WO2012117893A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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signal
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船場　誠司
能登　康雄
雅薫 辻
啓次 國井
光一 八幡
飛田　慎一郎
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power.
  • a power conversion device mounted on an electric vehicle such as an electric vehicle (EV) or a hybrid vehicle (HEV) and connected to a drive motor.
  • This power conversion device has a power conversion function that converts DC power for driving a motor supplied from a DC power source into AC power, or converts AC power generated from a motor into DC power for charging a DC power source.
  • MOSFETs Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • the motor In an ordinary electric vehicle, in order to use electric power efficiently, the motor is forced to rotate and work as a generator when braking or going down a hill, generating a regenerative voltage (back electromotive force) and generating direct current.
  • the power supply is charging.
  • the regenerative voltage since a larger regenerative voltage is generated as the motor speed increases, the regenerative voltage may exceed the breakdown voltage, and the switching element may break down the breakdown voltage. Therefore, in order to prevent such breakdown, the conventional power converter is provided with means for suppressing overvoltage.
  • Patent Document 1 proposes a method for suppressing overvoltage in an electric motor control device that controls a motor as follows.
  • the switching element is turned on according to the rotational position of the motor when an overvoltage is generated under the control of the CPU, and a plurality of phases of the motor are connected in series.
  • Patent Document 2 describes the following method.
  • the regenerative voltage input from the inverter to the DC power supply is detected.
  • the inverter switching means controls the switching element of the inverter so as to open or short-circuit between the motor drive device and the motor line.
  • the switching element is controlled by the CPU or inverter control means when an overvoltage occurs, and the output terminal of the motor is connected to the reference potential (ground terminal) of the power source.
  • the CPU and inverter control means for performing such control are normally operated by a power source supplied from a control power circuit provided separately from a DC power source for supplying DC power for driving the motor, such as a 12V power source. Therefore, when an overvoltage occurs in a state where the control power supply circuit is not operating normally, the switching element cannot be controlled. As a result, there is a problem that overvoltage cannot be suppressed.
  • a power conversion device includes a plurality of power conversion elements that convert DC power supplied from a first DC power source into AC power for driving a motor, and power from the second DC power source. And a first control circuit that outputs a first control signal for controlling the operation of the plurality of power conversion elements, and is charged based on the AC power generated by the motor to store DC power A power storage circuit; a power supply circuit that supplies power based on DC power supplied from the first DC power supply or the power storage circuit; a voltage measurement circuit that measures the voltage of the power storage circuit; A second power source for controlling the operation of the plurality of power conversion elements based on the voltage of the storage circuit measured by the voltage measurement circuit when it is determined whether or not the DC power supply of 2 is normal.
  • Control Control circuit for outputting a signal, and a drive circuit for supplying power from a power supply circuit and outputting a drive signal for operating a plurality of power conversion elements based on the first control signal or the second control signal
  • the plurality of power conversion elements include: an upper arm power conversion element connected to the high voltage side of the first DC power supply; or a lower arm power connected to the low voltage side of the first DC power supply.
  • any one of the conversion elements, and a plurality of series circuits in which the power conversion elements of the upper arm and the power conversion elements of the lower arm are connected in series are connected in parallel to the power storage circuit with respect to the first DC power supply,
  • the second control circuit turns on either the upper arm power conversion element or the lower arm power conversion element and turns off the other. So that the second control signal Forces.
  • the second control circuit is configured such that the voltage of the power storage circuit is equal to or lower than a predetermined second voltage value lower than the first voltage value.
  • the second control signal is output so that the power conversion elements of the upper arm and the power conversion elements of the lower arm are all turned off.
  • the second control circuit is configured such that the second DC power supply is normal when controlling the second control signal. When it is determined that there is, it is preferable to stop the control of the second control signal.
  • control execution signal indicating whether or not the second control circuit is controlling the second control signal is provided.
  • a control execution signal output circuit for outputting to one control circuit may be further provided.
  • the first control circuit has a control execution signal indicating that the second control circuit is controlling the second control signal. It is preferable not to output the first control signal when it is output from the control execution signal output circuit.
  • the voltage measurement circuit may be realized by using a microcomputer that operates with power supplied from the power supply circuit.
  • the overvoltage can be suppressed even if an overvoltage occurs in a state where the control power supply circuit is not operating normally.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of an electric circuit configuration of an inverter 101 as a conventional power converter for driving a three-phase motor.
  • the inverter 101 shown in FIG. 1 mainly includes a motor control board 102, a gate drive board 103, an IGBT module 104 having a plurality of IGBTs as switching elements, a smoothing capacitor 109, and a current sensor 110.
  • the IGBT module 104 is connected to a high voltage power source 106 for driving a motor, which is a DC power source, by a positive electrode wiring 112 and a negative electrode wiring 113.
  • the positive electrode wiring 112 is connected to the positive electrode side (high voltage side) of the high voltage power source 106 through the contactor 107, and the negative electrode wiring 113 is connected to the negative electrode side (low voltage side) of the high voltage power source 106.
  • the inverter 101 is connected to a three-phase motor 105.
  • the IGBT module 104 two stages of N-type IGBTs that operate as switching elements are connected in series between the positive electrode wiring 112 and the negative electrode wiring 113 (totem pole connection).
  • the IGBT connected to the positive wiring 112 side that is, the high voltage side of the high voltage power supply 106 is called an upper arm
  • the IGBT connected to the negative wiring 113 side that is, the low voltage side of the high voltage power supply 106. Called the lower arm. Since the inverter 101 drives the three-phase motor 105, it is necessary to output a total of three phases of the U phase, the V phase, and the W phase. Therefore, the IGBT module 104 includes three series circuits having upper and lower arms connected in series.
  • a reflux diode is connected between the collector and emitter of each IGBT of the IGBT module 104.
  • the cathode of the free-wheeling diode is connected to the collector side of the IGBT, and the anode of the free-wheeling diode is connected to the emitter side of the IGBT.
  • the smoothing capacitor 109 is for suppressing the fluctuation of the DC voltage generated by the switching operation performed by each IGBT of the IGBT module 104, and is connected in parallel with the IGBT module 104 between the positive electrode wiring 112 and the negative electrode wiring 113. . That is, the series circuit of the upper and lower arms of the IGBT module 104 is connected in parallel with the smoothing capacitor 109 with respect to the high voltage power source 106.
  • the gate drive substrate 103 has one gate drive circuit 201 for each IGBT of the IGBT module 104. That is, the gate drive substrate 103 is provided with six gate drive circuits 201, three of which correspond to the respective IGBTs of the upper arm, and the remaining three correspond to the respective IGBTs of the lower arm. . Further, the gate drive substrate 103 has a power supply circuit 115 and two AND circuits 118 corresponding to the upper arm and the lower arm, respectively.
  • the power supply circuit 115 receives the power supply voltage 116 (Vcc voltage and GND voltage) output from the motor control board 102, and based on this, the power supply insulated from the power supply voltage 116 is supplied to the six gate drive circuits 201, respectively. Supply. In this way, each gate drive circuit 201 operates using the power supplied from the power supply circuit 115.
  • Each gate drive circuit 201 includes a driver circuit 121 and gate control signals 108P (gate control signals UP, VP, WP) and 108N (gate control signals UN) output from the motor control board 102 to the upper and lower arms of each phase, respectively. , VN, WN) and a coupler 114 that outputs to the driver circuit 121 and a coupler 117 that inputs a fault signal output from the driver circuit 121 and outputs the fault signal to the AND circuit 118 when there is an abnormality.
  • the W-phase of the upper arm will be described as an example.
  • the upper arm W-phase gate control signal WP is input from the motor control board 102 to the coupler 114 of the gate drive circuit 201 corresponding thereto.
  • the fault signal output from the driver circuit 121 is negative logic, and a “H” level signal is output in the normal state.
  • the driver circuit 121 changes the fault signal from the “H” level to the “L” level. To output.
  • the three fault signals output from the driver circuit 121 for the upper arm three phases are input to the AND circuit 118 of the upper arm via the coupler 117.
  • the AND circuit 118 changes the output from 'H' level to 'L' level and outputs it to the motor control board 102 as an upper arm fault signal (FLTP signal) 119.
  • the AND circuit 118 of the upper arm is an OR circuit in negative logic, and outputs an “L” level FLTP signal 119 when an abnormality occurs in at least one of the three phases of the upper arm.
  • the lower arm has the same configuration, and when an abnormality occurs in at least one of the three phases of the lower arm, the lower arm fault from the AND circuit 118 of the lower arm to the motor control board 102 becomes the lower arm fault.
  • a signal (FLTN signal) 120 is output.
  • the motor control board 102 is connected to a host control device (not shown), and an operation command for commanding the operation state of the three-phase motor 105 is input from this control device.
  • the magnitude of the current flowing through the three-phase motor 105 detected by the current sensor 110 is input to the motor control board 102 as the current sense signal 111.
  • the motor control board 102 controls the gate control signals 108P and 108N for controlling the operation of each IGBT of the IGBT module 104, that is, the gate control signal UP for each phase, VP, WP, UN, VN and WN are output to each gate drive circuit 201 in the gate drive substrate 103.
  • these gate control signals output from the motor control board 102 are negative logic.
  • an “H” level signal is output.
  • an “L” level signal is output from the motor control board 102.
  • the motor control board 102 operates by electric power supplied from a 12V power source 100 for a vehicle.
  • the reference potential of the motor control board 102 and the reference potential of each gate drive circuit 201 in the gate drive board 103 are different from each other. Specifically, since the 12V power supply 100 that supplies power to the motor control board 102 is a power supply for the vehicle, the reference potential is grounded to the body of the vehicle on which the inverter 101 is mounted. As a result, the reference potential of the motor control board 102 is the potential of the vehicle body. On the other hand, the reference potential of the gate drive circuit 201 is different between the upper arm and the lower arm.
  • the reference potential of the gate drive circuit 201 for the upper arm is the same as the emitter voltage of the corresponding IGBT, that is, the output terminal of the inverter 101 connected to the three-phase motor 105, and the reference potential of the gate drive circuit 201 for the lower arm.
  • the potential is the negative potential of the high-voltage power supply 106.
  • These reference potentials are different from the reference potential of the motor control board 102, that is, the potential of the vehicle body.
  • the reference potential of the motor control board 102 and the reference potential of each gate drive circuit 201 in the gate drive board 103 are different. Therefore, as described above, the power supply circuit 115 supplies the six gate drive circuits 201 with power isolated from the power supply voltage 116 output from the motor control board 102.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of the electrical configuration of the gate drive circuit 201.
  • the driver circuit 121 is mainly composed of a gate drive IC 209 and a buffer 210, and the couplers 114 and 117 are each composed of a photocoupler.
  • the operation of the gate drive circuit 201 will be described below. In the following description, the operation of the gate drive circuit 201 of FIG. 2 will be described by taking the W phase of the upper arm as an example, but the same applies to the other gate drive circuits 201.
  • the gate control signal WP input from the motor control board 102 to the gate drive circuit 201 via the gate control signal input terminal 211 is input to the gate drive IC 209 via the coupler 114.
  • the resistor 205 provided between the gate control signal input terminal 211 and the coupler 114 is a current limiting resistor.
  • the output of the coupler 114 is pulled up to the power source 203 via the resistor 208.
  • the reference potential of the gate control signal WP input from the motor control board 102 is equal to the reference potential of the 12V power supply 100 in FIG.
  • the signal level of the gate control signal WP is 5 V, which is the same as the Vcc power supply in the motor control board 102.
  • the reference potential 204 of the driver circuit 121 including the gate drive IC 209 is the reference potential of the gate drive circuit 201 described above, that is, the output terminal of the inverter 101 connected to the three-phase motor 105 (in the case of the upper arm). Alternatively, it is the same potential as the negative electrode potential (in the case of the lower arm) of the high-voltage power supply 106.
  • the reference potential of the gate control signal WP input to the coupler 114 and the reference potential of the signal output from the coupler 114 and input to the gate drive IC 209 are different from each other.
  • the signal level of the gate drive IC 209 is 15 V, which is higher than the gate threshold voltage of the IGBT 216 that drives a large current.
  • the coupler 114 has a role of converting the input / output signal level in addition to the role of transmitting the signal isolated from the input signal to the gate drive IC 209.
  • the gate drive IC 209 generates a gate drive signal 212 through the buffer 210 based on the gate control signal WP input through the coupler 114. By outputting the gate drive signal to the corresponding IGBT 216, a gate-emitter voltage is applied in the IGBT 216, and the IGBT 216 is turned on or off in accordance with the gate drive signal. Note that the gate drive IC 209 and the buffer 210 are operated by the power supply 203 supplied to the reference potential 204 of the driver circuit 121.
  • the IGBT 216 has a sense emitter terminal 215. A current obtained by diverting the current flowing between the collector and emitter of the IGBT 216 very weakly flows out from the sense emitter terminal 215 to the current sense resistor 213.
  • the gate drive IC 209 can detect this current when an overcurrent flows through the IGBT 216 by measuring this current using a voltage drop appearing in the current sense resistor 213, that is, an overcurrent detection signal 214.
  • the gate drive IC 209 outputs a signal of “L” level to the coupler 117 as the fault signal 218.
