JP3615004B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば直交変換用のインバータ装置などの電力変換装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
(電気自動車の駆動回路)
従来の電気自動車の空調用圧縮機用モータ(負荷)駆動回路を図15に示す回路図を参照して説明する。
主バッテリ1は、図示しない電圧変換系を通じて補機バッテリ3に給電している。X相の相スイッチ回路4a、Y相の相スイッチ回路4bおよびZ相の相スイッチ回路4cからなるDCーACインバータ4は空調用圧縮機駆動用の三相交流モータ5に給電している。X相の相スイッチ回路4aは、それぞれNチャンネルMOSFETからなるハイサイドスイッチ53、ローサイドスイッチ54を直列接続して構成されており、主バッテリ1から給電されている。両スイッチ53、54の接続点からなる相スイッチ回路4aの出力端は三相交流モータ5のX相入力端に接続されている。Y相の相スイッチ回路4bおよびZ相の相スイッチ回路4cはX相の相スイッチ回路4aと同じ回路構成を有し、それぞれ三相交流モータ5のY相入力端及びZ相入力端に駆動電圧を印加している。25、26は電流還流用のフライホィルダイオードであり、55、56はハイサイドスイッチ53のゲート電極の寄生容量であり、58、59はローサイドスイッチ54のゲート電極の寄生容量である。
【0003】
61は入力される制御信号電圧V1を少なくとも電流増幅してハイサイドスイッチ53のゲ−ト電極に印加するハイサイドのドライバ回路であり、62は入力される制御信号電圧V2を少なくとも電流増幅してローサイドスイッチ54のゲ−ト電極に印加するローサイドのドライバ回路である。63はドライバ回路61に電源電圧を印加するドライバ電源のハイサイドの電源部であり、64はドライバ回路62に電源電圧を印加するドライバ電源のローサイドの電源部である。これら両電源部63、64は、一般に定電圧電源などからなり、ケーブル(ハーネス)70を通じて補機バッテリ3から電力を給電されている。これらドライバ回路61、62及び電源部63、64と同一構成のドライバ回路及び電源部が、Y相の相スイッチ回路4bのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチ、並びに、Z相の相スイッチ回路4bのハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを駆動するために配設されているがそれらの図示は省略する。ドライバ回路61、62は制御信号電圧V1、V2の指令によりハイレベルのオン電圧又はローレベルのオフ電圧をハイサイドスイッチ53又はローサイドスイッチ54に出力して、それらを断続制御するのは周知の通りである。
【0004】
なお、図15では、ハイサイドのドライバ回路61に電源電圧を給電するハイサイドの電源部63と、ローサイドのドライバ回路62に電源電圧を給電するローサイドの電源部64とを別々に構成している。その理由は、ドライバ回路61、62の低位電源端の電位はMOSFET53、54の低位主電極Sに一致させるのが通常であり、その結果、両電源部63、64の低位電源電位が異なるため、これら両電源部63、64の共通化ができないからである。また、両電源部を共通化すると、この共通電源部に故障が生じた場合に、MOSFET53、54が両方とも導通して主バッテリ1が短絡可能性が生じるので、それを回避するというためでもある。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した補機バッテリ3、ケーブル70、ハイサイドの電源部63及びローサイドの電源部64からなるドライバ電源系の構成において、なんらかの故障原因により、ハイサイドのドライバ回路61又はローサイドのドライバ回路62の出力インピーダンスが極めて高くなってしまう場合がある。このように、ドライバ回路61、62の出力インピーダンスが高くなると、これらドライバ回路61、62により駆動されるMOSFETのゲ−ト電極電位が浮遊化してしまうので、これらゲ−ト電極電位が寄生容量55、58を通じてMOSFET53、54の高電位側主電極の電位急上昇の静電的な影響により上昇し、それによりこれらMOSFET53、54が誤導通するという問題がある。
【0006】
たとえば、MOSFET54がオフした状態においてドライバ回路62の出力インピーダンスが極めて高くなるトラブルが生じた場合、MOSFET53が導通し、接続点Cの電位が急上昇すると、接続点Cの急速な電位上昇が寄生容量58を通じてMOSFET54のゲ−ト電極電位を上昇させ、MOSFET54が誤導通し、主バッテリ1がMOSFET53、54により短絡されてしまう。
