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Querverweis auf verwandte Anmeldungen
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Diese Anmeldung basiert auf und inkludiert hierin durch Bezugnahme die
japanische Patentanmeldung Nr. 2011-198635 , eingereicht am 12. September 2011.
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Hintergrund der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Leistungsumwandlungsvorrichtung bzw. Leistungskonversionsvorrichtung, welche einen Wandler, wie zum Beispiel einen Gleichstrom-zu-Gleichstrom-Wandler bzw. einen DC-DC Konverter, enthält, welcher eine Eingangs-DC-Spannung in einen unterschiedlichen Wert der DC-Spannung umwandelt.
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Hintergrundtechnologie
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Ein elektrischer Leistungskonverter, welcher als DC-DC Konverter arbeitet, wird beispielsweise in dem
japanischen Patent mit der Nr. 3615004 beschrieben, welches nachstehend als Dokument D1 bezeichnet wird. Der Leistungskonverter des Dokuments D1, wie zum Beispiel in
2 davon gezeigt, enthält einen Wandler mit Primär- und Sekundärwicklungen, einen Konverterschaltkreis, welcher eine DC-Versorgungsspannung von einer Hauptbatterie aufnimmt, einen Gleichrichtungs- und Glättungsschaltkreis, und einen Steuerschaltkreis. Die Ausgangs DC-Spannung von der Vorrichtung wird zugeführt, um eine sekundäre Batterie zu laden. Der Konverterschaltkreis enthält High-Side bzw. oberspannungsseitige und Low-Side bzw. unterspannungsseitige Schaltelemente, die durch Signale von dem Steuerschaltkreis gesteuert werden, um Spannungspulse mit einer abwechselnden Polarität als eine AC- bzw. Wechsel-Eingangsspannung an die Primärwicklung des Wandlers anzulegen. Damit wird von der Sekundärwicklung des Wandlers eine abwärtsgewandelte AC-Spannung auf Grund eines AC-Stromflusses in der Primärwicklung erzeugt, und diese wird durch den Gleichrichtungs- und Glättungsschaltkreis in die Ausgangs DC-Spannung konvertiert. Der Steuerschaltkreis steuert die Spannungspulse, die an die Primärwicklung in Übereinstimmung mit der Ausgangs DC-Spannung angelegt werden (z. B. durch Einstellen der Pulsbreite).
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Ein Problem, welches mit einem solchen Typ eines Schaltkreises auftritt, ist dasjenige, das der AC-Strom, der in die Primärwicklung des Wandlers fließt, eine DC-Komponente enthalten kann, welche auf den AC-Strom überlagert ist, falls es Abweichungen zwischen den Arbeitscharakteristiken von bestimmten Schaltkreiselementen in dem Eingangsschaltkreis, wie zum Beispiel Halbleiter-Schaltvorrichtungen, auf Grund von Herstellungsungenauigkeiten gibt. In dem magnetischen Fluss des Wandlers wird damit ein DC-Flussbias bzw. eine Einseitigkeit des DC-Flusses erzeugt. Falls der Strom beispielsweise eine DC-Komponente mit einer positiven Polarität enthält, dann wird jeder Strompuls mit einer positiven Polarität um eine Amplitude des Wertes der DC-Komponente erhöht, während in gleicher Weise jeder Strompuls mit einer negativen Polarität um eine Amplitude in der gleichen Höhe verringert wird.
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Es wäre möglich, eine solche DC-Komponente durch das Anwenden einer geeigneten Negativ-Feedback-Stromsteuerung zu unterdrücken. Das heißt, dass beispielsweise in dem Fall des Auftretens einer DC-Komponente mit einer positiven Polarität jeder Spannungspuls mit einer positiven Polarität basierend auf einen vorausgehen erfassten Wert eines Stroms mit einer positiven Polarität bestimmt werden könnte und jeder Spannungspuls mit einer negativen Polarität entsprechend basierend auf einem vorausgehend erfassten Wert eines Stromflusses mit einer negativen Polarität bestimmt werden könnte. Der Effekt der DC-Komponente im Erzeugen eines DC-Flussbias könnte dadurch graduell unterdrückt werden.