  • the coupler 117 is turned on, and a 'L' level fault signal is output to the AND circuit 118 of FIG. 1 via the fault signal output terminal 217.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating an example of the AND circuit 118.
  • the collector outputs of the three couplers 117 included in the three gate drive circuits 201 corresponding to the three phases of the upper arm or the lower arm are connected to the fault signal output terminal 217.
  • Wired OR that is, short-circuited and connected.
  • the AND circuit 118 can be configured by pulling up these collector outputs to the Vcc power supply of the motor control board 102 via a resistor 901.
  • an OR circuit in negative logic that is, an AND circuit 118 in positive logic is configured.
  • Inverter 101 switches each IGBT of IGBT module 104 from the motor control board 102 to the six gate drive circuits 201 of the gate drive board 103 to PWM-type gate control signals UP, 108P, 108N, Send VP, WP, UN, VN and WN.
  • the motor control board 102 and the gate drive board 103 have different reference potentials as described above, transmission / reception of the gate control signal between the motor control board 102 and the gate drive board 103 is a coupler 114 which is an insulated signal transmission device. Is done through.
  • Each gate drive circuit 201 applies a voltage between the gate and emitter terminals of the corresponding IGBT based on the input gate control signal, and switches the IGBT. In this way, by switching each IGBT of the IGBT module 104 at a predetermined timing, the DC power supplied from the high-voltage power supply 106 is converted into AC power, and a current flows to the motor 105 via each IGBT to drive the motor 105. Is done. At this time, the current flowing through the motor 105 is observed by the current sensor 110 and fed back to the motor control board 102 as a current sense signal 111. As a result, the motor control board 102 controls the current flowing in the motor 105 and controls the driving of the motor 105.
  • the inverter 101 which is a conventional power converter for driving a three-phase motor has a configuration as described above.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of an electric circuit configuration of the inverter 300 as the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals are given to components common to the conventional inverter 101 shown in FIG. 1, and the three-phase motor 105, current sensor 110, and current sense signal 111 are not shown. Also, the illustration of the IGBTs of the upper and lower arms of the IGBT module 104 is omitted.
  • the motor control board 312 has a 12V active signal 303 indicating whether or not the 12V power supply 100 is normally supplied in addition to the above-described signals input and output by the motor control board 102. Is output from the gate drive substrate 301 and a three-phase short control execution signal (3PSactive signal) 305 indicating whether or not the gate drive substrate 301 is performing the three-phase short control described later is input from the gate drive substrate 301. The point is different.
  • the gate drive substrate 301 is different from the gate drive substrate 103 of FIG. 1 in that it has a power supply circuit 311 instead of the power supply circuit 115 and a point that it has a microcomputer 302 and a high voltage voltage dividing circuit 306. Mainly different.
  • the power supply circuit 311 is connected between the positive wiring 112 and the negative wiring 113.
  • the power is generated based on the DC power supplied from the high voltage power supply 106 instead of the power supply voltage 116 output from the motor control board 312, and the six gate drive circuits 201 and the microcomputer 302.
  • the contactor 107 is opened and the connection between the inverter 300 and the high-voltage power supply 106 is cut off, the amount of charge accumulated in the smoothing capacitor 109 is increased between the positive electrode wiring 112 and the negative electrode wiring 113. A corresponding voltage is applied.
  • the power supply circuit 311 generates power based on the DC power supplied from the smoothing capacitor 109 instead of the high voltage power supply 106 and supplies the power to the gate drive circuit 201 and the microcomputer 302.
  • the high voltage voltage dividing circuit 306 divides the voltage of the positive wiring 112 into a voltage that can be measured by the microcomputer 302 and outputs the voltage to the microcomputer 302.
  • the microcomputer 302 measures the voltage between the positive electrode wiring 112 and the negative electrode wiring 113, that is, the voltage of the positive electrode wiring 112 with respect to the reference potential by measuring the output voltage from the high voltage voltage dividing circuit 306. By measuring the voltage of the positive wiring 112 with respect to the reference potential in this way, the microcomputer 302 measures the voltage of the high-voltage power supply 106 when the contactor 107 is on, and measures the voltage of the smoothing capacitor 109 when the contactor 107 is off. be able to.
  • the microcomputer 302 inputs the 12Vactive signal 303 output from the motor control board 312 via the coupler 304, and based on this, the control power supplied from the 12V power supply 100 to the motor control board 312 is functioning normally. Determine whether or not. If it is determined that the control power supply is not functioning normally, the microcomputer 302 outputs a three-phase short signal 307 for controlling switching of each IGBT of the lower arm.
  • the three-phase short signal 307 is divided into three parts, and then output to the three driver circuits 121 corresponding to the lower arm via three couplers 314 and two-input AND circuits 313, respectively.
  • the gate drive board 301 can output the same three-phase short signal 307 from the microcomputer 302 to all the driver circuits 121 of the three phases of the lower arm. That is, all the three-phase IGBTs of the lower arm can be turned on / off simultaneously. Further, at this time, the microcomputer 302 outputs a 3PSactive signal 305 to the motor control board 312 via the coupler 308 to notify that the three-phase short control is being performed.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a power supply circuit 311 as a gate drive power supply circuit of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
  • the power supply circuit 311 includes a transformer 401, a transformer primary circuit 451, a transformer secondary circuit 452, a feedback circuit 453, a startup circuit 454, and a 5V power supply 455.
  • the positive electrode input terminal 448 and the negative electrode input terminal 449 are connected to the high voltage power source 106 and the smoothing capacitor 109 via the positive electrode wiring 112 and the negative electrode wiring 113.
  • the transformer secondary side circuit 452 is provided for each of the upper, lower, and U arms of the U, V, and W phases, and there are six in total. In FIG. 5, the transformer secondary side circuit 452 corresponding to the U-phase upper arm is indicated by a broken line.
  • FIG. 5 shows an example of a circuit diagram of the power supply circuit 311 that operates in a flyback manner.
  • the transformer primary circuit 451 controls the primary current of the transformer 401 so that the voltage output of the feedback circuit 453 becomes 15V.
  • Each transformer secondary circuit 452 rectifies the secondary current of the transformer 401 and outputs a DC voltage to the corresponding driver circuit 121.
  • the feedback circuit 453 is a dummy circuit of the transformer secondary side circuit 452 and outputs a feedback signal to the transformer primary side circuit 451 by outputting a DC voltage similar to these.
  • the feedback circuit 453 is also a power source for the transformer primary circuit 451.
  • the startup circuit 454 is a circuit that serves as a power source for the transformer primary circuit 451 until the voltage output of the feedback circuit 453 appears when the power supply circuit 311 is activated.
  • the 5V power supply 455 has a 5V output 456 for microcomputer power supply, and outputs power from the 5V output 456 to the microcomputer 302 of FIG. 4 based on the output of the feedback circuit 453.
  • the 5V power supply 455 has a built-in watchdog timer for the microcomputer, and has a mechanism for resetting when the microcomputer 302 runs away.
  • the transformer primary side circuit 451 includes a first power supply switching diode 425, a PWMIC power supply resistor 426, a PWMIC 427, an IC bypass capacitor 428, an IC power supply Zener diode 429, a gate resistor 430, an FET pull-down resistor 431, a transformer drive FET 432, and a transformer current measurement resistor. 433, filter resistor 434, filter capacitor 435, oscillation resistor 436, oscillation capacitor 437, VREF bypass capacitor 438, error amplifier resistor 439, error amplifier capacitor 440 and trans bypass capacitor 441.
  • the first power supply switching diode 425 is turned on when the output voltage of the feedback circuit 453 becomes higher than the output voltage of the startup circuit 454, and switches the power supply from the output of the feedback circuit 453 to the output of the startup circuit 454.
  • the PWMIC power supply resistor 426 controls the power supply current of the PWMIC 427 so as not to flow too much.
  • the PWMIC 427 performs PWM control of the transformer drive FET 432 by monitoring the output of the feedback circuit 453 and the primary side current of the transformer 401.
  • IC bypass capacitor 428 and IC power supply zener diode 429 stabilize the power supply of PWMIC 427.
  • the gate resistor 430 limits the output current of the PWMIC 427 so as not to flow too much.
  • the FET pull-down resistor 431 drops the input of the transformer drive FET 432 to the GNDN 403 that is the reference potential of the gate drive substrate 301 when the output becomes a high impedance (disconnected) state due to the failure of the PWMIC 427 or the like, and the circuit becomes unstable. To prevent.
  • the transformer drive FET 432 causes a current to flow to the primary side of the transformer 401 in accordance with the PWM pulse output from the PWMIC 427.
  • the transformer current measurement resistor 433 converts the primary side current of the transformer 401 into a voltage.
  • the filter resistor 434 and the filter capacitor 435 are filters, remove noise on the voltage of the transformer current measurement resistor 433, and send it to the PWMIC 427.
  • the oscillation resistor 436, the oscillation capacitor 437, and the VREF bypass capacitor 438 are external components of the oscillation circuit built in the PWMIC 427, and set the oscillation frequency of the PWM pulse.
  • the error amplifier resistor 439 and the error amplifier capacitor 440 are external components of the amplifier built in the PWMIC 427, and set an amplification factor when the feedback signal from the feedback circuit 453 is amplified and taken into the PWMIC 427.
  • the transformer bypass capacitor 441 is a bypass capacitor for the primary side current of the transformer 401.
  • Each transformer secondary circuit 452 includes a rectifier diode 416, a smoothing capacitor 417, and a bleeder resistor 418, and also has an output terminal and a reference terminal for outputting a DC voltage to the corresponding driver circuit 121.
  • the transformer secondary circuit 452 corresponding to the U-phase upper arm has an insulated power output terminal (VUP) 404 and an insulated power reference terminal (GUP) 405, which drives the IGBT of the U-phase upper arm. Connected to the driver circuit 121.
  • a transformer secondary side circuit 452 corresponding to the U-phase lower arm includes an insulated power output terminal (VUN) 406 and an insulated power supply reference terminal (GUN) 407
  • a transformer secondary side circuit 452 corresponding to the V-phase upper arm is represented by An insulated power output terminal (VVP) 408 and an insulated power supply reference terminal (GVP) 409
  • a transformer secondary circuit 452 corresponding to the V-phase lower arm includes an insulated power output terminal (VVN) 410 and an insulated power supply reference terminal (GVN) 411.
  • the transformer secondary circuit 452 corresponding to the W-phase upper arm is insulated from the insulated power output terminal (VWP) 412 and the insulated power supply reference terminal (GWP) 413, and the transformer secondary circuit 452 corresponding to the W-phase lower arm is insulated.
  • a power supply output terminal (VWN) 414 and an insulated power supply reference terminal (GWN) 415 are provided.
  • Each transformer secondary circuit 452 is connected to the corresponding driver circuit 121 by these terminals.
  • the rectifier diode 416 passes only the current in one direction of the secondary current of the transformer 401 and charges the smoothing capacitor 417.
  • the smoothing capacitor 417 is charged by the current flowing through the rectifier diode 416, so that the output terminal and the reference terminal described above, for example, the isolated power supply output terminal (VUP) 404 corresponding to the U-phase upper arm and the isolated power supply reference terminal (GUP).
  • An output voltage is generated during 405.
  • the bleeder resistor 418 is a dummy load having a small resistance value provided to stabilize the output voltage without intermittently PWM pulses even when the load of the power supply circuit 311 is zero.
  • the feedback circuit 453 includes a rectifier diode 419, a smoothing capacitor 420, a bleeder resistor 421, voltage dividing resistors 422 and 423, and a bypass capacitor 424.
  • the rectifier diode 419, the smoothing capacitor 420, and the bleeder resistor 421 perform the same operations as the rectifier diode 416, the smoothing capacitor 417, and the bleeder resistor 418 provided in the transformer secondary circuit 452, respectively.
  • the voltage dividing resistors 422 and 423 divide the output voltage VFB402 of the feedback circuit 453 to generate a feedback signal. This voltage dividing ratio is set so that the divided voltage, that is, the feedback signal voltage becomes equal to the voltage reference value of the PWMIC 427 when the output voltage of the feedback circuit 453 reaches the target voltage of 15V.
  • the start-up circuit 454 includes a step-down resistor 442, a Zener diode 443, a stabilization capacitor 444, a high voltage FET 445, a second switching diode 446, and an output stabilization capacitor 447.
  • a positive input terminal 448 and a negative input terminal 449 are used as a positive electrode.
  • the wiring 112 and the negative wiring 113 are connected. Thereby, the positive electrode input terminal 448 and the negative electrode input terminal 449 are connected to the high voltage power source 106 and the smoothing capacitor 109 through the positive electrode wiring 112 and the negative electrode wiring 113 as described above.
  • the step-down resistor 442 and the Zener diode 443 apply a Zener voltage to the gate of the high voltage FET 445.
  • the Zener voltage is about 10V, which is lower than the output voltage of the feedback circuit 453.
  • the stabilization capacitor 444 stabilizes the Zener voltage.
  • the high voltage FET 445 supplies a power supply voltage from the positive input terminal 448 to the transformer primary circuit 451.
  • the high voltage FET 445 is turned on when the power supply voltage of the transformer primary circuit 451 is lower than a predetermined value (Vstartup) obtained by subtracting the gate threshold voltage of the high voltage FET 445 and the forward voltage of the second switching diode 446 from the Zener voltage. And turn off when high.
