JP2000055942A - 電力変換装置における電流検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】インバータとトランスと整流器とで構成される
電力変換装置において、電流検出器を１ヶ所に設けるだ
けで、インバータ過電流保護、トランス偏磁抑制制御、
負荷電流制御の３つの目的の全てに適合した電流検出が
可能な電流検出方法を提供する。 【解決手段】インバータ２の出力電流を検出するＤＣＣ
Ｔ８より出力されるインバータ出力電流検出信号から共
振電流成分を取り出すのがＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）９１１であり、減算器９１２でもとのインバータ出
力電流検出信号からＢＰＦ出力９１５を差し引き、共振
電流成分を除いたインバータ出力電流検出信号である減
算器出力９１６を整流器９１３で整流した整流器出力９
１７を負荷電流検出信号とする。ＢＰＦ９１１の定数
は、トランスの漏れインダクタンス３１をＬ、直流側の
静電容量をＣとすると、次式で求められる中心周波数ｆ
に設定する。ｆ＝１／（２π（ＬＣ）^1/2 ）。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、インバータとト
ランスと整流器とで構成される電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図９は、インバータとトランスと整流器
とで構成される電力変換装置の回路ブロック図である。
図９において、１は直流電源、２はインバータ、３は絶
縁または電圧変換のためのトランス、４は整流器、５は
直流リアクトル（または配線インダクタンス）、６は負
荷、７はコンデンサであり、直流入力から直流出力を得
る装置である。トランス３を小型化するために、インバ
ータ２の周波数を商用周波数より高くするのが一般的で
ある。入力は直流電源１としてあるが、単相または３相
の交流電源と整流器とで構成される場合もある。また、
単相インバータと単相整流器の構成としてあるが、３相
インバータと３相整流器の構成とする場合もある。以下
の説明は、入力は「直流電源」、「単相インバータ＋単
相整流器」の構成として説明するが、「直流電源」の代
わりに「単相または３相の交流電源＋整流器」とした
り、「単相インバータ＋単相整流器」の代わりに「３相
インバータ＋３相整流器」としても同様である。また、
インバータ２の素子をトランジスタとして記載してある
が、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ等の自己消孤型素子を用いても良
いことは言うまでもない。この回路構成において、整流
器４出力直流回路には、電圧平滑あるいは整流器４のサ
ージ抑制のためにコンデンサ７が設けられることが多
い。また、トランス３の昇圧比が大きく出力電圧が高い
場合には、コンデンサ７を設けていなくても、整流器４
出力直流回路の高圧ケーブルの静電容量が入力側（イン
バータ側）に換算すると大きな静電容量となり、等価的
に整流器４出力直流回路にコンデンサを設けたことにな
る場合もある。

【０００３】図１０は、図９の等価回路ブロック図であ
る。３１は図９のトランス３の漏れインダクタンス、３
２はトランス３の抵抗分である。この抵抗分３２には、
トランス以外の配線等の回路抵抗分をも含む。２５はイ
ンバータ２の出力電流、６１は負荷電流である。インバ
ータ２は単相インバータなので４つのデバイスで構成さ
れ、２１をインバータＵ相、２２をインバータＸ相、２
３をインバータＶ相、２４をインバータＹ相とここでは
呼ぶことにする。

【０００４】図１１は、図１０の動作波形を示す図であ
る。２１１がインバータＵ相のオン／オフ信号、２１２
がインバータＸ相のオン／オフ信号、２１３がインバー
タＶ相のオン／オフ信号、２１４がインバータＹ相のオ
ン／オフ信号である。それぞれＨレベルでオン、Ｌレベ
ルでオフの信号である。インバータＵ相のオン／オフ信
号２１１とインバータＹ相のオン／オフ信号２１４は同
じタイミング、インバータＸ相のオン／オフ信号２１２
とインバータＶ相のオン／オフ信号２１３が同じタイミ
ングとなっている。インバータ出力電流２５の波形、お
よび負荷電流６１の波形を示してある。インバータ出力
電流２５は、整流前の負荷電流に共振電流が重畳した波
形となる。共振電流は、インバータのＵ相・Ｙ相の素
子、あるいはＶ相・Ｘ相の素子がオンした直後にピーク
を持つ波形で、トランスの漏れインダクタンス３１と直
流側のコンデンサ７で決まる周波数成分を持ち、トラン
スその他の抵抗分３２で減衰する波形である。トランス
の漏れインダクタンス３１が小さいほど、直流側のコン
デンサ７が大きいほど、トランスその他の抵抗分３２が
小さいほど、ピーク電流は大きくなる。

