JP3724344B2 - 電動機制御装置 - Google Patents
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- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 39
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 13
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 13
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 13
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 38
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 34
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 18
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 description 12
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 12
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 5
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 5
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 238000003745 diagnosis Methods 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 206010037660 Pyrexia Diseases 0.000 description 1
- 238000002485 combustion reaction Methods 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
- 239000004071 soot Substances 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/7072—Electromobility specific charging systems or methods for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機制御装置に係り、特に回生時の異常電圧保護機能を備えた電動機制御装置及びコンデンサの放電機能を備えた電動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電気自動車、電気−内燃機関ハイブリッド自動車等における直流−交流変換器（以下、インバータと呼ぶ）の直流電源端子には、通常並列に大容量コンデンサが接続され、サージ電圧の吸収や、電源インピーダンス低下による過渡的な大電流供給能力の向上が図られている。
【０００３】
蓄電池等の直流電源からは、停車中の電力消費節減や保守作業時の安全のために、電源リレー等を介して、前記インバータ及びコンデンサに電源が供給される。そして、このようなインバータ及びコンデンサを過電圧から保護するために、例えば特開平１０−２６２３７６号公報記載の放電回路が設けられている。
【０００４】
この放電回路は、放電用抵抗器と放電制御スイッチング用半導体とが直列に接続された回路として、前記コンデンサ及び前記インバータと並列に設けることにより、過電圧からインバータやコンデンサを保護するための放電や電源リレーＯＦＦ後のコンデンサ電荷放電が行えるようになっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の電動機制御装置の放電回路においては、異常時の電圧上昇に伴う過剰エネルギーを単に放電用抵抗器で消費させるという構成になっていたため、放電回路に使用する放電抵抗器及び放電制御用スイッチング素子の耐電力を大きくする必要があり、小型化・コスト低減の障害になるという問題点があった。
【０００６】
また従来の電動機制御装置においては、電源リレーオフ後、コンデンサの放電が終了するまでに長時間を必要とし、電源リレーオフ後直ちに保守作業を始められないという問題点があった。
【０００７】
以上の問題点に鑑み、本発明の目的は、放電用抵抗器及び放電制御用スイッチング素子を用いることなく過電圧からインバータ及びコンデンサを保護することのできる電動機制御装置を提供することである。
【０００８】
また本発明の目的は、小型軽量で低コストの電動機制御装置を提供することである。
さらに本発明の目的は、電源リレーオフ後、直ちに保守作業を開始できる電動機制御装置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため請求項１記載の発明は、駆動状態及び回生状態の両状態が可能なように電動機を制御する電動機制御装置において、前記電動機が駆動状態のとき直流電源から電動機の駆動電流を供給するとともに、前記電動機が回生状態のときに前記電動機が発生する回生電流を整流して前記直流電源へ供給する駆動回路と、前記電動機が回生状態であることを検出し、回生状態である場合に前記電動機の端子電圧が所定値以上になった場合に前記駆動回路を制御して前記電動機に電流を流す制御手段と、を備えたことを要旨とする。
【００１０】
上記目的を達成するため請求項２記載の発明は、請求項１記載の電動機制御装置において、前記電動機は永久磁石回転子を有する同期電動機であり、前記駆動回路はインバータ回路であり、前記制御手段は、前記回生状態である場合の前記電動機の端子電圧が所定値以上となった場合に、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記誘導電動機の複数相とによる直列回路を形成することを要旨とする。
【００１１】
上記目的を達成するため請求項３記載の発明は、請求項１記載の電動機制御装置において、前記電動機は誘導電動機であり、前記駆動回路はインバータ回路であり、前記制御手段は、前記回生状態である場合の前記電動機の端子電圧が所定値以上となった場合に、前記インバータ回路の複数のスイッチング素子と前記誘導電動機の複数相とによる直列回路を形成し、前記スイッチング素子の少なくとも一つをデューティ制御することを要旨とする。
【００１２】
上記目的を達成するため請求項４記載の発明は、請求項３記載の電動機制御装置において、前記制御手段は、前記電動機の端子電圧の大きさに基づいて、デューティ比の異なる制御モードを切り替えることを要旨とする。
【００１４】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、駆動状態及び回生状態の両状態が可能なように電動機を制御する電動機制御装置において、前記電動機が駆動状態のとき直流電源から電動機の駆動電流を供給するとともに、前記電動機が回生状態のときに前記電動機が発生する回生電流を整流して前記直流電源へ供給する駆動回路と、前記電動機が回生状態であることを検出し、回生状態である場合に前記電動機の端子電圧が所定値以上になった場合に前記駆動回路を制御して前記電動機に電流を流す制御手段と、を備えたことにより、回生状態で電動機の端子電圧が過電圧となった場合に駆動回路を制御して電動機に電流を流して過電圧を抑制することができるようになり、従来のような専用の放電回路を設けることなく異常電圧を抑制でき、電動機制御装置の小型化、低コスト化に寄与できるという効果がある。
【００１５】
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の発明の効果に加えて、前記電動機は永久磁石回転子を有する同期電動機であり、前記駆動回路はインバータ回路であり、前記制御手段は、前記回生状態である場合の前記電動機の端子電圧が所定値以上となった場合に、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記誘導電動機の複数相とによる直列回路を形成するようにしたので、同期電動機びインバータ回路の発熱を抑制しながら過電圧保護を行うことができるという効果がある。
【００１６】
請求項３記載の発明によれば、請求項１記載の発明の効果に加えて、前記電動機は誘導電動機であり、前記駆動回路はインバータ回路であり、前記制御手段は、前記回生状態である場合の前記電動機の端子電圧が所定値以上となった場合に、前記インバータ回路の複数のスイッチング素子と前記誘導電動機の複数相とによる直列回路を形成し、前記スイッチング素子の少なくとも一つをデューティ制御するようにしたので、誘導電動機及びインバータ回路の発熱を抑制しながら過電圧保護を行うことができるという効果がある。
【００１７】
請求項４記載の発明によれば、請求項３記載の発明の効果に加えて、前記制御手段は、前記電動機の端子電圧の大きさに基づいて、デューティ比の異なる制御モードを切り替えるようにしたので、インバータ回路の構成要素を安全動作領域内の安全性が高い領域で動作させることができ、電動機制御装置の信頼性を高く保持することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
次に図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明に係る電動機制御装置の第１の実施形態の構成を示すシステム構成図であり、説明の都合上、インバータ回路に直流電圧を供給するとともに回生電力で充電されるバッテリ等の高電圧電源及び制御対象の永久磁石回転子型同期電動機（モータ）を含んで図示している。
【００２０】
