JP5351944B2

JP5351944B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5351944B2
Application number: JP2011198635A
Authority: JP
Inventors: 崇鷲見; 啓之榊原; 裕二林
Original assignee: Denso Corp; Nippon Soken Inc
Current assignee: Denso Corp; Soken Inc
Priority date: 2011-09-12
Filing date: 2011-09-12
Publication date: 2013-11-27
Anticipated expiration: 2031-09-12
Also published as: JP2013062916A; DE102012108456A1; US8929100B2; US20130063983A1

Description

本発明は、変圧器を備えた電力変換装置に関する。

従来、変圧器を備えた電力変換装置として、例えば特許文献１に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータがある。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスと、インバータ回路と、整流平滑回路と、制御回路とを備えている。トランスは、１次コイルと、２次コイルとを備えている。トランスは、１次コイルに印加された交流電圧を降圧して２次コイルから出力する。インバータ回路は、ハイサイドスイッチと、ローサイドスイッチとを備えている。インバータ回路は、１次コイルと主バッテリの間に接続され、主バッテリの直流電圧を交流電圧に変換して１次コイルに印加する。整流平滑回路は、トランスの２次コイルに接続され、２次コイルから出力される降圧された交流電圧を整流するとともに平滑化し、直流電圧に変換する。そして、変換した直流電圧を補機バッテリに供給し、補機バッテリを充電する。制御回路は、整流平滑回路の出力電圧に基づいてパルス電圧を決定するとともに、決定したパルス電圧が時間に対して正負交互に１次コイルに印加されるように、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチをスイッチングする。

特許第３６１５００４号公報

ところで、インバータ回路において構成部品の特性にばらつきがあった場合、１次コイルに流れる電流に、正又は負の直流成分が含まれるようになる。そのため、トランスの磁束が正側又は負側に偏る偏磁が発生してしまう。例えば、１次コイルに流れる電流に正の直流成分が含まれるようになると、正の電流の振幅が直流成分だけ増加する。一方、負の電流の振幅は直流成分だけ減少する。しかし、制御回路が、整流平滑回路の出力電圧と１次コイルに流れる電流に基づいてパルス電圧を決定する構成であれば、振幅が増加した正の電流に基づいて正のパルス電圧を決定し、正の電流を制御するとともに、振幅が減少した負の電流に基づいて負のパルス電圧を決定し、負の電流を制御することで、最終的に直流成分を抑えることができる。

デジタル制御の場合、処理時間の関係から、１回前のパルス電圧を印加したときに１次コイルに流れる電流に基づいてパルス電圧を決定することが一般的であった。この場合、正の直流成分が発生すると、振幅が減少した負の電流に基づいて正のパルス電圧を決定し、正の電流を制御するとともに、振幅が増加した正の電流に基づいて負のパルス電圧を決定し、負の電流を制御することになる。そのため、直流成分が徐々に増大し、正の直流成分が増加してしまうという問題があった。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、構成部品の特性のばらつきに伴って発生する変圧器の偏磁を抑えることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

そこで、本発明者らは、この課題を解決すべく鋭意研究し試行錯誤を重ねた結果、第２変換回路の出力と偶数回前のパルス電圧を印加したときに１次巻線に流れる電流に基づいてパルス電圧を決定することで、構成部品の特性のばらつきに伴って発生する変圧器の偏磁を抑えられることを見出し、本発明を完成するに至った。

すなわち、請求項１に記載の電力変換装置は、１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、１次巻線と電源の間に接続され、電源の電圧を交流電圧に変換して１次巻線に印加する第１変換回路と、２次巻線に接続され、２次巻線の交流電圧を変換して出力する第２変換回路と、第２変換回路の出力と１次巻線に流れる電流に基づいて１次巻線に印加するパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が時間に対して正負交互に１次巻線に印加されるように第１変換回路を制御する制御回路と、を備えた電力変換装置において、制御回路は、第２変換回路の出力と、偶数回前のパルス電圧を印加したときに１次巻線に流れる電流に基づいてパルス電圧を決定することを特徴とする。