【０００５】図１０でインバータを１パルスＰＷＭ（パ
ルス幅変調）制御した場合、インバータ素子のオン時間
（パルス幅）を短くすることで電流を絞る動作になる。
このとき、図１０の直流リアクトル５は、負荷電流６１
が断続しないよう、インバータ周波数に対し十分な大き
さのインダクタンスを持つよう選定される。図１２は、
図１０でインバータを１パルスＰＷＭ（パルス幅変調）
制御した場合の動作波形を示す図であり、動作波形を示
す符号は図１１と同じである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】図１３〜１５は、説明
のため図１０に電流検出器８を追加したものである。図
１３はインバータ出力の交流回路に電流検出器を設ける
方法を示す図、図１４はインバータ入力の直流回路に電
流検出器を設ける方法を示す図、図１５は負荷に電流検
出器を設ける方法を示す図である。図１３〜１５では、
電流検出器８をＤＣＣＴとして記載してあるが、シャン
ト抵抗等直流電流を検出できる他の方法を用いてもよ
い。なお、シャント抵抗を用いた場合は、一般に主回路
・制御回路間は絶縁が必要なため、絶縁変換器が必要と
なる。

【０００７】このような構成の電力変換装置で、電流を
検出する目的には以下の〜があり、一般には〜
の全ての目的に適合した電流検出方法が必要である。 インバータ素子に何らかの理由で過電流が流れたと
き、瞬時に素子を遮断するインバータ過電流保護。 インバータ出力の直流成分での、トランスの偏磁によ
る磁気飽和によってインバータ電流が増大することをを
防ぐトランス偏磁抑制制御。

【０００８】負荷電流を設定値または指令値に制御す
る負荷電流制御。 のインバータ過電流保護においては、インバータ素子
の過電流を瞬時に遮断する必要があるため、インバータ
素子に流れる電流を直接小さいフィルタ時定数で検出す
ることが望ましい。この目的のためには、図１４の電流
検出点とすることが適合している。また、図１３の電流
検出点でもインバータ過電流保護は可能であるが、イン
バータの上下素子の同時導通いわゆるアーム短絡は検出
できないので、直流回路にヒューズを設け保護する必要
がある。しかし、一般的に、事故時の回路切り離しのた
め、インバータ入力にヒューズを設ける場合が多いの
で、電流検出点が図１３だからヒューズを追加するとい
うわけではない。図１５の電流検出点では、インバータ
過電流は検出できない。

【０００９】のトランス偏磁抑制制御においては、イ
ンバータ出力電流の交流分に重畳した直流分を検出する
必要があるため、図１３の電流検出点とすることが適合
している。また、図１４の電流検出点でも検出電流をイ
ンバータ発振周期に同期させて正負に振り分ければ、ト
ランス偏磁抑制制御は可能である。図１５の電流検出点
では、トランス偏磁抑制制御は不可能である。

【００１０】の負荷電流制御においては、直接負荷電
流を検出する図１５が適合している。図１３、１４の電
流検出点では、前述した共振電流が重畳しているため、
そのままでは電流検出として使用できない。よって、従
来の電力変換装置における電流検出方法では、〜の
全ての目的に適合する電流検出とするためには、以下
〜のような問題があった。

【００１１】電流検出器を「インバータ出力（図１３
の位置）」と「負荷（図１５の位置）」、あるいは「イ
ンバータ入力（図１４の位置）」と「負荷（図１５の位
置）」の２ヶ所に設ける場合、直流を検出できる電流検
出器は高価なので、装置がコストアップとなる。 電流検出器を「インバータ出力（図１３の位置）」と
「負荷（図１５の位置）」、あるいは「インバータ入力
（図１４の位置）」と「負荷（図１５の位置）」の２ヶ
所に設けた場合でも、直流回路の容量成分が直流回路の
ケーブルによるもので、かつケーブルが長い装置では、
「負荷（図１５の位置）」がインバータから遠くなり、
耐ノイズ性能が低下する。

【００１２】電流検出器を「インバータ出力（図１３
の位置）」または「インバータ入力（図１４の位置）」
のどちらか１ヶ所に設けた場合、共振電流を小さくしな
いと負荷電流の検出ができない。この共振電流を抑制す
るため、直流側のコンデンサ回路に抵抗を追加すること
になって、装置効率が低下したり、整流器のサージ抑制
機能が不足したりする。

【００１３】電流検出器を「インバータ出力（図１３
の位置）」または「インバータ入力（図１４の位置）」
のどちらか１ヶ所に設けた場合、電流検出信号における
共振電流成分を低減するため、検出フィルタ時定数を大
きくしなければならず、電流制御が遅くなる。 このような構成の電力変換装置における出力電流の制
御は、一般的にインバータのパルス幅制御で行われる。
また、インバータ出力は整流されるため、インバータ出
力の高調波成分を低減する必要はない。よって、１パル
スのパルス幅変調制御が簡単なので多く用いられてい
る。電流検出器を「インバータ出力（図１３の位置）」
または「インバータ入力（図１４の位置）」のどちらか
１ヶ所に設けた場合で、かつ負荷電流の制御を上述のよ
うにインバータの１パルスＰＷＭ（パルス幅変調）制御
で行う場合には、インバータ素子のオン期間を狭くする
ことによって電流を絞るので、インバータ素子の通電期
間が短くなり、インバータ出力電流検出信号またはイン
バータ入力電流検出信号から共振電流成分を除去して
も、もとのインバータ電流が断続しているので、インバ
ータ電流の検出だけでは負荷電流の検出が実質不可能で
あり、負荷側にも電流検出器が必要となる。

