１３において、符号１は単相交流電源、２はリアクト
ル、３はコンバータ、４はコンバータ３の直流出力電圧
を平滑する直流平滑コンデンサ、５は負荷である。
号公報に示された従来の電力変換装置の主回路および制
御回路の構成を示すブロック図のうち、本発明を説明す
る上で必要となる部分を抜粋し書き改めたものである。
図１３において、符号１は単相交流電源、２はリアクト
ル、３はコンバータ、４はコンバータ３の直流出力電圧
を平滑する直流平滑コンデンサ、５は負荷である。
【０００３】６は単相交流電源１の電源電圧を検出する
変成器、７は変成器６の出力電圧から単位正弦波電圧を
得る演算増幅器、８は演算増幅器７により得られた単位
正弦波電圧とコンバータ３の交流入力電流振幅指令値と
の掛け算を行う掛け算器、９はコンバータ３の交流入力
電流を検出する電流検出器、１０は掛け算器８の出力と
電流検出器９が検出した電流との偏差を演算する減算
器、１１はコンバータ３の交流入力電流を制御する、比
例増幅器で構成される電流制御回路である。
変成器、７は変成器６の出力電圧から単位正弦波電圧を
得る演算増幅器、８は演算増幅器７により得られた単位
正弦波電圧とコンバータ３の交流入力電流振幅指令値と
の掛け算を行う掛け算器、９はコンバータ３の交流入力
電流を検出する電流検出器、１０は掛け算器８の出力と
電流検出器９が検出した電流との偏差を演算する減算
器、１１はコンバータ３の交流入力電流を制御する、比
例増幅器で構成される電流制御回路である。
【０００４】１２はコンバータ３の交流入力電流制御系
の外乱を補償する外乱補償回路、１３は電流制御回路１
１の出力と外乱補償回路１２との出力からコンバータ３
の交流入力電圧指令値を作成する加算器である。１４は
加算器１３が出力するコンバータ３の交流入力電圧指令
値によりコンバータ３のスイッチング指令信号を生成す
るパルス幅変調（ＰＷＭ）回路で、１４ａは搬送波発生
回路、１４ｂは搬送波発生回路１４ａが出力する搬送波
とコンバータの交流入力電圧指令値とを比較する比較回
路、１４ｃは比較回路１４ｂの出力結果に応じてコンバ
ータ３のスイッチング指令信号を生成するゲート制御回
路である。
の外乱を補償する外乱補償回路、１３は電流制御回路１
１の出力と外乱補償回路１２との出力からコンバータ３
の交流入力電圧指令値を作成する加算器である。１４は
加算器１３が出力するコンバータ３の交流入力電圧指令
値によりコンバータ３のスイッチング指令信号を生成す
るパルス幅変調（ＰＷＭ）回路で、１４ａは搬送波発生
回路、１４ｂは搬送波発生回路１４ａが出力する搬送波
とコンバータの交流入力電圧指令値とを比較する比較回
路、１４ｃは比較回路１４ｂの出力結果に応じてコンバ
ータ３のスイッチング指令信号を生成するゲート制御回
路である。
【０００５】図１４は、図１３の電力変換回路の交流入
力電流制御系のブロック線図である。図１４において、
符号２８は減算器、２９は図１３中の電流制御回路１１
の伝達関数、３０は加算器、３１は図１３中のリアクト
ル２の伝達関数であり、Ｌｓはリアクトルの値を表す。
力電流制御系のブロック線図である。図１４において、
符号２８は減算器、２９は図１３中の電流制御回路１１
の伝達関数、３０は加算器、３１は図１３中のリアクト
ル２の伝達関数であり、Ｌｓはリアクトルの値を表す。
【０００６】次に、この従来例の動作について図１３を
用いて説明する。変成器６で検出された単相交流電源１
の電源電圧Ｖｓ Ｖｓ＝Ｖｍ・ｓｉｎωｔ を演算増幅器７によって（１／Ｖｍ）倍することにより
単相交流電源１の電源電圧Ｖｓに同期した単位正弦波ｓ
ｉｎωｔが得られる。この単位正弦波ｓｉｎωｔを掛け
算器８に入力し、コンバータ３の直流出力電圧値に応じ
た交流入力電流振幅指令値Ｉｍと掛け合わせることによ
り、単相交流電源１の電源電圧Ｖｓに同期した、コンバ
ータ３の交流入力電流指令値Ｉｓｒｅｆ Ｉｓｒｅｆ＝Ｉｍ・ｓｉｎωｔ が得られる。この交流入力電流指令値Ｉｓｒｅｆは、減
算器１０にて、電流検出器９により検出されたコンバー
タ３の交流入力電流Ｉｓとの偏差ｅ ｅ＝Ｉｓｒｅｆ−Ｉｓ が得られる。この偏差ｅを電流制御回路１１に入力し、
比例増幅して、コンバータ３の交流入力電圧指令値の成
分の一つＶ１が得られる。
用いて説明する。変成器６で検出された単相交流電源１
の電源電圧Ｖｓ Ｖｓ＝Ｖｍ・ｓｉｎωｔ を演算増幅器７によって（１／Ｖｍ）倍することにより
単相交流電源１の電源電圧Ｖｓに同期した単位正弦波ｓ
ｉｎωｔが得られる。この単位正弦波ｓｉｎωｔを掛け
算器８に入力し、コンバータ３の直流出力電圧値に応じ
た交流入力電流振幅指令値Ｉｍと掛け合わせることによ
り、単相交流電源１の電源電圧Ｖｓに同期した、コンバ
ータ３の交流入力電流指令値Ｉｓｒｅｆ Ｉｓｒｅｆ＝Ｉｍ・ｓｉｎωｔ が得られる。この交流入力電流指令値Ｉｓｒｅｆは、減
算器１０にて、電流検出器９により検出されたコンバー
タ３の交流入力電流Ｉｓとの偏差ｅ ｅ＝Ｉｓｒｅｆ−Ｉｓ が得られる。この偏差ｅを電流制御回路１１に入力し、
比例増幅して、コンバータ３の交流入力電圧指令値の成
分の一つＶ１が得られる。
【０００７】一方、演算増幅器７の出力である単位正弦
波ｓｉｎωｔを外乱補償回路１２に入力し、計数倍し
て、コンバータ３の交流入力電圧指令値のもう一つの成
分Ｖ２が得られる。この外乱補償回路の出力Ｖ２と電流
制御回路１１の出力Ｖ１とを加算器１３で足し合わせる
ことによりコンバータ３の交流入力電圧指令値Ｖ*が得
られる。このコンバータ交流入力電圧指令値Ｖ*をパル
ス幅変調回路１４に入力し、比較回路１４ｂにて搬送波
発生回路１４ａが発生する搬送波と比較し、その比較結
果をゲート制御回路１４ｃに入力してコンバータ３のス
イッチング指令信号が生成される。このスイッチング指
令信号に基づき、コンバータの構成素子がＯＮ、ＯＦＦ
し、コンバータ３が動作する。
波ｓｉｎωｔを外乱補償回路１２に入力し、計数倍し
て、コンバータ３の交流入力電圧指令値のもう一つの成
分Ｖ２が得られる。この外乱補償回路の出力Ｖ２と電流
制御回路１１の出力Ｖ１とを加算器１３で足し合わせる
ことによりコンバータ３の交流入力電圧指令値Ｖ*が得
られる。このコンバータ交流入力電圧指令値Ｖ*をパル
ス幅変調回路１４に入力し、比較回路１４ｂにて搬送波
発生回路１４ａが発生する搬送波と比較し、その比較結
果をゲート制御回路１４ｃに入力してコンバータ３のス
イッチング指令信号が生成される。このスイッチング指
令信号に基づき、コンバータの構成素子がＯＮ、ＯＦＦ
し、コンバータ３が動作する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置は
以上のように構成され、交流入力電流を制御する電流制
御回路が比例増幅器のみで構成されており、しかも、図
１４に示すように、その交流入力電流制御系において単
相交流電源電圧が外乱となるので、この単相交流電源電
圧がステップ状に変化した場合に、実際の交流入力電流
と交流入力電流の指令値との間に定常偏差が生じ、交流
入力電流が指令値に追従しない。そのため、外乱補償回
路という別の回路を設ける必要があった。
以上のように構成され、交流入力電流を制御する電流制
御回路が比例増幅器のみで構成されており、しかも、図
１４に示すように、その交流入力電流制御系において単
相交流電源電圧が外乱となるので、この単相交流電源電
圧がステップ状に変化した場合に、実際の交流入力電流
と交流入力電流の指令値との間に定常偏差が生じ、交流
入力電流が指令値に追従しない。そのため、外乱補償回
路という別の回路を設ける必要があった。
【０００９】また、入力力率を１にするために、つま
り、交流入力電流を単相交流電源電圧と同相にするため
に、電源電圧を検出するための変成器が必要であった。
更に、入力力率を１に保つために電源電圧を検出する変
成器を設けても、単相交流電源電圧に歪みがあれば、交
流入力電流指令は歪みのある指令値となり、その結果、
交流入力電流は歪みのある電流となり、高調波成分の少
ない交流入力電流を得ることができなくなることがあっ
た。
り、交流入力電流を単相交流電源電圧と同相にするため
に、電源電圧を検出するための変成器が必要であった。
更に、入力力率を１に保つために電源電圧を検出する変
成器を設けても、単相交流電源電圧に歪みがあれば、交
流入力電流指令は歪みのある指令値となり、その結果、
交流入力電流は歪みのある電流となり、高調波成分の少
ない交流入力電流を得ることができなくなることがあっ
た。
【００１０】この発明は、上述したような問題点を解決
