JP4591198B2 - 直流−直流変換装置の偏磁検出器 - Google Patents

Description

この発明は、絶縁形直流−直流変換装置、特に変圧器の偏磁状態を検出する偏磁検出器に関する。

図５に、この種の従来回路として例えば特許文献１に開示された例を示す。１は直流電源、２〜５は半導体スイッチ素子、６は変圧器、７〜１０はダイオード、１１はリアクトル、１２は負荷である。
図５において、例えば素子２と５をオンすると変圧器６に正の電圧が、また、素子３と４をオンすると負の電圧がそれぞれ印加される。変圧器６によりこれを変圧，絶縁した後ダイオード７〜１０により整流し、リアクトル１１で平滑することで負荷１２に直流電圧を供給する。負荷１２に印加する電圧は、パルス幅（ＰＷＭ）制御回路１５により、素子２〜５をオンする時比率を変えることで制御可能である。変圧器６に正の電圧を印加する期間と、負の電圧を印加する期間との間には素子２〜５を全てオフする全オフ期間を設ける。全オフ期間中はリアクトル１１の作用によりダイオード７〜１０が全てオンし、変圧器６の印加電圧は０Ｖになる。

上記回路の目的の１つに、大きな変圧比の直流電圧変換がある。例えば１２Ｖのバッテリから２０倍の２４０Ｖで、１２００Ｗの電力を得ようとして、チョッパと呼ばれる非絶縁方式の直流−直流変換回路を用いると、その構成部品は２４０Ｖの電圧と、１２００Ｗ／１２Ｖ＝１００Ａの電流の両方に耐える必要があり、部品が大形化して実用的でない。図５の回路では変圧器の一次側の回路は１２Ｖの電圧と１００Ａの電流に、二次側の回路は２４０Ｖの電圧と１２００Ｗ／２４０Ｖ＝５Ａの電流に耐えればよいので、部品の大形化を避けることができる。なお、変圧器に印加する電圧の周波数は、変圧器の小形化，騒音防止のため数十ｋＨｚ以上とするのが一般的である。

ここで、素子２〜５の特性の違いやオン・オフ信号の伝達時間のバラツキなどにより、変圧器６には意図しない直流電圧成分が印加されることがある。変圧器６に直流電圧成分が印加されると偏磁を起こし、はなはだしい場合には磁気飽和に至る。磁気飽和が発生すると負荷に正常に電力を伝達できないばかりか、変圧器６が短絡にほぼ等しい状態になるので過電流が発生し、素子２〜５を損傷する原因となる。
そこで、電流検出器１３によって変圧器一次電流を検出し、その直流成分をローパスフィルタ等からなる直流分検出器１４により抽出し、これをパルス幅制御回路１５に入力して直流成分が減少するよう制御することで、偏磁を抑制するようにしている。

図５の例では、電流検出器１３として数十ｋＨｚ，１００Ａ以上の高周波大電流の通電が可能であると同時に、直流成分も検出できる必要があるが、このような検出器は一般的ではなく、入手困難かつ高価である。そのため、例えば特許文献２のように変圧器に直列にコンデンサを挿入し、直流成分を除去する方法が提案されている。
特開平０９−１６８２７８号公報 特開平１１−０９８８３５号公報

しかし、上記特許文献２によれば、変圧器に直列に挿入されるコンデンサに大きな電流が流れるため、大型のコンデンサを必要とし、価格や大きさの点で不利になるという問題がある。
したがって、この発明の課題は、入手困難で高価な電流検出器や大型で高価なコンデンサを用いることなく、小型で低コストの部品により変圧器偏磁を検出できるようにすることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、順方向の電流の導通，遮断を制御可能で、かつ逆方向の電流に対しては常に導通状態となる複数の半導体スイッチより構成されるインバータの出力側には変圧器の一次側を接続し、前記変圧器の二次側には複数のダイオードからなる整流回路の入力を接続し、この整流回路の出力には平滑リアクトルと負荷との直列回路を接続してなり、前記インバータは前記変圧器に正の電圧を印加する動作と負の電圧を印加する動作とを、前記半導体スイッチの全てを順方向電流に対して遮断状態とする全オフ期間を挟んで交互に繰り返す直流−直流変換装置において、
前記全オフ期間における変圧器の二次電流を検出し、その電流検出値に基づき変圧器の偏磁状態を検出する偏磁検出手段を設けたことを特徴とする。