【0007】
逆に、MOSFET53がオフした状態においてドライバ回路61の出力インピーダンスが極めて高くなるトラブルが生じた場合、MOSFET54が導通し、接続点Cの電位が急下降すると、この電位下降が寄生容量55を通じてMOSFET53のゲ−ト電極電位を上昇させ、MOSFET53が誤導通し、主バッテリ1がMOSFET53、54により短絡されてしまう。
【0008】
更に、ドライバ回路61、62の出力インピーダンスが極めて高くなるトラブルが生じた場合、バッテリ1の電位が急上昇すると、その影響で上述のようにMOSFET53が誤導通して接続点Cの急速な電位上昇を招き、この接続点Cの急速な電位上昇が寄生容量58を通じてMOSFET54のゲ−ト電極電位を上昇させてMOSFET54を誤導通させ、これにより、主バッテリ1がMOSFET53、54により短絡されてしまう。すなわち、ドライバ回路61又は62の出力インピーダンスが増大する異常が生じると、遮断状態のMOSFET61又は62が誤導通して主バッテリ1の短絡が生じる可能性が生じてしまう。
【0009】
本出願人らは上記ドライバ回路61又は62の出力インピーダンスの増大原因として以下の場合があることを見出した。
詳しく説明すると、例えば、ケーブル70の断線乃至端子外れなどにより開放された場合、補機バッテリ3から電源部63、64を通じてのドライバ回路61、62への電源電圧の供給がなされず、かつ、ドライバ回路61側の高位電源線200及び低位電源線201とドライバ回路62側の高位電源線202は一般にフローティング状態となる。その結果、ドライバ回路61の出力インピーダンスは極めて高くなり、MOSFET53のゲ−ト電極電位は浮遊電位となる。また、ドライバ回路62側の低位電源線203は主バッテリ1の低位端に接地されているものの、ドライバ回路62の出力端と低位電源線203とを接続するドライバ回路62の出力段のトランジスタはドライバ回路62への電源電圧への給電が遮断されたことによりオフし、その結果、ドライバ回路62の出力インピーダンスは極めて高くなり、MOSFET54のゲ−ト電極電位も浮遊電位となる。すなわち、ケーブル70の開放により、ドライバ回路61、62の出力インピーダンスが増大し、MOSFET53、54のゲート電極電位が浮遊化してしまう。その結果、上述したように主バッテリ1の電位の急上昇によりMOSFET53、54が誤導通して主バッテリ1が短絡されてしまう可能性が生じる。
【0010】
このような問題は、ケーブル70の開放以外にも、例えば電源部63、64の高位出力端と高位電源線200、202との導通不良など、ドライバ回路61、62の出力インピーダンスの増大を招く電源部63、64からドライバ回路61、62への電源電圧供給不良を生じる種々の原因で発生する可能性がある。
本発明はこのような問題に鑑みなされたものであり、相スイッチ回路の電圧駆動型スイッチを駆動するドライバ回路への電源電圧供給を担当する電源部の不調にもかかわらず相スイッチ回路が短絡動作するのを防止する動作信頼性に優れた電力変換回路を提供することを、その目的としている。
【0011】
【課題を解決するための手段】
請求項1、2の構成によれば、相スイッチ回路を構成するハイサイドスイッチ、ローサイドスイッチはドライバ回路により駆動制御され、それらはハイサイド及びローサイドの電源部から給電される。ハイサイドの電源部及びローサイドの電源部の出力インピーダンスが何らかの原因により高インピーダンス化することによりハイサイドのドライバ回路又はローサイドのドライバ回路の出力インピーダンスが高インピーダンス化し、それにより電圧駆動型のハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチのゲ−ト電極電位が浮遊電位化して誤導通し、その結果、主電源がこれらハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチにより短絡されるという上述の問題を解決する為に、主電源からの給電されて両ドライバ回路の少なくとも一方に予備の電源電圧を給電する予備電源部が設けられる。
【0012】
この予備電源部は、上記ハイサイドの電源部又はローサイドの電源部が充分な電源電圧に達しない場合にだけ、これらドライバ回路に予備の電源電圧を給電する。その結果、ハイサイドの電源部又はローサイドの電源部から正規の電源電圧が給電されなくてもドライバ回路には予備の電源電圧が給電されるので、ドライバ回路の出力段のトランジスタが上記電源電圧不足により異常遮断されることがなく、その結果として、電圧駆動型のハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチのゲ−ト電極電位が主電源の高位端又は低位端の電位に固定されて電位が浮遊化することがなく、これにより主電源電圧の急上昇が生じてもハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチが誤導通して主電源が短絡されることがない。