するためになされたものであり、外乱補償回路を設けず
に交流入力電流を指令値に追従させること、電源電圧を
検出する変成器を設けなくても入力力率を１に保つこ
と、また、電源電圧に歪みがあっても交流入力電流を歪
みのない電流にすることが可能な電力変換装置を得るこ
とを目的とする。
するためになされたものであり、外乱補償回路を設けず
に交流入力電流を指令値に追従させること、電源電圧を
検出する変成器を設けなくても入力力率を１に保つこ
と、また、電源電圧に歪みがあっても交流入力電流を歪
みのない電流にすることが可能な電力変換装置を得るこ
とを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る電力変換
装置は、インピーダンス要素を介して交流電源に接続さ
れた電力変換器、交流入力電流指令信号と上記電力変換
器の交流入力電流検出信号との偏差に基づき上記電力変
換器の交流入力電圧指令信号を作成する電流制御回路、
および上記交流入力電圧指令信号に基づき上記電力変換
器のスイッチング素子をオンオフ制御する変換器制御回
路を備えた電力変換装置において、上記電流制御回路を
比例積分要素で構成するとともに、上記交流入力電圧指
令信号を入力し当該信号と同相で波高値が一定の単位正
弦波信号を作成する単位正弦波信号作成回路、および交
流入力電流振幅指令信号と上記単位正弦波信号とを乗算
して上記交流入力電流指令信号を作成する乗算回路を備
えたものである。
装置は、インピーダンス要素を介して交流電源に接続さ
れた電力変換器、交流入力電流指令信号と上記電力変換
器の交流入力電流検出信号との偏差に基づき上記電力変
換器の交流入力電圧指令信号を作成する電流制御回路、
および上記交流入力電圧指令信号に基づき上記電力変換
器のスイッチング素子をオンオフ制御する変換器制御回
路を備えた電力変換装置において、上記電流制御回路を
比例積分要素で構成するとともに、上記交流入力電圧指
令信号を入力し当該信号と同相で波高値が一定の単位正
弦波信号を作成する単位正弦波信号作成回路、および交
流入力電流振幅指令信号と上記単位正弦波信号とを乗算
して上記交流入力電流指令信号を作成する乗算回路を備
えたものである。
【００１２】また、請求項２に係る電力変換装置は、請
求項１において、その単位正弦波信号作成回路は、高調
波除去フィルタを備え、この高調波除去フィルタを通過
させた交流入力電圧指令信号に基づき単位正弦波信号を
作成するようにしたものである。
求項１において、その単位正弦波信号作成回路は、高調
波除去フィルタを備え、この高調波除去フィルタを通過
させた交流入力電圧指令信号に基づき単位正弦波信号を
作成するようにしたものである。
【００１３】また、請求項３に係る電力変換装置は、請
求項１において、その単位正弦波信号作成回路は、電流
制御回路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号
の高調波成分を除去する高調波除去フィルタ、およびこ
の高調波除去フィルタからの出力信号の波高値を一定に
制御して単位正弦波信号を出力する演算増幅器からなる
ものである。
求項１において、その単位正弦波信号作成回路は、電流
制御回路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号
の高調波成分を除去する高調波除去フィルタ、およびこ
の高調波除去フィルタからの出力信号の波高値を一定に
制御して単位正弦波信号を出力する演算増幅器からなる
ものである。
【００１４】また、請求項４に係る電力変換装置は、請
求項１において、その単位正弦波信号作成回路は、電流
制御回路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号
の高調波成分を除去する高調波除去フィルタ、この高調
波除去フィルタからの出力信号の位相に基づき動作する
ゼロクロスコンパレータ、交流電源の電圧の周波数を分
周したクロックに同期して動作し上記ゼロクロスコンパ
レータの出力によりカウントをリセットするカウンタ、
およびカウント値をアドレスとして単位正弦波データが
書き込まれたＳｉｎテーブルＲＯＭを備え、上記カウン
タからのカウント値のアドレスの上記単位正弦波データ
を読み出し単位正弦波信号を出力する単位正弦波信号発
生回路からなるものである。
求項１において、その単位正弦波信号作成回路は、電流
制御回路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号
の高調波成分を除去する高調波除去フィルタ、この高調
波除去フィルタからの出力信号の位相に基づき動作する
ゼロクロスコンパレータ、交流電源の電圧の周波数を分
周したクロックに同期して動作し上記ゼロクロスコンパ
レータの出力によりカウントをリセットするカウンタ、
およびカウント値をアドレスとして単位正弦波データが
書き込まれたＳｉｎテーブルＲＯＭを備え、上記カウン
タからのカウント値のアドレスの上記単位正弦波データ
を読み出し単位正弦波信号を出力する単位正弦波信号発
生回路からなるものである。
【００１５】また、請求項５に係る電力変換装置は、請
求項１において、その単位正弦波信号作成回路は、電流
制御回路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号
の高調波成分を除去する高調波除去フィルタ、この高調
波除去フィルタからの出力信号の位相に基づき動作する
ゼロクロスコンパレータ、交流電源の電圧の周波数を分
周したクロックに同期して動作し上記ゼロクロスコンパ
レータの出力によりカウントをリセットするＰＬＬ回
路、およびカウント値をアドレスとして単位正弦波デー
タが書き込まれたＳｉｎテーブルＲＯＭを備え、上記Ｐ
ＬＬ回路からのカウント値のアドレスの上記単位正弦波
データを読み出し単位正弦波信号を出力する単位正弦波
信号発生回路からなるものである。
求項１において、その単位正弦波信号作成回路は、電流
制御回路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号
の高調波成分を除去する高調波除去フィルタ、この高調
波除去フィルタからの出力信号の位相に基づき動作する
ゼロクロスコンパレータ、交流電源の電圧の周波数を分
周したクロックに同期して動作し上記ゼロクロスコンパ
レータの出力によりカウントをリセットするＰＬＬ回
路、およびカウント値をアドレスとして単位正弦波デー
タが書き込まれたＳｉｎテーブルＲＯＭを備え、上記Ｐ
ＬＬ回路からのカウント値のアドレスの上記単位正弦波
データを読み出し単位正弦波信号を出力する単位正弦波
信号発生回路からなるものである。
【００１６】また、請求項６に係る電力変換装置は、請
求項２ないし５のいずれかにおいて、その高調波除去フ
ィルタからの出力から交流電源投入のタイミングを検出
する投入検出回路、この投入検出回路の検出動作でカウ
ントを開始するタイマー、および単位正弦波信号作成回
路と乗算回路との間に挿入され上記タイマーのカウント
アップ動作に伴い上記乗算回路への出力を、零信号から
単位正弦波信号に切り換える切換手段を備えることによ
り、上記交流電源投入後、上記高調波除去フィルタの出
力が安定するまでの所定の時間、交流入力電流指令信号
を強制的に零信号とするようにしたものである。
求項２ないし５のいずれかにおいて、その高調波除去フ
ィルタからの出力から交流電源投入のタイミングを検出
する投入検出回路、この投入検出回路の検出動作でカウ
ントを開始するタイマー、および単位正弦波信号作成回
路と乗算回路との間に挿入され上記タイマーのカウント
アップ動作に伴い上記乗算回路への出力を、零信号から
単位正弦波信号に切り換える切換手段を備えることによ
り、上記交流電源投入後、上記高調波除去フィルタの出
力が安定するまでの所定の時間、交流入力電流指令信号
を強制的に零信号とするようにしたものである。
【００１７】また、請求項７に係る電力変換装置は、請
求項１ないし６のいずれかにおいて、その電流制御回路
の出力に基づき交流電源の電圧に相当するモニタ電圧信
号を作成するモニタ電圧信号作成回路を備えたものであ
る。
求項１ないし６のいずれかにおいて、その電流制御回路
の出力に基づき交流電源の電圧に相当するモニタ電圧信
号を作成するモニタ電圧信号作成回路を備えたものであ
る。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、添付図面に基づいて説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１における
