JP6337731B2

JP6337731B2 - モータ制御装置、及びモータ制御方法

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Publication number: JP6337731B2
Application number: JP2014205673A
Authority: JP
Inventors: 寛之井山; 優佐々木; 優人森; 美宏奥松
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2014-10-06
Filing date: 2014-10-06
Publication date: 2018-06-06
Anticipated expiration: 2034-10-06
Also published as: JP2016077075A

Description

本発明は、モータ制御装置、及びモータ制御方法に関するものである。

特許文献１には、交流電動機の制御装置が開示されている。特許文献１では、交流電動機が直流電源にインバータを介して接続されている。そして、インバータの各相には、スイッチング素子が設けられている。スイッチング素子をスイッチングするタイミングをＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御することで、交流電動機が駆動する。

インバータの直流側電圧が基準値以上になった場合に、回生制御スイッチのオンと同時に、インバータの上アームの各スイッチング素子をオンさせている。そして、交流電動機の一次巻線の中性点とインバータの上アームの各スイッチング素子との間に回生電流としての出力零相電流を流している。この構成では、回生時に発熱する回生抵抗を無くすことができるため、装置を小型化することができる。さらに、インバータの交流側の各相に設けられた電流検出手段が、回生時にインバータに流れる零相電流を検出している。

特開２００９−２２０６０号公報

ところで、アーム機構に用いられるアクチュエータのモータ制御には、上記のようなＰＷＭ制御が広く用いられている。このような、モータ制御方式は、工場設備機器用（以下、Ｆ／Ａ（ＦａｃｔｏｒｙＡｕｔｏｍａｔｉｏｎ）用途）のアーム機構に広く適用されている。さらに、モータ制御方式は、Ｆ／Ａ用途のアーム機構だけに限らず、歩行ロボット等のヒューマノイドロボット（以下、ロボット用途）にも適用されている。

Ｆ／Ａ用途では、図２４に示すように、アーム機構４０のアクチュエータ４１を制御するＥＣＵ４２（ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＣｏｎｔｒｏｌＵｎｉｔ）等のシステム構成要素の一部を床置きすることが可能であるため、可搬重量が大きくなる。また、Ｆ／Ａ用途では、ＥＣＵ４２は、別体外置きが可能であるため、大型で大出力のシステム設計が可能である。Ｆ／Ａ用途では、図２５に示すように、アクチュエータ４１が定格動作領域５１内での決まった動作パターン５３を繰り返し行う。なお、定格動作領域５１とは、モータが連続動作可能な領域である。

一方、ロボット用途では、図２６に示すように、アーム機構４０を搭載するロボット４３が移動する。このため、全てのシステム構成要素をロボット４３に搭載する必要があり、可搬重量が小さくなる。また、ロボット用途では、ＥＣＵ４２をロボット４３に内蔵する必要がある。このため、ＥＣＵ４２を小型化して、ＥＣＵサイズと出力の最適バランス設計を行う必要がある。ロボット用途では、ロボット４３の環境や使われ方に依存して、動作パターンが変化する。そのため、瞬間的に定格を越える大出力が必要となる。ロボット用途では、図２７に示すように、動作パターン５３が一定ではなく、モータが定格動作領域５１を超えた瞬時領域５２で使用されることがある。なお、瞬時領域５２とは、モータが連続動作不可能な領域である。瞬時領域５２は、定格動作領域５１を包含している。

図２８に示すように、モータの回生領域５４を拡大することで、瞬時領域５２を拡大することができる。これにより、モータの出力性能を向上することができる。小型かつ瞬時大出力が可能なモータ制御システムを実現することができる。回生領域５４の拡大には、以下の４つの手法がある。

（１）バッテリ（電源）に回生電力を蓄積する。（図２９参照）
（２）回生抵抗で回生電力を消費する。（図３０参照）
（３）モータで回生電力を消費する。（図３１参照）
（４）ＥＣＵで回生電力を消費する（図３２参照）

図２９では、電源（バッテリ）１３で回生電力を蓄積する構成を示している。モータ１１と電源（バッテリ）１３との間には、ＥＣＵ１０が接続されている。モータ１１で発生した回生電力はＥＣＵ１０を介して、電源１３に蓄積される。バッテリ回生技術は、自動車のハイブリッドシステムで実用化されている。しかしながら、満充電状態では電力を回生することができず、ロボットの動作が制限される。また、ロボットの使われ方や使用環境に応じて回生電力が変動し、受電電流を一定量に制御するシステムが複雑であり、コスト増加を招いてしまう。

図３０に示すように、回生抵抗１２がＥＣＵ１０に接続されている。モータ１１で発生した回生電力は回生抵抗１２にて熱に変換される。これにより、回生電力を消費することができる。この手法では、図２９で示したバッテリ回生に比べて比較的容易に回生電力を消費することができる。しかしながら、小型化が要求されるロボット用途では、ロボット本体に回生抵抗１２を搭載するために、ＥＣＵ１０の搭載スペースを圧迫してしまう。さらに、回生抵抗１２の熱容量が小さいため、筐体等への強固な熱結合が必要となってしまう。