【0013】
好適態様置によれば、ハイサイドの電源部及びローサイドの電源部は共通の電源から給電される。このようにすれば、主電源の短絡問題を防止し、かつ、ハイサイドの電源部及びローサイドの電源部への給電回路を簡素化することができる。
請求項1によれば更に、前記予備電源部は、カソード電極が前記ローサイドのドライバ回路の高位電源端に接続されるダイオードを有し、前記ローサイドの電源部が前記ローサイドのドライバ回路に出力する電源電圧は、前記ダイオードのアノード電極の電位から前記ダイオードの順方向電圧降下分を差し引いた値である前記予備電源部の出力電圧より高く設定されている。予備電源部はローサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみ、ローサイドのドライバ回路に予備の電源電圧を出力する。このようにすれば、ローサイドの電源部の出力不足を補償してそれによるローサイドスイッチの誤導通を防止することができる。
【0014】
請求項2によれば更に、前記予備電源部は、アノード電極が前記ハイサイドのドライバ回路の低位電源端に接続されるダイオードを有し、前記ハイサイドの電源部が前記ハイサイドのドライバ回路の前記低位電源端に出力する低位電源電圧は、前記ダイオードのカソード電極の電位に前記ダイオードの順方向電圧降下分を加算した値である前記予備電源部の出力電圧より低く設定されている。予備電源部はハイサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみ、ハイサイドのドライバ回路に予備の電源電圧を出力する。このようにすれば、ハイサイドの電源部の出力不足を補償してそれによるハイサイドスイッチの誤導通を防止することができる。
請求項3によれば、予備電源部は、ローサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみローサイドのドライバ回路に予備の電源電圧を出力し、ハイサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみハイサイハイサイドのドライバ回路に予備の電源電圧を出力する。このようにすれば、ハイサイドの電源部及びローサイドの電源部の出力不足を補償してそれによるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの誤導通を防止することができる。
【0015】
【発明の実施の形態】
本発明の好適な実施態様を以下の実施例を参照して説明する。
【0016】
【実施例1】
本発明の電力変換装置を電気自動車の駆動回路に適用した一実施例を図1〜図11を参照して説明する。なお、以下の各図において、共通の構成要素にはできるだけ同一符号を付して理解を容易とするようにした。
(電気自動車のシステム)
この実施例の電気自動車のシステムを図1に示すブロック図により説明する。
【0017】
主バッテリ1は、DCーDCコンバータ2、DCーACインバータ4及び6に給電しており、DCーDCコンバータ2は補機バッテリ3及び車両用各種補機100に低圧の直流電源電圧を給電し、DCーACインバータ4は空調用圧縮機駆動用の三相交流モータ5に給電し、DCーACインバータ6は車両走行用の三相交流モータ7に給電している。
【0018】
(DCーDCコンバータ2)
DCーDCコンバータ2を図2に示す回路図により説明する。
8、9はNチャンネルMOSFETからなるハイサイドスイッチ、10、11はNチャンネルMOSFETからなるローサイドスイッチである。互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ8及びローサイドスイッチ10は第1の相スイッチ回路を構成し、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ9及びローサイドスイッチ11は第2の相スイッチ回路を構成し、これら両相スイッチ回路は主バッテリ1から給電される直流電力を単相交流電力に変換するインバータ回路を構成している。ハイサイドスイッチ8及びローサイドスイッチ10の接続点である第1の相スイッチ回路の出力端と、ハイサイドスイッチ9及びローサイドスイッチ11の接続点である第2の相スイッチ回路の出力端とは、降圧用のトランス12の一次コイルに接続されており、トランス12の二次コイルの電圧はダイオ−ド13、14により整流された後、リアクトル15及びコンデンサ16からなる平滑回路で平滑されて補機バッテリ3を充電している。制御回路17は補機バッテリ3の電圧を検出し、それが所定値となるようにMOSFET8〜11を断続制御している。