  • the second switching diode 446 is turned off when the power supply voltage of the transformer primary circuit 451 is higher than Vstartup, and interrupts the power supply from the startup circuit 454 to the transformer primary circuit 451.
  • the output stabilization capacitor 447 is a capacitor that stabilizes the power supply voltage of the transformer primary side circuit 451.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a two-input AND circuit 313 to which the three-phase short signal 307 output from the microcomputer 302 is input via the coupler 314.
  • the three AND circuits 313 corresponding to the U-phase lower arm are illustrated.
  • the collector output of the coupler 114 to which the gate control signal UN of the U-phase lower arm is input and the collector output of one of the three couplers 314 are commonly used on the input side of the AND circuit 313. It is connected.
  • the AND circuit 313 can be configured by pulling up these collector outputs to the signal level of the power supply 203 of FIG. That is, the output of the AND circuit 313 is the open collector output of the couplers 114 and 314.
  • a wired OR circuit in negative logic that is, an AND circuit 313 in positive logic is configured.
  • AND circuits 313 corresponding to other V-phase lower arms and W-phase lower arms are configured.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a timing chart when the control power supply in the inverter 300 fails.
  • a timing chart indicated by reference numeral 503 represents a change in the power supply voltage supplied between the positive electrode wiring 112 and the negative electrode wiring 113.
  • the microcomputer 302 measures the power supply voltage 503 by measuring the voltage of the positive wiring 112 divided by the high voltage dividing circuit 306 as described above. Below that, timing charts showing changes in the 12Vactive signal 303, the three-phase short signal 307, and the three-phase short control execution signal (3PSactive signal) 305 are shown.
  • the lower arm gate control signal 108N output from the motor control board 312 to each of the U-phase, V-phase, and W-phase is represented by the reference numeral 315 in FIG. Timing charts showing the state of these changes are shown for the gate control signal UN for the arm and the gate drive signal 309 for the U-phase lower arm output from the driver circuit 121 corresponding thereto.
  • the host control device (not shown) of the vehicle turns off the contactor 107 to open it.
  • the connection between the inverter 300 and the high-voltage power supply 106 is disconnected, and the power supply from the high-voltage power supply 106 to the power supply circuit 311 is cut off.
  • the power supply voltage 503 between the positive electrode wiring 112 and the negative electrode wiring 113 is determined according to the amount of charge accumulated in the smoothing capacitor 109, that is, the amount of charge.
  • the power supply circuit 311 generates power using DC power supplied from the smoothing capacitor 109 and supplies the power to each gate drive circuit 201 and the microcomputer 302.
  • the motor control board 312 loses its function because the control power from the 12V power supply 100 is not supplied. Therefore, the gate control signal for the upper and lower arms of each phase output from the motor control board 312 to the gate drive board 301 does not flow through the diode on the primary side of the coupler, and the gate control signal UN316 of the U-phase lower arm As described above, all are at the “H” level indicating that the IGBT is off.
  • the gate drive signals output from each driver circuit 121 are all set to the “L” level like the gate drive signal 309 of the U-phase lower arm.
  • all the upper and lower arm IGBTs in the three phases in the IGBT module 104 are turned off.
  • the 12Vactive signal 303 changes from the “H” level to the “L” level at time t1, so that the control power supply from the motor control board 312 to the gate drive board 301 is changed. Is notified that the is abnormal. Then, due to the change in the 12Vactive signal 303, the microcomputer 302 determines that the 12V power supply 100 is not in a normal state and the control power is not properly supplied to the motor control board 312. Then, the 3PSactive signal 305 is changed from 'H' to 'L' at time t2 after a predetermined delay time has elapsed.
  • the motor control board 312 is notified that the three-phase short control has been performed and the microcomputer 302 has started outputting the three-phase short signal 307 to each driver circuit 121 of the lower arm.
  • the 3PSactive signal 305 is negative logic, “H” indicates that the three-phase short control is not performed, and “L” indicates that the three-phase short control is performed.
  • the power supply voltage 503 supplied between the positive electrode wiring 112 and the negative electrode wiring 113, that is, the voltage of the smoothing capacitor 109 is larger than a predetermined ON threshold value 501.
  • the microcomputer 302 changes the three-phase short signal 307 from 'L' to 'H'.
  • the gate drive signal output from each driver circuit 121 of the lower arm becomes all “H” level like the gate drive signal 309 of the U-phase lower arm.
  • the arm IGBT is turned on to enter a three-phase short state.
  • the ON threshold value 501 is preferably set according to the withstand voltage of the smoothing capacitor 109 or the IGBT.
  • the microcomputer 302 changes the three-phase short signal 307 from 'H' to 'L' at time t4 after the elapse of a predetermined delay time.
  • the gate drive signal output from each driver circuit 121 of the lower arm becomes all “L” level like the gate drive signal 309 of the U-phase lower arm, and in the IGBT module 104, it is under all three phases. Arm IGBT turns off. As a result, the upper and lower arm IGBTs of all three phases are turned off again.
  • the power supply voltage 503 stops dropping, and the power supply voltage 503 can be prevented from falling below the lower limit of activity of the driver circuit 121. If the motor 105 is rotating at this time, the regenerative current from the motor 105 is output to the positive electrode side of the smoothing capacitor 109 via the upper arm freewheeling diode, so that the smoothing capacitor 109 is charged.
  • the voltage 503 increases.
  • the off threshold value 502 is set to a high voltage with a margin more than the lower limit of the voltage at which the gate drive circuit 201 can operate in consideration of a delay time for the microcomputer 302 to switch the three-phase short signal 307 and the like. Preferably it is.
  • the microcomputer 302 sends the three-phase short signal 307 from 'H' to 'L' in the same manner as described above. It is preferable to change to By preventing the three-phase short-circuit state from continuing for a certain period of time in this way, it is possible to prevent a current from flowing through the IGBT for a long time so that the heat resistant temperature is not exceeded due to heat generation.
  • the microcomputer 302 changes the three-phase short signal 307 from 'L' to 'H' at time t6 after a predetermined delay time has elapsed.
  • the gate drive signal output from each driver circuit 121 of the lower arm in response to this becomes all “H” level like the gate drive signal 309 of the U-phase lower arm, and the IGBT module 104 , All the three-phase lower arm IGBTs are turned on, and a three-phase short state is established. This again prevents the power supply voltage 503 from rising after time t6 and prevents the power supply voltage 503 from exceeding the withstand voltage of the smoothing capacitor 109 or the IGBT.
  • the microcomputer 302 changes the three-phase short signal 307 from 'H' to 'L' at time t8 in the same way as at time t4, and each driver circuit 121 of the lower arm. All the gate drive signals output from are set to the “L” level. As a result, the upper and lower arm IGBTs of all three phases are turned off to prevent the power supply voltage 503 from dropping. Thereafter, the same three-phase short-circuit control is performed so that the power supply voltage 503 is controlled to be within the range from the off threshold value 502 to the on threshold value 501.
  • the microcomputer 302 In the operation when the control power supply is lost as described above, if the power supply voltage 503 is smaller than the off threshold value 502 immediately after the start of the three-phase short control, the microcomputer 302 is in a period until the power supply voltage 503 exceeds the on threshold value 501. It is preferable to maintain the three-phase short signal 307 output from the “L” level. Thereby, the upper and lower arm IGBTs of all three phases are turned off, the smoothing capacitor 109 is charged by the regenerative current from the motor 105, and the power supply voltage 503 can be increased. When the power supply voltage 503 immediately after the start of the three-phase short control is within the range from the off threshold 502 to the on threshold 501, the three-phase short signal 307 is set to either the “L” level or the “H” level. Good.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a timing chart when the control power source is restored in the inverter 300.
  • Each timing chart shown in FIG. 8 shows the same signal change state as each timing chart of FIG.
  • the operation from time t1 to t6 is the same as that in FIG.
  • the 12Vactive signal 303 changes from the “L” level to the “H” level.
  • the motor control board 312 notifies the gate drive board 301 that the control power supply is normal.
  • the microcomputer 302 determines that the 12V power supply 100 is in a normal state and the control power is correctly supplied to the motor control board 312. Then, at time t10 after elapse of a predetermined delay time, the three-phase short signal 307 is changed to 'L' level to stop its output.
  • the motor control board 312 responds to the upper and lower arms of each phase at time t11 like the gate control signal UN315 of the U-phase lower arm. Restart the output of the gate control signal.
  • the gate drive signal output from each driver circuit 121 changes according to PWM control like the gate drive signal 309 of the U-phase lower arm, and returns to normal motor control.
  • the motor control board 312 does not resume the output of the gate control signal until the 3PSactive signal 305 from the microcomputer 302 changes from “L” to “H” even if the supply of control power is resumed. To. Thereby, it is possible to prevent the three-phase short control by the microcomputer 302 and the PWM control by the motor control board 312 from being performed redundantly, and to avoid malfunctions such as the IGBTs of the upper and lower arms being simultaneously turned on.
  • each driver circuit 121 operates by the power supplied from the power supply circuit 311 to perform the three-phase short control of the IGBT.
  • Overvoltage due to the regenerative voltage of the motor 105 can be suppressed. That is, when the power supply voltage 503 is close to an overvoltage due to the regenerative voltage of the motor 105, the three-phase lower arm IGBT is turned on, and the upper arm is turned off.
  • the motor current flows back between the motor 105 and the reference potential of the power supply voltage 503 via the lower arm IGBT, and the smoothing capacitor 109 is not charged, so that the increase of the power supply voltage 503 stops and gradually decreases to suppress overvoltage. be able to.
  • the inverter 300 may be destroyed. Further, even if the driver circuit 121 is restarted as the power supply voltage 503 is increased again, a certain amount of time is required for the restart, and there is a possibility that the inverter 300 may not be in time for destruction. Therefore, as described above, the driver circuit 121 can be kept active by turning off all the upper and lower arm IGBTs of the three phases before the power supply voltage 503 becomes the activity limit voltage of the driver circuit 121. Therefore, overvoltage can be suppressed even when the power supply voltage 503 rises again due to the regenerative voltage.
  • Inverter 300 is supplied with power from a plurality of IGBTs that convert DC power supplied from high-voltage power supply 106 into AC power for driving three-phase motor 105, and 12V power supply 100, and controls the operation of the IGBT.
  • the motor control board 312 that outputs a gate control signal for performing the operation, the smoothing capacitor 109 that stores DC power by being charged based on the AC power generated by the motor 105, and the high-voltage power supply 106 or the smoothing capacitor 109 are supplied.
  • a power supply circuit 311 that supplies power based on DC power to be supplied, and power is supplied from the power supply circuit 311 to operate the IGBT based on a gate control signal from the motor control board 312 or a three-phase short signal 307 from the microcomputer 302 Driver circuit 12 for outputting a gate drive signal for When, and a microcomputer 302.
  • the microcomputer 302 measures the voltage of the smoothing capacitor 109 as the power supply voltage 503 when the 12V power supply 100 fails and the contactor 107 is turned off.
  • the microcomputer 302 also receives power from the power supply circuit 311 and determines whether or not the 12V power supply 100 is normal.
  • the microcomputer 302 determines that the power is not normal, the microcomputer 302 controls the operation of the IGBT based on the measured power supply voltage 503.
  • the three-phase short signal 307 is output. Specifically, when the power supply voltage 503 is equal to or higher than a predetermined on-threshold value 501, the microcomputer 302 is set to the “H” level so that all the lower arm IGBTs are turned on and all the other upper arm IGBTs are turned off. A three-phase short signal 307 is output. Since it did in this way, even if it is a case where overvoltage arises in the state where the 12V power supply 100 which is a power supply circuit for control is not operating normally, overvoltage can be suppressed.
  • the microcomputer 302 sets the 'L' level 3 so as to turn off all of the upper arm IGBT and the lower arm IGBT.
  • a phase short signal 307 is output. Since it did in this way, it can avoid that the power supply voltage 503 falls and the activity of the driver circuit 121 stops, and even when the power supply voltage 503 rises again, overvoltage can be suppressed.
  • the microcomputer 302 determines that the 12V power supply 100 is normal while controlling the three-phase short signal 307, the microcomputer 302 stops the control of the three-phase short signal 307. As a result, the output of the gate control signal from the motor control board 312 can be resumed, and the normal motor control can be resumed.
  • a three-phase short control execution signal (3PSactive signal) 305 indicating whether or not the microcomputer 302 is outputting the three-phase short signal 307 is output from the microcomputer 302 to the motor control board 312. Thereby, it is possible to easily determine in the motor control board 312 whether or not the microcomputer 302 controls the three-phase short signal 307.
  • the motor control board 312 does not output a gate control signal when the microcomputer 302 outputs an 'L' level 3PSactive signal 305 indicating that the microcomputer 302 controls the three-phase short signal 307. I made it. Thereby, it is possible to prevent the IGBT from malfunctioning by simultaneously outputting the three-phase short signal 307 from the microcomputer 302 and the gate control signal from the motor control board 312.
  • a circuit that measures the voltage of the smoothing capacitor 109 as the power supply voltage 503 is realized by using the microcomputer 302 that operates with the power supplied from the power supply circuit 311. Thereby, even when the 12V power supply 100 is not normal, the voltage of the smoothing capacitor 109 can be measured and the three-phase short signal 307 can be output.