【００１４】電流検出器を「インバータ出力（図１３
の位置）」または「インバータ入力（図１４の位置）」
のどちらか１ヶ所に設けた場合で、かつ負荷電流の制御
をインバータの１パルスＰＷＭ（パルス幅変調）制御で
行う場合には、インバータ出力電流検出信号またはイン
バータ入力電流検出信号から共振電流成分を除去し、か
つ、この共振電流成分を除去したインバータ出力電流検
出信号またはインバータ入力電流検出信号を、インバー
タ出力の交流半周期ごとにサンプルホールドする構成と
することができる。しかしながら、共振電流周波数がト
ランスの漏れインダクタンス、直流側の静電容量によっ
てばらつき、また、共振電流成分を除去するためのバン
ドパスフィルタの中心周波数が構成部品の製作誤差や温
度特性によってばらつくため、共振電流周波数とバンド
パスフィルタ中心周波数が合致しない場合がある。バン
ドパスフィルタの特性は、一般的に図１６のように、バ
ンドパスフィルタの中心周波数に一致した周波数では透
過率が高く位相ずれが無いが、バンドパスフィルタの中
心周波数からずれた周波数では、透過率が低く位相ずれ
が発生する。よって、共振電流の周波数とバンドパスフ
ィルタの中心周波数がずれると、共振電流成分を除去し
きれずに電流サンプリングが正確にできないため、電流
検出精度が悪化するという問題点があった。

【００１５】この発明の課題は、電流検出器を電力変換
装置の１ヶ所に設けるだけで、インバータ過電流保護、
トランス偏磁抑制制御、負荷電流制御の３つの目的の全
てに適合した電流検出が可能な電流検出方法を提供する
ことにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１の発明によれば、インバータと、該インバ
ータの交流出力を絶縁あるいは電圧変換するトランス
と、該トランスの出力を直流に変換する整流器とからな
る電力変換装置における電流検出方法において、前記イ
ンバータの出力電流を検出する電流検出器と、この電流
検出器より出力されるインバータ出力電流検出信号から
前記トランスの漏れインダクタンスと出力直流回路の静
電容量との間での共振電流に対応する共振電流成分を取
り出す回路とを具備し、前記インバータ出力電流検出信
号から前記共振電流成分を差し引くことにより共振電流
成分を除いたインバータ出力電流検出信号を得ることと
する。

【００１７】このような構成とすることにより、電流検
出器をインバータ出力側の１ヶ所のみに設ける場合の電
流検出をインバータ過電流保護、トランス偏磁抑制制御
および負荷電流制御の３つの目的の全てに適合させる上
での前記問題点およびを解消することができる。す
なわち、この構成は、インバータ出力電流検出信号から
共振電流成分を差し引くことにより、共振電流成分を除
いたインバータ出力電流検出信号を得るものであるか
ら、共振電流を抑制するために直流側のコンデンサ回路
に抵抗を追加することが不要となるので、装置効率が低
下したり、整流器のサージ抑制機能が不足したりするこ
とがない。また、この構成は、電流検出信号における共
振電流成分を低減するために検出フィルタの時定数を大
きくするものではないので、電流制御が遅くなることも
ない。従って、このような構成により、電流検出器をイ
ンバータ出力側の１ヶ所のみに設けるだけで、インバー
タ過電流保護、トランス偏磁抑制制御および負荷電流制
御の３つの目的の全てに適合した電流検出が可能とな
る。

【００１８】また、請求項２の発明によれば、インバー
タと、該インバータの交流出力を絶縁あるいは電圧変換
するトランスと、該トランスの出力を直流に変換する整
流器とからなる電力変換装置における電流検出方法にお
いて、前記インバータの入力電流を検出する電流検出器
と、この電流検出器より出力されるインバータ入力電流
検出信号から前記トランスの漏れインダクタンスと出力
直流回路の静電容量との間での共振電流に対応する共振
電流成分を取り出す回路とを具備し、前記インバータ入
力電流検出信号から前記共振電流成分を差し引くことに
より共振電流成分を除いたインバータ入力電流検出信号
を得ることとする。

【００１９】このような構成とすることにより、電流検
出器をインバータ入力側の１ヶ所のみに設ける場合の電
流検出をインバータ過電流保護、トランス偏磁抑制制御
および負荷電流制御の３つの目的の全てに適合させる上
での前記問題点およびを解消することができる。す
なわち、この構成は、インバータ入力電流検出信号から
共振電流成分を差し引くことにより、共振電流成分を除
いたインバータ入力電流検出信号を得るものであるか
ら、共振電流を抑制するために直流側のコンデンサ回路
に抵抗を追加することが不要となるので、装置効率が低
下したり、整流器のサージ抑制機能が不足したりするこ
とがない。また、この構成は、電流検出信号における共
振電流成分を低減するために検出フィルタの時定数を大
きくするものではないので、電流制御が遅くなることも
ない。従って、このような構成により、電流検出器をイ
ンバータ入力側の１ヶ所のみに設けるだけで、インバー
タ過電流保護、トランス偏磁抑制制御および負荷電流制
御の３つの目的の全てに適合した電流検出が可能とな
る。