電力変換装置の主回路および制御回路の構成を示すブロ
ック図である。図において、１は単相交流電源、２はイ
ンピーダンス要素であるリアクトル、３は電力変換器で
あるコンバータ、４はコンバータ３の直流出力電圧を平
滑する直流平滑コンデンサ、５は負荷である。
いて、添付図面に基づいて説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１における
電力変換装置の主回路および制御回路の構成を示すブロ
ック図である。図において、１は単相交流電源、２はイ
ンピーダンス要素であるリアクトル、３は電力変換器で
あるコンバータ、４はコンバータ３の直流出力電圧を平
滑する直流平滑コンデンサ、５は負荷である。
【００１９】図２はコンバータ３の主要構成要素を示す
もので、３ａ〜３ｄはスイッチング素子であるゲートオ
フサイリスタ（ＧＴＯ）、３ｅ〜３ｈは各ＧＴＯ３ａ〜
３ｄと逆並列接続されたフリーホイールダイオードであ
る。
もので、３ａ〜３ｄはスイッチング素子であるゲートオ
フサイリスタ（ＧＴＯ）、３ｅ〜３ｈは各ＧＴＯ３ａ〜
３ｄと逆並列接続されたフリーホイールダイオードであ
る。
【００２０】８は交流入力電流振幅指令信号Ｉｍと後述
する演算増幅器１６からの単位正弦波信号ＳＩＮとを乗
算して交流入力電流指令信号Ｉｓｒｅｆを作成する乗算
回路である掛け算器、９はコンバータ３の交流入力電流
を検出する電流検出器、１０は掛け算器８からの交流入
力電流指令信号Ｉｓｒｅｆと電流検出器９からの交流入
力電流検出信号Ｉｓとの偏差ｅを演算する減算器、１１
Ａは比例積分要素で構成された電流制御回路で、減算器
１０からの偏差信号ｅに基づき交流入力電圧指令信号Ｖ
*を作成する。１４は電流制御回路１１Ａからの交流入
力電圧指令信号Ｖ*に基づきコンバータ３のＧＴＯ３ａ
〜３ｄをオンオフ制御する変換器制御回路であるパルス
幅変調回路で、１４ａは搬送波発生回路、１４ｂは搬送
波発生回路１４ａが出力する搬送波Ｃと交流入力電圧指
令信号Ｖ*とを比較する比較回路、１４ｃは比較回路１
４ｂの出力結果に応じてコンバータ３のＧＴＯ３ａ〜３
ｄのスイッチング指令信号を生成するゲート制御回路で
ある。
する演算増幅器１６からの単位正弦波信号ＳＩＮとを乗
算して交流入力電流指令信号Ｉｓｒｅｆを作成する乗算
回路である掛け算器、９はコンバータ３の交流入力電流
を検出する電流検出器、１０は掛け算器８からの交流入
力電流指令信号Ｉｓｒｅｆと電流検出器９からの交流入
力電流検出信号Ｉｓとの偏差ｅを演算する減算器、１１
Ａは比例積分要素で構成された電流制御回路で、減算器
１０からの偏差信号ｅに基づき交流入力電圧指令信号Ｖ
*を作成する。１４は電流制御回路１１Ａからの交流入
力電圧指令信号Ｖ*に基づきコンバータ３のＧＴＯ３ａ
〜３ｄをオンオフ制御する変換器制御回路であるパルス
幅変調回路で、１４ａは搬送波発生回路、１４ｂは搬送
波発生回路１４ａが出力する搬送波Ｃと交流入力電圧指
令信号Ｖ*とを比較する比較回路、１４ｃは比較回路１
４ｂの出力結果に応じてコンバータ３のＧＴＯ３ａ〜３
ｄのスイッチング指令信号を生成するゲート制御回路で
ある。
【００２１】１５はパルス幅変調制御により生じた高調
波成分を除去する高調波除去フィルタ、１６は高調波除
去フィルタ１５からの出力信号の波高値を一定（単位
値）に制御して単位正弦波信号ＳＩＮを出力する演算増
幅器である。
波成分を除去する高調波除去フィルタ、１６は高調波除
去フィルタ１５からの出力信号の波高値を一定（単位
値）に制御して単位正弦波信号ＳＩＮを出力する演算増
幅器である。
【００２２】図３は、単相交流電源１の電源電圧Ｖｓ、
コンバータ３の交流入力電圧Ｖ及び交流入力電流Ｉｓの
３者間の関係を表すベクトル図である。
コンバータ３の交流入力電圧Ｖ及び交流入力電流Ｉｓの
３者間の関係を表すベクトル図である。
【００２３】次に、図１の動作について説明する。減算
器１０において、電流検出器９にて検出された交流入力
電流検出信号Ｉｓと掛け算器８にて生成された交流入力
電流指令信号Ｉｓｒｅｆとの偏差ｅ ｅ＝Ｉｓｒｅｆ−Ｉｓ が得られる。この偏差を電流制御回路１１Ａに入力し、
この電流制御回路１１Ａにてコンバータ３の交流入力電
圧指令信号Ｖ*を生成する。
器１０において、電流検出器９にて検出された交流入力
電流検出信号Ｉｓと掛け算器８にて生成された交流入力
電流指令信号Ｉｓｒｅｆとの偏差ｅ ｅ＝Ｉｓｒｅｆ−Ｉｓ が得られる。この偏差を電流制御回路１１Ａに入力し、
この電流制御回路１１Ａにてコンバータ３の交流入力電
圧指令信号Ｖ*を生成する。
【００２４】ここで、電流制御回路１１Ａは、比例制御
器及び積分制御器で構成されている比例積分制御（ＰＩ
制御）回路であるため、交流入力電流制御系の外乱であ
る単相交流電源１の電源電圧Ｖｓがステップ状に変化し
ても、積分制御器により定常偏差が打ち消される。従っ
て、従来のように、外乱補償回路を付加しなくても、交
流入力電流は指令値に追従し、また、電流制御回路１１
Ａの出力自体がコンバータ３の交流入力電圧指令信号Ｖ
*となる。
器及び積分制御器で構成されている比例積分制御（ＰＩ
制御）回路であるため、交流入力電流制御系の外乱であ
る単相交流電源１の電源電圧Ｖｓがステップ状に変化し
ても、積分制御器により定常偏差が打ち消される。従っ
て、従来のように、外乱補償回路を付加しなくても、交
流入力電流は指令値に追従し、また、電流制御回路１１
Ａの出力自体がコンバータ３の交流入力電圧指令信号Ｖ
*となる。
【００２５】電流制御回路１１Ａの出力であるコンバー
タ交流入力電圧指令信号Ｖ*をパルス幅変調回路１４に
入力し、比較回路１４ｂにて搬送波発生回路１４ａが発
生する搬送波Ｃと比較し、その比較結果をゲート制御回
路１４ｃに入力してコンバータ３のスイッチング指令信
号が生成される。このスイッチング指令信号に基づき、
コンバータのＧＴＯ３ａ〜３ｄがＯＮ、ＯＦＦし、コン
バータ３が動作する。
タ交流入力電圧指令信号Ｖ*をパルス幅変調回路１４に
入力し、比較回路１４ｂにて搬送波発生回路１４ａが発
生する搬送波Ｃと比較し、その比較結果をゲート制御回
路１４ｃに入力してコンバータ３のスイッチング指令信
号が生成される。このスイッチング指令信号に基づき、
コンバータのＧＴＯ３ａ〜３ｄがＯＮ、ＯＦＦし、コン
バータ３が動作する。
【００２６】交流入力電流指令信号Ｉｓｒｅｆは次のよ
うに生成される。つまり、電流制御回路１１Ａの出力で
あるコンバータ交流入力電圧指令信号Ｖ*を高調波除去
フィルタ１５に入力し、パルス幅変調制御により生じた
高調波成分を除去する。高調波除去フィルタ１５の出力
を演算増幅器１６に入力し、コンバータ交流入力電圧指
令信号Ｖ*に同期する単位正弦波信号ＳＩＮが生成され
る。この単位正弦波信号ＳＩＮを掛け算器８に入力し、
コンバータ３の直流出力電圧値に応じた交流入力電流振
幅指令信号Ｉｍと掛け合わせることにより、コンバータ
交流入力電圧指令信号Ｖ*に同期する交流入力電流指令
信号Ｉｓｒｅｆが生成される。
うに生成される。つまり、電流制御回路１１Ａの出力で
あるコンバータ交流入力電圧指令信号Ｖ*を高調波除去
フィルタ１５に入力し、パルス幅変調制御により生じた
高調波成分を除去する。高調波除去フィルタ１５の出力
を演算増幅器１６に入力し、コンバータ交流入力電圧指
令信号Ｖ*に同期する単位正弦波信号ＳＩＮが生成され
る。この単位正弦波信号ＳＩＮを掛け算器８に入力し、
コンバータ３の直流出力電圧値に応じた交流入力電流振
幅指令信号Ｉｍと掛け合わせることにより、コンバータ
交流入力電圧指令信号Ｖ*に同期する交流入力電流指令
信号Ｉｓｒｅｆが生成される。
【００２７】ここで、図３に示すように、単相交流電源
１の電源電圧Ｖｓとコンバータ３の交流入力電圧Ｖとの
間には角度αの位相差があり、また、交流入力電流Ｉｓ
はコンバータの交流入力電圧Ｖと同期しているため、単
相交流電源１の電源電圧Ｖｓと交流入力電流Ｉｓとは同
相ではない、つまり、入力力率は１とはならない。しか
し、図１のリアクトル２が通常数％であるため、角度α
は大きくても２〜３度程度で、入力力率は０．９９９と
なる。従って、入力力率は実質的に１と考えても問題な
い。
１の電源電圧Ｖｓとコンバータ３の交流入力電圧Ｖとの
間には角度αの位相差があり、また、交流入力電流Ｉｓ
はコンバータの交流入力電圧Ｖと同期しているため、単
相交流電源１の電源電圧Ｖｓと交流入力電流Ｉｓとは同