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Wenn allerdings eine digitale Steuerung angewandt wird, tritt das folgende Problem in dem Stand der Technik auf. Im Allgemeinen wird jeder Spannungspuls, der an die Primärwicklung angelegt wird, basierend auf einem Wert des Stromflusses in der Primärwicklung bestimmt, welche während des unmittelbar vorausgehenden Spannungspulses erfasst wurde. In diesem Fall, wieder unter der Annahme einer DC-Komponente mit einer positiven Polarität, wird jeder Spannungspuls mit einer positiven Polarität basierend auf einem vorausgehenden Strompuls mit einer negativen Polarität gesteuert werden, und jeder Spannungspuls mit einer negativen Polarität wird basierend auf einem vorausgehenden Strompuls mit einer positiven Polarität gesteuert werden. Die DC-Komponente des Primärwicklungsstroms (und daher der DC-Flussbias) wird eher erhöht als verringert werden, wenn in einem solchen Zustand eine Feedbacksteuerung durchgeführt wird.
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Kurzfassung der Erfindung
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Daher ist es Ziel, das vorstehende Problem zu lösen, indem eine Leistungskonvertervorrichtung vorgesehen wird, die einen Wandler beinhaltet, wobei, wenn in dem Wandler auf Grund der Effekte der Herstellungsungenauigkeiten von Schaltkreiselementen in der Vorrichtung ein DC-Bias des magnetischen Flusses auftritt, der Flussbias unterdrückt wird.
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Bei einem ersten Aspekt sieht die Offenbarung eine Leistungskonvertervorrichtung vor, welche einen Umwandlungsbetrieb einer elektrischen Leistung ausführt, die von einer DC-Leistungsquelle zugeführt wird, und welche die resultierende konvertierte elektrische Leistung einer Last zuführt. Die Vorrichtung enthält einen ersten Konversionsschaltkreis, welcher zum Konvertieren einer Ausgangs DC-Spannung der DC-Leistungsquelle in eine AC-Spannung (Serie von Spannungspulsen mit einer wechselnden Polarität) gesteuert wird, welche an eine Primärwicklung des Wandlers angelegt wird. Die Vorrichtung enthält ferner einen Steuerschaltkreis, welcher einen erfassten Wert des Stromflusses in der Primärwicklung während jedem der Spannungspulse erhält und ebenso die fortlaufenden Werte, die den Level der konvertierten elektrischen Leistung angeben, die von der Vorrichtung zugeführt wird, erhält. Der Steuerschaltkreis steuert die Spannungspulse (z. B. stellt die Breite oder Amplitude von jedem Puls ein) basierend auf den erfassten Werten des Stroms und dem angegebenen Level der konvertierten elektrischen Leistung. Genauer gesagt werden die Spannungspulse derart steuert, so dass diese den angegebenen Level der konvertierten elektrischen Leistung bei einem Steuerwert bzw. Befehlswert der Leistung beibehalten. Der Steuerwert der Leistung kann als ein Steuerwert der Ausgangsspannung ausgedrückt werden, welche an die Last angelegt wird.
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Die Vorrichtung ist dadurch charakterisiert, dass jeder Spannungspuls basierend auf einem Wert des Stromflusses in der Primärwicklung gesteuert wird, welcher bei einer geradzahligen Mehrzahl von vorhergehenden Spannungspulsen erfasst wurde.
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Im Ergebnis kann die Feedbacksteuerung des Spannungspulses die DC-Komponente unterdrücken, wenn eine DC-Komponente in dem Strom auftritt, welcher in die Primärwicklung des Wandlers fließt. Beispielsweise, in dem Fall einer DC-Komponenten mit einer positiven Polarität wird jeder Spannungspuls mit einer positiven Polarität basierend auf einem Level eines Primärwicklungsstroms gesteuert, welcher während eines vorausgehenden Spannungspulses mit einer positiven Polarität geflossen ist, während in ähnlicher Weise jeder Spannungspuls mit einer negativen Polarität basierend auf einem Level eines Primärwicklungsstroms während eines vorausgehenden Spannungspulses mit einer negativen Polarität gesteuert wird. Ein DC-Flussbias in dem Wandler kann dadurch unterdrückt werden.
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Um eine solche Feedbacksteuerung zu bewirken, ist der Steuerschaltkreis vorzugsweise derart konfiguriert, dass dieser ein angegebenes Level der konvertierten elektrischen Leistung (z. B. ausgedrückt als eine erfasster Wert der Ausgangsspannung, die der Last zugeführt wird) mit einem Steuerwert vergleicht, der ein erforderliches Level der konvertierten elektrischen Leistung (z. B., einen Steuerwert der Ausgangsspannung, die der Last zugeführt wird) angibt, um einen Steuerwert des Strom basierend auf einem Ergebnis des Vergleichs zu erhalten, und zum Steuern der Spannungspulse basierend auf den Ergebnissen des Vergleichens der erfassten Werte des Stromflusses in der Primärwicklung mit dem Steuerwert des Stroms.