【００２０】また請求項３の発明によれば、上記の請求
項１または２の発明の電流検出方法において、前記共振
電流成分を除いたインバータ出力電流検出信号またはイ
ンバータ入力電流検出信号を、前記インバータの出力の
交流半周期ごとに、前記インバータの構成素子のオン期
間の中央でサンプルホールドすることとする。このよう
な構成とすることにより、負荷電流の制御をインバータ
の１パルスＰＷＭ（パルス幅変調）制御で行う電力変換
装置において、電流検出器をインバータ出力側またはイ
ンバータ入力側のどちらか１ヶ所のみに設ける場合の電
流検出をインバータ過電流保護、トランス偏磁抑制制御
および負荷電流制御の３つの目的の全てに適合させる上
での前記問題点を解消することができる。すなわち、
この構成は、インバータの構成素子のオン期間の電流値
をサンプリングするものであるから、もとのインバータ
電流が断続していても、負荷電流の検出が可能となる。
従って、このような構成によれば、負荷電流の制御をイ
ンバータの１パルスＰＷＭ（パルス幅変調）制御で行っ
ている電力変換装置においても、電流検出器をインバー
タ出力側またはインバータ入力側のいずれか１ヶ所のみ
に設けるだけで、インバータ過電流保護、トランス偏磁
抑制制御および負荷電流制御の３つの目的の全てに適合
した電流検出が可能となる。

【００２１】また、請求項４の発明によれば、上記の請
求項１または２の発明の電流検出方法において、前記共
振電流成分を除いたインバータ出力電流検出信号または
インバータ入力電流検出信号を、前記インバータの出力
の交流半周期ごとに、前記インバータの構成素子のオン
期間のオフ直前でサンプルホールドすることとする。こ
のような構成とすることにより、負荷電流の制御をイン
バータの１パルスＰＷＭ（パルス幅変調）制御で行う電
力変換装置において、電流検出器をインバータ出力側ま
たはインバータ入力側のどちらか１ヶ所のみに設ける場
合の電流検出をインバータ過電流保護、トランス偏磁抑
制制御および負荷電流制御の３つの目的の全てに適合さ
せる上での前記問題点およびを解消することができ
る。すなわち、この構成は、インバータの構成素子のオ
ン期間の電流値をサンプリングするものであるから、も
とのインバータ電流が断続していても、負荷電流の検出
が可能となる。従って、このような構成によれば、負荷
電流の制御をインバータの１パルスＰＷＭ（パルス幅変
調）制御で行っている電力変換装置においても、電流検
出器をインバータ出力側またはインバータ入力側のいず
れか１ヶ所のみに設けるだけで、インバータ過電流保
護、トランス偏磁抑制制御および負荷電流制御の３つの
目的の全てに適合した電流検出が可能となる。また、こ
の構成は、インバータの構成素子のオン期間のオフ直前
でサンプルホールドするものであるため、インバータの
構成素子がオンした直後は大きな共振電流が回路抵抗分
により減衰してオフ直前で小さくなった時点でサンプル
ホールドすることになる。従って、この構成によれば、
トランスの漏れインダクタンス、直流側の静電容量によ
る共振電流周波数のばらつき、およびバンドパスフィル
タの構成部品の製作誤差や温度特性による中心周波数の
ばらつきにより、共振電流の周波数とバンドパスフィル
タの中心周波数とがずれることにより共振電流成分を除
去しきれなかった場合でもその影響を小さく抑えること
が可能となる。

【００２２】

【発明の実施の形態】図１は、請求項１の発明にかかる
実施例を示す回路ブロック図であり、図１０と同様にト
ランスを漏れインダクタンスと抵抗分に置き換えた等価
回路である。図１において、８はＤＣＣＴ、９は制御装
置であり、その他の構成要素は図１０と同じであり同じ
符号を付してある。制御装置９内部の電流検出部を記載
したのが９１〜９３であり、９１は負荷電流演算部、９
２はトランス偏磁抑制制御検出部、９３は過電流検出部
である。制御装置９には他の機能も含まれているが、請
求項１の発明と直接関係ないので説明を省略する。

【００２３】９１１はＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、
９１２は減算器、９１３は整流器、９１５はＢＰＦ出
力、９１６は減算器出力、９１７は整流器出力である。
インバータ２の出力電流を検出するＤＣＣＴ８より出力
されるインバータ出力電流検出信号には、トランスの漏
れインダクタンス３１と出力直流回路の静電容量との間
での共振電流に対応する共振電流成分が重畳している。
このインバータ出力電流検出信号から共振電流成分を取
り出すのがＢＰＦ（バンドパスフィルタ）９１１であ
り、減算器９１２でもとのインバータ出力電流検出信号
からＢＰＦ出力９１５を差引き、共振電流成分を除いた
インバータ出力電流検出信号である減算器出力９１６を
整流器９１３で整流した整流器出力９１７を負荷電流検
出信号とする。ＢＰＦ９１１の定数は、トランスの漏れ
インダクタンス３１をＬ、直流側の静電容量をＣとする
と、次式で求められる中心周波数ｆに設定する。