図１において、電動機制御装置は、高電圧電源Ｖinからインバータ回路５への電流供給を制御する強電リレーＪＢと、インバータ回路５の電源入力側に並列に接続された大容量の電解コンデンサＣ１，Ｃ２と、強電リレーＪＢがオフとなったときにＣ１、Ｃ２の電荷を放電する放電抵抗ＲＬと、電動機制御装置全体を制御するとともに特許請求の範囲記載の制御手段を兼ねるマイクロコンピュータ（以下、ＣＰＵと略す）１と、インバータ回路５の電源電圧又は回生電圧を検出する電圧検出回路２と、強電リレーＪＢを制御するリレー制御回路３と、高電圧電源Ｖinとインバータ回路５との間の電流方向及び電流値を検出する電流検出回路４と、高電圧電源Ｖinの直流電圧を交流３相電圧に変換してモータ６に供給すると共にモータ６が回生状態において発生する回生交流電流を整流して高電圧電源Ｖinを充電するインバータ回路５と、回転子の回転位置を検出する位置センサ８と、を備えている。
【００２１】
強電リレーＪＢは、高電圧電源Ｖinからインバータ回路５への電流供給を制御するものであり、その接点は、高電圧電源Ｖinの正極とインバータ回路５の電源入力とを断続できるようになっている。また強電リレーＪＢのコイルの一端は１２Ｖ電源Ｖignに接続され、他端はリレー制御回路３に接続され、リレー制御回路３が強電リレーＪＢの駆動電流を制御するようになっている。
【００２２】
大容量の電解コンデンサＣ１、Ｃ２は、インバータ回路５の電源インピーダンスを低下させて、インバータ回路５の交流電流駆動能力を向上させるとともに、サージ電圧を吸収してインバータ回路５に加わる異常電圧のピーク値を下げる働きをする。本実施形態では、必ずしもＣ１，Ｃ２の並列接続である必要はなく、Ｃ１またはＣ２のいずれか一方の容量が必要容量を満たせば、他方は不要である。
【００２３】
ＣＰＵ１は、電圧検出回路２に接続された入力端子Ａ１と、電流検出回路４に接続された入力端子Ａ２と、インバータ回路５の各トランジスタＱ１〜Ｑ６をそれぞれ駆動する出力端子Ｏ１〜Ｏ６と、リレー制御回路３を駆動する出力端子Ｏ７を備えている。
【００２４】
そしてＣＰＵ１は、特許請求の範囲に記載の制御手段を兼ねるものである。即ち、モータ６が負荷の駆動状態である場合、インバータ回路５を制御してモータ６の各相の巻線に電流を流して回転制御させるとともに、モータ６が負荷の回転エネルギーの回生状態である場合、回生電圧が所定値以上となる異常を検出すると、インバータ回路５を制御してモータ６に電流を流し回生エネルギーを消費させるように制御する。
【００２５】
電圧検出回路２は、インバータ回路５の電源電圧を検出する回路であり、前記電源電圧を分圧する分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４と、Ｒ４に並列接続された平滑コンデンサＣ３と、前記分圧された電圧をＶccとＧＮＤとの間に振幅制限するリミッタダイオードＤ７、Ｄ８とを備えて構成され、前記分圧された電圧をＣＰＵ１のＡ１端子へ入力している。
【００２６】
リレー制御回路３は、ＣＰＵ１の出力端子Ｏ７からの出力電流を強電リレーＪＢの駆動電流まで増幅するコンプリメンタリ接続されたトランジスタＱ７、Ｑ８を備えている。
【００２７】
電流検出回路４は、コンデンサＣ１、Ｃ２の正極側とインバータ回路５の電源入力端子との間の電流の方向及びその電流値を検出する回路であり、ホール素子等を用いた電流センサＩsenと、電流センサＩsenが検出した電流を電圧に変換してＣＰＵ１のＡ２端子へ入力する演算増幅器ＩＣと、演算増幅器ＩＣに基準電圧を供給するＶrefとを備えている。
【００２８】
インバータ回路５は、モータ６のｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子へそれぞれ電流を供給するトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５と、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子からそれぞれ電流を引き出すトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６と、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子とインバータ回路５の電源端子及び接地端子とを接続し回生時の交流電流を整流するフライバックダイオードＤ１〜Ｄ６と、により３相ブリッジとして構成され、Ｑ１〜Ｑ６のそれぞれのゲート端子は、それぞれＣＰＵ１の出力端子Ｏ１〜Ｏ６に接続されている。
【００２９】
モータ６は、負荷を回転駆動するとともに、負荷の回転エネルギーを電気エネルギーとして回生可能なモータであり、永久磁石回転子型三相交流同期モータ、またはブラシレス３相ＤＣモータが使用されている。具体的には、電気自動車用モータや、ハイブリッド車用のモータが相当する。
【００３０】
位置センサ８は、光学式エンコーダや磁気式エンコーダ等を利用してモータ６の回転子の回転位置を検出するものである。この検出された回転位置は、ＣＰＵ１に伝えられ、回転子の回転位置に応じた位相のコイルにインバータ回路５から駆動電流を流すことにより、モータ６の回転子が同期駆動される。
【００３１】
次に、本第１実施形態の動作を説明する。
まず通常の駆動時には、高電圧電源Ｖinから供給される高電圧は強電リレーＪＢを介してコンデンサＣ１、Ｃ２を充電しているとともに、インバータ回路５の電源端子に供給されている。このため、電流検出回路４が検出する電流方向は、図１中の−方向（高電圧電源Ｖin、コンデンサＣ１，Ｃ２からインバータ回路５への方向）となり、モータ６から負荷を駆動する駆動状態である。このとき、位置センサ８が検出した回転位置に基づいてＣＰＵ１がｕ，ｖ，ｗのいずれの位相を駆動すべきかを判断し、インバータ回路５のトランジスタＱ１〜Ｑ６を選択的に駆動する。こうして回転子の回転と駆動コイルにより形成される磁界の回転とが同期するようになっている。
【００３２】
エネルギー回生の通常時、エネルギー回生状態におけるモータ６の端子ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに生じる３相交流電圧は、インバータ回路５のフライバックダイオードＤ１〜Ｄ６により、３相ブリッジ整流されて、コンデンサＣ１，Ｃ２及び高電圧電源Ｖinを充電する。このため、電流検出回路４が検出する電流方向は、図１中の＋方向（インバータ回路５から高電圧電源Ｖinの方向）となる。
【００３３】
エネルギー回生の異常電圧発生時、電圧検出回路２が異常に高い電圧を検出して、ＣＰＵ１の端子Ａ１に伝える。ＣＰＵ１は、異常電圧による高電圧電源Ｖinへの充電を防止するために強電リレーＪＢをＯＦＦさせるように、リレー制御回路３へ出力するとともに、異常電圧をモータ６により吸収させるべく、位置センサ８が検出した回転位置に応じて、Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６を選択的に導通させるように出力Ｏ２、Ｏ４、Ｏ６を出力する。例えば、いまｕ相に異常電圧が発生しているとすると、Ｑ２を導通させることにより、ｉｕ→Ｑ２→Ｄ４（またはＤ６）→ｉｖ（またはｉｗ）の経路で電流が流れ、異常高電圧を発生させているエネルギーがモータ６のコイル抵抗により消費される。
【００３４】
このとき、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６は、単純に異常電圧が無くなるまでＯＮさせてもよいし、あるＤＵＴＹ比でＯＮ／ＯＦＦを繰り返すパルス駆動としても良い。パルス駆動する際には、スイッチング素子としての安全動作領域（ＡＳＯ）の規格に基づいて、素子に加えられる電流、電圧を考慮して、１回当たりのＯＮ時間を規制すると良い。
【００３５】
〔第２の実施形態〕
図２は、本発明に係る電動機制御装置の第２の実施形態の構成を示すシステム構成図であり、説明の都合上、インバータ回路に直流電圧を供給するとともに回生電力で充電されるバッテリ等の高電圧電源及び制御対象の誘導電動機（モータ）を含んで図示している。
【００３６】
図２において、電動機制御装置は、高電圧電源Ｖinからインバータ回路５への電流供給を制御する強電リレーＪＢと、インバータ回路５の電源入力側に並列に接続された大容量の電解コンデンサＣ１、Ｃ２と、強電リレーＪＢがオフとなったときにＣ１、Ｃ２の電荷を放電する放電抵抗ＲＬと、電動機制御装置全体を制御するとともに特許請求の範囲記載の制御手段を兼ねるマイクロコンピュータ（以下、ＣＰＵと略す）１と、インバータ回路５の電源電圧又は回生電圧を検出する電圧検出回路２と、強電リレーＪＢを制御するリレー制御回路３と、高電圧電源Ｖinとインバータ回路５との間の電流方向及び電流値を検出する電流検出回路４と、高電圧電源Ｖinの直流電圧を交流３相電圧に変換してモータ６に供給すると共にモータ６が回生状態において発生する回生交流電流を整流して高電圧電源Ｖinを充電するインバータ回路５とを備えている。
【００３７】
強電リレーＪＢは、高電圧電源Ｖinからインバータ回路５への電流供給を制御するものであり、その接点は、高電圧電源Ｖinの正極とインバータ回路５の電源入力とを断続できるようになっている。また強電リレーＪＢのコイルの一端は１２Ｖ電源Ｖignに接続され、他端はリレー制御回路３に接続され、リレー制御回路３が強電リレーＪＢの駆動電流を制御するようになっている。
【００３８】
大容量の電解コンデンサＣ１、Ｃ２は、インバータ回路５の電源インピーダンスを低下させて、インバータ回路５の交流電流駆動能力を向上させるとともに、サージ電圧を吸収してインバータ回路５に加わる異常電圧のピーク値を下げる働きをする。
【００３９】
ＣＰＵ１は、電圧検出回路２に接続された入力端子Ａ１と、電流検出回路４に接続された入力端子Ａ２と、インバータ回路５の各トランジスタＱ１〜Ｑ６をそれぞれ駆動する出力端子Ｏ１〜Ｏ６と、リレー制御回路３を駆動する出力端子Ｏ７を備えている。
【００４０】