  • FIG. 9 is a block diagram showing an example of an electric circuit configuration of an inverter 701 as a power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals are given to the same components as those of the conventional inverter 101 shown in FIG. 1, and the three-phase motor 105, the current sensor 110, and the current sense signal 111 are illustrated. Is omitted. Also, the illustration of the IGBTs of the upper and lower arms of the IGBT module 104 is omitted.
  • the gate drive substrate 702 includes a gate drive substrate 702 in place of the gate drive substrate 301, as compared with the inverter 300 according to the first embodiment illustrated in FIG.
  • the gate drive substrate 702 further includes a simultaneous on prevention circuit 703 in addition to the components of the gate drive substrate 301.
  • a power supply circuit 1011 is provided instead of the power supply circuit 311, and three couplers 707 and an AND circuit 708 are provided instead of the three couplers 314 and the AND circuit 313. These points are different from the gate drive substrate 301 of FIG.
  • Each gate control signal output from the motor control board 312 is input to the simultaneous ON prevention circuit 703 in the gate drive board 702.
  • the gate control signal 108P for the upper arm is directly input to the simultaneous ON prevention circuit 703
  • the gate control signal 108N for the lower arm is input to the simultaneous ON prevention circuit 703 via the AND circuit 708.
  • the simultaneous ON prevention circuit 703 prevents the gate control signals corresponding to the upper and lower arms of the same phase from being simultaneously turned on for each of the input gate control signals. Specifically, when both of the pair of gate control signals for the upper and lower arms of the same phase are at the “L” level, that is, when both are turned on, both signals are used to prevent the upper and lower arms of the IGBT from being short-circuited. Is changed to 'H' level and a turn-off command is output.
  • FIG. 10 is a logic circuit diagram showing an example of the simultaneous on prevention circuit 703. Here, only one pair of logic circuit diagrams corresponding to the U-phase upper and lower arms is shown.
  • the circuit shown in FIG. 10 is composed of two inverter gates and two NAND circuits.
  • the U-phase upper arm gate control signal UP and the U-phase lower arm gate control signal UN are respectively input to the two inverter gates, and the signals UP1 and UN1 are respectively output from the two NAND circuits.
  • FIG. 11 is an input / output truth table of the simultaneous ON prevention circuit 703 shown in FIG.
  • this truth table when both of the input gate control signals UP and UN are at the “L” level, the output signals UP 1 and UN 1 at the “H” level obtained by inverting them are output from the simultaneous ON prevention circuit 703. Is done. In other cases, the input gate control signals UP and UN and the output signals UP1 and UN1 are the same. As described above, even if the gate control signal for simultaneously turning on the IGBTs of the upper and lower arms in the same phase is erroneously output from the motor control board 312, the inverted signal is output from the simultaneous on prevention circuit 703, thereby Can be prevented from being turned on simultaneously with the upper and lower arms.
  • the three-phase short signal 307 output from the microcomputer 302 is divided into three and then input to the three couplers 707, respectively.
  • Each coupler 707 converts the reference potential of the input three-phase short signal 307 from the reference potential of the gate drive substrate 702 to the reference potential of the motor control substrate 312, and then outputs it to the corresponding one of the three AND circuits 708.
  • a negative logic OR is taken between the three-phase short signal 307 input from the coupler 707 and the lower arm gate control signal input from the motor control board 312. This logical operation result is output to the simultaneous on prevention circuit 703 as a lower arm gate control signal.
  • the power supply circuit 1011 supplies power to the six gate drive circuits 201 and the microcomputer 302 in the same manner as the power supply circuit 311 according to the first embodiment.
  • the coupler 707 has a function of outputting a power supply for use in converting the reference potential of the three-phase short signal 307.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing an example of a power supply circuit 1011 as a gate drive power supply circuit of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
  • the output phase 1007 is further added to the secondary side of the transformer 1002 in addition to the six transformer secondary side circuits 452.
  • the output phase 1007 outputs a power supply voltage of 15 V, similar to each transformer secondary circuit 452, but its reference potential 1003 is the reference potential of the motor control board 312. Further, it has a 5V power source 1006, from which a 5V output Vcc-GD indicated by reference numeral 1005 is output.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing an example of a two-input AND circuit 708 to which the three-phase short signal 307 output from the microcomputer 302 is input via the coupler 707.
  • the three AND circuits 708 corresponding to the U-phase lower arm are illustrated.
  • one input of the AND logic circuit 903 is a gate control signal UN of the U-phase lower arm, and the other input is a collector output of one of the three couplers 707.
  • the collector output of the coupler 707 is pulled up to a 5V output Vcc-GD indicated by reference numeral 1005 in FIG.
  • the reference potential on the output side of the coupler 707 is equal to the reference potential of the motor control board 312.
  • AND circuits 708 corresponding to the other V-phase lower arms and W-phase lower arms are illustrated.
  • the three-phase lower arm IGBTs are all turned on and the three-phase upper arm IGBTs are all turned off by performing the three-phase short control, but the upper and lower arms are switched. Also good. That is, the 3-phase short control may be performed by turning on all the IGBTs of the three-phase upper arm and turning off all the IGBTs of the three-phase lower arm. In this case, it is needless to say that the electric circuit configuration illustrated in FIGS. 4 and 9 is modified to that.
  • the power conversion device mounted on the vehicle has been described as an example.
  • the scope of the present invention is not limited to this, and can be applied to power conversion devices for various uses. it can.
  • the above description is merely an example, and the present invention is not limited to the configuration of the above embodiment.