相ではない、つまり、入力力率は１とはならない。しか
し、図１のリアクトル２が通常数％であるため、角度α
は大きくても２〜３度程度で、入力力率は０．９９９と
なる。従って、入力力率は実質的に１と考えても問題な
い。
【００２８】以上のように、コンバータの交流入力電流
を制御する電流制御回路を比例制御器及び積分制御器で
構成される比例積分制御あるいは積分比例制御とするこ
とで、交流入力電流制御系の外乱である単相交流電源電
圧がステップ状に変化した場合でも、外乱補償回路を付
加しなくても、交流入力電流は指令値に追従する。余分
な回路を付加する必要がないため、制御系の設計が容易
になる。
を制御する電流制御回路を比例制御器及び積分制御器で
構成される比例積分制御あるいは積分比例制御とするこ
とで、交流入力電流制御系の外乱である単相交流電源電
圧がステップ状に変化した場合でも、外乱補償回路を付
加しなくても、交流入力電流は指令値に追従する。余分
な回路を付加する必要がないため、制御系の設計が容易
になる。
【００２９】また、コンバータ交流入力電流を制御する
電流制御回路の出力から交流入力電流指令信号を生成す
ることで、単相交流電源電圧を検出する変成器を付加し
なくても、入力力率を１に保つ制御が可能となる。
電流制御回路の出力から交流入力電流指令信号を生成す
ることで、単相交流電源電圧を検出する変成器を付加し
なくても、入力力率を１に保つ制御が可能となる。
【００３０】実施の形態２．上記実施の形態１では、高
調波除去フィルタ１５がパルス幅変調制御で生じた高調
波成分の除去を行うものであるため、単相交流電源１の
電圧に歪みがある場合、交流入力電流指令信号は歪みの
あるものとなる。図４は、単相交流電源１の電圧に歪み
がある場合でも、交流入力電流指令信号を歪みのないも
のとすることができる電力変換装置の構成を示すブロッ
ク図である。
調波除去フィルタ１５がパルス幅変調制御で生じた高調
波成分の除去を行うものであるため、単相交流電源１の
電圧に歪みがある場合、交流入力電流指令信号は歪みの
あるものとなる。図４は、単相交流電源１の電圧に歪み
がある場合でも、交流入力電流指令信号を歪みのないも
のとすることができる電力変換装置の構成を示すブロッ
ク図である。
【００３１】図４において、符号１７、１８は基本波以
外の高調波成分を除去する高調波除去フィルタを形成す
る抵抗とコンデンサ、１９はゼロクロスコンパレータ、
２０は単相交流電源１の周波数（通常は５０あるいは６
０Ｈｚ）を分周した固定クロックに同期してカウントア
ップ動作を行うカウンタ、２１は単位正弦波のデータが
書き込まれているＳｉｎテーブルＲＯＭを備え、カウン
タ２０からのカウント値のアドレスの単位正弦波データ
を読み出し単位正弦波信号ＳＩＮを出力する単位正弦波
信号発生回路である。
外の高調波成分を除去する高調波除去フィルタを形成す
る抵抗とコンデンサ、１９はゼロクロスコンパレータ、
２０は単相交流電源１の周波数（通常は５０あるいは６
０Ｈｚ）を分周した固定クロックに同期してカウントア
ップ動作を行うカウンタ、２１は単位正弦波のデータが
書き込まれているＳｉｎテーブルＲＯＭを備え、カウン
タ２０からのカウント値のアドレスの単位正弦波データ
を読み出し単位正弦波信号ＳＩＮを出力する単位正弦波
信号発生回路である。
【００３２】図５は、ゼロクロスコンパレータ１９、カ
ウンタ２０の動作と、単位正弦波信号発生回路２１の出
力の関係を示している。
ウンタ２０の動作と、単位正弦波信号発生回路２１の出
力の関係を示している。
【００３３】以下に、図４における交流入力電流指令信
号Ｉｓｒｅｆの作成方法について図５をも参照して説明
する。電流制御回路１１Ａの出力であるコンバータ３の
交流入力電圧指令信号Ｖ*を、抵抗１７とコンデンサ１
８とで構成されるＲＣフィルタに入力し、交流入力電圧
指令信号Ｖ*の基本波以外の高調波成分を除去する。そ
の高調波成分を除去したＲＣフィルタからの出力Ｖｆ
（図５（ａ））をゼロクロスコンパレータ１９に入力す
る。ゼロクロスコンパレータ１９では、負値から正値に
変化する場合の零値を検出し、図５（ｂ）に示すように
クロックパルスを出力する。このクロックパルスがカウ
ンタ２０に入力されると、図５（ｃ）に示すようにカウ
ンタ２０のカウント値が０にリセットされ、再び０から
のカウントアップが行われる。このカウントアップは、
単相交流電源１の周波数（通常は５０あるいは６０Ｈ
ｚ）を分周した固定クロックに同期している。カウンタ
２０のカウント値をアドレスとして、単位正弦波信号発
生回路２１のＳｉｎテーブルＲＯＭのデータが読み出さ
れて単位正弦波信号ＳＩＮが作成される（図５
（ｄ））。この単位正弦波信号ＳＩＮを、掛け算器８に
て、コンバータ３の直流出力電圧に応じた交流入力電流
振幅指令信号Ｉｍと掛け合わせることにより、歪みのな
い、また、単相交流電源１の電圧と同期した交流入力電
流指令信号が得られる。
号Ｉｓｒｅｆの作成方法について図５をも参照して説明
する。電流制御回路１１Ａの出力であるコンバータ３の
交流入力電圧指令信号Ｖ*を、抵抗１７とコンデンサ１
８とで構成されるＲＣフィルタに入力し、交流入力電圧
指令信号Ｖ*の基本波以外の高調波成分を除去する。そ
の高調波成分を除去したＲＣフィルタからの出力Ｖｆ
（図５（ａ））をゼロクロスコンパレータ１９に入力す
る。ゼロクロスコンパレータ１９では、負値から正値に
変化する場合の零値を検出し、図５（ｂ）に示すように
クロックパルスを出力する。このクロックパルスがカウ
ンタ２０に入力されると、図５（ｃ）に示すようにカウ
ンタ２０のカウント値が０にリセットされ、再び０から
のカウントアップが行われる。このカウントアップは、
単相交流電源１の周波数（通常は５０あるいは６０Ｈ
ｚ）を分周した固定クロックに同期している。カウンタ
２０のカウント値をアドレスとして、単位正弦波信号発
生回路２１のＳｉｎテーブルＲＯＭのデータが読み出さ
れて単位正弦波信号ＳＩＮが作成される（図５
（ｄ））。この単位正弦波信号ＳＩＮを、掛け算器８に
て、コンバータ３の直流出力電圧に応じた交流入力電流
振幅指令信号Ｉｍと掛け合わせることにより、歪みのな
い、また、単相交流電源１の電圧と同期した交流入力電
流指令信号が得られる。
【００３４】実施の形態３．上記実施の形態２におい
て、ＳｉｎテーブルＲＯＭに読み込まれたデータは固定
値であり、また、カウンタ２０はゼロクロスコンパレー
タ１９の出力結果に応じてカウント値をリセットしたり
カウントアップしたりする上、そのカウントアップは単
相交流電源１の電圧Ｖｓの初期周波数（通常は５０ある
いは６０Ｈｚ）を分周した固定クロックに同期したもの
であるので、例えば単相交流電源１の電圧Ｖｓの周波数
変動の影響を受けてＲＣフィルタの出力Ｖｆが周波数変
動する場合、図６に示すように、ＳｉｎテーブルＲＯＭ
から読み出されたデータは完全な正弦波形から歪んだ波
形となる。以下、この現象を説明する。
て、ＳｉｎテーブルＲＯＭに読み込まれたデータは固定
値であり、また、カウンタ２０はゼロクロスコンパレー
タ１９の出力結果に応じてカウント値をリセットしたり
カウントアップしたりする上、そのカウントアップは単
相交流電源１の電圧Ｖｓの初期周波数（通常は５０ある
いは６０Ｈｚ）を分周した固定クロックに同期したもの
であるので、例えば単相交流電源１の電圧Ｖｓの周波数
変動の影響を受けてＲＣフィルタの出力Ｖｆが周波数変
動する場合、図６に示すように、ＳｉｎテーブルＲＯＭ
から読み出されたデータは完全な正弦波形から歪んだ波
形となる。以下、この現象を説明する。
【００３５】図６は説明の便宜上、単相交流電源１の電
圧Ｖｓの周波数の変動を誇張して示しており、第１サイ
クル目から第３サイクル目にかけてその周波数が順次ｆ
→ｆ１（＞ｆ）→ｆ２（＜ｆ）と変化するものとしてい
る（図６（ａ））。ゼロクロスコンパレータ１９は常
に、ＲＣフィルタの出力信号Ｖｆが負値から正値に変化
するタイミングでクロックパルスを発生するので、図６
（ｂ）に示すように、各クロックパルス間の間隔は、第
２サイクル目ではその周波数が増大した分短くなり、ま
た、第３サイクル目ではその周波数が減少した分長くな
る。
圧Ｖｓの周波数の変動を誇張して示しており、第１サイ
クル目から第３サイクル目にかけてその周波数が順次ｆ
→ｆ１（＞ｆ）→ｆ２（＜ｆ）と変化するものとしてい
る（図６（ａ））。ゼロクロスコンパレータ１９は常
に、ＲＣフィルタの出力信号Ｖｆが負値から正値に変化
するタイミングでクロックパルスを発生するので、図６
（ｂ）に示すように、各クロックパルス間の間隔は、第