この構成によれば、１次巻線に流れる正の電流に基づいて正のパルス電圧を決定し、正の電流を制御するとともに、負の電流に基づいて負のパルス電圧を決定し、負の電流を制御することができる。そのため、第１変換回路における構成部品の特性のばらつきに伴って発生する変圧器の偏磁を抑えることができる。

請求項２に記載の電力変換装置は、制御回路は、第２変換回路の出力と電圧指令の比較結果に基づいて電流指令を決定するとともに、１次巻線に流れる電流と電流指令の比較結果に基づいてパルス電圧を決定することを特徴とする。この構成によれば、第２変換回路の出力と１次巻線に流れる電流に基づいて確実にパルス電圧を決定することができる。

請求項３に記載の電力変換装置は、制御回路は、１次巻線に印加するパルス電圧のパルス幅を決定することを特徴とする。この構成によれば、第２変換回路の出力と１次巻線に流れる電流に応じた電圧を１次巻線に確実に印加することができる。

請求項４に記載の電力変換装置は、制御回路は、第１変換回路に流れる電流に基づいて１次巻線に流れる電流を求めることを特徴とする。この構成によれば、１次巻線に流れる電流は、第１変換回路から供給される。そのため、１次巻線に流れる電流を確実に求めることができる。

請求項５に記載の電力変換装置は、車両に搭載されることを特徴とする。この構成によれば、車両に搭載される電力変換装置において、構成部品の特性のばらつきに伴って発生する変圧器の偏磁を抑えることができる。

本実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、１次巻線に流れる電流に直流成分を含むようになった場合の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置のトランスの磁束の波形図である。

次に実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。本実施形態では、本発明に係る電力変換装置を、車両に搭載され、バッテリの電圧を絶縁して降圧し電子装置に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ装置に適用した例を示す。

次に、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置について説明する。まず、図１を参照して本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成について説明する。ここで、図１は、本実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の回路図である。なお、トランスの１次巻線、２次巻線に付された・印は、巻線の巻始めを示す。また、トランスの１次巻線に付された矢印は、印加される電圧の極性を示す。

図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置１（電力変換装置）は、バッテリＢ１（電源）の出力する直流電圧を絶縁して降圧し、車両に搭載された電子装置Ｓ１に供給するフルブリッジ式コンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、トランス１０（変圧器）と、入力側回路１１（第１変換回路）と、出力側回路１２（第２変換回路）と、制御回路１３とを備えている。

トランス１０は、１次側に入力される交流電圧を降圧して２次側から出力する素子である。トランス１０は、１次巻線１００と、２次巻線１０１、１０２とを備えている。２次巻線１０１、１０２の巻数は、１次巻線１００の巻数より少ない巻数に設定されている。１次巻線１００の一端と他端は、入力側回路１１に接続されている。２次巻線１０１、１０２は、直列接続されており、出力側回路１２の入力に接続されている。２次巻線１０１の巻始め側である一端と、２次巻線１０２の巻終り側である一端は、出力側回路１２にそれぞれ接続されている。

入力側回路１１は、１次巻線１００とバッテリＢ１の間に接続され、バッテリＢ１の出力する直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線１００に印加する回路である。入力側回路１１は、ＦＥＴ１１０〜１１３を備えている。ＦＥＴ１１０〜１１３は、スイッチングすることで、バッテリＢ１の直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線１００に印加するスイッチング素子である。ＦＥＴ１１０、１１１及びＦＥＴ１１２、１１３は、それぞれ直列接続されている。具体的には、ＦＥＴ１１０、１１２のソースがＦＥＴ１１１、１１３のドレインにそれぞれ接続されている。直列接続されたＦＥＴ１１０、１１１及びＦＥＴ１１２、１１３は、バッテリＢ１に並列接続されている。具体的には、ＦＥＴ１１０、１１２のドレインがバッテリＢ１の正極端に、ＦＥＴ１１１、１１３のソースがバッテリＢ１の負極端にそれぞれ接続されている。