【0019】
(DCーACインバータ4)
DCーACインバータ4を図3に示す回路図により説明する。
19〜24はIGBTであって、19、21、23はハイサイドスイッチ、20、22、24はローサイドスイッチである。互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ19及びローサイドスイッチ20は第1の相スイッチ回路を構成し、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ21及びローサイドスイッチ22は第2の相スイッチ回路を構成し、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ23及びローサイドスイッチ24は第3の相スイッチ回路を構成し、各相スイッチ回路は主バッテリ1から給電されている。25〜30はIGBT19〜24と並列接続されたフライホィルダイオードであり、誘導性負荷である三相交流モータ5に還流電流を供給するためのものである。
【0020】
ハイサイドスイッチ19及びローサイドスイッチ20の接続点である第1の相スイッチ回路の出力端と、ハイサイドスイッチ21及びローサイドスイッチ22の接続点である第2の相スイッチ回路の出力端と、ハイサイドスイッチ23及びローサイドスイッチ24の接続点である第3の相スイッチ回路の出力端とは、それぞれ、三相交流モータ5の各端子に個別に接続されている。
【0021】
31、32は第1、第2の出力電流を検出する電流センサであり、コントローラ33はこれら出力電流、及び、外部のエアコン用コントローラ34から受信した圧縮機駆動指令信号や回転数指令信号に基づいてIGBT19〜24を断続制御して三相交流モータ5を指令された回転数で回転させる。
(DCーACインバータ6)
DCーACインバータ6を図4に示す回路図により説明する。
【0022】
36〜41はIGBTであって、36、38、40はハイサイドスイッチ、37、39、41はローサイドスイッチである。互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ36及びローサイドスイッチ37は第1の相スイッチ回路を構成し、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ38及びローサイドスイッチ39は第2の相スイッチ回路を構成し、互いに直列に接続されたハイサイドスイッチ40及びローサイドスイッチ41は第3の相スイッチ回路を構成し、各相スイッチ回路は主バッテリ1から給電されている。42〜47はIGBT36〜41と並列接続されたフライホィルダイオードであり、誘導性負荷である三相交流モータ7に還流電流を供給するためのものである。
【0023】
ハイサイドスイッチ36及びローサイドスイッチ37の接続点である第1の相スイッチ回路の出力端と、ハイサイドスイッチ38及びローサイドスイッチ39の接続点である第2の相スイッチ回路の出力端と、ハイサイドスイッチ40及びローサイドスイッチ41の接続点である第3の相スイッチ回路の出力端とは、それぞれ、三相交流モータ7の各端子に個別に接続されている。
【0024】
48、49は第1、第2の出力電流を検出する電流センサであり、コントローラ50はこれら出力電流、及び、アクセルセンサ51から受信したモータ制御信号に基づいてIGBT36〜41を断続制御して三相交流モータ7を指令された回転数で回転させる。なお、上記コントローラ33、50はその内部にIGBT19〜24、36〜41をそれぞれ独立に駆動するドライバ回路を有している。
【0025】
(ドライバ系統)
上記IGBT19〜24、36〜41のような電圧駆動型のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチにより構成される相スイッチ回路を駆動するドライバ回路及びそれに電源電圧を給電するドライバ電源の一例を図5の回路図により説明する。ただし、図5では、説明を簡単とするために、相スイッチ回路は、それぞれNチャンネルMOSFETからなるハイサイドスイッチ53及びローサイドスイッチ54と、それらと個別に並列接続されるフライホィルダイオードD1、D2とで構成するものとする。なお、フライホィルダイオードD1、D2はNチャンネルMOSFET53、54の寄生ダイオードで構成してもよいことはもちろんである。ハイサイドスイッチ53は寄生容量55〜57を有し、ローサイドスイッチ54は寄生容量58〜60を有している。ハイサイドスイッチ53のゲ−ト電極にはドライバ回路61の出力電圧が印加され、ローサイドスイッチ54のゲ−ト電極にはドライバ回路62の出力電圧が印加されている。63はドライバ回路61に電源電圧を印加するドライバ電源のハイサイドの電源部であり、64はドライバ回路62に電源電圧を印加するドライバ電源のローサイドの電源部である。これら両電源部63、64は、一般に定電圧電源などからなり、両電源部63、64は、ケーブル(ハーネス)70を通じて補機バッテリ3から電力を給電されている。