【００２４】ｆ＝１／（２π（ＬＣ）^1/2 ） トランス偏磁抑制制御検出部９２は、ＬＰＦ（ローパス
フィルタ）９２１で構成され、インバータ出力電流検出
信号から直流成分を取り出しこれをトランス偏磁抑制制
御の検出に用いるが、本発明と直接関係ないので説明を
省略する。また、過電流検出部９３は、小さい時定数τ
のフィルタ９３１で構成され過電流保護のための検出と
するが、これも本発明と直接関係ないので説明を省略す
る。

【００２５】図２は、図１のうちの負荷電流演算部９１
の動作波形を示す図である。２５はインバータ出力電流
の波形、９１５はインバータ出力電流検出信号から共振
電流成分のみを取り出した信号の波形（ＢＰＦ９１１出
力）、９１６はインバータ出力電流検出信号から共振電
流成分を差し引いた信号の波形（減算器９１２出力）、
９１７はこの減算器９１６を整流した負荷電流相当波形
である。

【００２６】図３は、請求項２の発明のかかる実施例を
示す回路ブロック図であり、図１と同様にトランスを漏
れインダクタンスと抵抗分に置き換えた等価回路であ
る。図３において、２６はインバータ入力電流、９２２
はインバータ同期信号であり、その他の構成要素は図１
と同じであり同じ符号を付してある。制御装置９には他
の機能も含まれているが、請求項２の発明と直接関係な
いので説明を省略する。

【００２７】インバータ２の入力電流を検出するＤＣＣ
Ｔ８より出力されるインバータ入力電流検出信号には、
トランスの漏れインダクタンス３１と出力直流回路の静
電容量との間での共振電流に対応する共振電流成分が重
畳している。このインバータ入力電流検出信号から共振
電流成分を取り出すのがＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
９１１であり、減算器９１２でもとのインバータ入力電
流検出信号からＢＰＦ出力９１５を差し引き、共振電流
成分を除いたインバータ入力電流検出信号である減算器
出力９１６を負荷電流検出信号とする。ＢＰＦ９１１の
定数は、トランスの漏れインダクタンス３１をＬ、直流
側の静電容量をＣとすると、請求項１の発明にかかる実
施例と同様、前述の式で求められる中心周波数ｆに設定
する。

【００２８】トランス偏磁抑制制御検出部９２は、イン
バータ入力電流検出信号をインバータ同期信号９２２で
正負に振り分けた後、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）９２
１で直流成分を取り出し、これをトランス偏磁抑制制御
の検出に用いるが、請求項２の発明と直接関係ないので
説明を省略する。また、過電流検出部９３は、小さい時
定数τのフィルタ９３１で構成され過電流保護のための
検出とするが、これも本発明と直接関係ないので説明を
省略する。

【００２９】図４は、図３のうちの負荷電流演算部９１
の動作波形を示す図である。２６はインバータ入力電流
の波形、９１５はインバータ入力電流検出信号から共振
電流成分のみを取り出した信号の波形（ＢＰＦ９１１出
力）、９１６はインバータ入力電流検出信号から共振電
流成分を差し引いた信号の波形（減算器９１２出力）で
あり、この減算器出力９１６の波形が負荷電流相当波形
である。

【００３０】図５は、請求項３の発明にかかる実施例を
示す回路ブロック図であり、図１と同様にトランスを漏
れインダクタンスと抵抗分に置き換えた等価回路であ
る。なお、請求項３の発明は、請求項１または２の発明
の構成において、特に負荷電流の制御をインバータの１
パルスＰＷＭ（パルス幅変調）制御で行っている電力変
換装置に対応して、サンプルホールドの構成を付加した
ものである。ここでは、請求項１の発明の構成にサンプ
ルホールドの構成を付加したものについて、その実施例
を説明する。

【００３１】図５において、９１４はサンプルホールド
回路、９１９はサンプルホールド回路出力、９５はイン
バータ素子オン／オフ信号発生部であり、その他の構成
要素は図１と同じであり同じ符号を付してある。制御装
置９内には、その他の電流検出機能等も含まれている
が、請求項３の発明に関係ないので説明を省略する。イ
ンバータ２の出力電流を検出するＤＣＣＴ８より出力さ
れるインバータ出力電流検出信号から共振電流成分を取
り出すのがＢＰＦ９１１であり、減算器９１２でもとの
インバータ出力電流検出信号からこのＢＰＦ出力９１５
を差し引いて、減算器出力９１６を整流器９１３で整流
する。ここまでは請求項１の発明にかかる実施例の構成
と同じである。