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Bei einem anderen Aspekt werden die Werte des Stromflusses in der Primärwicklung vorzugsweise als die jeweiligen Werte des Stromflusses zwischen der Leistungsquelle und dem ersten Konversionsschaltkreis erfasst.
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Die Leistungskonvertervorrichtung kann einen DC-zu-DC-Konverter bilden, der einen zweiten Konversionsschaltkreis inkludiert, welcher zwischen der Sekundärwicklung und der Last verbunden ist. Der zweite Konversionsschaltkreis konvertiert eine AC-Spannung, die durch die Sekundärwicklung erzeugt wird, in eine Ausgangs DC-Spannung, welcher der Last zugeführt wird.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Es zeigt:
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1 ein Schaltkreisdiagramm einer Ausführungsform einer Leistungskonvertervorrichtung;
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2 ein Timingdiagramm zum Beschreiben des Betriebs der Ausführungsform, wenn ein Strom, der in einer Primärwicklung eines Wandlers fließt, keine DC-Komponente enthält;
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3 ein Timingdiagramm zum Beschreiben des Betriebs der Ausführungsform, wenn der Strom, der in der Primärwicklung fließt, eine positive DC-Komponente enthält;
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4 ein Wellenformdiagramm, das eine Unterdrückung eines magnetischen Flusses des Wandlers der Ausführungsform darstellt.
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Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
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1 zeigt eine Ausführungsform einer Leistungskonversionsvorrichtung, welche ein DC-zu-DC Konverter zur Installation in einem motorisierten Fahrzeug ist und durch das Bezugszeichen 1 bezeichnet wird. Die Ausführungsform sieht eine Hochspannungs-DC-Versorgung vor, die von der Fahrzeugbatterie durch das Verwenden eines Wandlers und einer Gleichrichtung isoliert ist, um die Batteriespannung in einer abwärtsgewandelte DC-Spannung zu konvertieren.
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In 1 gibt jeder Punkt bei den Wicklungen eines Wandlers 10 den Start einer entsprechenden Wicklung des Wandlers an. Die Pfeilsymbole bei der Primärwicklung geben die Polaritäten der Spannungspulse an, die an diese Wicklung angelegt werden.
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Der DC-zu-DC Konverter 1 ist ein Vollbrücken-Konverter, welcher die Spannung einer Batterie B1, die als eine DC-Leistungsquelle dient, in eine Ausgangs DC-Spannung konvertiert, die einer elektronischen Einrichtung S1 zugeführt wird, welche in dem Fahrzeug installiert ist, während die elektronische Einrichtung S1 von der Batterie B1 isoliert ist. Wie gezeigt, enthält der DC-zu-DC Konverter 1 einen eingangsseitigen Schaltkreis 11, einen Wandler 10 mit einer Primärwicklung 100 und einem Paar von Sekundärwicklungen 101, 102, einen ausgangsseitigen Schaltkreis 12 und Steuerschaltkreis 13.
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Der Wandler 10 führt eine Abwärtswandlung einer AC-Spannung durch, die an dessen Primärwicklung 100 angelegt wird, und erzeugt eine abwärtsgewandelte AC-Spannung der Sekundärwicklungen 101, 102. Jede der Sekundärwicklungen 101, 102 weist eine kleinere Anzahl von Windungen als die Primärwicklung 100 auf.
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Der eingangsseitige Schaltkreis 11 ist zwischen dem ausgangsseitigen Schaltkreis 12 und der Batterie B1 verbunden, und dient zum Konvertieren der DC-Spannung der Batterie B1 in eine AC-Spannung (Spannungspulse mit abwechselnder Polarität), die an die Primärwicklung 100 angelegt wird. Bei dem eingangseitigen Schaltkreis 11 arbeiten vier FETs (Feldeffekttransistoren) 110 bis 113 als jeweilige Schaltvorrichtungen zum Konvertieren der DC-Spannung der Batterie B1 in die AC-Spannung, die an die Primärwicklung 100 angelegt wird. Die FETs 110 und 111 sind in Serie geschaltet, so wie die FETs 112, 113. Genauer gesagt sind die Source-Anschlüsse der FETs 110, 112 jeweils mit den Drain-Anschlüssen der FETs 111, 113 verbunden, und die zwei in Serie verbundenen Paare von FETs 110, 111 und 112, 113 sind parallel mit der Batterie B1 verbunden. Die Drain-Anschlüsse der FETs 110, 112 sind jeweils mit dem Anschluss mit der positiven Polarität der Batterie B1 verbunden und die Source-Anschlüsse der FET1 111, 113 sind jeweils mit dem Anschluss mit der negativen Polarität der Batterie B1 verbunden.