【0026】
ドライバ回路61及び62はこれらドライバ回路61及び62はとともにコントローラ33、50を構成する図示しない回路からの制御信号によりハイレベルのオン電圧又はローレベルのオフ電圧をハイサイドスイッチ53及びローサイドスイッチ54に出力して、それらを断続制御する。
なお、図5では、ハイサイドのドライバ回路61に電源電圧を給電するハイサイドの電源部63と、ローサイドのドライバ回路62に電源電圧を給電するローサイドの電源部64とを別々に構成している。その理由は、ドライバ回路61、62の低位電源端の電位は図5に示すようにMOSFET53、54の低位主電極(図5では符号Sで示す)に一致させるのが通常であり、その結果、両電源部63、64の低位電源電位が異なるため、これら両電源部63、64の共通化ができないからである。また、両電源部を共通化すると、この共通電源部に出力端の短絡などの故障が生じた場合に、MOSFET53、54のゲート電極が寄生容量55、56、58を通じた静電結合の影響によりバッテリ電圧の上昇の影響により導通する場合が生じる可能性が生じることも理由の一つに挙げられる。
【0027】
更に、本実施例のドライバ電源は、上記したハイサイドのドライバ回路61に電源電圧を印加するハイサイドの電源部63と、ローサイドのドライバ回路62に電源電圧を印加するローサイドの電源部64との他に、予備電源部300を備える点が図15に示す従来のドライバ電源の構成と異なっている。
本実施例の特徴をなす予備電源部300は、カソードが抵抗73を通じてバッテリ(主電源)1の高位端に接続され、アノードがバッテリ1の低位端に接続される定電圧ダイオード74を有する定電圧回路と、アノードがこの定電圧ダイオード74の出力端すなわちカソードに接続され、カソードがローサイドのドライバ回路62の高位電源端に接続される逆流防止ダイオード72とからなる。
【0028】
以下、この回路の動作について説明する。
ドライバ回路61及び62は、コントローラ33、50内の図示しない回路からの制御信号によりハイレベルのオン電圧又はローレベルのオフ電圧をハイサイドスイッチ53及びローサイドスイッチ54に出力して、それらを断続制御する。ハイサイドの電源部63及びローサイドの電源部64が補機バッテリ3から問題なく給電されておれば、これら電源部63、64はドライバ回路61、62にそれぞれ好適な電源電圧を給電し、ドライバ回路61、62はそれぞれ入力信号に応じてMOSFET53、54を問題なく断続制御する。
【0029】
なお、この正常時において、ローサイドの電源部64がローサイドのドライバ回路62に出力する電源電圧は、定電圧ダイオード74のカソード電圧Vzからダイオード72の順方向電圧降下分を引いた値である予備電源部300の出力電圧より高く(好ましくは僅かに(例えば1〜3V程度))設定されており、したがって、正常時には予備電源部300はローサイドのドライバ回路62に電力を給電していない。このようにすれば、高電圧のバッテリ1から低電源電圧のローサイドのドライバ回路62への大きな給電ロスを回避することができる。
【0030】
次に、例えばケーブル70の断線が生じた場合を考える。
この場合には、上述したように、電源部63、64はドライバ回路61、62に電源電圧を出力できなくなり、上述したようにドライバ回路61の出力インピーダンスが高くなって、MOSFET53のゲ−ト電極電位はフローティング状態となる。一方、MOSFET54のゲ−ト電極電位も同様にフローティング状態となろうとする。しかし、ローサイドの電源部64からローサイドのドライバ回路62の高位電源端へ給電する電圧が多少低下すると、予備電源部300からローサイドのドライバ回路62の高位電源端へ予備の電源電圧Vp=Vz−pn接合順方向ドロップ(約0.7V)が直ちに供給される。この予備の電源電圧Vp=Vz−約0.7Vはローサイドのドライバ回路62及びMOSFET54の充分な作動を保証するレベルに設定されているので、ドライバ回路62は正常に作動する。したがって、ローサイドのドライバ回路62に入力される制御信号電圧V1がドライバ回路62にローレベル電圧を出力する値であれば、ドライバ回路62はMOSFET54のゲ−ト電極電位をローレベルに固定する。ちなみに、この予備電源部300を通じてのローサイドのドライバ回路62への電流経路は、バッテリ1の高位端、抵抗73、ダイオード72、ローサイドのドライバ回路62、バッテリ1の低位端の順となる。