２サイクル目ではその周波数が増大した分短くなり、ま
た、第３サイクル目ではその周波数が減少した分長くな
る。
【００３６】この結果、カウンタ２０は、第２サイクル
目においては、正常な周波数ｆに相当する１サイクル分
のカウント値であるＮ回をカウントする前（Ｎ−Ｘ）回
でリセットがかかり（図６（ｃ））、最終的に単位正弦
波信号発生回路２１から出力される単位正弦波信号ＳＩ
Ｎは図６（ｄ）に示すように、正弦波形の１サイクル最
終部手前近傍で裁断したような波形となって本来の正弦
波形から歪んだものとなる。逆に、第３サイクル目にお
いては、正常なカウント値であるＮ回を越える（Ｎ＋
Ｙ）回でリセットがかかり、単位正弦波信号ＳＩＮは、
その１サイクル最終部直後近傍で裁断したような波形と
なる。
目においては、正常な周波数ｆに相当する１サイクル分
のカウント値であるＮ回をカウントする前（Ｎ−Ｘ）回
でリセットがかかり（図６（ｃ））、最終的に単位正弦
波信号発生回路２１から出力される単位正弦波信号ＳＩ
Ｎは図６（ｄ）に示すように、正弦波形の１サイクル最
終部手前近傍で裁断したような波形となって本来の正弦
波形から歪んだものとなる。逆に、第３サイクル目にお
いては、正常なカウント値であるＮ回を越える（Ｎ＋
Ｙ）回でリセットがかかり、単位正弦波信号ＳＩＮは、
その１サイクル最終部直後近傍で裁断したような波形と
なる。
【００３７】実施の形態３は以上の不具合を解消するも
ので、図７にその回路構成を示す。実施の形態２の図４
に示すカウンタ２０をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅ
ｄＬｏｏｐ）回路２２に置き換えたものである。
ので、図７にその回路構成を示す。実施の形態２の図４
に示すカウンタ２０をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅ
ｄＬｏｏｐ）回路２２に置き換えたものである。
【００３８】図８は、図７のゼロクロスコンパレータ１
９とＰＬＬ回路２２の動作とＳｉｎテーブルＲＯＭの出
力の関係を示すものである。
９とＰＬＬ回路２２の動作とＳｉｎテーブルＲＯＭの出
力の関係を示すものである。
【００３９】図７において、ＰＬＬ回路２２では、ＲＣ
フィルタの出力Ｖｆの周波数を検出し、ＲＣフィルタの
出力Ｖｆの周波数を分周したクロックに同期したカウン
トアップが行われ、そのカウント値をアドレスとして、
ＳｉｎテーブルＲＯＭのデータが読み出される。なお、
ＰＬＬ回路２２内でのカウントは、ゼロクロスコンパレ
ータの出力クロックパルスによりリセットされる。ＰＬ
Ｌ回路２２はその入力周波数、具体的にはゼロクロスコ
ンパレータ１９からのクロックパルスの間隔の変化に追
随してそのカウントアップの間隔を変化させるので、リ
セットするカウント回数はＲＣフィルタからの出力信号
Ｖｆの周波数が変化してもＮ回一定となり（図８
（ｃ））、ＳｉｎテーブルＲＯＭから読み出して単位正
弦波信号発生回路２１から出力される単位正弦波信号Ｓ
ＩＮは歪みのない正弦波形を保持することになる（図８
（ｄ））。
フィルタの出力Ｖｆの周波数を検出し、ＲＣフィルタの
出力Ｖｆの周波数を分周したクロックに同期したカウン
トアップが行われ、そのカウント値をアドレスとして、
ＳｉｎテーブルＲＯＭのデータが読み出される。なお、
ＰＬＬ回路２２内でのカウントは、ゼロクロスコンパレ
ータの出力クロックパルスによりリセットされる。ＰＬ
Ｌ回路２２はその入力周波数、具体的にはゼロクロスコ
ンパレータ１９からのクロックパルスの間隔の変化に追
随してそのカウントアップの間隔を変化させるので、リ
セットするカウント回数はＲＣフィルタからの出力信号
Ｖｆの周波数が変化してもＮ回一定となり（図８
（ｃ））、ＳｉｎテーブルＲＯＭから読み出して単位正
弦波信号発生回路２１から出力される単位正弦波信号Ｓ
ＩＮは歪みのない正弦波形を保持することになる（図８
（ｄ））。
【００４０】実施の形態４．上記実施の形態２及び実施
の形態３において、抵抗１７とコンデンサ１８とで構成
されているＲＣフィルタの出力は、ＲＣフィルタへの入
力が定常的には正弦波であっても、単相交流電源１が投
入された最初の数サイクルの間は過渡的な振動波とな
り、その後定常的な正弦波に落着く。つまり、ＲＣフィ
ルタの応答は必ずしも正しいわけではない。従って、Ｒ
Ｃフィルタの出力を用いて交流入力電流指令信号を作成
する場合、特に、この電源投入直後の過渡時は、交流入
力電流指令信号が適当なものであるかどうかについての
信頼性は乏しい。
の形態３において、抵抗１７とコンデンサ１８とで構成
されているＲＣフィルタの出力は、ＲＣフィルタへの入
力が定常的には正弦波であっても、単相交流電源１が投
入された最初の数サイクルの間は過渡的な振動波とな
り、その後定常的な正弦波に落着く。つまり、ＲＣフィ
ルタの応答は必ずしも正しいわけではない。従って、Ｒ
Ｃフィルタの出力を用いて交流入力電流指令信号を作成
する場合、特に、この電源投入直後の過渡時は、交流入
力電流指令信号が適当なものであるかどうかについての
信頼性は乏しい。
【００４１】実施の形態４は、以上の不具合を解消する
もので、図９にその回路構成を示す。以下、先の実施の
形態と異なる部分を中心に説明する。
もので、図９にその回路構成を示す。以下、先の実施の
形態と異なる部分を中心に説明する。
【００４２】図９において、２３はＲＣフィルタの出力
信号Ｖｆから単相交流電源１の投入のタイミングを検出
する投入検出回路としての応答計測部、２４は応答計測
部２３からの出力とゼロクロスコンパレータ１９からの
出力とでカウント動作を開始するタイマー、２５はタイ
マー２４のカウントアップ動作に伴い掛け算器８への信
号を切り換える切換手段としての切換スイッチである。
信号Ｖｆから単相交流電源１の投入のタイミングを検出
する投入検出回路としての応答計測部、２４は応答計測
部２３からの出力とゼロクロスコンパレータ１９からの
出力とでカウント動作を開始するタイマー、２５はタイ
マー２４のカウントアップ動作に伴い掛け算器８への信
号を切り換える切換手段としての切換スイッチである。
【００４３】図１０は図９の装置の各部の動作波形を示
すタイミングチャートである。以下、実施の形態４の電
力変換装置の動作について説明する。単相交流電源１が
投入される前の状態では、切換スイッチ２５はｂ側を選
択して掛け算器８へは零信号が送出されている。このた
め、交流入力電流指令信号Ｉｓｒｅｆは零となってい
る。
すタイミングチャートである。以下、実施の形態４の電
力変換装置の動作について説明する。単相交流電源１が
投入される前の状態では、切換スイッチ２５はｂ側を選
択して掛け算器８へは零信号が送出されている。このた
め、交流入力電流指令信号Ｉｓｒｅｆは零となってい
る。
【００４４】ここで、単相交流電源１の電圧Ｖｓが投入
されると（図１０（ａ））、この電圧はリアクトル２を
介してコンバータ３に印加される（図１０（ｂ））の
で、下式を満たす交流入力電流Ｉｓが流れようとする。 Ｖｓ＝Ｌ・（ｄＩｓ／ｄｔ） しかし、交流入力電流指令信号Ｉｓｒｅｆが零に保持さ
れているので、直ちに零レベルに収斂する。図１０
（ｄ）に示す例では２サイクルで零になっている。電流
制御回路１１Ａは、減算器１０から偏差出力ｅの過渡的
な入力によりその出力が立ち上がる。以後、そのＰＩ制
御の積分要素がリセットされない限り出力が継続する
（図１０（ｅ））。即ち、電流制御回路１１Ａは、交流
入力電流Ｉｓを零指令（Ｉｓｒｅｆ＝０）に抑えるため
に、電源電圧Ｖｓに追随した交流入力電圧指令信号Ｖ*
を出力し続けることになる。
されると（図１０（ａ））、この電圧はリアクトル２を
介してコンバータ３に印加される（図１０（ｂ））の
で、下式を満たす交流入力電流Ｉｓが流れようとする。 Ｖｓ＝Ｌ・（ｄＩｓ／ｄｔ） しかし、交流入力電流指令信号Ｉｓｒｅｆが零に保持さ
れているので、直ちに零レベルに収斂する。図１０
（ｄ）に示す例では２サイクルで零になっている。電流
制御回路１１Ａは、減算器１０から偏差出力ｅの過渡的
な入力によりその出力が立ち上がる。以後、そのＰＩ制
御の積分要素がリセットされない限り出力が継続する
（図１０（ｅ））。即ち、電流制御回路１１Ａは、交流
入力電流Ｉｓを零指令（Ｉｓｒｅｆ＝０）に抑えるため
に、電源電圧Ｖｓに追随した交流入力電圧指令信号Ｖ*
を出力し続けることになる。
【００４５】応答計測部２３はＲＣフィルタの出力信号
Ｖｆが所定のしきい値を越えたことを検出してクロック