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Der ausgangseitige Schaltkreis 12 ist ein Gleichrichtungs- und Glättungsschaltkreis, welcher die Ausgangs AC-Spannung von dem Wandler 10 in die Ausgangs DC-Spannung konvertiert. Der ausgangsseitige Schaltkreis 12 enthält Dioden 120, 121, eine Spule 122 und einen Kondensator 123. Die Anoden der Dioden 120, 121 sind jeweils mit dem startenden Ende der Sekundärwicklung 101 und dem finalen Ende der Sekundärwicklung 102 verbunden, während die Katoden der Dioden 120, 121 gemeinsam über die Spule 122 mit dem Anschluss mit der positiven Polarität der elektronischen Einrichtung S1 verbunden sind.
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Ein Anschluss des Kondensators 123 ist mit dem Ende der Spule 122 verbunden, welche mit dem Anschluss mit der positiven Polarität der elektronischen Einrichtung S1 verbunden ist. Der andere Anschluss des Kondensators 123 ist mit der Verbindung der Sekundärwicklungen 101, 102 und mit dem Anschluss mit der negativen Polarität der elektronischen Einrichtung S1 verbunden.
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Der Steuerschaltkreis 13 steuert den Eingangsseitigen Schaltkreis 11 derart, so dass dieser bei einem Steuerwert die Ausgangs DC-Spannung von dem ausgangsseitigen Schaltkreis 12 erhält. Genauer gesagt, bestimmt der Schaltkreis 13 die jeweiligen Pulsbreiten der Spannungspulse mit der abwechselnden positiven Polarität und negativen Polarität, die an die Primärwicklung 100 angelegt werden, indem die Schalttimings der FETs 110 bis 113 gesteuert werden. Der Steuerschaltkreis 13 bestimmt damit die Werte des Stromflusses in der Primärwicklung 100.
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Die Breite von jedem Spannungspuls wird basierend auf dem Wert des Ausgangs DC-Spannung, die von dem ausgangsseitigem Schaltkreis 12 erzeugt wird, und basierend auf einem Wert des Stroms, welcher in der Primärwicklung 100 während eines Spannungspulses, welcher zwei Spannungspulszeitdauern vorher aufgetreten ist, geflossen ist, bestimmt. Der Steuerschaltkreis 13 enthält fünf Schaltkreisblöcke, die jeweils als eine Spannungsbefehlssektion 130, eine Spannungserfassungssektion 131, eine Fehlerverstärkersektion 132, eine Stromerfassungssektion 133, und eine Steuersektion 134 bezeichnet werden.
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Die Spannungsbefehlssektion 130 erzeugt ein Spannungsbefehlssignal, das einen Steuerwert einer Ausgangs DC-Spannung von dem ausgangsseitigen Schaltkreis 12 ausdrückt. Das Spannungsbefehlssignal wird in die Fehlerverstärkersektion 132 zusammen mit einem Spannungserfassungssignal eingegeben, welches von der Spannungserfassungssektion 133 erzeugt wird, und welches den Wert der Ausgangs DC-Spannung ausdrückt, die von dem ausgangsseitigem Schalkreis 12 erzeugt wird.
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Die Fehlerverstärkersektion 132 erhält den Unterschied zwischen jedem erfassten Wert der Ausgangs DC-Spannung und dem Steuerwert der Spannung, verstärkt den Betrag des Unterschieds (d. h., die Feedback-Fehlergröße), und leitet einen Steuerwert des Stroms basierend auf dem verstärkten Unterschiedsbetrag ab. Der Steuerwert des Stroms wird durch ein Strombefehlssignal ausgedrückt, welches der Steuersektion 134 von der Fehlerverstärkersektion 132 zugeführt wird. Genauer gesagt, erzeugt die Fehlerverstärkersektion 132 das Strombefehlssignal basierend auf einer proportionalen Integration der fortlaufenden Beträge des Unterschieds zwischen den Spannungswerten, die durch die Spannungserfassungssektion 131 erfasst werden, und dem Steuerspannungswert.