そしてＣＰＵ１は、特許請求の範囲に記載の制御手段を兼ねるものである。即ち、モータ６が負荷の駆動状態である場合、インバータ回路５を制御してモータ６の各相の巻線に電流を流して回転制御させるとともに、モータ６が負荷の回転エネルギーの回生状態である場合、回生電圧が所定値以上となる異常を検出すると、インバータ回路５を制御してモータ６に電流を流し回生エネルギーを消費させるように制御する。
【００４１】
電圧検出回路２は、インバータ回路５の電源電圧を検出する回路であり、前記電源電圧を分圧する分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４と、Ｒ４に並列接続された平滑コンデンサＣ３と、前記分圧された電圧をＶccとＧＮＤとの間に振幅制限するリミッタダイオードＤ７、Ｄ８とを備えて構成され、前記分圧された電圧をＣＰＵ１のＡ１端子へ入力している。
【００４２】
リレー制御回路３は、ＣＰＵ１の出力端子Ｏ７からの出力電流を強電リレーＪＢの駆動電流まで増幅するコンプリメンタリ接続されたトランジスタＱ７、Ｑ８を備えている。
【００４３】
電流検出回路４は、コンデンサＣ１、Ｃ２の正極側とインバータ回路５の電源入力端子との間の電流の方向及びその電流値を検出する回路であり、ホール素子等を用いた電流センサＩsenと、電流センサＩsenが検出した電流を電圧に変換してＣＰＵ１１のＡ２端子へ入力する演算増幅器ＩＣと、演算増幅器ＩＣに基準電圧を供給するＶrefとを備えている。
【００４４】
インバータ回路５は、モータ６のｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子へそれぞれ電流を供給するトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５と、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子からそれぞれ電流を引き出すトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６と、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子とインバータ回路５の電源端子及び接地端子とを接続し回生時の交流電流を整流するフライバックダイオードＤ１〜Ｄ６と、により３相ブリッジとして構成され、Ｑ１〜Ｑ６のそれぞれのゲート端子は、それぞれＣＰＵ１の出力端子Ｏ１〜Ｏ６に接続されている。
【００４５】
モータ６は、エンジン起動用及び回生電力供給用のモータであり、三相交流誘導モータが使用されている。
【００４６】
次に、本実施形態の動作を説明する。
通常制御では、まず、エンジン起動の為、モータから出力させるべきトルクの値（トルク指令）を実現する為に必要な電流成分Ｉｑと、所定のモータ回転数に応じて定めた励磁電流成分Ｉｄとを用い、モータ電流指令値ＩｓをＣＰＵ１で算出する。
【００４７】
電流指令値Ｉｓ＝√（Ｉｄ２＋Ｉｑ２）
この電流指令値の他にＣＰＵ１では、モータの回転角周波数Ｗｒ、モータ負荷によって定まるすべり周波数Ｗｓを算出し、これらから各相の制御パターンを決定しインバータ回路５を制御している。
【００４８】
一方、回生時にはモータ６で発生した三相交流電流を、インバータ回路５のフライバックダイオードＤ１〜Ｄ６にて直流変換し、バッテリである高電圧電源Ｖin及びコンデンサＣ１，Ｃ２へ還流させる。
【００４９】
この際、例えば、下り坂で常に回生され、しかもバッテリが満充電であるような場合、過剰の回生エネルギーが発生しインバータ回路５の電源端子電圧が異常電圧となる可能性がある。
【００５０】
本発明においては、エンジン起動時、回生時の異常電圧抑制の為、
（１）高電圧電源Ｖinからの線電流の流れる方向とＣＰＵでの判断結果を照合し、電流異常有無を判断する。即ち、次に示す表１にて状態２，３の時に電流異常と判断する。
【００５１】
【表１】
（２）表１の状態４の時、即ちモータが回生状態にあり、モータから高電圧電源Ｖinへ電流が流れる時のみ、端子電圧を測定し、高電圧異常、低電圧異常の判断を行なう。ここで、低電圧Ｖign異常の時は、電源異常（低電圧）と判断する。
【００５２】
（３）高電圧異常で、且つ、回生時の通常制御（モータで発生した三相交流電流を前述のインバータにて直接変換し、バッテリである高電圧電源Ｖin及び電解コンデンサＣ１，Ｃ２へ還流させる制御）を中止し、インバータ回路５のＯＮ・ＯＦＦパターンを、高電圧電源Ｖinからの線電流の流れる方向、発生電圧の大きさ、制御装置の判断結果から、高電圧電源Ｖin及び電解コンデンサＣ１，Ｃ２への還流を行なわず、モータ６を抵抗負荷として使用する異常電圧抑制制御への切り替えを行なう。
【００５３】
（４）実際の異常電圧抑制制御の動作としては、電流成分Ｉｑのみ印加するものとし更に、端子電圧の発生電圧の大きさから、発生エネルギーの量を推測し、異常電圧抑制制御１，２の切換を行なう。
【００５４】
〔異常電圧抑制制御１〕
端子電圧に発生している電圧が既定値以上の時、例えばＱ１をＯＮままにし、Ｑ４をＯＮ／ＯＦＦ制御（ＰＷＭ制御）することで、モータ６、インバータ回路５の発熱を抑制しつつ、過剰エネルギーをモータの抵抗分で消費させる。
【００５５】
〔異常電圧抑制制御２〕
端子電圧に発生している電圧が規定値以下の時、Ｑ１，Ｑ４を規定時間ＯＮままとし電圧を抑制する。
【００５６】
尚、どちらの場合でも、端子電圧が正常復帰後は、通常制御へ戻ることとし、端子電圧が規定回数以上（例えば、３回以上）、ＮＧの時は、電源異常（高電圧）として判断する。
【００５７】
ここで、異常電圧抑制制御１，２の切り替えに使用する規定電圧、規定時間（制御時間）についての一例を示す。
【００５８】
規定電圧設定は、インバータ回路５の各素子の耐圧、モータ６の最高使用電圧の何れかの低い方の電圧とインバータ回路５へ印加する高圧電源Ｖinの電圧値から設定する。
【００５９】
例えば、素子の耐圧が１５０Ｖ、Ｖｉｎ＝４２Ｖ、モータの最高使用電圧３００Ｖであれば、規定電圧は、ＯＮ／ＯＦＦ時のノイズによる誤判断などを考慮し、Ｖｔｈ＝Ｖｉｎ×２＋（１５０−Ｖｉｎ×２）／２＝１１７Ｖとする。
【００６０】
次に、上記にて算出した電圧にて、Ｑ１，Ｑ４をＯＮし、モータ６、駆動トランジスタＱ１〜Ｑ６が故障しない時間を実験より求めておくことで、制御時間（Ｑ１，Ｑ４共にＯＮする時間）を設定する。
【００６１】
また、前述の電圧より高い場合、素子の耐圧を上限に、印加されている電圧に応じてＤＵＴＹを可変することで発熱量を制御する（異常電圧抑制制御１）。
【００６２】
例えば、制御時間＝５００μｓ、Ｒｏｎ＝１００ｍΩ、Ｖｔｈ＝１１７Ｖとすれば、発生している電力Ｐ０＝（Ｖｔｎ／Ｒｏｎ）２×Ｒｏｎ×５００μｓ＝６８．４Ｗと算出でき、発生電圧上昇に伴い、Ｑ４をＯＮ／ＯＦＦ制御し、一周期あたりの電力量を可変とし、Ｐ０以上にならない様に制御することで発熱を抑制しつつ異常電圧を抑制できる。
【００６３】
具体的には、ＯＮ／ＯＦＦ周波数ｆ＝１０ＫＨｚ、Ｖｔｈ＝１５０Ｖとすれば、（１５０／１００ｍΩ）２×１００ｍΩ×Ｔ＝６８．４Ｗより、Ｔ＝３０４μＳ Ｔ：印加時間総和 つまり、前述の５００μｓに対して印加時間を６０．８％に低減すればよく、すなわち、１周期当たりの制御周期が１００μｓなので、ＤＵＴＹを６０．８％に低減することで実現することが可能となる。
【００６４】
（∵印加回数は５回なので１周期では６０．８μｓとなる。つまり、ＤＵＴＹは６０．８％）
最後に、強電リレーＪＢをＯＦＦした後、規定時間（τ＝（Ｃ１＋Ｃ２）×ＲＬ）たっても、端子電圧が規定電圧（ex.Ｖｉｎ×０．８）以上の時、Ｑ１，Ｑ４をＯＮし素早く電荷を放電させることができる。
【００６５】
次に、図３のフローチャートを参照して、本実施形態の動作を説明する。
まず、イグニッション（ＩＧＮ）・スイッチがＯＮされると（ステップ１０、以下ステップをＳと略す）、初期診断が行われ（Ｓ１２）、初期診断が正常終了すると続いて強電リレーＪＢがＯＮされ、コンデンサＣ１、Ｃ２に充電され、充電が完了するとインバータ回路５が動作可能となる（Ｓ１４）。
【００６６】
次いで、モータ６に対する通常制御が開始され（Ｓ１６）、走行中か否かが判定される（Ｓ１８）。走行中でなければ、停車中か（強電リレーがＯＦＦでないか）否かが判定され（Ｓ２０）、停車中であれば発進に備えてＳ１６へ戻り通常制御を続ける。強電リレーＪＢがＯＦＦであれば、強電リレーＯＦＦ後コンデンサＣ１、Ｃ２の端子電圧が規定値以下か否かを判定し（Ｓ２２）、規定値以下であれば図外の終了処理へ移る。
【００６７】
Ｓ２２の判定で規定値以下でなければ、ＣＰＵからインバータ回路５のトランジスタＱ１、Ｑ４をＯＮすることにより、モータ６の複数相の端子を直列接続してコンデンサＣ１、Ｃ２の電荷の放電経路を構成する（Ｓ２４）。次いで、コンデンサの端子電圧が規定値まで下がったかどうかを判定し（Ｓ２６）、下がっていなければＳ２４へ戻る。規定値まで下がっていれば、放電完了として図外の終了処理へ移る。
【００６８】
Ｓ１８の判定で、走行中であれば、次いで電流方向はモータからバッテリ方向かが判定され（Ｓ２８）、モータからバッテリ方向であれば、端子電圧は正常かどうかを判定し（Ｓ３２）、正常であればＳ１８へ移る。
【００６９】
Ｓ２８の判定で電流方向がモータからバッテリ方向でなければ、ＣＰＵは力行制御判断をしているかどうかを判定し（Ｓ３０）、力行判断していればＳ１８へ戻り、力行判断していなければ電流異常と判断して図外の電流異常処理をおこなう。
【００７０】
Ｓ３２の判定で端子電圧が正常でなければ、電源異常の種類は高電圧か否かを判定し（Ｓ３４）、高電圧でなければ図外の低電圧の電源異常処理へ移る。
【００７１】
Ｓ３４の判定で電源異常の種類が高電圧であれば、通常制御を抜けられるか否かを判定し（Ｓ３６）、抜けられなければ図外の高電圧の電源異常処理へ移る。
【００７２】
Ｓ３６の判定で通常制御を抜けられるならば、発生電圧は規定電圧（異常電圧制御１、２を切り換えるための判断値）以上か否かを判定し（Ｓ３８）、規定電圧以上であれば異常電圧抑制制御１を行うために、ＯＮ／ＯＦＦ制御するトランジスタをインバータ回路５のトランジスタＱ１〜Ｑ６から選択する（Ｓ４０）。次いで選択した電源側トランジスタ（例えばＱ１）をＯＮし（Ｓ４２）、規定時間接地側トランジスタ（例えばＱ４）をＤＵＴＹを制御するＰＷＭ制御によりＯＮ・ＯＦＦ制御し（Ｓ４４）、Ｓ５０へ移る。このＤＵＴＹ制御時に、発生電圧に対して例えば図４に示すようなＤＵＴＹ制御を行う。