パルスを出力する（図１０（ｆ））。このクロックパル
スを受けてタイマー２４は待機状態となる。この状態
で、次にゼロクロスコンパレータ１９からのクロックパ
ルスが入力されると、タイマー２４はカウント動作を開
始する（図１０（ｇ）（ｈ））。そして、カウント値が
単相交流電源１の電圧の数サイクル（電源投入直後の過
渡現象が定常値に落ち着くまでに要する時間で、ここで
は４サイクルに設定している）の時間に相当するカウン
ト設定値に達すると、タイマー２４は切換スイッチ２５
に切換信号を送出する。これによって、切換スイッチ２
５は接点をｂ側からａ側に切換え（図１０（ｉ））、単
位正弦波信号発生回路２１からの単位正弦波信号ＳＩＮ
が掛け算器８に送出される。以後、交流入力電流指令信
号Ｉｓｒｅｆが零位相から過渡現象なく立ち上がり、安
定した動作が開始される。
Ｖｆが所定のしきい値を越えたことを検出してクロック
パルスを出力する（図１０（ｆ））。このクロックパル
スを受けてタイマー２４は待機状態となる。この状態
で、次にゼロクロスコンパレータ１９からのクロックパ
ルスが入力されると、タイマー２４はカウント動作を開
始する（図１０（ｇ）（ｈ））。そして、カウント値が
単相交流電源１の電圧の数サイクル（電源投入直後の過
渡現象が定常値に落ち着くまでに要する時間で、ここで
は４サイクルに設定している）の時間に相当するカウン
ト設定値に達すると、タイマー２４は切換スイッチ２５
に切換信号を送出する。これによって、切換スイッチ２
５は接点をｂ側からａ側に切換え（図１０（ｉ））、単
位正弦波信号発生回路２１からの単位正弦波信号ＳＩＮ
が掛け算器８に送出される。以後、交流入力電流指令信
号Ｉｓｒｅｆが零位相から過渡現象なく立ち上がり、安
定した動作が開始される。
【００４６】以上のように、ＲＣフィルタ出力の応答計
測部２３とタイマー２４と切換スイッチ２５とを設ける
ことにより、ＲＣフィルタの出力から交流入力電流指令
信号を作成する場合でも、その信頼性が高まる。なお、
上記説明では、実施の形態２の回路のＲＣフィルタの出
力側に応答計測部２３とタイマー２４と切換スイッチ２
５とを設ける場合を例示したが、実施の形態３の回路の
ＲＣフィルタの出力側に応答計測部２３とタイマー２４
と切換スイッチ２５とを設ける場合でも、同様の効果が
得られることは言うまでもない。
測部２３とタイマー２４と切換スイッチ２５とを設ける
ことにより、ＲＣフィルタの出力から交流入力電流指令
信号を作成する場合でも、その信頼性が高まる。なお、
上記説明では、実施の形態２の回路のＲＣフィルタの出
力側に応答計測部２３とタイマー２４と切換スイッチ２
５とを設ける場合を例示したが、実施の形態３の回路の
ＲＣフィルタの出力側に応答計測部２３とタイマー２４
と切換スイッチ２５とを設ける場合でも、同様の効果が
得られることは言うまでもない。
【００４７】実施の形態５．上記実施の形態１〜４にお
いて、交流入力電流を制御する電流制御回路１１Ａの出
力であるコンバータ交流入力電圧指令信号Ｖ*の振幅
は、図１１に示すように、単相交流電源１の電源電圧Ｖ
ｓの振幅とほぼ同一である。つまり、電流制御回路１１
Ａの出力であるコンバータ交流入力電圧指令信号Ｖ*を
全波整流し、その振幅値を検出することで、単相交流電
源１の電源電圧Ｖｓの振幅を監視することができる。図
１２は、例えば実施の形態１の回路にモニタ電圧信号作
成回路としての単相全波整流回路２６と単相交流電源電
圧監視部２７とを付加し、単相交流電源１の電圧を監視
（モニタ）し制御するようにしたものである。
いて、交流入力電流を制御する電流制御回路１１Ａの出
力であるコンバータ交流入力電圧指令信号Ｖ*の振幅
は、図１１に示すように、単相交流電源１の電源電圧Ｖ
ｓの振幅とほぼ同一である。つまり、電流制御回路１１
Ａの出力であるコンバータ交流入力電圧指令信号Ｖ*を
全波整流し、その振幅値を検出することで、単相交流電
源１の電源電圧Ｖｓの振幅を監視することができる。図
１２は、例えば実施の形態１の回路にモニタ電圧信号作
成回路としての単相全波整流回路２６と単相交流電源電
圧監視部２７とを付加し、単相交流電源１の電圧を監視
（モニタ）し制御するようにしたものである。
【００４８】図１２において、電流制御回路１１Ａの出
力であるコンバータ交流入力電圧指令信号Ｖ*を単相全
波整流回路２６に入力し全波整流を行う。単相全波整流
回路２６の出力であるモニタ電圧信号Ｖｍを単相交流電
源電圧監視部２７に入力し、その入力値が最大電圧設定
値以上あるいは最小電圧設定値以下の場合は、単相交流
電源電圧監視部２７から単相交流電源１に信号が送ら
れ、単相交流電源１の電圧を最小電圧設定値以上最大電
圧設定値以下の値にする。
力であるコンバータ交流入力電圧指令信号Ｖ*を単相全
波整流回路２６に入力し全波整流を行う。単相全波整流
回路２６の出力であるモニタ電圧信号Ｖｍを単相交流電
源電圧監視部２７に入力し、その入力値が最大電圧設定
値以上あるいは最小電圧設定値以下の場合は、単相交流
電源電圧監視部２７から単相交流電源１に信号が送ら
れ、単相交流電源１の電圧を最小電圧設定値以上最大電
圧設定値以下の値にする。
【００４９】以上のように、単相全波整流回路２６と単
相交流電源電圧監視部２７とを付加することで、従来の
変成器６を設けることなく、単相交流電源１の電圧を監
視し制御することができる。なお、上記説明では、実施
の形態１に単相全波整流回路２６と単相交流電源電圧監
視部２７とを付加する場合を例示したが、実施の形態２
〜４に単相全波整流回路２６と単相交流電源電圧監視部
２７とを付加する場合でも、同様の効果が得られること
は言うまでもない。
相交流電源電圧監視部２７とを付加することで、従来の
変成器６を設けることなく、単相交流電源１の電圧を監
視し制御することができる。なお、上記説明では、実施
の形態１に単相全波整流回路２６と単相交流電源電圧監
視部２７とを付加する場合を例示したが、実施の形態２
〜４に単相全波整流回路２６と単相交流電源電圧監視部
２７とを付加する場合でも、同様の効果が得られること
は言うまでもない。
【００５０】なお、図１２の回路では、交流入力電圧指
令信号Ｖ*を全波整流してモニタ電圧信号Ｖｍを得るよ
うにしたが、交流入力電圧指令信号Ｖ*を直接モニタ電
圧信号Ｖｍとして利用するようにしてもよい。
令信号Ｖ*を全波整流してモニタ電圧信号Ｖｍを得るよ
うにしたが、交流入力電圧指令信号Ｖ*を直接モニタ電
圧信号Ｖｍとして利用するようにしてもよい。
【００５１】更に、上記各実施の形態例では、交流電源
１、コンバータ３を共に単相としたが、３相としても、
この発明は同等の効果を奏する。
１、コンバータ３を共に単相としたが、３相としても、
この発明は同等の効果を奏する。
【００５２】
【発明の効果】以上のように、請求項１に係る電力変換
装置は、インピーダンス要素を介して交流電源に接続さ
れた電力変換器、交流入力電流指令信号と上記電力変換
器の交流入力電流検出信号との偏差に基づき上記電力変
換器の交流入力電圧指令信号を作成する電流制御回路、
および上記交流入力電圧指令信号に基づき上記電力変換
器のスイッチング素子をオンオフ制御する変換器制御回
路を備えた電力変換装置において、上記電流制御回路を
比例積分要素で構成するとともに、上記交流入力電圧指
令信号を入力し当該信号と同相で波高値が一定の単位正
弦波信号を作成する単位正弦波信号作成回路、および交
流入力電流振幅指令信号と上記単位正弦波信号とを乗算
して上記交流入力電流指令信号を作成する乗算回路を備
えたので、交流入力電流制御系の外乱である交流電源電
圧の影響を補償するための手段や交流電源電圧を検出す
る手段が不要となって装置が簡便、安価となり、しか
も、安定した交流入力電流制御動作が得られる。
装置は、インピーダンス要素を介して交流電源に接続さ
れた電力変換器、交流入力電流指令信号と上記電力変換
器の交流入力電流検出信号との偏差に基づき上記電力変
換器の交流入力電圧指令信号を作成する電流制御回路、
および上記交流入力電圧指令信号に基づき上記電力変換
器のスイッチング素子をオンオフ制御する変換器制御回
路を備えた電力変換装置において、上記電流制御回路を
比例積分要素で構成するとともに、上記交流入力電圧指
令信号を入力し当該信号と同相で波高値が一定の単位正
弦波信号を作成する単位正弦波信号作成回路、および交
流入力電流振幅指令信号と上記単位正弦波信号とを乗算
して上記交流入力電流指令信号を作成する乗算回路を備
えたので、交流入力電流制御系の外乱である交流電源電