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Die Stromerfassungssektion 133 empfängt von einem Stromsensor 14 ein Abtastsignal zum Erzeugen eines Stromerfassungssignals, das der Steuersektion 134 zugeführt wird. Das Stromerfassungssignal drückt den Level des Eingangsstroms aus, welcher dem eingangsseitigem Schaltkreis von der Batterie B1 zugeführt wird, d. h., welcher über die FETs 110 und 113 oder über die FETs 111 und 112 zu der Primärwicklung 100 übertragen wird. Basierend auf diesem Stromerfassungssignal erhält die Steuersektion 134 die erfassten Stromwerte, die den jeweiligen Zeitpunkten entsprechen, wie nachstehend beschrieben.
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Die Steuersektion 134 legt an die jeweiligen Gates der FETs 110 bis 113 Steuersignale an. Die Steuersektion 134 steuert damit die Spannungspulse mit der wechselnden Polarität, welche an die Primärwicklung 100 angelegt werden, indem das Schalten der FETs 110 bis 113 basierend auf den Unterschieden zwischen den erfassten Stromwerten und dem Steuerwert des Strom gesteuert wird. Genauer gesagt, bestimmt die Steuersektion 134 vor dem Beginn von jedem Spannungspuls die Breite, die für diesen Spannungspuls festgelegt werden soll, basierend auf dem Unterschied zwischen dem Steuerwert des Stroms bei dem Zeitpunkt bzw. der Zeit (dieser Spannungswert wurde während des vorausgehenden Spannungspulses geupdatet) und dem Wert des Stromflusses in der Primärwicklung, welcher zwei Spannungspulse vorher erfasst wurde.
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Der Betrieb des DC-zu-DC Konverters 1 wird genauer in Bezug auf die Timingdiagramme der 2 und 3 beschrieben werden. 2 stellt den Betrieb dar, wenn der Strom, der in der Primärwicklung 100 fließt, keine DC-Komponente enthält, während des Timingdiagramms der 3 den Fall darstellt, bei dem der Strom eine DC-Komponente mit einer positiven Polarität enthält.
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Wie in 2 gezeigt, führt die Steuersektion 134 ein An-/Ausschalten der FETs 110, 111 synchron mit einem Referenztimingsignal mit einem Einschaltverhältnis von 50% und einer Periode t0 bzw. Zeitdauer t0 durch (wobei jede halbe Periode Tr/2 als eine Steuerperiode bezeichnet wird). Die An-Zustands-(Leit-Zustands-)Intervalle der FETs 110, 111 werden gemeinsam in der Phase invertiert, die in den fortlaufenden Steuerperioden auftreten. Das Schalten der FETs 112, 113 wird in ähnlicher Weise synchron mit einem zweiten Timingsignal durchgeführt, das durch eine Phasenverschiebung des Referenztimingsignals um einen variablen Betrag erhalten wird. Der Betrag der Phasenverschiebung bestimmt die relativen Phasenbreiten der Spannungspulse mit der positiven Polarität und der Spannungspulse mit der negativen Polarität, die an die Primärwicklung 100 angelegt werden. Wie durch die Pfeilsymbole in 1 angegeben, ist eine Richtung des Stromflusses durch die Primärwicklung 100 als die Richtung mit der positiven Polarität und die entgegengesetzte Richtung als die Richtung mit der negativen Polarität bezeichnet.
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Während des Intervalls t1 bis t3 werden die FETs 110 und 113 jeweils in den An-Zustand eingestellt, d. h., ein Spannungspuls mit einer positiven Polarität mit einer Pulsbreite W1 wird angelegt, welcher einen Stromfluss in der Primärwicklung mit einer positiven Polarität verursacht. Während des Intervalls t4 bis t6 werden die FETs 111 und 112 jeweils in den An-Zustand eingestellt, so dass ein Spannungspuls mit einer negativen Polarität mit einer Pulsbreite W2 angelegt wird, welcher einen Stromfluss in der Primärwicklung 100 mit einer negativen Polarität verursacht. In ähnlicher Weise verursacht während des Intervalls die t7 bis t9 ein Spannungspuls mit einer positiven Polarität mit einer Pulsbreite W3 einen Stromfluss mit einer positiven Polarität, und während des Intervalls t10 bis t12 verursacht ein Spannungspuls mit einer negativen Polarität mit einer Pulsbreite W4 einen Stromfluss mit einer negativen Polarität in der Primärwicklung 100.
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Dadurch werden Spannungspulse mit einer abwechselnden Polarität an die Primärwicklung 100 als eine AC-Spannung angelegt. Eine abwärtsgewandelte AC-Spannung wird von den Sekundärwicklungen 101, 102 abgegeben, welche in dem ausgangsseitigen Schaltkreis 12 gleichgerichtet und geglättet wird und der elektronischen Einrichtung S1 als die Ausgangs DC-Spannung zugeführt wird.