出力側回路１２は、２次巻線１０１、１０２に接続され、２次巻線１０１、１０２の出力する交流電圧を整流するとともに平滑化し、直流電圧に変換して出力する回路である。出力側回路１２は、ダイオード１２０、１２１と、コイル１２２と、コンデンサ１２３とを備えている。

ダイオード１２０のアノードは、２次巻線１０１の巻始め側である一端に接続されている。また、カソードは、コイル１２２に接続され、コイル１２２を介して電子装置Ｓ１の正極端に接続されている。

ダイオード１２１のアノードは、２次巻線１０２の巻終り側である一端に接続されている。また、カソードは、コイル１２２に接続され、コイル１２２を介して電子装置Ｓ１の正極端に接続されている。

コンデンサ１２３の一端は、電子装置Ｓ１の正極端に接続されるコイル１２２の他端に接続されている。また、他端は、電子装置Ｓ１の負極端に接続される２次巻線１０１、１０２の接続点に接続されている。

制御回路１３は、出力側回路１２の出力電圧が電圧指令と一致するように、入力側回路１１を制御する回路である。具体的には、出力側回路１２の出力電圧と１次巻線１００に流れる電流に基づいてパルス幅を決定し、決定したパルス幅のパルス電圧が時間に対して正負交互に１次巻線１００に印加されるようにＦＥＴ１１０〜１１３のスイッチングを制御する。より具体的には、出力側回路１２の出力電圧と、２回前のパルス電圧を印加したときに１次巻線１００に流れる電流に基づいてパルス幅を決定する。制御回路１３は、電圧指令部１３０と、電圧検出部１３１と、誤差増幅部１３２と、電流検出部１３３と、制御部１３４とを備えている。

電圧指令部１３０は、電圧指令を出力するブロックである。電圧指令部１３０は、誤差増幅部１３２に接続されている。

電圧検出部１３１は、出力側回路１２の出力電圧を検出し出力するブロックである。電圧検出部１３１は、出力側回路１２の出力端に接続されている。また、誤差増幅部１３２に接続されている。

誤差増幅部１３２は、電圧検出部１３１の出力と電圧指令部１３０の出力に基づいて電流指令を決定し出力するブロックである。具体的には、電圧検出部１３１の出力と電圧指令部１３０の出力の偏差を比例積分し電流指令として出力する。誤差増幅部１３２は、電圧指令部１３０と電圧検出部１３１にそれぞれ接続されている。また、制御部１３４に接続されている。

電流検出部１３３は、トランス１０の１次巻線１００に流れる電流を検出し出力するブロックである。具体的には、入力側回路１１の入力電流に基づいて１次巻線１００に流れる電流を検出し出力する。電流検出部１３３は、電流センサを介して入力側回路１１の入力端に接続されている。また、制御部１３４に接続されている。

制御部１３４は、電流検出部１３３の出力と誤差増幅部１３２の出力の偏差を増幅してパルス幅を決定し、ＦＥＴ１１０〜１１３のスイッチングを制御するブロックである。具体的には、２回前のパルス電圧を印加したときの電流検出部１３３の出力と誤差増幅部１３２の出力の偏差を増幅してパルス幅を決定する。制御部１３４は、誤差増幅部１３２と電流検出部１３３に接続されている。また、ＦＥＴ１１０〜１１３のゲートにそれぞれ接続されている。

次に、図１〜図４を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作について説明する。ここで、図２は、図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図３は、図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、１次巻線に流れる電流に直流成分を含むようになった場合の動作を説明するためのタイミングチャートである。図４は、図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ装置のトランスの磁束の波形図である。

図２に示すように、制御部１３４は、周期Ｔ０、デューティ比５０％の基準パルス信号に同期してＦＥＴ１１０をスイッチングするとともに、ＦＥＴ１１１をＦＥＴ１１０と相補的にスイッチングする。また、基準パルスの周期Ｔ０の１／２倍の制御周期毎に、１回前のパルス電圧印加中における出力側回路１２の出力電圧と、２回前のパルス電圧印加中における１次巻線１００に流れる電流に基づいてパルス幅を決定する。そして、決定したパルス幅だけ基準パルス信号の位相をずらし、位相のずれた基準パルス信号に同期してＦＥＴ１１２をスイッチングするとともに、ＦＥＴ１１３をＦＥＴ１１２と相補的にスイッチングする。