【００７３】
Ｓ３８の判定で、発生電圧は規定電圧以上でなければ、異常電圧抑制制御２を行うために、ＯＮ／ＯＦＦ制御するトランジスタをインバータ回路５のトランジスタＱ１〜Ｑ６から選択し（Ｓ４６）、選択した電源側トランジスタ（例えばＱ１）と接地側トランジスタ（例えばＱ４）をＯＮし（Ｓ４８）、Ｓ５０へ移る。
【００７４】
Ｓ５０では、端子電圧が正常値に戻ったか否かを判定し、正常値に戻っていれば、異常電圧抑制を終了し、通常制御へ移る。Ｓ５０の判定で、端子電圧が正常値に戻っていなければ、規定回数（例えば３回）以上か否かを判定し（Ｓ５２）、規定回数未満であればＳ３８を繰り返す。規定回数であれば、図外の高電圧電源異常処理へ移る。
【００７５】
以上説明したように、本発明によれば、駆動（力行）状態と回生状態を有する電動機（モータ）の電動機制御装置において、モータを制御するインバータ回路のＯＮ／ＯＦＦパターンを、電動機電源からの線電流の流れる方向、発生電圧の大きさ、マイクロコンピュータでの力行・回生判断結果から、通常制御とは別に設けた異常電圧抑制制御への切り替え判断を行ない、モータを抵抗負荷として使用することで、特別なエネルギー吸収回路を持つこと無く、異常電圧抑制が行なえ、小型化に寄与できることができる。
【００７６】
又、発生した異常電圧の大きさから、発生エネルギーの量を推測し、単にモータの複数相を直列接続して異常電圧を吸収させるか、直列接続した複数相をインバータでＤＵＴＹ制御しながらＯＮ／ＯＦＦ制御するかを切り換えることにより、モータ及びインバータ回路の発熱低減も併せて図り、強電リレーＯＦＦ後、規定時間たっても端子電圧が規定電圧以上の時、通常制御とは別に設けた制御を行い、モータを抵抗負荷として素早く電荷を放電させることで、保守性をも向上させることができる。
【００７７】
〔第３の実施形態〕
図５は、本発明に係る電動機制御装置の第３の実施形態の構成を示すシステム構成図であり、説明の都合上、インバータ回路に直流電圧を供給するとともに回生電力で充電されるバッテリ等の高電圧電源及び制御対象の誘導電動機（モータ）を含んで図示している。
【００７８】
第３実施形態の構成を示す図５と、第２実施形態の構成を示す図２との相違は、図５において、電解コンデンサＣ１，Ｃ２の接続状態を並列と直列とに切り替えるスイッチＳＷ１〜ＳＷ３と、エネルギー吸収回路７とが追加されていることである。その他の構成は、第２、第３実施形態ともに同じなので、重複する説明は省略する。
【００７９】
エネルギー吸収回路７は、インバータ回路５の電源入力端子と接地との間に接続され、電源入力端子側に一端が接続されたエネルギー吸収抵抗Ｒ９と、エネルギー吸収抵抗Ｒ９の他端にコレクタが接続されエミッタが接地されたトランジスタＱ９と、トランジスタＱ９のベースにアノードが接続されカソードが前記電源入力端子に接続されたツェナーダイオードＺＤ１と、トランジスタＱ９のベースと接地間に接続された抵抗Ｒ１０とにより構成されている。
【００８０】
次に、本第３実施形態の動作を説明する。
エネルギー吸収回路７は、インバータ回路５の電源端子電圧をツェナーダイオードＤＺ１のツェナー電圧（以下、ＶＺと略す）に制限する回路であり、通常時は、前記端子電圧はＶＺ以下であるので、ＺＤ１に電流が流れずＲ１０の両端の電圧は０であり、従ってトランジスタＱ９はオフの状態である。異常時に前記端子電圧がＶＺを超え始めると、ツェナーダイオードＺＤ１に電流が流れ始め、Ｒ１０の電圧降下がトランジスタＱ９のエミッタ−ベース間導通開始電圧を超えるとトランジスタＱ９がＯＮして、抵抗Ｒ９に電流が流れる。これにより異常電圧によるエネルギーを吸収させるものである。
【００８１】
ＳＷ１〜ＳＷ３は、コンデンサＣ１、Ｃ２の接続状態を並列接続と直列接続とに切り替えるものであり、次に示す表２の動作パターンによる。
【００８２】
【表２】
第３の実施形態では、大容量の電解コンデンサの接続をＳＷ１，２，３で、並列〜直列接続に変換できる様にすることで、異常電圧時の大容量コンデンサの耐圧アップに関し、素子そのものの耐圧を変更すること無く対応し、更に信頼性向上も図るものである。
【００８３】
（１）通常動作
通常動作時には、大容量の電解コンデンサＣ１，Ｃ２は、並列接続されている。
【００８４】
（２）残留電荷放電
強電リレーＪＢオフ後の残留電荷放電時には、ＳＷ１〜ＳＷ３を切り替えて、コンデンサＣ１，Ｃ２の２個をシリアルに結線しなおし、放電時間を１／２に短縮し、保守性を大きく改善する。
【００８５】
（３）異常電圧抑制
電流方向がモータ６からバッテリである高電圧電源Ｖin方向で、端子電圧が規定値以上の時、特に大きさに影響のあるコンデンサを直列結線とすることで、個々のコンデンサーの耐圧アップをせずに耐圧を×２化することが出来、信頼性を向上させ、コンデンサの大型化を回避すると共に、エネルギー吸収回路の設定電圧（検知電圧）をも高く設定することで、エネルギー吸収抵抗の負荷率を軽減できる。これらにより信頼性向上・小型化を実現しつつ、異常電圧を抑制する。
【００８６】
〔負荷率低減〕
次に、エネルギー吸収抵抗の負荷率低減の例を説明する。
例えば、異常発生電圧を９０Ｖとし、これを４５Ｖに抑制する場合、使用するエネルギー吸収抵抗Ｒ９の抵抗値を１００Ωとした場合、必要な耐電力は、次の式により２０．２Ｗとなる。
【００８７】
Ｐ＝（９０−４５）２／Ｒ９＝２０２５／Ｒ９＝２０．２Ｗ
一方、コンデンサＣ１，Ｃ２を直列接続して、耐圧向上により、７５Ｖで抑制することになれば、
Ｐ＝（９０−７５）２／Ｒ９＝２２５／Ｒ９＝２．２５Ｗ
となり、ほぼ１／９の耐電力となり、抵抗Ｒ９を小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電動機制御装置の第１の実施形態の構成を示すシステム構成図である。
【図２】本発明に係る電動機制御装置の第２の実施形態の構成を示すシステム構成図である。
【図３】第２実施形態における異常電圧抑制並びに残留電荷放電の動作を説明するフローチャートである。
【図４】第２実施形態における異常発生電圧とトランジスタ通電ＤＵＴＹとの関係を示すグラフである。
【図５】本発明に係る電動機制御装置の第３の実施形態の構成を示すシステム構成図である。
【符号の説明】
１ マイクロコンピュータ
２ 電圧検出回路
３ リレー制御回路
４ 電流検出回路
５ インバータ回路
６ モータ
７ エネルギー吸収回路
８ 位置センサ
Ｖin 高電圧電源（バッテリ）
Ｖign １２Ｖ電源
ＪＢ 強電リレー
Ｃ１，Ｃ２ 電解コンデンサ
ＲＬ 放電抵抗
Ｑ１〜Ｑ６ パワートランジスタ（ＩＧＢＴ）
Ｄ１〜Ｄ６ フライバックダイオード
Ｑ７，Ｑ８ トランジスタ
Ｄ７，Ｄ８ ダイオード
Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗
Ｉsen 電流センサー
Ｖref 基準電圧
ＩＣ 演算増幅器
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機制御装置に係り、特に回生時の異常電圧保護機能を備えた電動機制御装置及びコンデンサの放電機能を備えた電動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電気自動車、電気−内燃機関ハイブリッド自動車等における直流−交流変換器（以下、インバータと呼ぶ）の直流電源端子には、通常並列に大容量コンデンサが接続され、サージ電圧の吸収や、電源インピーダンス低下による過渡的な大電流供給能力の向上が図られている。
【０００３】
蓄電池等の直流電源からは、停車中の電力消費節減や保守作業時の安全のために、電源リレー等を介して、前記インバータ及びコンデンサに電源が供給される。そして、このようなインバータ及びコンデンサを過電圧から保護するために、例えば特開平１０−２６２３７６号公報記載の放電回路が設けられている。
【０００４】
この放電回路は、放電用抵抗器と放電制御スイッチング用半導体とが直列に接続された回路として、前記コンデンサ及び前記インバータと並列に設けることにより、過電圧からインバータやコンデンサを保護するための放電や電源リレーＯＦＦ後のコンデンサ電荷放電が行えるようになっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の電動機制御装置の放電回路においては、異常時の電圧上昇に伴う過剰エネルギーを単に放電用抵抗器で消費させるという構成になっていたため、放電回路に使用する放電抵抗器及び放電制御用スイッチング素子の耐電力を大きくする必要があり、小型化・コスト低減の障害になるという問題点があった。
【０００６】
また従来の電動機制御装置においては、電源リレーオフ後、コンデンサの放電が終了するまでに長時間を必要とし、電源リレーオフ後直ちに保守作業を始められないという問題点があった。
【０００７】
以上の問題点に鑑み、本発明の目的は、放電用抵抗器及び放電制御用スイッチング素子を用いることなく過電圧からインバータ及びコンデンサを保護することのできる電動機制御装置を提供することである。
【０００８】
また本発明の目的は、小型軽量で低コストの電動機制御装置を提供することである。
さらに本発明の目的は、電源リレーオフ後、直ちに保守作業を開始できる電動機制御装置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため請求項１記載の発明は、駆動状態及び回生状態の両状態が可能なように電動機を制御する電動機制御装置において、前記電動機が駆動状態のとき直流電源から電動機の駆動電流を供給するとともに、前記電動機が回生状態のときに前記電動機が発生する回生電流を整流して前記直流電源へ供給する駆動回路と、前記電動機が回生状態であることを検出し、回生状態である場合に前記電動機の端子電圧が所定値以上になった場合に前記駆動回路を制御して前記電動機に電流を流す制御手段と、を備えたことを要旨とする。