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Bei dem Beispiel von 2 werden die erfassten Stromwerte (I1, I2, I3, I4, ...) durch die Stromerfassungssektion 133 bei jeweiligen Zeitpunkten (t2, t5, t8, t11, ...) während der Spannungspulse mit den jeweiligen Pulsbreiten W1, W2, W3, W4 abgeleitet. Jeder dieser Zeitpunkte ist derart vorbestimmt, dass dieser in Bezug auf den Start des entsprechenden Spannungspulses um einen Betrag verzögert ist, welcher ein fester Anteil der Pulsbreite ist. Auf diese Weise könnte beispielsweise das Intervall von t1 bis t2 als 1/3 des Intervalls von t1 bis t3 festgelegt werden.
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Die Pulsbreite von jedem Spannungspuls wird durch die Steuersektion 134 basierend auf dem Unterschied zwischen einem erfassten Stromwert, welcher zwei Spannungspulse vorher erfasst wurde, und dem Steuerwert des Stroms, welcher während des vorausgehenden Spannungspulses upgedated wurde (d. h., in Übereinstimmung mit einem Wert einer Ausgangs-DC-Spannung, welche durch die Spannungserfassungssektion 131 während des vorausgehenden Spannungspulses erfasst wurde), bestimmt. Beispielsweise wird die Pulsbreite W3 des Spannungspulses mit der positiven Polarität, welcher bei dem Zeitpunkt t7 beginnt, basierend auf einem Unterschied zwischen einem Wert des primären Wicklungsstroms (I1), welcher bei dem Zeitpunkt t2 erfasst wurde, und einem Steuerwert des Stroms, welcher in Übereinstimmung mit einem Spannungswert, der bei dem Zeitpunkt t5 erfasst wurde, upgedated wurde, bestimmt. Auf diese Weise wurde der erfasste Stromwert (I1) während eines Spannungspulses erfasst, welcher zwei Spannungspulse vorher aufgetreten ist.
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In ähnlicher Weise bestimmt die Steuersektion 134 bei dem Zeitpunkt t10 die Pulsbreite W4 eine Spannungspulses mit einer negativen Polarität basierend auf einem Wert eines primären Wicklungsstroms (I2), welcher bei dem Zeitpunkt t5 erfasst wurde, und einem Steuerwert des Stroms, welcher in Übereinstimmung mit einem Ausgangs-DC-Spannungswert, welcher bei dem Zeitpunkt t8 erfasst wird, upgedated wurde.
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Allerdings, falls es Abweichungen zwischen den Charakteristiken der FETs 110 bis 113 gibt, kann der AC-Strom, der in der Primärwicklung 100 fließt, eine DC-Komponente enthalten. Dadurch wird ein DC-Flussbias in der Primärwicklung 100 erzeugt.
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Dies wird durch das Timing-Diagramm der 3 dargestellt, welches ein Beispiel des Betriebs der Ausführungsform zeigt, wenn die AC-Spannung, die an die Primärwicklung 100 angelegt wird, eine DC-Komponente mit einer positiven Polarität enthält, welche als I0 bezeichnet ist. Hier wird die Pulsbreite W7 bei dem Zeitpunkt t19 basierend auf der Ausgangs-DC-Spannung von dem ausgangsseitigen Schaltkreis 12 bei dem Zeitpunkt t17 und ein Wert des Stromflusses in der Primärwicklung 100 bei dem Zeitpunkt t14 bestimmt. Auf diese Weise wird die Breite des Spannungspulses mit der positiven Polarität, der bei dem Zeitpunkt t19 beginnt, basierend auf einem Wert eines Stroms mit einer positiven Polarität (I5 + I0) bestimmt, welcher zwei Spannungspulse vorher erfasst wurde und welcher um einen Betrag erhöht wurde, der gleich der DC-Komponente mit der positiven Polarität ist.
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In ähnlicher Weise wird die Pulsbreite W8 bei dem Zeitpunkt t22 basierend auf der Ausgangs-DC-Spannung von dem ausgangsseitigen Schaltkreis 12 bei dem Zeitpunkt t20 und ein Wert des Stromflusses in der Primärwicklung 100 bei dem Zeitpunkt t17 bestimmt. Auf diese Weise wird die Breite des Spannungspulses mit der negativen Polarität, der bei dem Zeitpunkt t22 beginnt, basierend auf einem Wert des Stroms mit der negativen Polarität (I6 – I0), welcher zwei Spannungspulse vorher erfasst wurde und welcher um einen Betrag verringert wurde, der gleich der DC-Komponente mit der positiven Polarität ist, bestimmt.