【0031】
したがって、本実施例によれば、ケーブル70の断線などが生じてハイサイドスイッチであるMOSFET53のゲ−ト電極電位が浮遊化し、この時、バッテリ1の電位が異常に上昇してMOSFET53が導通しても、MOSFET54のゲ−ト電極はローレベルに電位固定されているので導通することがなく、相スイッチ回路4aによりバッテリ1が短絡されることがない。
【0032】
(ドライバ回路62)
次に、ドライバ回路62の一例を図6のブロック回路図により説明する。
ドライバ回路62は、制御信号電圧V2が入力される前段回路65と、この前段回路65により駆動制御されるハイサイドスイッチ68及びローサイドスイッチ69とからなり、これらスイッチ68、69は電力増幅のための反転乃至非反転の出力段を構成している。もちろん、スイッチ68、69は逆(相補)動作することが好ましい。なお、ドライバ回路62は図6に示すブロック回路以外の種々の回路構成で実現することができ、例えばスイッチ68を抵抗で置換することもでき、MOSFETのようにローサイドスイッチ69の入力インピーダンスが大きい場合には前段回路65を省略してもよい。
【0033】
電源部64から正常に電源電圧が印加されている場合のドライバ回路62の動作を説明する。二値信号電圧である制御信号電圧V2がMOSFET54の遮断を指令する電位であれば、前段回路65はローサイドスイッチ69を導通させ、ハイサイドスイッチ68を遮断させてMOSFET54のゲ−ト電極電位をローレベルに固定し、それを遮断させる。逆に、二値信号電圧である制御信号電圧V2がMOSFET54の導通を指令する電位であれば、前段回路65はローサイドスイッチ69を遮断させ、ハイサイドスイッチ68を導通させてMOSFET54のゲ−ト電極電位をハイレベルに固定し、それを導通させる。
【0034】
いま、ケーブル70が開放されて、電源部64の出力インピーダンスが極めて高くなった場合について説明する。ただし、以下において、ローサイドスイッチ69はエミッタ接地バイポーラトランジスタ又はソース接地FETであると仮定する。この場合には、制御信号電圧V2がMOSFET54の遮断を指令する電位であったとしても、前段回路65に電源電圧が給電されないために前段回路65はローサイドスイッチ69を導通させることができず、しかも、ドライバ回路62の高位電源端62aは開放されているためにMOSFET54のゲ−ト電極はスイッチ乃至抵抗からなるハイサイド素子68を通じて放電することもできず、ドライバ回路62の出力インピーダンスは極めて高くなる。これは、図6に示すドライバ回路62を図5のハイサイドのドライバ回路61に用いる場合でも同じである。
【0035】
次に、ドライバ回路62の出力段のローサイドスイッチ69をエミッタホロワトランジスタで構成した場合におけるMOSFET54のゲ−ト電極電位について図7を参照して説明する。図7では、前段回路6の出力端は、コレクタ抵抗651をもつエミッタ接地トランジスタ652のベースに接続され、このコレクタ抵抗651及びエミッタ接地トランジスタ652からなるインバータ回路を通じて、相補エミッタホロワ回路からなるドライバ回路62の出力段に制御電圧を出力しているものとする。
【0036】
以下、電源部64の出力インピーダンスが増大し、電源電圧の供給が遮断された場合のドライバ回路62の出力インピーダンスについて説明する。ただし、予備電源部300については考慮しないものとする。電源電圧の供給が遮断されると、入力される制御信号電圧V2のレベルにかかわらず、トランジスタ652を導通させることができず、その結果、MOSFET54のゲ−ト電極の電荷は抵抗66、エミッタホロワトランジスタ69、トランジスタ652を通じてバッテリ1の低位端に放電することができない。また、電源部64の出力インピーダンスが高いので、MOSFET54のゲ−ト電極の電荷は抵抗66、エミッタホロワトランジスタ68、抵抗651を通じて電源部64へも放電することができない。結局、図7のドライバ回路62においても、電源部64の出力インピーダンスが増大し、MOSFET54のゲ−ト電極電位が浮遊電位となることがわかる。
【0037】
図8〜図11にローサイドのドライバ回路62の他例を示す。これらの回路構成においても、ローサイドの電源部64の出力インピーダンスが高くなり、その出力電圧が減少すれば、ドライバ回路62の出力インピーダンスが増大してMOSFET54のゲ−ト電極電位が浮遊電位となることがわかる。したがって、本実施例の予備電源部300は、これらのドライバ回路62への予備の電源電圧の給電により相スイッチ回路4aの短絡防止を実現できることが理解される。