【００１０】
上記目的を達成するため請求項２記載の発明は、請求項１記載の電動機制御装置において、前記電動機は永久磁石回転子を有する同期電動機であり、前記駆動回路はインバータ回路であり、前記制御手段は、前記回生状態である場合の前記電動機の端子電圧が所定値以上となった場合に、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記誘導電動機の複数相とによる直列回路を形成することを要旨とする。
【００１１】
上記目的を達成するため請求項３記載の発明は、請求項１記載の電動機制御装置において、前記電動機は誘導電動機であり、前記駆動回路はインバータ回路であり、前記制御手段は、前記回生状態である場合の前記電動機の端子電圧が所定値以上となった場合に、前記インバータ回路の複数のスイッチング素子と前記誘導電動機の複数相とによる直列回路を形成し、前記スイッチング素子の少なくとも一つをデューティ制御することを要旨とする。
【００１２】
上記目的を達成するため請求項４記載の発明は、請求項３記載の電動機制御装置において、前記制御手段は、前記電動機の端子電圧の大きさに基づいて、デューティ比の異なる制御モードを切り替えることを要旨とする。
【００１４】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、駆動状態及び回生状態の両状態が可能なように電動機を制御する電動機制御装置において、前記電動機が駆動状態のとき直流電源から電動機の駆動電流を供給するとともに、前記電動機が回生状態のときに前記電動機が発生する回生電流を整流して前記直流電源へ供給する駆動回路と、前記電動機が回生状態であることを検出し、回生状態である場合に前記電動機の端子電圧が所定値以上になった場合に前記駆動回路を制御して前記電動機に電流を流す制御手段と、を備えたことにより、回生状態で電動機の端子電圧が過電圧となった場合に駆動回路を制御して電動機に電流を流して過電圧を抑制することができるようになり、従来のような専用の放電回路を設けることなく異常電圧を抑制でき、電動機制御装置の小型化、低コスト化に寄与できるという効果がある。
【００１５】
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の発明の効果に加えて、前記電動機は永久磁石回転子を有する同期電動機であり、前記駆動回路はインバータ回路であり、前記制御手段は、前記回生状態である場合の前記電動機の端子電圧が所定値以上となった場合に、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記誘導電動機の複数相とによる直列回路を形成するようにしたので、同期電動機びインバータ回路の発熱を抑制しながら過電圧保護を行うことができるという効果がある。
【００１６】
請求項３記載の発明によれば、請求項１記載の発明の効果に加えて、前記電動機は誘導電動機であり、前記駆動回路はインバータ回路であり、前記制御手段は、前記回生状態である場合の前記電動機の端子電圧が所定値以上となった場合に、前記インバータ回路の複数のスイッチング素子と前記誘導電動機の複数相とによる直列回路を形成し、前記スイッチング素子の少なくとも一つをデューティ制御するようにしたので、誘導電動機及びインバータ回路の発熱を抑制しながら過電圧保護を行うことができるという効果がある。
【００１７】
請求項４記載の発明によれば、請求項３記載の発明の効果に加えて、前記制御手段は、前記電動機の端子電圧の大きさに基づいて、デューティ比の異なる制御モードを切り替えるようにしたので、インバータ回路の構成要素を安全動作領域内の安全性が高い領域で動作させることができ、電動機制御装置の信頼性を高く保持することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
次に図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明に係る電動機制御装置の第１の実施形態の構成を示すシステム構成図であり、説明の都合上、インバータ回路に直流電圧を供給するとともに回生電力で充電されるバッテリ等の高電圧電源及び制御対象の永久磁石回転子型同期電動機（モータ）を含んで図示している。
【００２０】
図１において、電動機制御装置は、高電圧電源Ｖinからインバータ回路５への電流供給を制御する強電リレーＪＢと、インバータ回路５の電源入力側に並列に接続された大容量の電解コンデンサＣ１，Ｃ２と、強電リレーＪＢがオフとなったときにＣ１、Ｃ２の電荷を放電する放電抵抗ＲＬと、電動機制御装置全体を制御するとともに特許請求の範囲記載の制御手段を兼ねるマイクロコンピュータ（以下、ＣＰＵと略す）１と、インバータ回路５の電源電圧又は回生電圧を検出する電圧検出回路２と、強電リレーＪＢを制御するリレー制御回路３と、高電圧電源Ｖinとインバータ回路５との間の電流方向及び電流値を検出する電流検出回路４と、高電圧電源Ｖinの直流電圧を交流３相電圧に変換してモータ６に供給すると共にモータ６が回生状態において発生する回生交流電流を整流して高電圧電源Ｖinを充電するインバータ回路５と、回転子の回転位置を検出する位置センサ８と、を備えている。
【００２１】
強電リレーＪＢは、高電圧電源Ｖinからインバータ回路５への電流供給を制御するものであり、その接点は、高電圧電源Ｖinの正極とインバータ回路５の電源入力とを断続できるようになっている。また強電リレーＪＢのコイルの一端は１２Ｖ電源Ｖignに接続され、他端はリレー制御回路３に接続され、リレー制御回路３が強電リレーＪＢの駆動電流を制御するようになっている。
【００２２】
大容量の電解コンデンサＣ１、Ｃ２は、インバータ回路５の電源インピーダンスを低下させて、インバータ回路５の交流電流駆動能力を向上させるとともに、サージ電圧を吸収してインバータ回路５に加わる異常電圧のピーク値を下げる働きをする。本実施形態では、必ずしもＣ１，Ｃ２の並列接続である必要はなく、Ｃ１またはＣ２のいずれか一方の容量が必要容量を満たせば、他方は不要である。
【００２３】
ＣＰＵ１は、電圧検出回路２に接続された入力端子Ａ１と、電流検出回路４に接続された入力端子Ａ２と、インバータ回路５の各トランジスタＱ１〜Ｑ６をそれぞれ駆動する出力端子Ｏ１〜Ｏ６と、リレー制御回路３を駆動する出力端子Ｏ７を備えている。
【００２４】
そしてＣＰＵ１は、特許請求の範囲に記載の制御手段を兼ねるものである。即ち、モータ６が負荷の駆動状態である場合、インバータ回路５を制御してモータ６の各相の巻線に電流を流して回転制御させるとともに、モータ６が負荷の回転エネルギーの回生状態である場合、回生電圧が所定値以上となる異常を検出すると、インバータ回路５を制御してモータ６に電流を流し回生エネルギーを消費させるように制御する。
【００２５】
電圧検出回路２は、インバータ回路５の電源電圧を検出する回路であり、前記電源電圧を分圧する分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４と、Ｒ４に並列接続された平滑コンデンサＣ３と、前記分圧された電圧をＶccとＧＮＤとの間に振幅制限するリミッタダイオードＤ７、Ｄ８とを備えて構成され、前記分圧された電圧をＣＰＵ１のＡ１端子へ入力している。
【００２６】
リレー制御回路３は、ＣＰＵ１の出力端子Ｏ７からの出力電流を強電リレーＪＢの駆動電流まで増幅するコンプリメンタリ接続されたトランジスタＱ７、Ｑ８を備えている。
【００２７】
電流検出回路４は、コンデンサＣ１、Ｃ２の正極側とインバータ回路５の電源入力端子との間の電流の方向及びその電流値を検出する回路であり、ホール素子等を用いた電流センサＩsenと、電流センサＩsenが検出した電流を電圧に変換してＣＰＵ１のＡ２端子へ入力する演算増幅器ＩＣと、演算増幅器ＩＣに基準電圧を供給するＶrefとを備えている。
【００２８】
インバータ回路５は、モータ６のｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子へそれぞれ電流を供給するトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５と、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子からそれぞれ電流を引き出すトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６と、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子とインバータ回路５の電源端子及び接地端子とを接続し回生時の交流電流を整流するフライバックダイオードＤ１〜Ｄ６と、により３相ブリッジとして構成され、Ｑ１〜Ｑ６のそれぞれのゲート端子は、それぞれＣＰＵ１の出力端子Ｏ１〜Ｏ６に接続されている。
【００２９】
モータ６は、負荷を回転駆動するとともに、負荷の回転エネルギーを電気エネルギーとして回生可能なモータであり、永久磁石回転子型三相交流同期モータ、またはブラシレス３相ＤＣモータが使用されている。具体的には、電気自動車用モータや、ハイブリッド車用のモータが相当する。
【００３０】
位置センサ８は、光学式エンコーダや磁気式エンコーダ等を利用してモータ６の回転子の回転位置を検出するものである。この検出された回転位置は、ＣＰＵ１に伝えられ、回転子の回転位置に応じた位相のコイルにインバータ回路５から駆動電流を流すことにより、モータ６の回転子が同期駆動される。
【００３１】
次に、本第１実施形態の動作を説明する。
まず通常の駆動時には、高電圧電源Ｖinから供給される高電圧は強電リレーＪＢを介してコンデンサＣ１、Ｃ２を充電しているとともに、インバータ回路５の電源端子に供給されている。このため、電流検出回路４が検出する電流方向は、図１中の−方向（高電圧電源Ｖin、コンデンサＣ１，Ｃ２からインバータ回路５への方向）となり、モータ６から負荷を駆動する駆動状態である。このとき、位置センサ８が検出した回転位置に基づいてＣＰＵ１がｕ，ｖ，ｗのいずれの位相を駆動すべきかを判断し、インバータ回路５のトランジスタＱ１〜Ｑ６を選択的に駆動する。こうして回転子の回転と駆動コイルにより形成される磁界の回転とが同期するようになっている。