【００３２】一方、インバータ素子オン／オフ信号発生
部９５内で、９５０はトリガ信号、９５１は発振器、９
５２はトリガ信号発生器、９５３は三角波発生器、９５
６は比較器、９５７は分配器、９５８は三角波信号、９
６０は制御信号、２１１はインバータＵ相オン／オフ信
号、２１２はインバータＸ相オン／オフ信号、２１３は
インバータＶ相オン／オフ信号、２１４はインバータＹ
相オン／オフ信号である。インバータ素子オン／オフ信
号は、三角波信号９５８と制御信号９６０との大小を比
較器９５６で比較し、この比較器９５６の出力を分配器
９５７で振り分け、インバータＵ相オン／オフ信号２１
１、インバータＸ相オン／オフ信号２１２、インバータ
Ｖ相オン／オフ信号２１３、インバータＹ相オン／オフ
信号２１４を得る。

【００３３】発振器９５１は三角波発生器９５３とトリ
ガ信号発生器９５２とへクロック信号を供給しており、
トリガ信号発生器９５２から出力されるトリガ信号９５
０は、三角波発生器９５３の出力のピークに同期してい
る。以上の説明以外にも、インバータ素子のオン／オフ
信号の発生方法があるが、インバータ素子オン期間の中
央でトリガ信号９５０が出力されればよい。このトリガ
信号９５０によって、整流器出力９１７をサンプルホー
ルド回路９１４でサンプリングしたサンプルホールド回
路出力９１９を、負荷電流検出信号とする。

【００３４】図６は、図５のうちの負荷電流演算部９
１、オン／オフ信号発生部９５の動作波形を示す図であ
る。図６は、インバータがパルス幅変調動作でパルス幅
を絞ったときの動作である。２１１はインバータＵ相オ
ン／オフ信号、２１２はインバータＸ相オン／オフ信
号、２１３はインバータＶ相オン／オフ信号、２１４は
インバータＹ相オン／オフ信号である。それぞれ、Ｈレ
ベルで素子オン、Ｌレベルで素子オフである。信号２１
１と２１４は等しく、信号２１２と２１３も等しい。

【００３５】信号２１１〜２１４のインバータ素子オン
／オフ信号のタイミングは、三角波発生器９５３から出
力される三角波信号９５８と制御信号９６０の大小関係
から決まる。制御信号９６０は、制御装置９内の別の機
能から出力され、電圧値を増減することでインバータ素
子のオン期間を決定し、電流を制御している。この実施
例では、制御信号９６０が０近くになるとインバータ素
子のオン期間が長くなり、制御信号９６０が三角波信号
９５８のピーク値近くになるとインバータ素子のオン期
間が短くなる。

【００３６】また、三角波信号９５８に同期して、三角
波信号９５８のピークのタイミングでトリガ信号９５０
が発生される。このタイミングは、インバータ素子オン
期間の中央のタイミングとなり、制御信号９６０が増減
しても必ずインバータ素子のオン期間に位置する。一
方、２５はインバータ出力電流の波形、９１５はインバ
ータ出力電流検出信号から共振電流成分のみを取り出し
た信号の波形（ＢＰＦ９１１出力）、９１６はインバー
タ出力電流検出信号から共振電流成分を差し引いた信号
の波形（減算器９１２出力）、９１７はこの減算器出力
９１６を整流した波形である。整流器出力９１７は断続
しているので、これをインバータ素子オン期間の中央の
タイミングで発生するトリガ信号９５０によって、サン
プルホールド回路９１４にてサンプリングする。サンプ
ルホールド回路９１４の出力９１９が負荷電流相当の波
形になる。

【００３７】図７は、請求項４の発明にかかる実施例を
示す回路ブロック図であり、図５と同様にトランスを漏
れインダクタンスと抵抗分に置き換えた等価回路であ
る。なお、請求項４の発明は、請求項１または２の発明
の構成において、特に負荷電流の制御をインバータの１
パルスＰＷＭ（パルス幅変調）制御で行っている電力変
換装置に対応して、サンプルホールドの構成を付加した
ものである。ここでは、請求項１の発明の構成にサンプ
ルホールドの構成を付加したものについて、その実施例
を説明する。

【００３８】図７において、９５４はトリガ信号発生
器、９５５は鋸歯状波発生器、９５９は鋸歯状波信号で
あり、その他の構成要素は図５と同じであり同じ符号を
付してある。制御装置９には、その他の電流検出機能等
も含まれているが、請求項４の発明に関係ないので説明
を省略する。インバータ２の出力電流を検出するＤＣＣ
Ｔ８より出力されるインバータ出力電流検出信号から共
振電流成分を取り出すのがＢＰＦ９１１であり、減算器
９１２でもとのインバータ出力電流検出信号からＢＰＦ
出力９１５を差し引いて、減算器出力９１６を整流器９
１３で整流する。ここまでは請求項１の発明にかかる実
施例の構成と同じである。