例えば、時刻ｔ７においてパルス幅Ｗ３を決定する場合、１回前のパルス電圧印加中の時刻ｔ５における出力側回路１２の出力電圧と、２回前のパルス電圧印加中の時刻ｔ２における１次巻線１００に流れる電流に基づいてパルス幅Ｗ３を決定する。具体的には、誤差増幅部１３２が、時刻ｔ５における電圧検出部１３１の出力Ｖ２と電圧指令部１３０の出力の偏差を比例積分し電流指令として出力する。そして、制御部１３４が、時刻ｔ２における電流検出部１３３の出力Ｉ１と誤差増幅部１３２の出力の誤差を増幅し、時刻ｔ７においてパルス幅Ｗ３を決定する。

また、時刻ｔ１０においてパルス幅Ｗ４を決定する場合、１回前のパルス電圧印加中の時刻ｔ８における出力側回路１２の出力電圧と、２回前のパルス電圧印加中の時刻ｔ５おける１次巻線１００に流れる電流に基づいてパルス幅Ｗ３を決定する。具体的には、誤差増幅部１３２が、時刻ｔ８における電圧検出部１３１の出力Ｖ３と電圧指令部１３０の出力の偏差を比例積分し電流指令として出力する。そして、制御部１３４が、時刻ｔ５における電流検出部１３３の出力Ｉ２と誤差増幅部１３２の出力の誤差を増幅し、時刻ｔ１０においてパルス幅Ｗ４を決定する。

これにより、時刻ｔ１〜ｔ３においてＦＥＴ１１０、１１３がともにオンし、１次巻線１００にパルス幅Ｗ１の正のパルス電圧が印加され、正の電流が流れる。時刻ｔ４〜ｔ６においてＦＥＴ１１１、１１２がともにオンし、パルス幅Ｗ２の負のパルス電圧が印加され、負の電流が流れる。時刻ｔ７〜ｔ９においてＦＥＴ１１０、１１３がともにオンし、パルス幅Ｗ３の正のパルス電圧が印加され、正の電流が流れる。時刻ｔ１０〜ｔ１２においてＦＥＴ１１１、１１２がともにオンし、パルス幅Ｗ４の負のパルス電圧が印加され、負の電流が流れる。

以降、同様にして１次巻線１００に正負交互にパルス電圧が印加される。

図１において１次巻線１００に交流電圧が印加されると、２次巻線１０１、１０２から降圧された交流電圧が出力される。出力側回路１２は、２次巻線１０１、１０２の出力する交流電圧を整流するとともに平滑化し、電子装置Ｓ１に供給する。

ところで、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ装置１において、ＦＥＴ１１０〜１１３の特性にばらつきがあった場合、１次巻線１００に流れる電流に正又は負の直流成分が含まれるようになる。そのため、トランス１０の磁束が正側又は負側に偏る偏磁が発生してしまう。例えば、１次巻線１００に流れる電流に正の直流成分が含まれるようになると、正の電流の振幅が直流成分だけ増加する。一方、負の電流の振幅は直流成分だけ減少する。しかし、振幅が増加した正の電流に基づいて正のパルス電圧を決定し、正の電流を制御するとともに、振幅が減少した負の電流に基づいて負のパルス電圧を決定し、負の電流を制御することで、最終的に直流成分を抑えることができる。

デジタル制御の場合、処理時間の関係から、１回前のパルス電圧を印加したときに１次巻線に流れる電流に基づいてパルス電圧を決定することが一般的であった。この場合、正の直流成分が発生すると、振幅が減少した負の電流に基づいて正のパルス電圧を決定し、正の電流を制御するとともに、振幅が増加した正の電流に基づいて負のパルス電圧を決定し、負の電流を制御することになる。そのため、直流成分が徐々に増大し、正の直流成分が増加してしまう。

しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置１は、前述したように、２回前のパルス電圧を印加したときに１次巻線１００に流れる電流に基づいてパルス電圧を決定する。つまり、振幅が増加した正の電流に基づいて正のパルス電圧を決定し、正の電流を制御するとともに、振幅が減少した負の電流に基づいて負のパルス電圧を決定し、負の電流を制御することができる。

例えば、図３に示すように、１次巻線１００に流れる電流に正の直流成分Ｉ０が含まれるようになった場合において、時刻ｔ１９においてパルス幅Ｗ７を決定する場合、１回前のパルス電圧印加中の時刻ｔ１７における出力側回路１２の出力電圧と、２回前のパルス電圧印加中の時刻ｔ１４における１次巻線１００に流れる電流に基づいてパルス幅Ｗ７を決定する。具体的には、誤差増幅部１３２が、時刻ｔ１７における電圧検出部１３１の出力Ｖ６と電圧指令部１３０の出力の偏差を比例積分し電流指令として出力する。そして、制御部１３４が、時刻ｔ１４における電流検出部１３３の出力（Ｉ５＋Ｉ０）と誤差増幅部１３２の出力の誤差を増幅し、時刻ｔ１９においてパルス幅Ｗ７を決定する。つまり、振幅が増加した正の電流（Ｉ５＋Ｉ０）に基づいて正のパルス電圧のパルス幅Ｗ７を決定する。

また、時刻ｔ２２においてパルス幅Ｗ８を決定する場合、１回前のパルス電圧印加中の時刻ｔ２０における出力側回路１２の出力電圧と、２回前のパルス電圧印加中の時刻ｔ１７おける１次巻線１００に流れる電流に基づいてパルス幅Ｗ８を決定する。具体的には、誤差増幅部１３２が、時刻ｔ２０における電圧検出部１３１の出力Ｖ７と電圧指令部１３０の出力の偏差を比例積分し電流指令として出力する。そして、制御部１３４が、時刻ｔ１７における電流検出部１３３の出力（Ｉ６−Ｉ０）と誤差増幅部１３２の出力の誤差を増幅し、時刻ｔ１０においてパルス幅Ｗ８を決定する。つまり、振幅が減少した負の電流（Ｉ６−Ｉ０）に基づいて負のパルス電圧のパルス幅Ｗ４を決定する。

従って、最終的に正の直流成分を抑えることができる。負の直流成分が発生した場合も同様である。これにより、図４に示すように、ＦＥＴ１１０〜１１３の特性のばらつきに伴って発生するトランス１０の偏磁を抑えることができる。

次に、効果について説明する。

本実施形態によれば、１次巻線１００に流れる正の電流に基づいて正のパルス電圧を決定し、正の電流を制御するとともに、負の電流に基づいて負のパルス電圧を決定し、負の電流を制御することができる。そのため、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータ装置１において、ＦＥＴ１１０〜１１３の特性にばらつきに伴って発生するトランス１０の偏磁を抑えることができる。

また、本実施形態によれば、制御回路１３は、出力側回路１２の出力電圧と電圧指令の比較結果に基づいて電流指令を決定するとともに、１次巻線１００に流れる電流と電流指令の比較結果に基づいてパルス電圧を決定する。そのため、出力側回路１２の出力電圧と１次巻線１００に流れる電流に基づいて確実にパルス電圧を決定することができる。

さらに、本実施形態によれば、制御回路１３は、１次巻線１００に印加するパルス電圧のパルス幅を決定する。そのため、出力側回路１２の出力電圧と１次巻線１００に流れる電流に応じた電圧を１次巻線１００に確実に印加することができる。

加えて、本実施形態によれば、制御回路１３は、入力側回路１１に流れる電流に基づいて１次巻線１００に流れる電流を求める。１次巻線１００に流れる電流は、入力側回路１１から供給される。そのため、１次巻線１００に流れる電流を確実に求めることができる。