【００３２】
エネルギー回生の通常時、エネルギー回生状態におけるモータ６の端子ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに生じる３相交流電圧は、インバータ回路５のフライバックダイオードＤ１〜Ｄ６により、３相ブリッジ整流されて、コンデンサＣ１，Ｃ２及び高電圧電源Ｖinを充電する。このため、電流検出回路４が検出する電流方向は、図１中の＋方向（インバータ回路５から高電圧電源Ｖinの方向）となる。
【００３３】
エネルギー回生の異常電圧発生時、電圧検出回路２が異常に高い電圧を検出して、ＣＰＵ１の端子Ａ１に伝える。ＣＰＵ１は、異常電圧による高電圧電源Ｖinへの充電を防止するために強電リレーＪＢをＯＦＦさせるように、リレー制御回路３へ出力するとともに、異常電圧をモータ６により吸収させるべく、位置センサ８が検出した回転位置に応じて、Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６を選択的に導通させるように出力Ｏ２、Ｏ４、Ｏ６を出力する。例えば、いまｕ相に異常電圧が発生しているとすると、Ｑ２を導通させることにより、ｉｕ→Ｑ２→Ｄ４（またはＤ６）→ｉｖ（またはｉｗ）の経路で電流が流れ、異常高電圧を発生させているエネルギーがモータ６のコイル抵抗により消費される。
【００３４】
このとき、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６は、単純に異常電圧が無くなるまでＯＮさせてもよいし、あるＤＵＴＹ比でＯＮ／ＯＦＦを繰り返すパルス駆動としても良い。パルス駆動する際には、スイッチング素子としての安全動作領域（ＡＳＯ）の規格に基づいて、素子に加えられる電流、電圧を考慮して、１回当たりのＯＮ時間を規制すると良い。
【００３５】
〔第２の実施形態〕
図２は、本発明に係る電動機制御装置の第２の実施形態の構成を示すシステム構成図であり、説明の都合上、インバータ回路に直流電圧を供給するとともに回生電力で充電されるバッテリ等の高電圧電源及び制御対象の誘導電動機（モータ）を含んで図示している。
【００３６】
図２において、電動機制御装置は、高電圧電源Ｖinからインバータ回路５への電流供給を制御する強電リレーＪＢと、インバータ回路５の電源入力側に並列に接続された大容量の電解コンデンサＣ１、Ｃ２と、強電リレーＪＢがオフとなったときにＣ１、Ｃ２の電荷を放電する放電抵抗ＲＬと、電動機制御装置全体を制御するとともに特許請求の範囲記載の制御手段を兼ねるマイクロコンピュータ（以下、ＣＰＵと略す）１と、インバータ回路５の電源電圧又は回生電圧を検出する電圧検出回路２と、強電リレーＪＢを制御するリレー制御回路３と、高電圧電源Ｖinとインバータ回路５との間の電流方向及び電流値を検出する電流検出回路４と、高電圧電源Ｖinの直流電圧を交流３相電圧に変換してモータ６に供給すると共にモータ６が回生状態において発生する回生交流電流を整流して高電圧電源Ｖinを充電するインバータ回路５とを備えている。
【００３７】
強電リレーＪＢは、高電圧電源Ｖinからインバータ回路５への電流供給を制御するものであり、その接点は、高電圧電源Ｖinの正極とインバータ回路５の電源入力とを断続できるようになっている。また強電リレーＪＢのコイルの一端は１２Ｖ電源Ｖignに接続され、他端はリレー制御回路３に接続され、リレー制御回路３が強電リレーＪＢの駆動電流を制御するようになっている。
【００３８】
大容量の電解コンデンサＣ１、Ｃ２は、インバータ回路５の電源インピーダンスを低下させて、インバータ回路５の交流電流駆動能力を向上させるとともに、サージ電圧を吸収してインバータ回路５に加わる異常電圧のピーク値を下げる働きをする。
【００３９】
ＣＰＵ１は、電圧検出回路２に接続された入力端子Ａ１と、電流検出回路４に接続された入力端子Ａ２と、インバータ回路５の各トランジスタＱ１〜Ｑ６をそれぞれ駆動する出力端子Ｏ１〜Ｏ６と、リレー制御回路３を駆動する出力端子Ｏ７を備えている。
【００４０】
そしてＣＰＵ１は、特許請求の範囲に記載の制御手段を兼ねるものである。即ち、モータ６が負荷の駆動状態である場合、インバータ回路５を制御してモータ６の各相の巻線に電流を流して回転制御させるとともに、モータ６が負荷の回転エネルギーの回生状態である場合、回生電圧が所定値以上となる異常を検出すると、インバータ回路５を制御してモータ６に電流を流し回生エネルギーを消費させるように制御する。
【００４１】
電圧検出回路２は、インバータ回路５の電源電圧を検出する回路であり、前記電源電圧を分圧する分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４と、Ｒ４に並列接続された平滑コンデンサＣ３と、前記分圧された電圧をＶccとＧＮＤとの間に振幅制限するリミッタダイオードＤ７、Ｄ８とを備えて構成され、前記分圧された電圧をＣＰＵ１のＡ１端子へ入力している。
【００４２】
リレー制御回路３は、ＣＰＵ１の出力端子Ｏ７からの出力電流を強電リレーＪＢの駆動電流まで増幅するコンプリメンタリ接続されたトランジスタＱ７、Ｑ８を備えている。
【００４３】
電流検出回路４は、コンデンサＣ１、Ｃ２の正極側とインバータ回路５の電源入力端子との間の電流の方向及びその電流値を検出する回路であり、ホール素子等を用いた電流センサＩsenと、電流センサＩsenが検出した電流を電圧に変換してＣＰＵ１１のＡ２端子へ入力する演算増幅器ＩＣと、演算増幅器ＩＣに基準電圧を供給するＶrefとを備えている。
【００４４】
インバータ回路５は、モータ６のｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子へそれぞれ電流を供給するトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５と、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子からそれぞれ電流を引き出すトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６と、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの各端子とインバータ回路５の電源端子及び接地端子とを接続し回生時の交流電流を整流するフライバックダイオードＤ１〜Ｄ６と、により３相ブリッジとして構成され、Ｑ１〜Ｑ６のそれぞれのゲート端子は、それぞれＣＰＵ１の出力端子Ｏ１〜Ｏ６に接続されている。
【００４５】
モータ６は、エンジン起動用及び回生電力供給用のモータであり、三相交流誘導モータが使用されている。
【００４６】
次に、本実施形態の動作を説明する。
通常制御では、まず、エンジン起動の為、モータから出力させるべきトルクの値（トルク指令）を実現する為に必要な電流成分Ｉｑと、所定のモータ回転数に応じて定めた励磁電流成分Ｉｄとを用い、モータ電流指令値ＩｓをＣＰＵ１で算出する。
【００４７】
電流指令値Ｉｓ＝√（Ｉｄ２＋Ｉｑ２）
この電流指令値の他にＣＰＵ１では、モータの回転角周波数Ｗｒ、モータ負荷によって定まるすべり周波数Ｗｓを算出し、これらから各相の制御パターンを決定しインバータ回路５を制御している。
【００４８】
一方、回生時にはモータ６で発生した三相交流電流を、インバータ回路５のフライバックダイオードＤ１〜Ｄ６にて直流変換し、バッテリである高電圧電源Ｖin及びコンデンサＣ１，Ｃ２へ還流させる。
【００４９】
この際、例えば、下り坂で常に回生され、しかもバッテリが満充電であるような場合、過剰の回生エネルギーが発生しインバータ回路５の電源端子電圧が異常電圧となる可能性がある。
【００５０】
本発明においては、エンジン起動時、回生時の異常電圧抑制の為、
（１）高電圧電源Ｖinからの線電流の流れる方向とＣＰＵでの判断結果を照合し、電流異常有無を判断する。即ち、次に示す表１にて状態２，３の時に電流異常と判断する。
【００５１】
【表１】
【００５２】
（３）高電圧異常で、且つ、回生時の通常制御（モータで発生した三相交流電流を前述のインバータにて直接変換し、バッテリである高電圧電源Ｖin及び電解コンデンサＣ１，Ｃ２へ還流させる制御）を中止し、インバータ回路５のＯＮ・ＯＦＦパターンを、高電圧電源Ｖinからの線電流の流れる方向、発生電圧の大きさ、制御装置の判断結果から、高電圧電源Ｖin及び電解コンデンサＣ１，Ｃ２への還流を行なわず、モータ６を抵抗負荷として使用する異常電圧抑制制御への切り替えを行なう。
【００５３】
（４）実際の異常電圧抑制制御の動作としては、電流成分Ｉｑのみ印加するものとし更に、端子電圧の発生電圧の大きさから、発生エネルギーの量を推測し、異常電圧抑制制御１，２の切換を行なう。
【００５４】
〔異常電圧抑制制御１〕
端子電圧に発生している電圧が既定値以上の時、例えばＱ１をＯＮままにし、Ｑ４をＯＮ／ＯＦＦ制御（ＰＷＭ制御）することで、モータ６、インバータ回路５の発熱を抑制しつつ、過剰エネルギーをモータの抵抗分で消費させる。
【００５５】
〔異常電圧抑制制御２〕
端子電圧に発生している電圧が規定値以下の時、Ｑ１，Ｑ４を規定時間ＯＮままとし電圧を抑制する。
【００５６】
尚、どちらの場合でも、端子電圧が正常復帰後は、通常制御へ戻ることとし、端子電圧が規定回数以上（例えば、３回以上）、ＮＧの時は、電源異常（高電圧）として判断する。
【００５７】
ここで、異常電圧抑制制御１，２の切り替えに使用する規定電圧、規定時間（制御時間）についての一例を示す。
【００５８】
規定電圧設定は、インバータ回路５の各素子の耐圧、モータ６の最高使用電圧の何れかの低い方の電圧とインバータ回路５へ印加する高圧電源Ｖinの電圧値から設定する。
【００５９】