【0038】
(電源部64)
次に、電源部64の一例について図12の回路図を参照して説明する。
補機バッテリ3の電流はトランス75の一次コイルを通じてトランジスタ76に通電される。制御回路はトランジスタ76を一定周期で断続するので、トランス75の二次回路には交流電圧が発生する。この交流電圧はダイオ−ド78で半波整流され、コンデンサ71で平滑されてドライバ回路62に出力される。
【0039】
誤差増幅器79は電源部64の出力電圧を整流し、その誤差分を増幅してそれによりフォトカプラ80を駆動する。フォトカプラ80の出力は制御回路77にフィードバックされ、制御回路77はフォトカプラ80からのフィードバック信号を基にMOSFET76をPWM制御し、これにより、必要な直流電力がドライバ回路62に給電される。
【0040】
図12において、ケーブル70が開放された場合における出力電圧及び出力インピーダンスについて以下に説明する。簡単にわかるように、電源部64は電源電圧を出力できず、しかもダイオード78が存在し、かつ、誤差増幅器79の入力インピーダンスが高いので、電源部64の出力インピーダンスは極めて高くなる。これはこの回路を電源部63に用いた場合も同じである。
【0041】
【実施例2】
本発明の他の実施例を図13を参照して説明する。
この回路は、予備電源部300の代わりに予備電源部400を用い、相スイッチ回路4aのハイサイドスイッチ53をPチャンネルMOSFETを用いた点が図5の回路と異なっている。
【0042】
予備電源部400は、予備電源部300において逆流防止ダイオード72の方向を逆とした逆流防止ダイオード85を用い、かつ定電圧ダイオード74と抵抗73との位置を反対とした定電圧回路を定電圧ダイオード86と抵抗87とで構成した以外は同じである。この予備電源部400は、ハイサイドの電源部63がその低位電源線201に所定の低位電源電圧を出力できない時に、それより多少高い低位電源電圧を給電するものであって、予備電源部300と機能は同じであるので、その詳細説明は省略する。
【0043】
このようにすれば、ケーブル70の開放によりハイサイドの電源部63の出力電圧が遮断され、かつ、その出力インピーダンスが高くなっても、この予備電源部400がハイサイドのドライバ回路61に給電するので、入力する制御信号電圧V1がMOSFET53の遮断を指令する場合にはドライバ回路61は小さい出力インピーダンスで正常にハイレベル電位を出力することができ、これによりMOSFET53は主バッテリ1の電位急上昇にかかわらず遮断状態に維持されることができ、相スイッチ回路4aがショートすることがない。すなわち、なんらかの原因により電源部63の出力が低下し、その出力インピーダンスが高くなっても、予備電源部400がドライバ回路61に給電するので、ドライバ回路61が誤導通することがない。
【0044】
【実施例3】
本発明の他の実施例を図14を参照して説明する。
この回路は、図5に示す予備電源部300と図13に示す予備電源部400との両方を設けた回路例であって、このようにすれば、電源部63、64の両方の電源電圧不足に呈してハイサイドスイッチ53及びローサイドスイッチ54の両方の誤導通を阻止することができる。
【0045】
なお、上記各実施例では、電圧駆動型のハイサイドスイッチ53及びローサイドスイッチ54として、MOSFETを用いた例を説明したが、その代わりにIGBT等の他の電圧駆動型半導体素子を採用する場合も同じ作用効果を奏することができる。また、予備電源部200の出力電位の設定は定電圧ダイオードを用いる以外の公知の各種回路を採用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】実施例1の電気自動車の駆動回路を示すブロック図である。
【図2】図1のDCーDCコンバータ2を示す回路図である。
【図3】図1のDCーACインバータ4を示す回路図である。
【図4】図1のDCーACインバータ6を示す回路図である。
【図5】図3の相スイッチ回路4aを駆動制御するためのドライバ回路及びドライバ電源を示す回路図である。
【図6】図5のドライバ回路62の一例を示すブロック回路図である。
【図7】図6のドライバ回路62の具体例を示す回路図である。
【図8】図6のドライバ回路62の具体例を示す回路図である。
【図9】図6のドライバ回路62の具体例を示す回路図である。
【図10】図6のドライバ回路62の具体例を示す回路図である。
【図11】図6のドライバ回路62の具体例を示す回路図である。