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Abstract

　電力変換装置は、複数の電力変換素子と、第１の制御信号を出力する第１の制御回路と、蓄電回路と、第１の制御回路へ電力を供給する直流電源が正常でない場合に第２の制御信号を出力する第２の制御回路と、複数の電力変換素子を動作させるための駆動信号を出力する駆動回路とを備える。複数の電力変換素子は、高電圧側に接続される上アームの電力変換素子、または低電圧側に接続される下アームの電力変換素子のいずれかである。第２の制御回路は、蓄電回路の電圧が所定の第１の電圧値以上である場合、上アームの電力変換素子または下アームの電力変換素子のいずれか一方を全てオンとし、他方を全てオフとするように第２の制御信号を出力する。

Description

電力変換装置
　本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。
　電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電動車両に搭載されて駆動用モータと接続される電力変換装置がある。この電力変換装置は、直流電源から供給されるモータ駆動用の直流電力を交流電力に変換したり、モータから発生された交流電力を直流電源充電用の直流電力に変換したりする電力変換機能を有している。こうした電力変換機能を実現するため、電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのスイッチング素子が一般的に使用されている。こうしたスイッチング素子は、予め定められた耐圧を超える電圧が印加されると耐圧破壊を起こして破損してしまうため、印加電圧が耐圧を超えないようにする必要がある。
　通常の電動車両では、電力を効率的に利用するために、制動時や坂を下る時などにモータを強制的に回転して発電機として働かせ、回生電圧（逆起電力）を発生して直流電源を充電している。しかし、モータの回転数が高くなるほど大きな回生電圧が発生するため、回生電圧が耐圧を超えることにより、スイッチング素子が耐圧破壊を起こしてしまうことがある。そこで、こうした耐圧破壊を防止するため、従来の電力変換装置では過電圧を抑制する手段が設けられている。
　たとえば特許文献１には、モータを制御する電動機制御装置において、次のように過電圧を抑制する方法が提案されている。この方法では、ＣＰＵの制御により、過電圧発生時にモータの回転位置に応じてスイッチング素子をオンさせ、モータの複数の相を直列に接続する。
　また、特許文献２には、次のような方法が述べられている。この方法では、インバータから直流電源に入力される回生電圧を検出する。その検出結果に基づいて、モータ駆動装置とモータの線間を開放または短絡の少なくともいずれかを行うように、インバータ制御手段によりインバータのスイッチング素子を制御する。
日本国特開２００２－１７０９８号公報 日本国特開２００９－２８４７４７号公報
　以上説明したような従来の過電圧抑制方法では、過電圧発生時にＣＰＵやインバータ制御手段によりスイッチング素子を制御して、モータの出力端子を電源の基準電位（接地端子）に接続する。これにより、モータと基準電位（接地端子）の間に電流を還流させて過電圧を抑制している。こうした制御を行うＣＰＵやインバータ制御手段は通常、モータ駆動用の直流電力を供給する直流電源とは別に設けられた制御用の電源回路から供給される電源、たとえば１２Ｖ電源などによって動作する。そのため、制御用の電源回路が正常に動作していない状態で過電圧が生じた場合、スイッチング素子の制御を行うことができない。その結果、過電圧を抑制できないという問題がある。
　本発明の第１の態様による電力変換装置は、第１の直流電源から供給される直流電力をモータを駆動するための交流電力に変換する複数の電力変換素子と、第２の直流電源から電力が供給され、複数の電力変換素子の動作を制御するための第１の制御信号を出力する第１の制御回路と、モータが発生した交流電力に基づいて充電されることにより直流電力を蓄電する蓄電回路と、第１の直流電源または蓄電回路から供給される直流電力に基づいて電力を供給する電源回路と、蓄電回路の電圧を測定する電圧測定回路と、電源回路から電力が供給され、第２の直流電源が正常であるか否かを判定し、正常でないと判定した場合、電圧測定回路により測定された蓄電回路の電圧に基づいて複数の電力変換素子の動作を制御するための第２の制御信号を出力する第２の制御回路と、電源回路から電力が供給され、第１の制御信号または第２の制御信号に基づいて複数の電力変換素子を動作させるための駆動信号を出力する駆動回路と、を備え、複数の電力変換素子は、第１の直流電源の高電圧側に接続される上アームの電力変換素子、または第１の直流電源の低電圧側に接続される下アームの電力変換素子のいずれかであって、上アームの電力変換素子と下アームの電力変換素子とを直列に接続した直列回路が第１の直流電源に対して蓄電回路と並列に複数接続されており、第２の制御回路は、蓄電回路の電圧が所定の第１の電圧値以上である場合、上アームの電力変換素子または下アームの電力変換素子のいずれか一方を全てオンとし、他方を全てオフとするように第２の制御信号を出力する。
　本発明の第２の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、第２の制御回路は、蓄電回路の電圧が第１の電圧値よりも低い所定の第２の電圧値以下である場合、上アームの電力変換素子および下アームの電力変換素子を全てオフとするように第２の制御信号を出力することが好ましい。
　本発明の第３の態様によると、第１または第２の態様の電力変換装置において、第２の制御回路は、第２の制御信号を制御しているときに第２の直流電源が正常であると判定した場合、第２の制御信号の制御を止めることが好ましい。
　本発明の第４の態様によると、第１乃至第３いずれかの態様の電力変換装置は、第２の制御回路が第２の制御信号を制御しているか否かを表す制御実施信号を第１の制御回路へ出力する制御実施信号出力回路をさらに備えてもよい。
　本発明の第５の態様によると、第４の態様の電力変換装置において、第１の制御回路は、第２の制御回路が第２の制御信号を制御していることを表す制御実施信号が制御実施信号出力回路から出力されているときには、第１の制御信号を出力しないことが好ましい。
　本発明の第６の態様によると、第１乃至第５いずれかの態様の電力変換装置において、電圧測定回路は、電源回路から供給される電力によって動作するマイコンを用いて実現されてもよい。
　本発明によれば、制御用の電源回路が正常に動作していない状態で過電圧が生じた場合であっても、過電圧を抑制することができる。
従来の３相モータ駆動用電力変換装置の電気回路構成の例を示すブロック図である。 従来の３相モータ駆動用電力変換装置におけるゲートドライブ回路の電気的構成の例を示すブロック図である。 従来の３相モータ駆動用電力変換装置におけるAND回路の例を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態による電力変換装置の電気回路構成の例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態による電力変換装置のゲートドライブ用電源回路の例を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態による電力変換装置におけるAND回路の例を示す回路図である。 制御電源故障時のタイミングチャートの例を示す図である。 制御電源回復時のタイミングチャートの例を示す図である。 本発明の第２の実施形態による電力変換装置の電気回路構成の例を示すブロック図である。 同時オン防止回路の例を示す論理回路図である。 同時オン防止回路の入出力の真理値表を示す図である。 本発明の第２の実施形態による電力変換装置のゲートドライブ用電源回路の回路図である。 本発明の第２の実施形態による電力変換装置におけるAND回路の例を示す回路図である。
（従来技術の説明）
　本発明を説明する前に、まず従来技術について以下に説明する。
（インバータの構成）
　図１は、従来の３相モータ駆動用電力変換装置としてのインバータ１０１の電気回路構成の例を示すブロック図である。図１に示すインバータ１０１は、モータコントロール基板１０２、ゲートドライブ基板１０３、スイッチング素子であるＩＧＢＴを複数有するＩＧＢＴモジュール１０４、平滑コンデンサ１０９、および電流センサー１１０を主に備える。ＩＧＢＴモジュール１０４は、正極配線１１２と負極配線１１３により直流電源であるモータ駆動用の高圧電源１０６と接続されている。ここで、正極配線１１２は高圧電源１０６の正極側（高電圧側）とコンタクタ１０７を介して接続されており、負極配線１１３は高圧電源１０６の負極側（低電圧側）と接続されている。またインバータ１０１は、３相モータ１０５に接続されている。
　ＩＧＢＴモジュール１０４では、正極配線１１２と負極配線１１３の間にスイッチング素子として動作するＮ型ＩＧＢＴが２段直列に接続（トーテムポール接続）されている。この２つのＩＧＢＴのうち、正極配線１１２側、すなわち高圧電源１０６の高電圧側に接続されるＩＧＢＴを上アームと呼び、負極配線１１３側、すなわち高圧電源１０６の低電圧側に接続されるＩＧＢＴを下アームと呼ぶ。インバータ１０１は３相モータ１０５を駆動するために、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の合計３相分の出力が必要である。そのため、ＩＧＢＴモジュール１０４には上下アームを直列に接続した直列回路が３つ内蔵されている。各相に対応するこれらの直列回路が高圧電源１０６に対して互いに並列に接続される。各相の直列回路において上アームのエミッタと下アームのコレクタを繋ぐ共通端子は、インバータ１０１の出力端子を介して３相モータ１０５とそれぞれ接続されている。
　ＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴのコレクタ-エミッタ間には、還流ダイオード（ＦＷＤ）がそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴのコレクタ側には還流ダイオードのカソードが接続され、ＩＧＢＴのエミッタ側には還流ダイオードのアノードが接続される。
　平滑コンデンサ１０９は、ＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴが行うスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制するためのものであり、正極配線１１２と負極配線１１３の間にＩＧＢＴモジュール１０４と並列に接続されている。すなわち、ＩＧＢＴモジュール１０４の各上下アームの直列回路は、高圧電源１０６に対して平滑コンデンサ１０９とそれぞれ並列に接続されている。
（ゲートドライブ基板）
　ゲートドライブ基板１０３は、ＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴに対してゲートドライブ回路２０１を１つずつ有している。すなわち、ゲートドライブ基板１０３には６つのゲートドライブ回路２０１が設けられており、そのうち３つは上アームの各ＩＧＢＴにそれぞれ対応し、残りの３つは下アームの各ＩＧＢＴにそれぞれ対応している。さらにゲートドライブ基板１０３は、電源回路１１５と、上アームと下アームにそれぞれ対応する２つのＡＮＤ回路１１８とを有している。
　電源回路１１５は、モータコントロール基板１０２から出力される電源用電圧１１６（Ｖｃｃ電圧およびＧＮＤ電圧）を受け、これに基づいて、電源用電圧１１６から絶縁された電源を６つのゲートドライブ回路２０１へそれぞれ供給する。こうして電源回路１１５から供給される電源を用いて各ゲートドライブ回路２０１が動作する。
　各ゲートドライブ回路２０１は、ドライバ回路１２１と、モータコントロール基板１０２から各相の上下アームに対してそれぞれ出力されるゲート制御信号１０８Ｐ（ゲート制御信号UP、VP、WP）および１０８Ｎ（ゲート制御信号UN、VN、WN）を入力してドライバ回路１２１へ出力するカプラ１１４と、異常時にドライバ回路１２１から出力されるフォルト信号を入力してＡＮＤ回路１１８へ出力するカプラ１１７とを有する。たとえば上アームのＷ相を例として説明すると、これに対応するゲートドライブ回路２０１のカプラ１１４には、モータコントロール基板１０２から上アームＷ相のゲート制御信号WPが入力される。
　ドライバ回路１２１から出力されるフォルト信号は負論理であり、正常時は'H'レベルの信号が出力されている。ドライバ回路１２１の電源電圧が異常に低くなったり、対応するＩＧＢＴに過電流が発生するなどの異常状態が発生したりすると、ドライバ回路１２１は'H'レベルから'L'レベルにフォルト信号を変化させて出力する。
　上アーム３相分のドライバ回路１２１からそれぞれ出力された３つのフォルト信号は、カプラ１１７を介して上アームのＡＮＤ回路１１８に入力される。いずれか少なくとも１つのフォルト信号が'L'レベルになると、ＡＮＤ回路１１８は'H'レベルから'L'レベルに出力を変化させ、上アームフォルト信号（ＦＬＴＰ信号）１１９としてモータコントロール基板１０２へ出力する。すなわち、上アームのＡＮＤ回路１１８は負論理におけるＯＲ回路となっており、上アームの３相のうちいずれか少なくとも１つにおいて異常が発生すると'L'レベルのＦＬＴＰ信号１１９を出力する。下アームに関しても同様の構成となっており、下アームの３相のうちいずれか少なくとも１つにおいて異常が発生すると、下アームのＡＮＤ回路１１８からモータコントロール基板１０２へ'L'レベルの下アームフォルト信号（ＦＬＴＮ信号）１２０を出力する。
（モータコントロール基板）
　モータコントロール基板１０２は上位の制御装置（不図示）と接続されており、この制御装置から３相モータ１０５の運転状態を指令するための運転指令が入力される。また、電流センサー１１０により検出された３相モータ１０５に流れる電流の大きさが電流センス信号１１１としてモータコントロール基板１０２に入力される。こうして入力された運転指令および電流センス信号１１１に基づいて、モータコントロール基板１０２は、ＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴの動作を制御するためのゲート制御信号１０８Ｐおよび１０８Ｎ、すなわち各相のゲート制御信号UP、VP、WP、UN、VNおよびWNをゲートドライブ基板１０３内の各ゲートドライブ回路２０１へ出力する。なお、モータコントロール基板１０２から出力されるこれらのゲート制御信号は負論理であり、対応するＩＧＢＴをオフする時には'H'レベルの信号が、オンする時には'L'レベルの信号がモータコントロール基板１０２からそれぞれ出力される。モータコントロール基板１０２は、車両用の１２Ｖ電源１００から供給される電力により動作する。