上記請求項１の発明においては、前記偏磁検出手段を、前記変圧器の二次電流を検出する電流検出手段と、変圧器に正電圧を印加してから前記オフ期間に入った後の所定タイミングと、変圧器に負電圧を印加してから前記オフ期間に入った後の所定タイミングとで、それぞれ前記電流検出手段の出力をサンプリングして保持するサンプルホールド手段とから構成することができ（請求項２の発明）、または、前記偏磁検出手段を、前記変圧器の二次電流を検出する電流検出手段と、過電流値を設定する過電流設定手段と、前記電流検出手段の出力と前記過電流値とを比較する比較手段と、この比較手段の判定結果を前記全オフ期間のみ有効とする選択手段とから構成することができ（請求項３の発明）、もしくは、前記偏磁検出手段を、前記変圧器の二次電流を検出する電流検出手段と、変圧器に正または負の電圧を印加する期間と前記全オフ期間とで過電流値を切り替えて設定可能な過電流設定手段と、前記電流検出手段の出力と前記過電流値とを比較する比較手段とから構成することができる（請求項４の発明）。

この発明によれば、電流検出手段を変圧器一次側に置く場合に比べ、二次側は電流が小さいため、小型で安価なものにすることができる。また、励磁電流そのものの値を半サイクル以内の遅れで捉えることができ、応答の速い偏磁抑制制御が可能となる。

図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図、図２は図１の動作を説明する各部波形図である。なお、図２の（ａ）は素子２，５のオンオフ波形、同（ｂ）は素子３，４のオンオフ波形、同（ｃ）は変圧器の一次電圧波形、同（ｄ）は変圧器の一次電流波形、同（ｅ）は変圧器の二次電流波形、同（ｆ）はリアクトル電流をそれぞれ示す。
図１からも明らかなように、図５に示すものに対しサンプルホールド回路（Ｓ＆Ｈ）１０１，１０２および加算器１０３を付加し、電流検出器１３を変圧器二次側に設けた点が特徴である。その他は図５と同様なので、以下ではその相違点を主に説明する。

例えば素子２と５は図５と同様に、素子２と５とがオン、素子３と４とがオンを交互に繰り返す。変圧器６に電圧が印加されることにより励磁電流が増加する。素子２〜５が全てオフの期間に、リアクトル１１にはその平滑作用により電流が流れる。この電流は変圧器６を介さずに流れ、ダイオード７と８の直列回路およびダイオード９と１０の直列回路に分流する。

このとき、変圧器６の励磁電流は一次側または二次側で流れ続けようとするが、一次側を流れると直流電源１の電圧が電流を減少させる方向にかかるのに対し、二次側はダイオード７〜１０が全て導通していてほぼ短絡状態にあるので、励磁電流は二次側を流れる。したがって、このときの二次電流は全て励磁電流である。例えば、全オフ期間に入るときに一次側で励磁電流が正極性であったとすると、二次側では負極性になるので６→１３→９→７→６および６→１３→１０→８→６の経路で流れる。ここでダイオード７および１０は励磁電流に対して逆方向であるが、リアクトル１１の電流の約１／２が順方向に流れており、こちらの値の方が大きいため導通状態となる。

上記励磁電流は偏磁が発生していないときには正負均等の波形なので、正電圧印加から全オフ期間に入ったときの変圧器６の二次電流と、負電圧印加から全オフ期間に入ったときの変圧器６の二次電流とは、絶対値が同じで極性が逆になる。従って、サンプルホールド回路１０１が正電圧印加後の二次電流、サンプルホールド回路１０２が負電圧印加後の二次電流をそれぞれサンプルホールドするものとすると、加算器１０３から得られる各出力の和は０となる。

これに対し、偏磁が発生すると電流値が不均等となる。例えば、励磁電流が一次側で正に偏ると、サンプルホールド回路１０１と１０２の各出力の和は負の値となるので、このことから偏磁の発生を検出することができる。正負電圧の印加タイミングおよび全オフのタイミングは、パルス幅制御回路１５によりサンプル信号を１０１，１０２に与えることにより制御可能である。そして、パルス幅制御回路１５により、加算器１０３の出力値（絶対値）が小さくなるよう素子２，５のオン時間、素子３，４のオン時間を調整することで、偏磁を抑制することができる。なお、マイコン等により半サイクル毎に全オフ期間の電流値を取り込み、これを前回値と加算する等の方法によっても同様の制御が可能なのは言うまでもない。