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Dies wird fortgeführt, bis letztendlich die DC-Stromkomponente unterdrückt wird, und der DC-Flussbias in dem Wandler 10 dadurch unterdrückt wird.
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4 zeigt ein Beispiel der Schwankung des magnetischen Flusses des Wandlers 10, wenn es Abweichungen zwischen den Charakteristiken der FETs 110 bis 113 gibt und diese Abweichungen andernfalls einen DC-Flussbias erzeugen würden. 4 zeigt, wie der DC-Flussbias durch den Betrieb der Ausführungsform unterdrückt wird.
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Die durch die vorstehende Ausführungsform erhaltenen Effekte werden in dem Nachstehenden zusammengefasst.
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Zunächst wird bei der vorstehenden Ausführungsform die Breite von jedem Spannungspuls mit der positiven Polarität (welcher an die Primärwicklung 100 des Wandlers 10 angelegt wird) basierend auf einem vorhergehend erfassten Wert eines Stromflusses mit einer positiven Polarität in der Primärwicklung 100 bestimmt. In ähnlicher Weise wird die Breite von jedem Spannungspuls mit einer negativen Polarität basierend auf einem vorhergehend erfassten Stromfluss mit einer negativen Polarität in der Primärwicklung 100 bestimmt. Dies ermöglicht die Unterdrückung des DC-Flussbias in dem Wandler 10, welcher aus den Abweichungen zwischen den Charakteristiken der FETs 110 bis 113 resultieren könnte.
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Außerdem bestimmt bei der vorstehenden Ausführungsform der Steuerschaltkreis 13 einen Steuerwert des Stroms basierend auf einem Ergebnis des Vergleichens eines erfassten Werts der Ausgangs-DC-Spannung von dem ausgangsseitigen Schaltkreis 12 mit einem Steuerwert dieser Spannung, und bestimmt die Breite von jedem Spannungspuls basierend auf einem Ergebnis des Vergleichens eines erfassten Wertes des Stromflusses in der Primärwicklung 100 mit dem Steuerwert des Stroms. Daher werden die Breiten der Spannungspulse, die an die Primärwicklung 100 angelegt werden, zuverlässig basierend auf den erfassten Werten der Ausgangs-DC-Spannung und den erfassten Werten des Stromflusses in der Primärwicklung 100 bestimmt.
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Außerdem leitet bei der vorstehenden Ausführungsform der Steuerschaltkreis 13 Werte des Stromflusses in der Primärwicklung 100 basierend auf erfassten Werten des Stroms, welcher dem eingangsseitigen Schaltkreis 11 von der DC-Leistungsquelle (Batterie B1) zugeführt wird, d. h., dem Strom, welcher zu der Primärwicklung 100 durchläuft, ab. Daher können die Werte des Stromflusses in der Primärwicklung 100 zuverlässig erfasst werden.
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Bei der vorstehenden Ausführungsform wird die Breite von jedem Spannungspuls, der an die Primärwicklung 100 angelegt wird, basierend auf einem Wert des Stroms, der in der Primärwicklung 100 fließt, welcher bei einem Zeitpunkt erfasst wird, welcher zwei Spannungspulse vorher auftritt, bestimmt. Allerdings wird angemerkt, dass die Erfindung nicht auf dies beschränkt ist, und es wäre gleichermaßen möglich, einen Wert des Stroms zu nutzen, welcher bei einem Zeitpunkt erfasst wurde, welcher vier Spannungspulse vorher aufgetreten ist. Die essentielle Anforderung ist die, dass der Strom während einem Spannungspuls, welcher eine gerade Anzahl von Spannungspulsen vorher aufgetreten ist, erfasst wird. Falls die Anzahl größer als zwei gemacht wird, wird sich der Erfassungsdelay bzw. die Erfassungsverzögerung (d. h., die Verzögerung zwischen dem Zeitpunkt des Erfassens des Stroms und dem Zeitpunkt, bei dem der erfasste Wert angewandt wird, um die Spannungspulsbreite zu bestimmen) entsprechend erhöhen. Daher kann es eine niedrigere Geschwindigkeit der Steuerantwort in Bezug auf die Änderungen in dem Strom, welcher in der Primärwicklung 100 fließt, geben. Allerdings kann diese Verringerung der Steuerantwortgeschwindigkeit durch das Verringern der Verstärkung der Stromfeedbacksteuerung vermieden werden.