　ここで注意すべきことがある。それは、モータコントロール基板１０２の基準電位とゲートドライブ基板１０３内の各ゲートドライブ回路２０１の基準電位とは互いに異なっているということである。具体的には、モータコントロール基板１０２へ電力を供給している１２Ｖ電源１００は車両用の電源であるため、その基準電位はインバータ１０１を搭載している車両のボディに接地されている。これにより、モータコントロール基板１０２の基準電位は車両ボディの電位となっている。一方、ゲートドライブ回路２０１の基準電位は上アームと下アームとで異なっている。上アーム用のゲートドライブ回路２０１の基準電位は、対応するＩＧＢＴのエミッタ電圧、すなわち３相モータ１０５に接続されているインバータ１０１の出力端子と同電位であり、下アームのゲートドライブ回路２０１の基準電位は、高圧電源１０６の負極電位となっている。これらの基準電位は、いずれもモータコントロール基板１０２の基準電位すなわち車両ボディの電位とは異なっている。このように、モータコントロール基板１０２の基準電位とゲートドライブ基板１０３内の各ゲートドライブ回路２０１の基準電位とは異なる。そのため、電源回路１１５は前述のように、モータコントロール基板１０２が出力する電源用電圧１１６から絶縁された電源を６つのゲートドライブ回路２０１へ供給している。
（ゲートドライブ回路）
　図２は、ゲートドライブ回路２０１の電気的構成の例を示すブロック図である。図２のゲートドライブ回路２０１において、ドライバ回路１２１は主にゲートドライブＩＣ２０９およびバッファ２１０により構成されており、カプラ１１４および１１７はそれぞれフォトカプラで構成されている。このゲートドライブ回路２０１の動作について以下に説明する。なお、以下の説明では、上アームのＷ相を例として図２のゲートドライブ回路２０１の動作を説明するが、他のゲートドライブ回路２０１についても同様である。
　モータコントロール基板１０２からゲート制御信号入力端子２１１を介してゲートドライブ回路２０１へ入力されたゲート制御信号WPは、カプラ１１４を介してゲートドライブＩＣ２０９に入力される。ここで、ゲート制御信号入力端子２１１とカプラ１１４の間に設けられている抵抗２０５は電流制限用抵抗である。カプラ１１４の出力は抵抗２０８を介して電源２０３にプルアップされている。モータコントロール基板１０２から負論理のゲート制御信号WPが入力されると、電源２０３の電圧レベルに応じた負論理の信号がカプラ１１４からゲートドライブＩＣ２０９へ出力される。
　なお、モータコントロール基板１０２から入力されるゲート制御信号WPの基準電位は、モータコントロール基板１０２へ電力を供給する図１の１２Ｖ電源１００の基準電位と等しい。また、ゲート制御信号WPの信号レベルは、モータコントロール基板１０２におけるＶｃｃ電源と同じ５Ｖである。これに対して、ゲートドライブＩＣ２０９を含むドライバ回路１２１の基準電位２０４は、前述のゲートドライブ回路２０１の基準電位、すなわち３相モータ１０５に接続されているインバータ１０１の出力端子（上アームの場合）または高圧電源１０６の負極電位（下アームの場合）と同電位である。このように、カプラ１１４に入力されるゲート制御信号WPの基準電位と、カプラ１１４から出力されてゲートドライブＩＣ２０９に入力される信号の基準電位とは、互いに異なっている。また、ゲートドライブＩＣ２０９の信号レベルは、大電流を駆動するＩＧＢＴ２１６のゲート閾値電圧よりも高い１５Ｖとなっている。つまり、カプラ１１４は入力信号から絶縁された信号をゲートドライブＩＣ２０９へ伝送する役割に加えて、入出力信号レベルを変換する役割も担っている。
　ゲートドライブＩＣ２０９は、カプラ１１４を介して入力されたゲート制御信号WPに基づいて、バッファ２１０を介してゲート駆動信号２１２を発生する。このゲート駆動信号が対応するＩＧＢＴ２１６へ出力されることにより、ＩＧＢＴ２１６においてゲート－エミッタ間電圧が与えられ、ＩＧＢＴ２１６がゲート駆動信号に応じてオンまたはオフされる。なお、ゲートドライブＩＣ２０９およびバッファ２１０は、ドライバ回路１２１の基準電位２０４に対して供給される電源２０３により動作する。
　ここで、ＩＧＢＴ２１６はセンスエミッタ端子２１５を有している。ＩＧＢＴ２１６のコレクタ－エミッタ間に流れる電流を非常に弱く分流した電流がセンスエミッタ端子２１５から電流センス抵抗２１３に流れ出す。ゲートドライブＩＣ２０９は、この電流を電流センス抵抗２１３に現れる電圧降下、つまり過電流検知信号２１４によって測定することで、ＩＧＢＴ２１６に過電流が流れた場合にそれを検知することができる。ＩＧＢＴ２１６に過電流が流れたことを検知すると、ゲートドライブＩＣ２０９はフォルト信号２１８として’L’レベルの信号をカプラ１１７へ出力する。このフォルト信号２１８により、カプラ１１７がオンされ、フォルト信号出力端子２１７を介して図１のＡＮＤ回路１１８へ’L’レベルのフォルト信号が出力される。
（ＡＮＤ回路）
　図３は、ＡＮＤ回路１１８の例を示す回路図である。図３に示すように、ＡＮＤ回路１１８の入力側には、上アームまたは下アームの３相に対応する３つのゲートドライブ回路２０１に含まれる３つのカプラ１１７のコレクタ出力が、フォルト信号出力端子２１７を介してワイヤードＯＲ、つまり短絡されて接続されている。ＡＮＤ回路１１８は、これらのコレクタ出力を抵抗９０１を介してモータコントロール基板１０２のＶｃｃ電源にプルアップすることによって構成できる。これにより、負論理におけるＯＲ回路、つまり正論理におけるＡＮＤ回路１１８が構成される。
（インバータの動作）
　次に、図１を参照してインバータ１０１の動作の概要を説明する。インバータ１０１は、ＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴをスイッチングするために、モータコントロール基板１０２からゲートドライブ基板１０３の６つのゲートドライブ回路２０１に対して、符号１０８Ｐ、１０８Ｎに示すＰＷＭ方式のゲート制御信号UP、VP、WP、UN、VNおよびWNを送信する。ここでモータコントロール基板１０２とゲートドライブ基板１０３とは前述のように基準電位が異なるので、モータコントロール基板１０２とゲートドライブ基板１０３の間におけるゲート制御信号の送受信は、絶縁信号伝送装置であるカプラ１１４を介して行われる。各ゲートドライブ回路２０１は、入力されたゲート制御信号に基づいて、対応するＩＧＢＴのゲート－エミッタ端子間に電圧を与え、ＩＧＢＴをスイッチングする。こうしてＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴを所定のタイミングでそれぞれスイッチングさせることにより、高圧電源１０６から供給される直流電力が交流電力に変換され、各ＩＧＢＴを介してモータ１０５に電流が流れてモータ１０５が駆動される。このときモータ１０５に流れる電流は電流センサー１１０で観測され、電流センス信号１１１としてモータコントロール基板１０２にフィードバックされる。これによってモータコントロール基板１０２はモータ１０５に流れる電流を制御し、モータ１０５の駆動を制御する。
　従来の３相モータ駆動用電力変換装置であるインバータ１０１は、以上説明したような構成を有している。
（第１の実施形態）
　次に、本発明の第１の実施形態による電力変換装置について、図４～８を用いて以下に説明する。
（インバータの構成）
　図４は、本発明の第１の実施形態による電力変換装置としてのインバータ３００の電気回路構成の例を示すブロック図である。図４において、図１に示した従来のインバータ１０１と共通する構成には同一の符号を付しており、３相モータ１０５、電流センサー１１０および電流センス信号１１１は図示を省略している。また、ＩＧＢＴモジュール１０４が有する上下アームの各ＩＧＢＴについても図示を省略している。
　図４に示すインバータ３００は、図１に示した従来のインバータ１０１が備えるモータコントロール基板１０２およびゲートドライブ基板１０３に替えて、モータコントロール基板３１２およびゲートドライブ基板３０１を備えている。モータコントロール基板３１２は、図１のモータコントロール基板１０２と比べて、モータコントロール基板１０２が入出力する前述の各信号に加えて、１２Ｖ電源１００が正常に供給されているか否かを表す１２Ｖactive信号３０３をゲートドライブ基板３０１へ出力する点と、ゲートドライブ基板３０１が後述する３相ショート制御を実施しているか否かを表す３相ショート制御実施信号（３ＰＳactive信号）３０５がゲートドライブ基板３０１から入力される点とが異なっている。一方、ゲートドライブ基板３０１は、図１のゲートドライブ基板１０３と比べて、電源回路１１５に替えて電源回路３１１を有している点と、マイコン３０２および高電圧分圧回路３０６を有する点とが主に異なっている。
　電源回路３１１は、正極配線１１２と負極配線１１３の間に接続されている。これにより、図１の電源回路１１５とは異なり、モータコントロール基板３１２から出力される電源用電圧１１６ではなく、高圧電源１０６から供給される直流電力に基づいて電源を発生し、６つのゲートドライブ回路２０１およびマイコン３０２へ供給する。なお、後述するようにコンタクタ１０７が開放状態となることでインバータ３００と高圧電源１０６の接続が切断された場合、正極配線１１２と負極配線１１３の間には平滑コンデンサ１０９に蓄積された電荷量に応じた電圧が印加される。このとき電源回路３１１は、高圧電源１０６の代わりに平滑コンデンサ１０９から供給される直流電力に基づいて電源を発生し、ゲートドライブ回路２０１およびマイコン３０２へ供給する。
　高電圧分圧回路３０６は、正極配線１１２の電圧をマイコン３０２で測定できる電圧に分圧し、マイコン３０２へ出力する。マイコン３０２は、高電圧分圧回路３０６からの出力電圧を測定することにより、正極配線１１２と負極配線１１３の間の電圧、すなわち基準電位に対する正極配線１１２の電圧を測定する。こうして基準電位に対する正極配線１１２の電圧を測定することにより、マイコン３０２は、コンタクタ１０７がオンの場合は高圧電源１０６の電圧を測定し、コンタクタ１０７がオフの場合は平滑コンデンサ１０９の電圧を測定することができる。
　またマイコン３０２は、モータコントロール基板３１２から出力される１２Ｖactive信号３０３をカプラ３０４を介して入力し、これに基づいて１２Ｖ電源１００からモータコントロール基板３１２へ供給される制御電源が正常に機能しているか否かを判定する。制御電源が正常に機能していないと判定した場合、マイコン３０２は下アームの各ＩＧＢＴのスイッチングを制御するための３相ショート信号３０７を出力する。この３相ショート信号３０７は、３分割された後、３つずつ設けられたカプラ３１４と２入力ＡＮＤ回路３１３を介して、下アームに対応する３つのドライバ回路１２１へそれぞれ出力される。このように、ゲートドライブ基板３０１ではマイコン３０２から下アームの３相すべてのドライバ回路１２１へ同一の３相ショート信号３０７を出力できるようになっている。つまり、下アームの３相すべてのＩＧＢＴを同時にオンオフできるようになっている。さらにこのとき、マイコン３０２は、カプラ３０８を介してモータコントロール基板３１２へ３ＰＳactive信号３０５を出力し、３相ショート制御を実施中であることを通知する。
（電源回路）
　図５は、本発明の第１の実施形態による電力変換装置のゲートドライブ用電源回路としての電源回路３１１の例を示す回路図である。図５に示すように、電源回路３１１は、トランス４０１、トランス１次側回路４５１、トランス２次側回路４５２、フィードバック回路４５３、スタートアップ回路４５４および５Ｖ電源４５５から構成されている。正極配線１１２および負極配線１１３を介して、正極入力端子４４８と負極入力端子４４９が高圧電源１０６および平滑コンデンサ１０９に接続される。トランス２次側回路４５２は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上下アームのそれぞれに対して設けられており、計６個ある。図５では、Ｕ相上アームに対応するトランス２次側回路４５２を破線により示している。なお、図５にはフライバック方式で動作する電源回路３１１の回路図の例を示している。
（トランス１次側回路）
　トランス１次側回路４５１は、フィードバック回路４５３の電圧出力が１５Ｖになるようにトランス４０１の１次側電流を制御する。各トランス２次側回路４５２は、トランス４０１の２次側電流を整流し、対応するドライバ回路１２１へ直流電圧をそれぞれ出力する。フィードバック回路４５３は、トランス２次側回路４５２のダミー回路であり、これらと同様の直流電圧を出力することにより、トランス１次側回路４５１に対してフィードバック信号を出力している。また、フィードバック回路４５３はトランス１次側回路４５１の電源にもなっている。スタートアップ回路４５４は、電源回路３１１の起動時においてフィードバック回路４５３の電圧出力が現れるまでの間、トランス１次側回路４５１の電源となる回路である。５Ｖ電源４５５は、マイコン電源用の５Ｖ出力４５６を有しており、フィードバック回路４５３の出力に基づいて５Ｖ出力４５６から図４のマイコン３０２へ電源を出力する。また、５Ｖ電源４５５はマイコン用のウォッチドッグタイマを内蔵しており、マイコン３０２が暴走した時はリセットをかける機構が備わっている。
　トランス１次側回路４５１は、第１の電源切り替えダイオード４２５、ＰＷＭＩＣ電源抵抗４２６、ＰＷＭＩＣ４２７、ＩＣパスコン４２８、ＩＣ電源ツェナーダイオード４２９、ゲート抵抗４３０、ＦＥＴプルダウン抵抗４３１、トランス駆動ＦＥＴ４３２、トランス電流測定抵抗４３３、フィルタ抵抗４３４、フィルタ容量４３５、発振抵抗４３６、発振容量４３７、ＶＲＥＦパスコン４３８、エラーアンプ抵抗４３９、エラーアンプ容量４４０およびトランスパスコン４４１から構成されている。
　第１の電源切り替えダイオード４２５は、フィードバック回路４５３の出力電圧がスタートアップ回路４５４の出力電圧より高くなった場合にオンし、電源をフィードバック回路４５３の出力からスタートアップ回路４５４の出力へ切り替える。ＰＷＭＩＣ電源抵抗４２６は、ＰＷＭＩＣ４２７の電源電流を流れすぎないように制御する。ＰＷＭＩＣ４２７は、フィードバック回路４５３の出力とトランス４０１の１次側電流を監視することによって、トランス駆動ＦＥＴ４３２をＰＷＭ制御する。ＩＣパスコン４２８およびＩＣ電源ツェナーダイオード４２９は、ＰＷＭＩＣ４２７の電源を安定化する。ゲート抵抗４３０は、ＰＷＭＩＣ４２７の出力電流を流れすぎないように制限する。ＦＥＴプルダウン抵抗４３１は、ＰＷＭＩＣ４２７の故障等によって出力がハイインピーダンス（断線）状態となった場合に、トランス駆動ＦＥＴ４３２の入力をゲートドライブ基板３０１の基準電位であるＧＮＤＮ４０３に落とし、回路が不安定になるのを防ぐ。トランス駆動ＦＥＴ４３２は、ＰＷＭＩＣ４２７から出力されるＰＷＭパルスに応じてトランス４０１の１次側に電流を流す。トランス電流測定抵抗４３３は、トランス４０１の１次側電流を電圧に変換する。フィルタ抵抗４３４およびフィルタ容量４３５はフィルタであり、トランス電流測定抵抗４３３の電圧に乗っているノイズを除去してＰＷＭＩＣ４２７に送る。発振抵抗４３６、発振容量４３７およびＶＲＥＦパスコン４３８は、ＰＷＭＩＣ４２７に内蔵されている発振回路の外付け部品であり、ＰＷＭパルスの発振周波数を設定する。エラーアンプ抵抗４３９およびエラーアンプ容量４４０は、ＰＷＭＩＣ４２７に内蔵されているアンプの外付け部品であり、フィードバック回路４５３からのフィードバック信号を増幅してＰＷＭＩＣ４２７に取り込む際の増幅率を設定する。トランスパスコン４４１は、トランス４０１の１次側電流用のパスコンである。
（トランス２次側回路）