【００３９】一方、インバータ素子をオン／オフする信
号は、鋸歯状波信号９５９と制御信号９６０との大小を
比較器９５６で比較し、この比較器９５６の出力を分配
器９５７で振り分け、インバータＵ相オン／オフ信号２
１１、インバータＸ相オン／オフ信号２１２、インバー
タＶ相オン／オフ信号２１３、インバータＹ相オン／オ
フ信号２１４を得る。発振器９５１は、鋸歯状波発生器
９５５とトリガ信号発生器９５４とへクロック信号を供
給しており、トリガ信号発生器９５４から出力されるト
リガ信号９５０は鋸歯状波発生器９５５の出力のピーク
直前に同期している。以上の説明以外にも、インバータ
素子のオン／オフ信号の発生方法があるが、インバータ
素子のオン期間のオフ直前でトリガ信号９５０が出力さ
れればよい。このトリガ信号９５０によって、整流器出
力９１７をサンプルホールド回路９１４でサンプリング
したサンプルホールド回路出力９１９を、負荷電流検出
信号とする。

【００４０】図８は、図７のうちの負荷電流演算部９
１、オン／オフ信号発生部９５の動作波形を示す図であ
る。図８は、インバータがパルス幅変調動作でパルス幅
を絞ったときの動作である。２１１はインバータＵ相オ
ン／オフ信号、２１２はインバータＸ相オン／オフ信
号、２１３はインバータＶ相オン／オフ信号、２１４は
インバータＹ相オン／オフ信号である。それぞれ、Ｈレ
ベルで素子オン、Ｌレベルで素子オフである。信号２１
１と２１４は等しく、信号２１２と２１３も等しい。

【００４１】信号２１１〜２１４のインバータ素子オン
／オフ信号のタイミングは、鋸歯状波発生器９５５から
出力される鋸歯状波信号９５９と制御信号９６０の大小
関係から決まる。制御信号９６０は、制御装置９内の別
の機能から出力され、電圧値を増減することでインバー
タ素子のオン期間を決定し、電流を制御している。この
実施例では、制御信号９６０が０近くになるとインバー
タ素子のオン期間が長くなり、制御信号９６０が鋸歯状
波信号９５９のピーク値近くになるとインバータ素子の
オン期間が短くなる。

【００４２】また、鋸歯状波信号９５９に同期して、鋸
歯状波信号９５９のピーク直前のタイミングでトリガ信
号９５０が発生される。このタイミングは、インバータ
素子オン期間のオフ直前のタイミングとなり、制御信号
９６０が増減しても必ずインバータ素子のオン期間に位
置する。一方、２５はインバータ出力電流の波形、９１
５はインバータ出力電流検出信号から共振電流成分のみ
を取り出した信号の波形（ＢＰＦ９１１出力）、９１６
はインバータ出力電流検出信号から共振電流成分を差し
引いた信号の波形（減算器９１２出力）、９１７はこの
減算器出力９１６を整流した波形である。整流器出力９
１７は断続しているので、これをインバータ素子オン期
間のオフ直前のタイミングで発生するトリガ信号９５０
によって、サンプルホールド回路９１４にてサンプリン
グする。ここで整流器出力９１７の波形は、共振電流成
分が除去しきれなかった場合を想定している。しかしな
がら、共振電流は一般的に回路抵抗分で減衰するため、
インバータ素子がオンした直後は大きく、次第に減少す
るので、インバータ素子のオフ直前では小さくなる。従
って、この請求項４の発明にかかる実施例の構成では、
インバータ素子オン期間のオフ直前のタイミングでサン
プリングするため、共振電流成分が除去しきれなかった
場合でも影響は小さく、サンプルホールド回路９１４の
出力９１９が負荷電流相当の波形になる。

【００４３】

【発明の効果】前述のように、請求項１または２の発明
によれば、電流検出器をインバータ出力側またはインバ
ータ入力側のいずれか１ヶ所のみに設けるだけで、イン
バータ過電流保護、トランス偏磁抑制制御および負荷電
流制御の３つの目的の全てに適合した電流検出が可能な
安価な電流検出方法を提供することができる。また、電
流検出点がインバータから遠くならないので耐ノイズ性
能の低下をまねくことがなく、電流検出に大きな時定数
のフィルタを追加する必要がないので制御が遅くなるこ
ともない。

【００４４】また、請求項３または４の発明によれば、
上記の請求項１または２の発明による効果に加えて、負
荷電流の制御をインバータの１パルスＰＷＭ（パルス幅
変調）制御で行っている電力変換装置においても、電流
検出器をインバータ出力側またはインバータ入力側のい
ずれか１ヶ所のみに設けるだけで、インバータ過電流保
護、トランス偏磁抑制制御および負荷電流制御の３つの
目的の全てに適合した電流検出が可能な安価な電流検出
方法を提供することができる。