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Bei der vorstehenden Ausführungsform konvertiert der ausgangsseitige Schaltkreis 12 die AC-Spannung von der Sekundärwicklung eines Wandlers in eine DC-Spannung, welche einer Last zugeführt wird. Allerdings wäre es gleichermaßen möglich, die Erfindung auf eine Leistungskonvertervorrichtung anzuwenden, bei der ein Ausgangsschaltkreis die AC-Spannung, die an eine Primärwicklung eines Wandlers angelegt wird, in eine unterschiedliche Frequenz der AC-Spannung konvertiert.
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Außerdem wird bei der vorstehenden Ausführungsform eine Proportional-Integral-(PI)-Steuerung basierend auf den Unterschieden zwischen den erfassten Werten der Ausgangs-DC-Spannung und einem Steuerwert der Spannung angewandt, um einen Steuerwert des Stroms zu bestimmen, und die Steuerung der Spannungspulse, die an die Wandlerprimärwicklung angelegt werden, wird basierend auf den Unterschieden zwischen den erfassten Werten des Stromflusses in der Primärwicklung und dem Steuerwert des Stroms ausgeführt. Allerdings ist es nicht essentiell, die Proportional-Integral-Steuerung anzuwenden, und es wäre beispielsweise gleichermaßen möglich, eine Proportional-Integral-Differential-(PID)-Steuerung anzuwenden.
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Außerdem wird bei der vorstehenden Ausführungsform die Steuerung der Spannungspulse, die an die Primärwicklung 100 angelegt werden, durch die Steuereinheit 13 durch die Variation der Pulsbreite der Spannungspulse mit der festen Amplitude durchgeführt. Allerdings wäre es möglich, den gleichen Effekt durch eine Amplitudenvariation der Spannungspulse mit einer festen Breite oder durch eine Variation der Dichte auf der Zeitachse der Spannungspulse mit einer festen Breite und einer festen Amplitude zu erzielen.
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Außerdem wird bei der vorstehenden Ausführungsform die AC-Spannung, die an die Primärwicklung 100 angelegt wird, durch eine Konversion einer DC-Spannung von einer DC-Leistungsquelle erhalten. Allerdings wäre es für die AC-Spannung, die an die Primärwicklung des Wandlers angelegt wird, gleichermaßen möglich, durch die Konversion der Frequenz oder Amplitude einer unterschiedlichen AC-Spannung abgeleitet zu werden.
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Außerdem wird bei der vorstehenden Ausführungsform die vorbestimmte Ausgangs-DC-Spannung von der Leistungskonvertervorrichtung einer elektronischen Einrichtung zugeführt. Allerdings wäre die Erfindung beispielsweise auf eine Leistungskonvertervorrichtung anwendbar, welche Leistung mit einer vorbestimmten DC-Spannung zum Laden einer Sekundärbatterie zuführt.
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Außerdem wird bei der vorstehenden Ausführungsform der eingangsseitige Schaltkreis 11 basierend auf (in Verbindung mit den erfassten Werten des Stromflusses in der Primärwicklung 100) dem Wert der Ausgangs-DC-Spannung gesteuert, die von dem ausgangsseitigen Schaltkreis 12 einer elektrischen Last zugeführt wird. Unter der Annahme, dass die Last im Wesentlichen resistiv ist, ist der erfasst DC-Spannungswert indikativ für den Wert der konvertieren elektrischen Leistung, die der Last zugeführt wird, wobei in diesem Fall angenommen werden kann, dass der Steuerwert der Spannung einen Steuerwert der konvertierten elektrischen Ausgangsleistung bildet. Die Erfindung könnte gleichermaßen auf eine Leistungskonvertervorrichtung angewandt werden, bei welcher der AC-Spannungsausgang von der Sekundärwicklung des Wandlers direkt einer Last zugeführt wird, wobei nur eine DC-zu-AC-Leistungskonversion durchgeführt wird. Beispielsweise kann die Ausgangsleistung von der Vorrichtung einer Einrichtung zugeführt werden, welche Wärme erzeugt, wie z. B. eine Induktionsheizeinrichtung. Bei diesem Fall wäre es möglich, den eingangsseitigen Schaltkreis basierend auf den erfassten Werten der Temperatur zu steuern, sowie die erfassten Werte indikativ für den Level der konvertierten elektrischen Leistung sind, die von der Leistungskonvertervorrichtung zu der Last zugeführt werden. Ein Steuerwert der Temperatur könnte anstelle des Steuerwerts der DC-Spannung der vorstehenden Ausführungsform verwendet werden.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- JP 2011-198635 [0001]
- JP 3615004 [0003]