図３にこの発明の第２の実施の形態を示す。２０１は基準電圧発生器、２０２は絶対値回路、２０３はコンパレータ、２０４はマスク回路である。
電流検出器１３により電圧信号に変換された変圧器６の二次電流値を絶対値回路２０２により絶対値化し、２０１による基準値とコンパレータ２０３にて比較し、二次電流が基準値を上回るときに過電流信号を出力する。全オフ期間以外には、二次電流は負荷電流に等しく励磁電流値を判定することができないため、判定結果を回路２０４によりマスクし、次段に伝達されないようにする。パルス幅制御回路１５は過電流時には装置を停止するか、パルス幅を絞って電流を減らす等の制御を行なう。

図４にこの発明の第３の実施の形態を示す。３０１は値の切替可能な基準電圧発生器、３０２は絶対値回路、３０３はコンパレータである。
これは、負荷電流の過電流検出と、励磁電流の過電流検出とを兼ねたものである。上述のように、正または負電圧の印加時には二次電流は負荷電流に等しいので、３０１を励磁電流に対応する過電流値に設定する。一方、全オフ期間以外には二次電流は負荷電流に等しいので、３０１を負荷電流に対応する過電流値に設定する。過電流に対するパルス幅制御回路１５の動作は、図３の場合と同様である。
つまり、負荷の過電流に対する保護回路は殆どの場合、偏磁の有無に関わりなく設ける必要があるので、励磁電流の過電流に対する保護をこれと兼用することにより、最低限の部品で変圧器の飽和による不具合を防止できるようにするものである。

この発明の第１の実施の形態を示す構成図 図１の動作を説明する各部波形図 この発明の第２の実施の形態を示す構成図 この発明の第３の実施の形態を示す構成図 従来例を示す構成図

符号の説明

１…直流電源、２〜５…半導体スイッチ素子、６…変圧器、７〜１０…ダイオード、１１…リアクトル、１２…負荷、…直流電源、１５…パルス幅（ＰＷＭ）制御回路、１０１，１０２…サンプルホールド回路（Ｓ＆Ｈ）、１０３…加算器、２０１，３０１…基準電圧発生器、２０２，３０２…絶対値回路、２０３，３０３…コンパレータ（ＣＭＰ）、２０４…マスク回路。

Claims (4)

1. 順方向の電流の導通，遮断を制御可能で、かつ逆方向の電流に対しては常に導通状態となる複数の半導体スイッチより構成されるインバータの出力側には変圧器の一次側を接続し、前記変圧器の二次側には複数のダイオードからなる整流回路の入力を接続し、この整流回路の出力には平滑リアクトルと負荷との直列回路を接続してなり、前記インバータは前記変圧器に正の電圧を印加する動作と負の電圧を印加する動作とを、前記半導体スイッチの全てを順方向電流に対して遮断状態とする全オフ期間を挟んで交互に繰り返す直流−直流変換装置において、
   前記全オフ期間における変圧器の二次電流を検出し、その電流検出値に基づき変圧器の偏磁状態を検出する偏磁検出手段を設けたことを特徴とする直流−直流変換装置の偏磁検出器。
2. 前記偏磁検出手段は、前記変圧器の二次電流を検出する電流検出手段と、変圧器に正電圧を印加してから前記オフ期間に入った後の所定タイミングと、変圧器に負電圧を印加してから前記オフ期間に入った後の所定タイミングとで、それぞれ前記電流検出手段の出力をサンプリングして保持するサンプルホールド手段とからなることを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換装置の偏磁検出器。
3. 前記偏磁検出手段は、前記変圧器の二次電流を検出する電流検出手段と、過電流値を設定する過電流設定手段と、前記電流検出手段の出力と前記過電流値とを比較する比較手段と、この比較手段の判定結果を前記全オフ期間のみ有効とする選択手段とからなることを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換装置の偏磁検出器。
4. 前記偏磁検出手段は、前記変圧器の二次電流を検出する電流検出手段と、変圧器に正または負の電圧を印加する期間と前記全オフ期間とで過電流値を切り替えて設定可能な過電流設定手段と、前記電流検出手段の出力と前記過電流値とを比較する比較手段とからなることを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換装置の偏磁検出器。
   
   

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