圧の影響を補償するための手段や交流電源電圧を検出す
る手段が不要となって装置が簡便、安価となり、しか
も、安定した交流入力電流制御動作が得られる。
【００５３】また、請求項２に係る電力変換装置の単位
正弦波信号作成回路は、高調波除去フィルタを備え、こ
の高調波除去フィルタを通過させた交流入力電圧指令信
号に基づき単位正弦波信号を作成するようにしたので、
電流制御回路の出力信号に含まれる高調波成分に影響さ
れず歪みのない交流入力電流指令信号が得られる。
正弦波信号作成回路は、高調波除去フィルタを備え、こ
の高調波除去フィルタを通過させた交流入力電圧指令信
号に基づき単位正弦波信号を作成するようにしたので、
電流制御回路の出力信号に含まれる高調波成分に影響さ
れず歪みのない交流入力電流指令信号が得られる。
【００５４】また、請求項３に係る電力変換装置の単位
正弦波信号作成回路は、電流制御回路からの交流入力電
圧指令信号を入力し当該信号の高調波成分を除去する高
調波除去フィルタ、およびこの高調波除去フィルタから
の出力信号の波高値を一定に制御して単位正弦波信号を
出力する演算増幅器からなるので、電流制御回路の出力
信号に含まれる高調波成分に影響されず歪みのない交流
入力電流指令信号が確実に得られる。
正弦波信号作成回路は、電流制御回路からの交流入力電
圧指令信号を入力し当該信号の高調波成分を除去する高
調波除去フィルタ、およびこの高調波除去フィルタから
の出力信号の波高値を一定に制御して単位正弦波信号を
出力する演算増幅器からなるので、電流制御回路の出力
信号に含まれる高調波成分に影響されず歪みのない交流
入力電流指令信号が確実に得られる。
【００５５】また、請求項４に係る電力変換装置の単位
正弦波信号作成回路は、電流制御回路からの交流入力電
圧指令信号を入力し当該信号の高調波成分を除去する高
調波除去フィルタ、この高調波除去フィルタからの出力
信号の位相に基づき動作するゼロクロスコンパレータ、
交流電源の電圧の周波数を分周したクロックに同期して
動作し上記ゼロクロスコンパレータの出力によりカウン
トをリセットするカウンタ、およびカウント値をアドレ
スとして単位正弦波データが書き込まれたＳｉｎテーブ
ルＲＯＭを備え、上記カウンタからのカウント値のアド
レスの上記単位正弦波データを読み出し単位正弦波信号
を出力する単位正弦波信号発生回路からなるので、交流
電源電圧に歪みが発生しても、正確な正弦波形からなる
交流入力電流指令信号を得ることができる。
正弦波信号作成回路は、電流制御回路からの交流入力電
圧指令信号を入力し当該信号の高調波成分を除去する高
調波除去フィルタ、この高調波除去フィルタからの出力
信号の位相に基づき動作するゼロクロスコンパレータ、
交流電源の電圧の周波数を分周したクロックに同期して
動作し上記ゼロクロスコンパレータの出力によりカウン
トをリセットするカウンタ、およびカウント値をアドレ
スとして単位正弦波データが書き込まれたＳｉｎテーブ
ルＲＯＭを備え、上記カウンタからのカウント値のアド
レスの上記単位正弦波データを読み出し単位正弦波信号
を出力する単位正弦波信号発生回路からなるので、交流
電源電圧に歪みが発生しても、正確な正弦波形からなる
交流入力電流指令信号を得ることができる。
【００５６】また、請求項５に係る電力変換装置の単位
正弦波信号作成回路は、電流制御回路からの交流入力電
圧指令信号を入力し当該信号の高調波成分を除去する高
調波除去フィルタ、この高調波除去フィルタからの出力
信号の位相に基づき動作するゼロクロスコンパレータ、
交流電源の電圧の周波数を分周したクロックに同期して
動作し上記ゼロクロスコンパレータの出力によりカウン
トをリセットするＰＬＬ回路、およびカウント値をアド
レスとして単位正弦波データが書き込まれたＳｉｎテー
ブルＲＯＭを備え、上記ＰＬＬ回路からのカウント値の
アドレスの上記単位正弦波データを読み出し単位正弦波
信号を出力する単位正弦波信号発生回路からなるので、
交流電源電圧の周波数に変動があっても、常に正確な歪
みのない正弦波形からなる交流入力電流指令信号を得る
ことができる。
正弦波信号作成回路は、電流制御回路からの交流入力電
圧指令信号を入力し当該信号の高調波成分を除去する高
調波除去フィルタ、この高調波除去フィルタからの出力
信号の位相に基づき動作するゼロクロスコンパレータ、
交流電源の電圧の周波数を分周したクロックに同期して
動作し上記ゼロクロスコンパレータの出力によりカウン
トをリセットするＰＬＬ回路、およびカウント値をアド
レスとして単位正弦波データが書き込まれたＳｉｎテー
ブルＲＯＭを備え、上記ＰＬＬ回路からのカウント値の
アドレスの上記単位正弦波データを読み出し単位正弦波
信号を出力する単位正弦波信号発生回路からなるので、
交流電源電圧の周波数に変動があっても、常に正確な歪
みのない正弦波形からなる交流入力電流指令信号を得る
ことができる。
【００５７】また、請求項６に係る電力変換装置は、そ
の高調波除去フィルタからの出力から交流電源投入のタ
イミングを検出する投入検出回路、この投入検出回路の
検出動作でカウントを開始するタイマー、および単位正
弦波信号作成回路と乗算回路との間に挿入され上記タイ
マーのカウントアップ動作に伴い上記乗算回路への出力
を、零信号から単位正弦波信号に切り換える切換手段を
備えることにより、上記交流電源投入後、上記高調波除
去フィルタの出力が安定するまでの所定の時間、交流入
力電流指令信号を強制的に零信号とするようにしたの
で、交流電源投入直後の不安定な過渡状態が自動的に除
去され安定した制御動作特性が確実に得られる。
の高調波除去フィルタからの出力から交流電源投入のタ
イミングを検出する投入検出回路、この投入検出回路の
検出動作でカウントを開始するタイマー、および単位正
弦波信号作成回路と乗算回路との間に挿入され上記タイ
マーのカウントアップ動作に伴い上記乗算回路への出力
を、零信号から単位正弦波信号に切り換える切換手段を
備えることにより、上記交流電源投入後、上記高調波除
去フィルタの出力が安定するまでの所定の時間、交流入
力電流指令信号を強制的に零信号とするようにしたの
で、交流電源投入直後の不安定な過渡状態が自動的に除
去され安定した制御動作特性が確実に得られる。
【００５８】また、請求項７に係る電力変換装置は、そ
の電流制御回路の出力に基づき交流電源の電圧に相当す
るモニタ電圧信号を作成するモニタ電圧信号作成回路を
備えたので、交流電源電圧を直接検出する手段を要する
ことなく、当該交流電源電圧の監視が可能となる。
の電流制御回路の出力に基づき交流電源の電圧に相当す
るモニタ電圧信号を作成するモニタ電圧信号作成回路を
備えたので、交流電源電圧を直接検出する手段を要する
ことなく、当該交流電源電圧の監視が可能となる。
【図１】 この発明の実施の形態１における電力変換装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１のコンバータ３の内部構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】 図１における、単相交流電源電圧、コンバー
タ交流入力電圧、交流入力電流の関係を示すベクトル図
である。
タ交流入力電圧、交流入力電流の関係を示すベクトル図
である。
【図４】 この発明の実施の形態２における電力変換装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
【図５】 図４における動作を説明するためのタイミン
グチャートである。
グチャートである。
【図６】 図４において交流電源電圧が変動した場合の
動作を説明するためのタイミングチャートである。
動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図７】 この発明の実施の形態３における電力変換装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
【図８】 図７における動作を説明するためのタイミン
グチャートである。
グチャートである。
【図９】 この発明の実施の形態４における電力変換装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
【図１０】 図９における動作を説明するためのタイミ
ングチャートである。
ングチャートである。
【図１１】 単相交流電源電圧Ｖｓと交流入力電圧指令
信号Ｖ*との関係を示すベクトル図である。
信号Ｖ*との関係を示すベクトル図である。
【図１２】 この発明の実施の形態５における電力変換