なお、本実施形態では、２回前のパルス電圧を印加したときに１次巻線に流れる電流に基づいてパルス幅を決定する例を挙げているが、これに限られるものではない。偶数回前のパルス電圧を印加したときに１次巻線に流れる電流に基づいてパルス幅を決定するようにすればよい。より以前の電流に基づいてパルス幅を決定すると、遅延が発生して、電流変化に対する応答性が低下する可能性がある。しかし、低ゲインの電流フィードバックを設けることで、応答性の低下の抑えることができる。

また、本実施形態では、出力側回路が、２次巻線の出力する交流電圧を直流電圧に変換する例を挙げているが、これに限られるものではない。出力側回路は、２次巻線の出力する交流電圧を、電圧の異なる交流電圧に変換する回路であってもよい。また、周波数の異なる交流電圧に変換する回路であってもよい。

また、本実施形態では、出力側回路の出力電圧と電圧指令の偏差を比例積分して電流指令を決定するとともに、１次巻線に流れる電流と電流指令の偏差を増幅してパルス幅を決定する例を挙げているが、これに限られるものではない。偏差を比例積分してもよいし、さらに微分してもよい。

また、本実施形態では、１次巻線１００に印加するパルス電圧のパルス幅を決定し、決定したパルス電圧が印加されるように入力側回路１１を制御する例を挙げているが、これに限られるものではない。パルス電圧の振幅を決定し、決定したパルス電圧が印加されるように入力側回路を制御してもよい。また、所定パルス幅及び振幅のパルス電圧の時間に対する密度を決定し、決定したパルス電圧が印加されるように入力側回路を制御してもよい。

また、本実施形態では、直流電圧を交流電圧に変換して１次巻線１００に印加する例を挙げているが、これに限られるものではない。交流電圧を形態の異なる交流電圧、例えば電圧や周波数の異なる交流電圧に変換して１次巻線に印加するようにしてもよい。

さらに、本実施形態では、電子装置Ｓ１に所定の電圧で電力を供給する例を挙げているが、これに限られるものではない。２次電池に所定の電圧で電力を供給し、２次電池を充電するようにしてもよい。

加えて、本実施形態では、出力側回路１２の出力電圧に基づいて入力側回路１１を制御する例を挙げているが、これに限られるものではない。誘導加熱装置のように、出力側回路の出力に伴って変化する温度に基づいて入力側回路を制御するようにしてもよい。

１・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ装置（電力変換装置）、１０・・・トランス（変圧器）、１００・・・１次巻線、１０１、１０２・・・２次巻線、１１・・・入力側回路（第１変換回路）、１１０〜１１３・・・ＦＥＴ、１２・・・出力側回路（第２変換回路）、１２０、１２１・・・ダイオード、１２２・・・コイル、１２３・・・コンデンサ、１３・・・制御回路、１３０・・・電圧指令部、１３１・・・電圧検出部、１３２・・・誤差増幅部、１３３・・・電流検出部、１３４・・・制御部、Ｂ１・・・バッテリ（電源）、Ｓ１・・・電子装置

Claims

１次巻線と２次巻線とを有する変圧器と、
前記１次巻線と電源の間に接続され、前記電源の電圧を交流電圧に変換して前記１次巻線に印加する第１変換回路と、
前記２次巻線に接続され、前記２次巻線の交流電圧を変換して出力する第２変換回路と、
前記第２変換回路の出力と前記１次巻線に流れる電流に基づいて前記１次巻線に印加するパルス電圧を決定し、決定したパルス電圧が時間に対して正負交互に前記１次巻線に印加されるように前記第１変換回路を制御する制御回路と、
を備えた電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第２変換回路の出力と、偶数回前のパルス電圧を印加したときに前記１次巻線に流れる電流に基づいてパルス電圧を決定することを特徴とする電力変換装置。
前記制御回路は、前記第２変換回路の出力と出力に対する指令の比較結果に基づいて電流指令を決定するとともに、前記１次巻線に流れる電流と電流指令の比較結果に基づいてパルス電圧を決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、前記１次巻線に印加するパルス電圧のパルス幅を決定することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、前記第１変換回路に流れる電流に基づいて前記１次巻線に流れる電流を求めることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
車両に搭載されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。