【００４５】また、請求項４の発明によれば、負荷電流
の制御をインバータの１パルスＰＷＭ（パルス幅変調）
制御で行っている電力変換装置において、トランスの漏
れインダクタンス、直流側の静電容量による共振電流周
波数にばらつき、およびバンドパスフィルタの構成部品
の製作誤差や温度特性による中心周波数のばらつきによ
り、共振電流の周波数とバンドパスフィルタの中心周波
数とがずれることにより共振電流成分を除去しきれなか
った場合でもその影響を小さく抑えることが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１の発明にかかる実施例を示す回路ブロ
ック図

【図２】図１の動作波形を示す図

【図３】請求項２の発明にかかる実施例を示す回路ブロ
ック図

【図４】図３の動作波形を示す図

【図５】請求項３の発明にかかる実施例を示す回路ブロ
ック図

【図６】図５の動作波形を示す図

【図７】請求項４の発明にかかる実施例を示す回路ブロ
ック図

【図８】図７の動作波形を示す図

【図９】インバータとトランスと整流器とで構成される
電力変換装置の回路ブロック図

【図１０】図９の等価回路ブロック図

【図１１】図１０の動作波形を示す図

【図１２】図１０でインバータを１パルスＰＷＭ（パル
ス幅変調）制御した場合の動作波形を示す図

【図１３】図１０でＤＣＣＴをインバータ出力の交流回
路に設ける方法を示す図

【図１４】図１０でＤＣＣＴをインバータ入力の直流回
路に設ける方法を示す図

【図１５】図１０でＤＣＣＴを負荷に設ける方法を示す
図

【図１６】バンドパスフィルタのゲイン、位相特性を示
す図

【符号の説明】

１…直流電源、２…インバータ、３…トランス、４…整
流器、５…リアクトル、６…負荷、７…コンデンサ、８
…ＤＣＣＴ、９…制御装置、２５…インバータ出力電
流、２６…インバータ入力電流、３１…トランス漏れイ
ンダクタンス、３２…トランス抵抗分、２１１…Ｕ相オ
ン／オフ信号、２１２…Ｘ相オン／オフ信号、２１３…
Ｖ相オン／オフ信号、２１４…Ｙ相オン／オフ信号、９
１…負荷電流演算部、９２…トランス偏磁抑制制御検出
部、９３…過電流検出部、９５…オン／オフ信号発生
部、９１１…バンドパスフィルタ、９１２…減算器、９
１３…整流器、９１４…サンプルホールド回路、９１５
…バンドパスフィルタ出力、９１６…減算器出力、９１
７…整流器出力、９１９…サンプルホールド回路出力、
９２１…ローパスフィルタ、９３１…フィルタ、９５０
…トリガ信号、９５１…発振器、９５２，９５４…トリ
ガ信号発生器、９５３…三角波発生器、９５５…鋸歯状
波発生器、９５６…比較器、９５７…分配器、９５８…
三角波信号、９５９…鋸歯状波信号、９６０…制御信
号。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】インバータと、該インバータの交流出力を
   絶縁あるいは電圧変換するトランスと、該トランスの出
   力を直流に変換する整流器とからなる電力変換装置にお
   ける電流検出方法において、前記インバータの出力電流
   を検出する電流検出器と、この電流検出器より出力され
   るインバータ出力電流検出信号から前記トランスの漏れ
   インダクタンスと出力直流回路の静電容量との間での共
   振電流に対応する共振電流成分を取り出す回路とを具備
   し、前記インバータ出力電流検出信号から前記共振電流
   成分を差し引くことにより共振電流成分を除いたインバ
   ータ出力電流検出信号を得ることを特徴とした電力変換
   装置における電流検出方法。
2. 【請求項２】インバータと、該インバータの交流出力を
   絶縁あるいは電圧変換するトランスと、該トランスの出
   力を直流に変換する整流器とからなる電力変換装置にお
   ける電流検出方法において、前記インバータの入力電流
   を検出する電流検出器と、この電流検出器より出力され
   るインバータ入力電流検出信号から前記トランスの漏れ
   インダクタンスと出力直流回路の静電容量との間での共
   振電流に対応する共振電流成分を取り出す回路とを具備
   し、前記インバータ入力電流検出信号から前記共振電流
   成分を差し引くことにより共振電流成分を除いたインバ
   ータ入力電流検出信号を得ることを特徴とした電力変換
   装置における電流検出方法。
3. 【請求項３】請求項１または２の電流検出方法におい
   て、前記共振電流成分を除いたインバータ出力電流検出
   信号またはインバータ入力電流検出信号を、前記インバ
   ータの出力の交流半周期ごとに、前記インバータの構成
   素子のオン期間の中央でサンプルホールドすることを特
   徴とした電力変換装置における電流検出方法。
4. 【請求項４】請求項１または２の電流検出方法におい
   て、前記共振電流成分を除いたインバータ出力電流検出
   信号またはインバータ入力電流検出信号を、前記インバ
   ータの出力の交流半周期ごとに、前記インバータの構成
   素子のオン期間のオフ直前でサンプルホールドすること
   を特徴とした電力変換装置における電流検出方法。