装置の構成を示すブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】 従来の電力変換装置の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図１４】 図１３における交流入力電流制御系のブロ
ック線図である。
ック線図である。
１ 単相交流電源、２ リアクトル、３ コンバータ、
８ 掛け算器、９ 電流検出器、１０ 減算器、１１Ａ
電流制御回路、１４ パルス幅変調回路、１５ 高調
波除去フィルタ、１６ 演算増幅器、１７ 抵抗、１８
コンデンサ、１９ ゼロクロスコンパレータ、２０
カウンタ、２１ 単位正弦波信号発生回路、２２ ＰＬ
Ｌ回路、２３ 応答計測部、２４ タイマー、２５ 切
換スイッチ、２６ 単相全波整流回路、２７ 単相交流
電源電圧監視部、Ｖｓ 交流電源電圧、Ｖ 交流入力電
圧、Ｉｓｒｅｆ 交流入力電流指令信号、Ｉｍ 交流入
力電流振幅指令信号、Ｉｓ 交流入力電流検出信号、Ｖ
* 交流入力電圧指令信号、ＳＩＮ 単位正弦波信号、
Ｖｍ モニタ電圧信号。
８ 掛け算器、９ 電流検出器、１０ 減算器、１１Ａ
電流制御回路、１４ パルス幅変調回路、１５ 高調
波除去フィルタ、１６ 演算増幅器、１７ 抵抗、１８
コンデンサ、１９ ゼロクロスコンパレータ、２０
カウンタ、２１ 単位正弦波信号発生回路、２２ ＰＬ
Ｌ回路、２３ 応答計測部、２４ タイマー、２５ 切
換スイッチ、２６ 単相全波整流回路、２７ 単相交流
電源電圧監視部、Ｖｓ 交流電源電圧、Ｖ 交流入力電
圧、Ｉｓｒｅｆ 交流入力電流指令信号、Ｉｍ 交流入
力電流振幅指令信号、Ｉｓ 交流入力電流検出信号、Ｖ
* 交流入力電圧指令信号、ＳＩＮ 単位正弦波信号、
Ｖｍ モニタ電圧信号。
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平３−230759（ＪＰ，Ａ)
特公 平７−19796（ＪＰ，Ｂ２)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/155
Claims (7)
- 【請求項１】 インピーダンス要素を介して交流電源に
接続された電力変換器、交流入力電流指令信号と上記電
力変換器の交流入力電流検出信号との偏差に基づき上記
電力変換器の交流入力電圧指令信号を作成する電流制御
回路、および上記交流入力電圧指令信号に基づき上記電
力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御する変換器
制御回路を備えた電力変換装置において、 上記電流制御回路を比例積分要素で構成するとともに、
上記交流入力電圧指令信号を入力し当該信号と同相で波
高値が一定の単位正弦波信号を作成する単位正弦波信号
作成回路、および交流入力電流振幅指令信号と上記単位
正弦波信号とを乗算して上記交流入力電流指令信号を作
成する乗算回路を備えたことを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項２】 単位正弦波信号作成回路は、高調波除去
フィルタを備え、この高調波除去フィルタを通過させた
交流入力電圧指令信号に基づき単位正弦波信号を作成す
るようにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換
装置。 - 【請求項３】 単位正弦波信号作成回路は、電流制御回
路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号の高調
波成分を除去する高調波除去フィルタ、およびこの高調
波除去フィルタからの出力信号の波高値を一定に制御し
て単位正弦波信号を出力する演算増幅器からなることを
特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 単位正弦波信号作成回路は、電流制御回
路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号の高調
波成分を除去する高調波除去フィルタ、この高調波除去
フィルタからの出力信号の位相に基づき動作するゼロク
ロスコンパレータ、交流電源の電圧の周波数を分周した
クロックに同期して動作し上記ゼロクロスコンパレータ
の出力によりカウントをリセットするカウンタ、および
カウント値をアドレスとして単位正弦波データが書き込
まれたＳｉｎテーブルＲＯＭを備え、上記カウンタから
のカウント値のアドレスの上記単位正弦波データを読み
出し単位正弦波信号を出力する単位正弦波信号発生回路
からなることを特徴とする請求項１記載の電力変換装
置。 - 【請求項５】 単位正弦波信号作成回路は、電流制御回
路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号の高調
波成分を除去する高調波除去フィルタ、この高調波除去
フィルタからの出力信号の位相に基づき動作するゼロク
ロスコンパレータ、交流電源の電圧の周波数を分周した
クロックに同期して動作し上記ゼロクロスコンパレータ
の出力によりカウントをリセットするＰＬＬ回路、およ
びカウント値をアドレスとして単位正弦波データが書き
込まれたＳｉｎテーブルＲＯＭを備え、上記ＰＬＬ回路
からのカウント値のアドレスの上記単位正弦波データを
読み出し単位正弦波信号を出力する単位正弦波信号発生
回路からなることを特徴とする請求項１記載の電力変換
装置。 - 【請求項６】 高調波除去フィルタからの出力から交流
電源投入のタイミングを検出する投入検出回路、この投
入検出回路の検出動作でカウントを開始するタイマー、
および単位正弦波信号作成回路と乗算回路との間に挿入
され上記タイマーのカウントアップ動作に伴い上記乗算
回路への出力を、零信号から単位正弦波信号に切り換え
る切換手段を備えることにより、上記交流電源投入後、
上記高調波除去フィルタの出力が安定するまでの所定の
時間、交流入力電流指令信号を強制的に零信号とするよ
うにしたことを特徴とする請求項２ないし５のいずれか
に記載の電力変換装置。 - 【請求項７】 電流制御回路の出力に基づき交流電源の
電圧に相当するモニタ電圧信号を作成するモニタ電圧信
号作成回路を備えたことを特徴とする請求項１ないし６
のいずれかに記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04747798A JP3513384B2 (ja) | 1998-02-27 | 1998-02-27 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04747798A JP3513384B2 (ja) | 1998-02-27 | 1998-02-27 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11252922A JPH11252922A (ja) | 1999-09-17 |
| JP3513384B2 true JP3513384B2 (ja) | 2004-03-31 |
Family
ID=12776227
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04747798A Expired - Fee Related JP3513384B2 (ja) | 1998-02-27 | 1998-02-27 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3513384B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4688846B2 (ja) * | 2007-06-12 | 2011-05-25 | 三菱電機株式会社 | コンバータ装置 |
| CN109412424B (zh) * | 2018-12-21 | 2024-05-10 | 东文高压电源（天津）股份有限公司 | 一种幅度、频率可调的高压正弦波电源电路及实现方法 |
-
1998
- 1998-02-27 JP JP04747798A patent/JP3513384B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11252922A (ja) | 1999-09-17 |
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