【図12】図5のドライバ電源64の一例を示す回路図である。
【図13】実施例2のドライバ回路及びドライバ電源を示す回路図である。
【図14】実施例3のドライバ回路及びドライバ電源を示す回路図である。
【図15】従来のドライバ回路及びドライバ電源を示す回路図である。
【符号の説明】
1は主バッテリ(主電源)、5は三相交流モータ(負荷)、4a、4b,4cは相スイッチ回路、53は相スイッチ回路4aのハイサイドスイッチ、54は相スイッチ回路4aのローサイドスイッチ、61はハイサイドのドライバ回路、62はローサイドのドライバ回路、63はハイサイドの電源部、64はローサイドの電源部、300、400は予備電源部、3は補機バッテリ(共通の電源)。
Claims (3)
- 互いに直列接続された電圧駆動型のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチによりそれぞれ構成されて主電源の両端間に接続される複数の相スイッチ回路と、入力信号に基づいて各前記ハイサイドスイッチのゲート電極に駆動電圧を出力して前記ハイサイドスイッチを断続するハイサイドのドライバ回路と、入力信号に基づいて各前記ローサイドスイッチのゲート電極に駆動電圧を出力して前記ローサイドスイッチを断続するローサイドのドライバ回路と、前記両ドライバ回路に電源電圧を印加するドライバ電源とを備え、前記両スイッチの接続点は負荷に接続される電力変換装置において、
前記ドライバ電源は、
前記ハイサイドのドライバ回路に電源電圧を出力するハイサイドの電源部と、前記ハイサイドの電源部と独立動作可能に形成されて前記ローサイドのドライバ回路に電源電圧を出力するローサイドの電源部と、
前記電源部が出力する前記電源電圧が不足する場合にのみ、前記主電源からの給電により前記ドライバ回路の作動が可能な予備の電源電圧を前記電源電圧不足側のドライバ回路に出力する予備電源部と、
を備え、
前記予備電源部は、カソード電極が前記ローサイドのドライバ回路の高位電源端に接続されるダイオードを有し、
前記ローサイドの電源部が前記ローサイドのドライバ回路に出力する電源電圧は、前記ダイオードのアノード電極の電位から前記ダイオードの順方向電圧降下分を差し引いた値である前記予備電源部の出力電圧より高く設定されていることを特徴とする電力変換装置。 - 互いに直列接続された電圧駆動型のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチによりそれぞれ構成されて主電源の両端間に接続される複数の相スイッチ回路と、入力信号に基づいて各前記ハイサイドスイッチのゲート電極に駆動電圧を出力して前記ハイサイドスイッチを断続するハイサイドのドライバ回路と、入力信号に基づいて各前記ローサイドスイッチのゲート電極に駆動電圧を出力して前記ローサイドスイッチを断続するローサイドのドライバ回路と、前記両ドライバ回路に電源電圧を印加するドライバ電源とを備え、前記両スイッチの接続点は負荷に接続される電力変換装置において、
前記ドライバ電源は、
前記ハイサイドのドライバ回路に電源電圧を出力するハイサイドの電源部と、前記ハイサイドの電源部と独立動作可能に形成されて前記ローサイドのドライバ回路に電源電圧を出力するローサイドの電源部と、
前記電源部が出力する前記電源電圧が不足する場合にのみ、前記主電源からの給電により前記ドライバ回路の作動が可能な予備の電源電圧を前記電源電圧不足側のドライバ回路に出力する予備電源部と、
を備え、
前記予備電源部は、アノード電極が前記ハイサイドのドライバ回路の低位電源端に接続されるダイオードを有し、
前記ハイサイドの電源部が前記ハイサイドのドライバ回路の前記低位電源端に出力する低位電源電圧は、前記ダイオードのカソード電極の電位に前記ダイオードの順方向電圧降下分を加算した値である前記予備電源部の出力電圧より低く設定されていることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1又は2記載の電力変換装置において、
前記予備電源部は、前記ローサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみ前記ローサイドのドライバ回路による前記ローサイドスイッチの駆動が可能な前記予備の電源電圧を前記ローサイドのドライバ回路に出力し、かつ、前記ハイサイドのドライバ回路に印加される前記電源電圧の不足時にのみ前記ハイサイドのドライバ回路による前記ハイサイドスイッチの駆動が可能な前記予備の電源電圧を前記ハイサイドのドライバ回路に出力することを特徴とする電力変換装置。
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