　各トランス２次側回路４５２は、整流ダイオード４１６、平滑コンデンサ４１７およびブリーダ抵抗４１８を有すると共に、対応するドライバ回路１２１へ直流電圧を出力するための出力端子および基準端子を有している。たとえば、Ｕ相上アームに対応するトランス２次側回路４５２は、絶縁電源出力端子（ＶＵＰ）４０４と絶縁電源基準端子（ＧＵＰ）４０５を有しており、これによりＵ相上アームのＩＧＢＴを駆動するドライバ回路１２１と接続される。同様に、Ｕ相下アームに対応するトランス２次側回路４５２は絶縁電源出力端子（ＶＵＮ）４０６と絶縁電源基準端子（ＧＵＮ）４０７を、Ｖ相上アームに対応するトランス２次側回路４５２は絶縁電源出力端子（ＶＶＰ）４０８と絶縁電源基準端子（ＧＶＰ）４０９を、Ｖ相下アームに対応するトランス２次側回路４５２は絶縁電源出力端子（ＶＶＮ）４１０と絶縁電源基準端子（ＧＶＮ）４１１を、Ｗ相上アームに対応するトランス２次側回路４５２は絶縁電源出力端子（ＶＷＰ）４１２と絶縁電源基準端子（ＧＷＰ）４１３を、Ｗ相下アームに対応するトランス２次側回路４５２は絶縁電源出力端子（ＶＷＮ）４１４と絶縁電源基準端子（ＧＷＮ）４１５を、それぞれ有している。これらの端子によって各トランス２次側回路４５２は対応するドライバ回路１２１と接続されている。
　整流ダイオード４１６は、トランス４０１の２次側電流の片側方向の電流だけ通して、平滑コンデンサ４１７を充電する。平滑コンデンサ４１７は、整流ダイオード４１６を流れる電流により充電されることで、上記の出力端子と基準端子、たとえばＵ相上アームに対応する絶縁電源出力端子（ＶＵＰ）４０４と絶縁電源基準端子（ＧＵＰ）４０５の間に出力電圧を発生させる。ブリーダ抵抗４１８は、電源回路３１１の負荷がゼロの時でもＰＷＭパルスを間欠させず、出力電圧を安定化させるために設けられている抵抗値の小さなダミーの負荷である。
（フィードバック回路）
　フィードバック回路４５３は、整流ダイオード４１９、平滑コンデンサ４２０、ブリーダ抵抗４２１、分圧抵抗４２２および４２３、パスコン４２４から構成されている。
　整流ダイオード４１９、平滑コンデンサ４２０およびブリーダ抵抗４２１は、トランス２次側回路４５２に備えられている前述の整流ダイオード４１６、平滑コンデンサ４１７およびブリーダ抵抗４１８とそれぞれ同様の動作を行う。分圧抵抗４２２および４２３は、フィードバック回路４５３の出力電圧ＶＦＢ４０２を分圧してフィードバック信号を発生させている。この分圧比は、フィードバック回路４５３の出力電圧が目標電圧の１５Ｖになったときに、分圧電圧すなわちフィードバック信号電圧がＰＷＭＩＣ４２７の電圧基準値と等しくなるように設定されている。
（スタートアップ回路）
　スタートアップ回路４５４は、降圧抵抗４４２、ツェナーダイオード４４３、安定化容量４４４、高圧ＦＥＴ４４５、第２の切り替えダイオード４４６、出力安定化容量４４７から構成されており、正極入力端子４４８と負極入力端子４４９によって正極配線１１２および負極配線１１３に接続されている。これにより、前述のように正極配線１１２および負極配線１１３を介して、正極入力端子４４８と負極入力端子４４９が高圧電源１０６および平滑コンデンサ１０９に接続される。
　降圧抵抗４４２とツェナーダイオード４４３は、高圧ＦＥＴ４４５のゲートにツェナー電圧を与える。ツェナー電圧は１０Ｖ程度であり、フィードバック回路４５３の出力電圧より低い電圧とする。安定化容量４４４は、ツェナー電圧を安定化させる。高圧ＦＥＴ４４５は、正極入力端子４４８からトランス１次側回路４５１へ電源電圧を供給する。なお高圧ＦＥＴ４４５は、ツェナー電圧から高圧ＦＥＴ４４５のゲート閾値電圧および第２の切り替えダイオード４４６の順方向電圧を減算した所定値（Vstartupとする）よりもトランス１次側回路４５１の電源電圧が低い時にオンとなり、高い時にオフとなる。これにより、トランス１次側回路４５１の電源電圧はVstartupで安定化する。第２の切り替えダイオード４４６は、トランス１次側回路４５１の電源電圧がVstartupよりも高い時にオフとなり、スタートアップ回路４５４からトランス１次側回路４５１への電源供給を遮断する。出力安定化容量４４７は、トランス１次側回路４５１の電源電圧を安定化する容量である。
（ＡＮＤ回路）
　図６は、マイコン３０２から出力された３相ショート信号３０７がカプラ３１４を介して入力される２入力ＡＮＤ回路３１３の例を示す回路図である。なお、図６では３つのＡＮＤ回路３１３のうち、Ｕ相下アームに対応するものを例示している。図６に示すように、ＡＮＤ回路３１３の入力側には、Ｕ相下アームのゲート制御信号UNが入力されるカプラ１１４のコレクタ出力と、３つのカプラ３１４のうち１つのコレクタ出力とが共通に接続されている。ＡＮＤ回路３１３は、これらのコレクタ出力を抵抗９０４を介して図２の電源２０３、すなわち対応するドライバ回路１２１の信号レベルにプルアップすることによって構成できる。すなわち、ＡＮＤ回路３１３の出力は、カプラ１１４および３１４のオープンコレクタ出力である。これにより、負論理におけるワイヤードＯＲ回路、つまり正論理におけるＡＮＤ回路３１３が構成される。なお、他のＶ相下アームおよびＷ相下アームに対応するＡＮＤ回路３１３も同様である。
（制御電源喪失時の動作）
　図７は、インバータ３００における制御電源故障時のタイミングチャートの例を示す図である。図７において、符号５０３に示すタイミングチャートは、正極配線１１２と負極配線１１３の間に供給される電源電圧の変化の様子を表している。マイコン３０２は、前述のように高電圧分圧回路３０６によって分圧された正極配線１１２の電圧を測定することで電源電圧５０３を測定する。その下には、前述した１２Ｖactive信号３０３、３相ショート信号３０７および３相ショート制御実施信号（３ＰＳactive信号）３０５の変化の様子を表すタイミングチャートをそれぞれ示している。さらにその下には、モータコントロール基板３１２からＵ相、Ｖ相およびＷ相の各相に対して出力される下アームのゲート制御信号１０８Ｎを代表して、図４の符号３１５に示すＵ相下アームのゲート制御信号UNと、これに対応するドライバ回路１２１から出力されるＵ相下アームのゲート駆動信号３０９とについて、これらの変化の様子を表すタイミングチャートをそれぞれ示している。
　たとえば時刻ｔ１において、モータコントロール基板３１２へ制御電源としての電力を供給している１２Ｖ電源１００が故障すると、車両の上位制御装置（不図示）がコンタクタ１０７をオフして開放状態とする。これにより、インバータ３００と高圧電源１０６の接続が切断され、高圧電源１０６から電源回路３１１への電力供給が遮断される。このときの正極配線１１２と負極配線１１３の間の電源電圧５０３は、平滑コンデンサ１０９に蓄積された電荷量、すなわち充電量に応じて決定される。このとき、電源回路３１１は平滑コンデンサ１０９から供給される直流電力を用いて電源を発生し、各ゲートドライブ回路２０１およびマイコン３０２へ供給する。一方、モータコントロール基板３１２は、１２Ｖ電源１００からの制御電源が供給されないためにその機能を喪失している。そのため、モータコントロール基板３１２からゲートドライブ基板３０１に対して出力される各相上下アームのゲート制御信号は、カプラの１次側のダイオードに電流が流れず、Ｕ相下アームのゲート制御信号UN３１６のように、全てＩＧＢＴのオフを表す'H'レベルとなる。これにより、各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号は、Ｕ相下アームのゲート駆動信号３０９のように全て'L'レベルとなる。その結果、ＩＧＢＴモジュール１０４において３相全ての上下アームＩＧＢＴがオフとなる。
　上記のように制御電源が異常となった場合、１２Ｖactive信号３０３が時刻ｔ１において'H'レベルから'L'レベルに変化することで、モータコントロール基板３１２からゲートドライブ基板３０１に対して、制御電源が異常であることが通知される。すると、この１２Ｖactive信号３０３の変化により、マイコン３０２は、１２Ｖ電源１００が正常な状態ではなく、モータコントロール基板３１２に対して制御電源が正しく供給されていないものと判定する。そして、所定の遅延時間経過後の時刻ｔ２において、３ＰＳactive信号３０５を'H'から'L'に変化させる。これにより、３相ショート制御を実施してマイコン３０２から下アームの各ドライバ回路１２１へ３相ショート信号３０７の出力を開始したことをモータコントロール基板３１２に通知する。ここで、３ＰＳactive信号３０５は負論理であり、'H'は３相ショート制御を実施していないことを、'L'は３相ショート制御を実施していることをそれぞれ表す。
　時刻ｔ２において３相ショート制御を開始した直後、正極配線１１２と負極配線１１３の間に供給される電源電圧５０３、すなわち平滑コンデンサ１０９の電圧は、所定のオン閾値５０１よりも大きい。このときマイコン３０２は、３相ショート信号３０７を'L'から'H'に変化させる。そうすると、これに応じて下アームの各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号は、Ｕ相下アームのゲート駆動信号３０９のように全て'H'レベルとなり、ＩＧＢＴモジュール１０４において３相全ての下アームＩＧＢＴがオンして３相ショート状態となる。このとき、モータ１０５において発生した回生電流がモータ１０５と負極配線１１３の基準電位の間を還流し、平滑コンデンサ１０９に充電されなくなる。その間にも電源回路３１１で電力を消費するので、時刻ｔ２以降は電源電圧５０３が次第に下がっていく。ここでオン閾値５０１は、平滑コンデンサ１０９やＩＧＢＴの耐圧などに応じて設定されることが好ましい。
　その後も電源電圧５０３が下がり続け、時刻ｔ３において所定のオフ閾値５０２を下回ると、マイコン３０２は所定の遅延時間経過後の時刻ｔ４において、３相ショート信号３０７を'H'から'L'に変化させる。そうすると、これに応じて下アームの各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号は、Ｕ相下アームのゲート駆動信号３０９のように全て'L'レベルとなり、ＩＧＢＴモジュール１０４において３相全ての下アームＩＧＢＴがオフする。これにより、３相全ての上下アームＩＧＢＴが再びオフとなる。これによって電源電圧５０３の下降が止まり、電源電圧５０３がドライバ回路１２１の活動下限を下回るのを防ぐことができる。このときモータ１０５が回転していると、モータ１０５からの回生電流が上アームの還流ダイオードを介して平滑コンデンサ１０９の正極側に出力されることにより平滑コンデンサ１０９が充電され、時刻ｔ４以降において電源電圧５０３が上昇する。ここでオフ閾値５０２は、マイコン３０２が３相ショート信号３０７を切り替えるための遅延時間等を考慮して、ゲートドライブ回路２０１が活動できる電圧の下限よりも余裕を持たせて高い電圧に設定されていることが好ましい。
　なお、３相ショート状態にしてから一定時間以上経過しても電源電圧５０３がオフ閾値５０２を下回らない場合にも、上記と同様にマイコン３０２により３相ショート信号３０７を'H'から'L'に変化させることが好ましい。このようにして３相ショート状態が一定時間以上継続しないようにすることで、ＩＧＢＴに長時間電流が流れて発熱により耐熱温度を超えないようにすることができる。
　時刻ｔ４以降で電源電圧５０３が上がり続け、時刻ｔ５においてオン閾値５０１を上回ると、マイコン３０２は所定の遅延時間経過後の時刻ｔ６において、３相ショート信号３０７を'L'から'H'に変化させる。そうすると、時刻ｔ２と同様に、これに応じて下アームの各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号は、Ｕ相下アームのゲート駆動信号３０９のように全て'H'レベルとなり、ＩＧＢＴモジュール１０４において３相全ての下アームＩＧＢＴがオンして３相ショート状態となる。これによって再び、時刻ｔ６以降において電源電圧５０３の上昇が止まり、電源電圧５０３が平滑コンデンサ１０９やＩＧＢＴの耐圧を上回るのを防ぐことができる。
　時刻ｔ７において電源電圧５０３がオフ閾値５０２を下回ると、マイコン３０２は時刻ｔ８において、時刻ｔ４と同様に３相ショート信号３０７を'H'から'L'に変化させ、下アームの各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号を全て'L'レベルとする。これにより、３相全ての上下アームＩＧＢＴをオフとして、電源電圧５０３の下降を防ぐ。以降においても同様の３相ショート制御を行うことにより、電源電圧５０３がオフ閾値５０２からオン閾値５０１の範囲内となるように制御する。
　なお、以上説明した制御電源喪失時の動作において、３相ショート制御を開始した直後に電源電圧５０３がオフ閾値５０２よりも小さい場合は、電源電圧５０３がオン閾値５０１を上回るまでの間、マイコン３０２から出力される３相ショート信号３０７を'L'レベルに維持することが好ましい。これにより、３相全ての上下アームＩＧＢＴをオフとして、モータ１０５からの回生電流により平滑コンデンサ１０９を充電し、電源電圧５０３を上昇させることができる。また、３相ショート制御を開始した直後の電源電圧５０３がオフ閾値５０２からオン閾値５０１の範囲内である場合は、３相ショート信号３０７を'L'レベルと'H'レベルのどちらにしてもよい。
（制御電源回復時の動作）
　図８は、インバータ３００における制御電源回復時のタイミングチャートの例を示す図である。図８に示す各タイミングチャートは、図７の各タイミングチャートと同じ信号の変化の様子をそれぞれ示すものである。なお、時刻ｔ１からｔ６までの間は、図７と同様の動作である。
　時刻ｔ９において１２Ｖ電源１００が故障から復帰し、モータコントロール基板３１２への制御電源の供給が再開されると、１２Ｖactive信号３０３が'L'レベルから'H'レベルに変化する。これにより、モータコントロール基板３１２からゲートドライブ基板３０１に対して、制御電源が正常であることが通知される。すると、この１２Ｖactive信号３０３の変化により、マイコン３０２は、１２Ｖ電源１００が正常な状態であり、モータコントロール基板３１２に対して制御電源が正しく供給されているものと判定する。そして、所定の遅延時間経過後の時刻ｔ１０において、３相ショート信号３０７を'L'レベルに変化させてその出力を止める。そうすると、これに応じて下アームの各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号が全て'L'レベルとなり、ＩＧＢＴモジュール１０４において３相全ての上下アームＩＧＢＴがオフとなる。さらにこのとき、マイコン３０２は時刻ｔ１０において３ＰＳactive信号３０５を'L'から'H'に変化させる。これにより、モータコントロール基板３１２に対して、３相ショート制御を終了してマイコン３０２から下アームの各ドライバ回路１２１への３相ショート信号３０７の出力を停止したことを通知する。
　上記のようにマイコン３０２からの３ＰＳactive信号３０５が'H'になると、これに応じてモータコントロール基板３１２は、時刻ｔ１１において、Ｕ相下アームのゲート制御信号UN３１５のように、各相上下アームのゲート制御信号の出力を再開する。これにより、各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号がＵ相下アームのゲート駆動信号３０９のようにＰＷＭ制御に応じて変化し、通常のモータ制御に戻る。
　なお、モータコントロール基板３１２は、制御電源の供給が再開されても、マイコン３０２からの３ＰＳactive信号３０５が'L'から'H'に変化するまでの間は、ゲート制御信号の出力を再開しないようにする。これにより、マイコン３０２による３相ショート制御とモータコントロール基板３１２によるＰＷＭ制御とが重複して行われることを防ぎ、上下アームのＩＧＢＴが同時にオンしてしまう等の誤動作を回避することができる。