例えば、素子の耐圧が１５０Ｖ、Ｖｉｎ＝４２Ｖ、モータの最高使用電圧３００Ｖであれば、規定電圧は、ＯＮ／ＯＦＦ時のノイズによる誤判断などを考慮し、Ｖｔｈ＝Ｖｉｎ×２＋（１５０−Ｖｉｎ×２）／２＝１１７Ｖとする。
【００６０】
次に、上記にて算出した電圧にて、Ｑ１，Ｑ４をＯＮし、モータ６、駆動トランジスタＱ１〜Ｑ６が故障しない時間を実験より求めておくことで、制御時間（Ｑ１，Ｑ４共にＯＮする時間）を設定する。
【００６１】
また、前述の電圧より高い場合、素子の耐圧を上限に、印加されている電圧に応じてＤＵＴＹを可変することで発熱量を制御する（異常電圧抑制制御１）。
【００６２】
例えば、制御時間＝５００μｓ、Ｒｏｎ＝１００ｍΩ、Ｖｔｈ＝１１７Ｖとすれば、発生している電力Ｐ０＝（Ｖｔｎ／Ｒｏｎ）２×Ｒｏｎ×５００μｓ＝６８．４Ｗと算出でき、発生電圧上昇に伴い、Ｑ４をＯＮ／ＯＦＦ制御し、一周期あたりの電力量を可変とし、Ｐ０以上にならない様に制御することで発熱を抑制しつつ異常電圧を抑制できる。
【００６３】
具体的には、ＯＮ／ＯＦＦ周波数ｆ＝１０ＫＨｚ、Ｖｔｈ＝１５０Ｖとすれば、（１５０／１００ｍΩ）２×１００ｍΩ×Ｔ＝６８．４Ｗより、Ｔ＝３０４μＳ Ｔ：印加時間総和 つまり、前述の５００μｓに対して印加時間を６０．８％に低減すればよく、すなわち、１周期当たりの制御周期が１００μｓなので、ＤＵＴＹを６０．８％に低減することで実現することが可能となる。
【００６４】
（∵印加回数は５回なので１周期では６０．８μｓとなる。つまり、ＤＵＴＹは６０．８％）
最後に、強電リレーＪＢをＯＦＦした後、規定時間（τ＝（Ｃ１＋Ｃ２）×ＲＬ）たっても、端子電圧が規定電圧（ex.Ｖｉｎ×０．８）以上の時、Ｑ１，Ｑ４をＯＮし素早く電荷を放電させることができる。
【００６５】
次に、図３のフローチャートを参照して、本実施形態の動作を説明する。
まず、イグニッション（ＩＧＮ）・スイッチがＯＮされると（ステップ１０、以下ステップをＳと略す）、初期診断が行われ（Ｓ１２）、初期診断が正常終了すると続いて強電リレーＪＢがＯＮされ、コンデンサＣ１、Ｃ２に充電され、充電が完了するとインバータ回路５が動作可能となる（Ｓ１４）。
【００６６】
次いで、モータ６に対する通常制御が開始され（Ｓ１６）、走行中か否かが判定される（Ｓ１８）。走行中でなければ、停車中か（強電リレーがＯＦＦでないか）否かが判定され（Ｓ２０）、停車中であれば発進に備えてＳ１６へ戻り通常制御を続ける。強電リレーＪＢがＯＦＦであれば、強電リレーＯＦＦ後コンデンサＣ１、Ｃ２の端子電圧が規定値以下か否かを判定し（Ｓ２２）、規定値以下であれば図外の終了処理へ移る。
【００６７】
Ｓ２２の判定で規定値以下でなければ、ＣＰＵからインバータ回路５のトランジスタＱ１、Ｑ４をＯＮすることにより、モータ６の複数相の端子を直列接続してコンデンサＣ１、Ｃ２の電荷の放電経路を構成する（Ｓ２４）。次いで、コンデンサの端子電圧が規定値まで下がったかどうかを判定し（Ｓ２６）、下がっていなければＳ２４へ戻る。規定値まで下がっていれば、放電完了として図外の終了処理へ移る。
【００６８】
Ｓ１８の判定で、走行中であれば、次いで電流方向はモータからバッテリ方向かが判定され（Ｓ２８）、モータからバッテリ方向であれば、端子電圧は正常かどうかを判定し（Ｓ３２）、正常であればＳ１８へ移る。
【００６９】
Ｓ２８の判定で電流方向がモータからバッテリ方向でなければ、ＣＰＵは力行制御判断をしているかどうかを判定し（Ｓ３０）、力行判断していればＳ１８へ戻り、力行判断していなければ電流異常と判断して図外の電流異常処理をおこなう。
【００７０】
Ｓ３２の判定で端子電圧が正常でなければ、電源異常の種類は高電圧か否かを判定し（Ｓ３４）、高電圧でなければ図外の低電圧の電源異常処理へ移る。
【００７１】
Ｓ３４の判定で電源異常の種類が高電圧であれば、通常制御を抜けられるか否かを判定し（Ｓ３６）、抜けられなければ図外の高電圧の電源異常処理へ移る。
【００７２】
Ｓ３６の判定で通常制御を抜けられるならば、発生電圧は規定電圧（異常電圧制御１、２を切り換えるための判断値）以上か否かを判定し（Ｓ３８）、規定電圧以上であれば異常電圧抑制制御１を行うために、ＯＮ／ＯＦＦ制御するトランジスタをインバータ回路５のトランジスタＱ１〜Ｑ６から選択する（Ｓ４０）。次いで選択した電源側トランジスタ（例えばＱ１）をＯＮし（Ｓ４２）、規定時間接地側トランジスタ（例えばＱ４）をＤＵＴＹを制御するＰＷＭ制御によりＯＮ・ＯＦＦ制御し（Ｓ４４）、Ｓ５０へ移る。このＤＵＴＹ制御時に、発生電圧に対して例えば図４に示すようなＤＵＴＹ制御を行う。
【００７３】
Ｓ３８の判定で、発生電圧は規定電圧以上でなければ、異常電圧抑制制御２を行うために、ＯＮ／ＯＦＦ制御するトランジスタをインバータ回路５のトランジスタＱ１〜Ｑ６から選択し（Ｓ４６）、選択した電源側トランジスタ（例えばＱ１）と接地側トランジスタ（例えばＱ４）をＯＮし（Ｓ４８）、Ｓ５０へ移る。
【００７４】
Ｓ５０では、端子電圧が正常値に戻ったか否かを判定し、正常値に戻っていれば、異常電圧抑制を終了し、通常制御へ移る。Ｓ５０の判定で、端子電圧が正常値に戻っていなければ、規定回数（例えば３回）以上か否かを判定し（Ｓ５２）、規定回数未満であればＳ３８を繰り返す。規定回数であれば、図外の高電圧電源異常処理へ移る。
【００７５】
以上説明したように、本発明によれば、駆動（力行）状態と回生状態を有する電動機（モータ）の電動機制御装置において、モータを制御するインバータ回路のＯＮ／ＯＦＦパターンを、電動機電源からの線電流の流れる方向、発生電圧の大きさ、マイクロコンピュータでの力行・回生判断結果から、通常制御とは別に設けた異常電圧抑制制御への切り替え判断を行ない、モータを抵抗負荷として使用することで、特別なエネルギー吸収回路を持つこと無く、異常電圧抑制が行なえ、小型化に寄与できることができる。
【００７６】
又、発生した異常電圧の大きさから、発生エネルギーの量を推測し、単にモータの複数相を直列接続して異常電圧を吸収させるか、直列接続した複数相をインバータでＤＵＴＹ制御しながらＯＮ／ＯＦＦ制御するかを切り換えることにより、モータ及びインバータ回路の発熱低減も併せて図り、強電リレーＯＦＦ後、規定時間たっても端子電圧が規定電圧以上の時、通常制御とは別に設けた制御を行い、モータを抵抗負荷として素早く電荷を放電させることで、保守性をも向上させることができる。
【００７７】
〔第３の実施形態〕
図５は、本発明に係る電動機制御装置の第３の実施形態の構成を示すシステム構成図であり、説明の都合上、インバータ回路に直流電圧を供給するとともに回生電力で充電されるバッテリ等の高電圧電源及び制御対象の誘導電動機（モータ）を含んで図示している。
【００７８】
第３実施形態の構成を示す図５と、第２実施形態の構成を示す図２との相違は、図５において、電解コンデンサＣ１，Ｃ２の接続状態を並列と直列とに切り替えるスイッチＳＷ１〜ＳＷ３と、エネルギー吸収回路７とが追加されていることである。その他の構成は、第２、第３実施形態ともに同じなので、重複する説明は省略する。
【００７９】
エネルギー吸収回路７は、インバータ回路５の電源入力端子と接地との間に接続され、電源入力端子側に一端が接続されたエネルギー吸収抵抗Ｒ９と、エネルギー吸収抵抗Ｒ９の他端にコレクタが接続されエミッタが接地されたトランジスタＱ９と、トランジスタＱ９のベースにアノードが接続されカソードが前記電源入力端子に接続されたツェナーダイオードＺＤ１と、トランジスタＱ９のベースと接地間に接続された抵抗Ｒ１０とにより構成されている。
【００８０】
次に、本第３実施形態の動作を説明する。
エネルギー吸収回路７は、インバータ回路５の電源端子電圧をツェナーダイオードＤＺ１のツェナー電圧（以下、ＶＺと略す）に制限する回路であり、通常時は、前記端子電圧はＶＺ以下であるので、ＺＤ１に電流が流れずＲ１０の両端の電圧は０であり、従ってトランジスタＱ９はオフの状態である。異常時に前記端子電圧がＶＺを超え始めると、ツェナーダイオードＺＤ１に電流が流れ始め、Ｒ１０の電圧降下がトランジスタＱ９のエミッタ−ベース間導通開始電圧を超えるとトランジスタＱ９がＯＮして、抵抗Ｒ９に電流が流れる。これにより異常電圧によるエネルギーを吸収させるものである。
【００８１】
ＳＷ１〜ＳＷ３は、コンデンサＣ１、Ｃ２の接続状態を並列接続と直列接続とに切り替えるものであり、次に示す表２の動作パターンによる。
【００８２】
【表２】
【００８３】
（１）通常動作
通常動作時には、大容量の電解コンデンサＣ１，Ｃ２は、並列接続されている。
【００８４】
（２）残留電荷放電
強電リレーＪＢオフ後の残留電荷放電時には、ＳＷ１〜ＳＷ３を切り替えて、コンデンサＣ１，Ｃ２の２個をシリアルに結線しなおし、放電時間を１／２に短縮し、保守性を大きく改善する。
【００８５】
（３）異常電圧抑制
電流方向がモータ６からバッテリである高電圧電源Ｖin方向で、端子電圧が規定値以上の時、特に大きさに影響のあるコンデンサを直列結線とすることで、個々のコンデンサーの耐圧アップをせずに耐圧を×２化することが出来、信頼性を向上させ、コンデンサの大型化を回避すると共に、エネルギー吸収回路の設定電圧（検知電圧）をも高く設定することで、エネルギー吸収抵抗の負荷率を軽減できる。これらにより信頼性向上・小型化を実現しつつ、異常電圧を抑制する。
【００８６】
〔負荷率低減〕
次に、エネルギー吸収抵抗の負荷率低減の例を説明する。
例えば、異常発生電圧を９０Ｖとし、これを４５Ｖに抑制する場合、使用するエネルギー吸収抵抗Ｒ９の抵抗値を１００Ωとした場合、必要な耐電力は、次の式により２０．２Ｗとなる。
【００８７】
Ｐ＝（９０−４５）２／Ｒ９＝２０２５／Ｒ９＝２０．２Ｗ
一方、コンデンサＣ１，Ｃ２を直列接続して、耐圧向上により、７５Ｖで抑制することになれば、
Ｐ＝（９０−７５）２／Ｒ９＝２２５／Ｒ９＝２．２５Ｗ
となり、ほぼ１／９の耐電力となり、抵抗Ｒ９を小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電動機制御装置の第１の実施形態の構成を示すシステム構成図である。
【図２】本発明に係る電動機制御装置の第２の実施形態の構成を示すシステム構成図である。