　以上述べたように、インバータ３００では、１２Ｖ電源１００からの制御電源が供給されない場合でも、電源回路３１１から供給される電力により各ドライバ回路１２１が動作してＩＧＢＴの３相ショート制御を行うので、モータ１０５の回生電圧による過電圧を抑制することができる。すなわち、モータ１０５の回生電圧によって電源電圧５０３が過電圧に近くなると、３相全ての下アームＩＧＢＴをオンにし、上アームをオフにする３相ショート状態とする。するとモータ電流は下アームＩＧＢＴを介してモータ１０５と電源電圧５０３の基準電位の間を還流し、平滑コンデンサ１０９が充電されなくなるので、電源電圧５０３の上昇が止まって徐々に下がり、過電圧を抑制することができる。
　なお、この後に電源電圧５０３が下がりつづけ、それによって電源回路３１１からドライバ回路１２１へ供給される電源の電圧がドライバ回路１２１の活動限界電圧に近づくと、３相全ての上下アームＩＧＢＴをオフする。するとモータ電流が再び還流ダイオードを介して流れることにより、平滑コンデンサ１０９が充電され、電源電圧５０３が上昇する。これにより、電源回路３１１からドライバ回路１２１へ供給される電源の電圧が低下してドライバ回路１２１の活動が停止してしまうことを避ける。もしもドライバ回路１２１が活動を停止すると、３相全ての上下アームＩＧＢＴがオフ状態に維持されたままとなり、３相ショート状態として過電圧を抑制することができなくなる。そのため、インバータ３００は破壊してしまう場合がある。また、電源電圧５０３の再上昇に伴ってドライバ回路１２１を再起動させたとしても、再起動にはある程度の時間が必要であるので、インバータ３００が破壊するまでに間に合わない可能性がある。したがって、以上説明したように電源電圧５０３がドライバ回路１２１の活動限界電圧になる前に３相全ての上下アームＩＧＢＴをオフすることによって、ドライバ回路１２１を活動させたままにできる。そのため、回生電圧による電源電圧５０３の再上昇に対しても過電圧を抑制することが可能となる。
　以上説明した第１の実施の形態によれば、次の作用効果を奏することができる。
（１）インバータ３００は、高圧電源１０６から供給される直流電力を３相モータ１０５を駆動するための交流電力に変換する複数のＩＧＢＴと、１２Ｖ電源１００から電力が供給され、ＩＧＢＴの動作を制御するためのゲート制御信号を出力するモータコントロール基板３１２と、モータ１０５が発生した交流電力に基づいて充電されることにより直流電力を蓄電する平滑コンデンサ１０９と、高圧電源１０６または平滑コンデンサ１０９から供給される直流電力に基づいて電力を供給する電源回路３１１と、電源回路３１１から電力が供給され、モータコントロール基板３１２からのゲート制御信号またはマイコン３０２からの３相ショート信号３０７に基づいてＩＧＢＴを動作させるためのゲート駆動信号を出力するドライバ回路１２１と、マイコン３０２とを備える。マイコン３０２は、１２Ｖ電源１００が故障してコンタクタ１０７がオフされたときに、平滑コンデンサ１０９の電圧を電源電圧５０３として測定する。マイコン３０２はまた、電源回路３１１から電力が供給され、１２Ｖ電源１００が正常であるか否かを判定し、正常でないと判定した場合、測定した電源電圧５０３に基づいてＩＧＢＴの動作を制御するための３相ショート信号３０７を出力する。具体的には、電源電圧５０３が所定のオン閾値５０１以上である場合、下アームのＩＧＢＴを全てオンとし、他方の上アームのＩＧＢＴを全てオフとするように、マイコン３０２は'H'レベルの３相ショート信号３０７を出力する。このようにしたので、制御用の電源回路である１２Ｖ電源１００が正常に動作していない状態で過電圧が生じた場合であっても、過電圧を抑制することができる。
（２）マイコン３０２は、電源電圧５０３がオン閾値５０１よりも低い所定のオフ閾値５０２以下である場合、上アームのＩＧＢＴおよび下アームのＩＧＢＴを全てオフとするように、'L'レベルの３相ショート信号３０７を出力する。このようにしたので、電源電圧５０３が低下してドライバ回路１２１の活動が停止してしまうことを避け、電源電圧５０３が再上昇した場合にも過電圧を抑制することができる。
（３）マイコン３０２は、３相ショート信号３０７を制御しているときに１２Ｖ電源１００が正常であると判定した場合、３相ショート信号３０７の制御を止めるようにした。これにより、モータコントロール基板３１２からのゲート制御信号の出力を再開し、通常のモータ制御に戻ることができる。
（４）マイコン３０２が３相ショート信号３０７を出力しているか否かを表す３相ショート制御実施信号（３ＰＳactive信号）３０５をマイコン３０２からモータコントロール基板３１２へ出力するようにした。これにより、マイコン３０２が３相ショート信号３０７を制御しているか否かをモータコントロール基板３１２において容易に判断することができる。
（５）モータコントロール基板３１２は、マイコン３０２が３相ショート信号３０７を制御していることを表す'L'レベルの３ＰＳactive信号３０５がマイコン３０２から出力されているときには、ゲート制御信号を出力しないようにした。これにより、マイコン３０２からの３相ショート信号３０７とモータコントロール基板３１２からのゲート制御信号とが同時に出力されることでＩＧＢＴが誤動作してしまうのを防止できる。
（６）電源回路３１１から供給される電力によって動作するマイコン３０２を用いて、平滑コンデンサ１０９の電圧を電源電圧５０３として測定する回路を実現するようにした。これにより、１２Ｖ電源１００が正常でない場合であっても、平滑コンデンサ１０９の電圧を測定して３相ショート信号３０７を出力することができる。
（第２の実施形態）
　次に、本発明の第２の実施形態による電力変換装置について、図９～１３を用いて以下に説明する。
（インバータの構成）
　図９は、本発明の第２の実施形態による電力変換装置としてのインバータ７０１の電気回路構成の例を示すブロック図である。図９も前述の図４と同様に、図１に示した従来のインバータ１０１と共通する構成には同一の符号を付しており、３相モータ１０５、電流センサー１１０および電流センス信号１１１は図示を省略している。また、ＩＧＢＴモジュール１０４が有する上下アームの各ＩＧＢＴについても図示を省略している。
　図９に示すインバータ７０１は、図４に示した第１の実施形態によるインバータ３００と比べて、ゲートドライブ基板３０１に替えてゲートドライブ基板７０２を備えている。このゲートドライブ基板７０２は、ゲートドライブ基板３０１の各構成に加えて、同時オン防止回路７０３をさらに備えている。また、電源回路３１１の代わりに電源回路１０１１を有しており、各３つのカプラ３１４およびＡＮＤ回路３１３の代わりに各３つのカプラ７０７およびＡＮＤ回路７０８を有している。これらの点が図４のゲートドライブ基板３０１とは異なっている。
　モータコントロール基板３１２から出力された各ゲート制御信号は、ゲートドライブ基板７０２において同時オン防止回路７０３に入力される。このとき、上アームのゲート制御信号１０８Ｐは同時オン防止回路７０３に直接入力され、下アームのゲート制御信号１０８ＮはＡＮＤ回路７０８を介して同時オン防止回路７０３に入力される。
　同時オン防止回路７０３は、入力された各ゲート制御信号のうち、同一相の上下アームに対応するゲート制御信号のペアに対して、その両方が同時にターンオン指令となることを防止する。具体的には、同一相の上下アームのゲート制御信号のペアが両方とも'L'レベルである場合、つまりどちらもターンオン指令となった場合は、ＩＧＢＴの上下アーム短絡を防止するため、両信号を'H'レベルに変化させてターンオフ指令を出力する。
　図１０は、同時オン防止回路７０３の例を示す論理回路図である。ここではＵ相の上下アームに対応する１ペア分の論理回路図のみを示している。図１０に示す回路は、インバータゲート２つとＮＡＮＤ回路２つから構成されている。Ｕ相上アームのゲート制御信号UPおよびＵ相下アームのゲート制御信号UNが２つのインバータゲートにそれぞれ入力され、２つのＮＡＮＤ回路から信号UP1およびUN1がそれぞれ出力される。
　図１１は、図１０に示した同時オン防止回路７０３の入出力の真理値表である。この真理値表に示すように、入力されたゲート制御信号UPおよびUNが両方とも'L'レベルのときには、これらを反転した'H'レベルの出力信号UP1およびUN1が同時オン防止回路７０３から出力される。それ以外の場合は、入力されたゲート制御信号UPおよびUNと、出力信号UP1およびUN1とがそれぞれ同じとなる。このように、同じ相で上下アームのＩＧＢＴが同時にオンとなるゲート制御信号がモータコントロール基板３１２から誤って出力されても、これらを反転した信号を同時オン防止回路７０３から出力することで、ＩＧＢＴを上下アーム同時オンから防止することができる。
　マイコン３０２から出力された３相ショート信号３０７は、３分割された後、３つのカプラ７０７へそれぞれ入力される。各カプラ７０７は、入力された３相ショート信号３０７の基準電位をゲートドライブ基板７０２の基準電位からモータコントロール基板３１２の基準電位に変換した後、３つのＡＮＤ回路７０８のうち対応するものへと出力する。各ＡＮＤ回路７０８では、カプラ７０７から入力された３相ショート信号３０７とモータコントロール基板３１２から入力された下アームゲート制御信号との間で負論理のＯＲがとられる。この論理演算結果が下アームのゲート制御信号として同時オン防止回路７０３へ出力される。
　電源回路１０１１は、第１の実施形態による電源回路３１１と同様に６つのゲートドライブ回路２０１およびマイコン３０２へ電源を供給する。これに加えて、さらにカプラ７０７において３相ショート信号３０７の基準電位の変換に用いるための電源を出力する機能を有している。
　図１２は、本発明の第２の実施形態による電力変換装置のゲートドライブ用電源回路としての電源回路１０１１の例を示す回路図である。図５に示した第１の実施形態による電源回路３１１と比べて、図１２の電源回路１０１１では、トランス１００２の２次側に６個のトランス２次側回路４５２に加えてさらに出力相１００７が１つ設けられている。この出力相１００７は、各トランス２次側回路４５２と同じく１５Ｖの電源電圧を出力するが、その基準電位１００３はモータコントロール基板３１２の基準電位となっている。さらに、５Ｖ電源１００６を有しており、そこから符号１００５に示す５Ｖ出力Vcc-GDを出力している。
　図１３は、マイコン３０２から出力された３相ショート信号３０７がカプラ７０７を介して入力される２入力ＡＮＤ回路７０８の例を示す回路図である。なお、図１３では３つのＡＮＤ回路７０８のうち、Ｕ相下アームに対応するものを例示している。図１３に示すように、ＡＮＤ論理回路９０３の一方の入力はＵ相下アームのゲート制御信号UNであり、もう一方の入力は３つのカプラ７０７のうち１つのコレクタ出力である。カプラ７０７のコレクタ出力は、抵抗９０２を介して図１２の符号１００５に示す５Ｖ出力Vcc-GDにプルアップされている。また、カプラ７０７の出力側の基準電位は、モータコントロール基板３１２の基準電位に等しくなっている。なお、他のＶ相下アームおよびＷ相下アームに対応するＡＮＤ回路７０８も同様である。
　以上説明した第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様の作用効果を奏することができる。
　なお、以上説明した各実施の形態では、３相ショート制御を行うことによって３相下アームのＩＧＢＴを全てオンとし、３相上アームのＩＧＢＴを全てオフすることとしたが、上下アームを入れ替えてもよい。すなわち、３相上アームのＩＧＢＴを全てオンとし、３相下アームのＩＧＢＴを全てオフすることで３相ショート制御を行ってもよい。このようにする場合、図４や図９に例示した電気回路構成は、それに応じたものに変形されることは言うまでもない。
　また、以上説明した各実施の形態では、車両に搭載される電力変換装置を例として説明したが、本発明の適用範囲はこれに限定されず、様々な用途の電力変換装置において適用することができる。以上の説明はあくまで一例であり、本発明は上記実施形態の構成に何ら限定されるものではない。
　次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。
　日本国特許出願２０１１年第４６１６７号（２０１１年３月３日出願）

Claims (6)

  1. 　第１の直流電源から供給される直流電力をモータを駆動するための交流電力に変換する複数の電力変換素子と、
    　第２の直流電源から電力が供給され、前記複数の電力変換素子の動作を制御するための第１の制御信号を出力する第１の制御回路と、
    　前記モータが発生した交流電力に基づいて充電されることにより直流電力を蓄電する蓄電回路と、
    　前記第１の直流電源または前記蓄電回路から供給される直流電力に基づいて電力を供給する電源回路と、
    　前記蓄電回路の電圧を測定する電圧測定回路と、
    　前記電源回路から電力が供給され、前記第２の直流電源が正常であるか否かを判定し、正常でないと判定した場合、前記電圧測定回路により測定された前記蓄電回路の電圧に基づいて前記複数の電力変換素子の動作を制御するための第２の制御信号を出力する第２の制御回路と、
    　前記電源回路から電力が供給され、前記第１の制御信号または前記第２の制御信号に基づいて前記複数の電力変換素子を動作させるための駆動信号を出力する駆動回路と、を備え、
    　前記複数の電力変換素子は、前記第１の直流電源の高電圧側に接続される上アームの電力変換素子、または前記第１の直流電源の低電圧側に接続される下アームの電力変換素子のいずれかであって、前記上アームの電力変換素子と前記下アームの電力変換素子とを直列に接続した直列回路が前記第１の直流電源に対して前記蓄電回路と並列に複数接続されており、
    　前記第２の制御回路は、前記蓄電回路の電圧が所定の第１の電圧値以上である場合、前記上アームの電力変換素子または前記下アームの電力変換素子のいずれか一方を全てオンとし、他方を全てオフとするように前記第２の制御信号を出力する電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記第２の制御回路は、前記蓄電回路の電圧が前記第１の電圧値よりも低い所定の第２の電圧値以下である場合、前記上アームの電力変換素子および前記下アームの電力変換素子を全てオフとするように前記第２の制御信号を出力する電力変換装置。
  3. 　請求項１または２に記載の電力変換装置において、
    　前記第２の制御回路は、前記第２の制御信号を制御しているときに前記第２の直流電源が正常であると判定した場合、前記第２の制御信号の制御を止める電力変換装置。
  4. 　請求項１乃至３いずれか一項に記載の電力変換装置において、
    　前記第２の制御回路が前記第２の制御信号を制御しているか否かを表す制御実施信号を前記第１の制御回路へ出力する制御実施信号出力回路をさらに備える電力変換装置。
  5. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記第１の制御回路は、前記第２の制御回路が前記第２の制御信号を制御していることを表す制御実施信号が前記制御実施信号出力回路から出力されているときには、前記第１の制御信号を出力しない電力変換装置。
  6. 　請求項１乃至５いずれか一項に記載の電力変換装置において、
    　前記電圧測定回路は、前記電源回路から供給される電力によって動作するマイコンを用いて実現される電力変換装置。
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