【図３】第２実施形態における異常電圧抑制並びに残留電荷放電の動作を説明するフローチャートである。
【図４】第２実施形態における異常発生電圧とトランジスタ通電ＤＵＴＹとの関係を示すグラフである。
【図５】本発明に係る電動機制御装置の第３の実施形態の構成を示すシステム構成図である。
【符号の説明】
１ マイクロコンピュータ
２ 電圧検出回路
３ リレー制御回路
４ 電流検出回路
５ インバータ回路
６ モータ
７ エネルギー吸収回路
８ 位置センサ
Ｖin 高電圧電源（バッテリ）
Ｖign １２Ｖ電源
ＪＢ 強電リレー
Ｃ１，Ｃ２ 電解コンデンサ
ＲＬ 放電抵抗
Ｑ１〜Ｑ６ パワートランジスタ（ＩＧＢＴ）
Ｄ１〜Ｄ６ フライバックダイオード
Ｑ７，Ｑ８ トランジスタ
Ｄ７，Ｄ８ ダイオード
Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗
Ｉsen 電流センサー
Ｖref 基準電圧
ＩＣ 演算増幅器
Claims (4)
- 駆動状態及び回生状態の両状態が可能なように電動機を制御する電動機制御装置において、
前記電動機が駆動状態のとき直流電源から電動機の駆動電流を供給するとともに、前記電動機が回生状態のときに前記電動機が発生する回生電流を整流して前記直流電源へ供給する駆動回路と、
前記電動機が回生状態であることを検出し、回生状態である場合に前記電動機の端子電圧が所定値以上になった場合に前記駆動回路を制御して前記電動機に電流を流す制御手段と、
を備えたことを特徴とする電動機制御装置。 - 前記電動機は永久磁石回転子を有する同期電動機であり、
前記駆動回路はインバータ回路であり、
前記制御手段は、前記回生状態である場合の前記電動機の端子電圧が所定値以上となった場合に、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記誘導電動機の複数相とによる直列回路を形成することを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。 - 前記電動機は誘導電動機であり、
前記駆動回路はインバータ回路であり、
前記制御手段は、前記回生状態である場合の前記電動機の端子電圧が所定値以上となった場合に、前記インバータ回路の複数のスイッチング素子と前記誘導電動機の複数相とによる直列回路を形成し、前記スイッチング素子の少なくとも一つをデューティ制御することを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。 - 前記制御手段は、前記電動機の端子電圧の大きさに基づいて、デューティ比の異なる制御モードを切り替えることを特徴とする請求項３記載の電動機制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000197193A JP3724344B2 (ja) | 2000-06-29 | 2000-06-29 | 電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000197193A JP3724344B2 (ja) | 2000-06-29 | 2000-06-29 | 電動機制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002017098A JP2002017098A (ja) | 2002-01-18 |
| JP3724344B2 true JP3724344B2 (ja) | 2005-12-07 |
Family
ID=18695553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000197193A Expired - Fee Related JP3724344B2 (ja) | 2000-06-29 | 2000-06-29 | 電動機制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3724344B2 (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4529390B2 (ja) * | 2003-07-16 | 2010-08-25 | ソニー株式会社 | スイッチング型増幅器並びにその補正制御回路及び方法 |
| JP4532875B2 (ja) | 2003-10-14 | 2010-08-25 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5168846B2 (ja) * | 2006-08-10 | 2013-03-27 | 日産自動車株式会社 | コンデンサの放電制御装置 |
| JP4675299B2 (ja) * | 2006-09-08 | 2011-04-20 | 三菱電機株式会社 | 車両用回転電機の制御装置 |
| KR100887843B1 (ko) | 2007-10-04 | 2009-03-09 | 현대자동차주식회사 | 하이브리드 차량용 인버터의 캐패시터 보호 방법 |
| US7786708B2 (en) * | 2007-10-05 | 2010-08-31 | Pratt & Whitney Canada Corp. | Starter/generator system with control to address a voltage rise |
| JP2010239736A (ja) * | 2009-03-31 | 2010-10-21 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP5404435B2 (ja) * | 2010-01-13 | 2014-01-29 | 本田技研工業株式会社 | 電動車両の回生充電制御装置 |
| JP5519398B2 (ja) * | 2010-05-12 | 2014-06-11 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
| JP5547559B2 (ja) | 2010-06-16 | 2014-07-16 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| US8810052B2 (en) | 2010-11-10 | 2014-08-19 | Kokusan Denki Co., Ltd | Control device for rotary electrical machine |
| JP5433608B2 (ja) | 2011-03-03 | 2014-03-05 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| JP4898964B1 (ja) * | 2011-03-28 | 2012-03-21 | パナソニック株式会社 | 電動コンプレッサ |
| US9136782B2 (en) * | 2013-07-02 | 2015-09-15 | The Boeing Company | Motor control for stability and power supply protection |
| CN105340163B (zh) * | 2013-07-23 | 2017-12-08 | 爱信艾达株式会社 | 逆变器装置 |
| CN104442412B (zh) * | 2013-09-18 | 2018-01-19 | 通用电气公司 | 装置，移动运输设备，电动拖拉机，电动叉车以及相关方法 |
| EP3051368B1 (en) * | 2013-09-27 | 2021-02-03 | Fuji Electric Co., Ltd. | Drive device |
| EP3054578B1 (en) | 2013-10-01 | 2019-05-15 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Power conversion device |
| JP6337731B2 (ja) * | 2014-10-06 | 2018-06-06 | トヨタ自動車株式会社 | モータ制御装置、及びモータ制御方法 |
| JP6375845B2 (ja) * | 2014-10-06 | 2018-08-22 | トヨタ自動車株式会社 | モータ制御装置、及びモータ制御方法 |
| US10351002B2 (en) | 2014-11-14 | 2019-07-16 | Aisin Aw Co., Ltd. | Inverter control device and vehicle control device |
| JP6169203B1 (ja) * | 2016-02-16 | 2017-07-26 | 三菱電機株式会社 | 電動機制御装置および電動機制御方法 |
| JP6915788B2 (ja) * | 2016-05-17 | 2021-08-04 | マイクロスペース株式会社 | モータ駆動制御装置及び電動装置 |
-
2000
- 2000-06-29 JP JP2000197193A patent/JP3724344B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002017098A (ja) | 2002-01-18 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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| A521 | Request for written amendment filed |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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