図３１に示すように、回生電力はｄ軸電流を使った低効率化運転によって、モータ１１にて熱に変換される。本手法は、既存のベクトル制御のシステム構成で実現可能であり、回生抵抗１２のような回生専用部品を必要としないことから有効な手法である。小型化が要求されるロボット用途においては、モータ１１の許容熱損失が限られるため、モータ１１の熱管理が必要となる。熱管理対策として、例えば、温度センサの設置を行うとコストが増加してしまう。さらに、モータハウジング温度とモータ巻線温度は、特に熱過渡領域での乖離が大きいという課題がある。モータ巻線へ温度センサを直接貼り付けると、コストが増加してしまうという課題がある。

図３２では、回生電力はＥＣＵ１０にて熱に変換される。例えば、ＥＣＵ１０にはインバータが設けられている。特許文献１に示すインバータでは、インバータに設けられたスイッチング素子を強制的にオンしている。より具体的には、インバータの上アームのＵ、Ｖ、Ｗ相のスイッチング素子をオンする。オンしたスイッチング素子に零相電流が流れるため、回生電力を消費することができる。

しかしながら、特許文献１の制御では、スイッチング素子を強制的にオンオフしているため、スイッチング素子での発熱量を大きくすることができないという問題点がある。さらに、上アームのスイッチング素子をオンし、下アームのスイッチング素子をオフしているため、ＰＷＭ制御することができないという問題点がある。

本発明は、上記の問題点を鑑みてなされたものであり、モータ制御と並行して回生電力を消費することができるモータ制御装置、及びモータ制御方法を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係るモータ制御装置は、電源電圧を供給する電源に接続された電源コンデンサと、前記電源とモータとの間に接続され、オン電圧又はオフ電圧が供給されることによってオンオフ制御されるスイッチング素子を複数有するインバータと、前記電源電圧をしきい値と比較する比較器と、を備え、前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、オフとなっているスイッチング素子にオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給するものである。この構成によって、モータ制御と並行して回生電力を消費することができる。

上記のモータ制御装置において、前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、オンとなっているスイッチング素子については、オン状態を維持し、オフとなっているスイッチング素子のみにオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給するようにしてもよい。これにより、モータ制御と並行して、効率よく回生電力を消費することができる。

上記のモータ制御装置において、前記電源電圧がしきい値を越えていない場合に、ＰＷＭ制御信号によってオン電圧又はオフ電圧が前記スイッチング素子に供給されることで、前記スイッチング素子がオンオフ制御されるようにしてもよい。これにより、電源電圧がしきい値を越えていない場合に、モータをＰＷＭ制御することができる。

上記のモータ制御装置において、前記スイッチング素子がトランジスタを有しており、前記オン電圧と前記オフ電圧との間の電圧が前記トランジスタの線形領域における一定の電圧であることが好ましい。これにより、効率よく回生電力を消費することができる。

本発明の一態様に係るモータ制御方法は、電源電圧を供給する電源に接続された電源コンデンサと、前記電源とモータとの間に接続され、オン電圧又はオフ電圧が供給されることによってオンオフ制御されるスイッチング素子を複数有するインバータと、を用いてモータを制御するモータ制御方法であって、前記電源電圧をしきい値と比較し、前記電源電圧が前記しきい値を越えた場合に、オフとなっているスイッチング素子にオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給するものである。この方法によって、モータ制御と並行して回生電力を消費することができる。

上記のモータ制御方法において、前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、オンとなっているスイッチング素子については、オン状態を維持し、オフとなっているスイッチング素子のみにオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給するようにしてもよい。これにより、モータ制御と並行して、効率よく回生電力を消費することができる。

上記のモータ制御方法において、前記電源電圧がしきい値を越えていない場合に、ＰＷＭ制御信号によってオン電圧又はオフ電圧が前記スイッチング素子に供給されることで、前記スイッチング素子がオンオフ制御されるようにしてもよい。これにより、電源電圧がしきい値を越えていない場合に、モータをＰＷＭ制御することができる。

上記のモータ制御方法において、前記スイッチング素子がトランジスタを有しており、前記オン電圧と前記オフ電圧との間の電圧が前記トランジスタの線形領域における一定の電圧であることが好ましい。これにより、効率よく回生電力を消費することができる。

本発明によれば、モータ制御と並行して回生電力を消費することができるモータ制御装置、及びモータ制御方法を提供することを目的とする。

ＰＷＭ変調方式におけるインバータ回路を模式的に示す図である。ＰＷＭ制御方式におけるスイッチング素子の動作波形を示すタイミングチャートである。インバータに用いられるＭＯＳＦＥＴの特性を示すグラフである。期間Ａでのインバータの動作を示す回路図である。本実施の形態にかかるモータの制御方法を示すフローチャートである。スイッチング素子の動作波形を示す図である。期間Ｂでのインバータの動作を示す回路図である。期間Ｃでのインバータの動作を示す回路図である。本実施の形態にかかるモータの制御方法を示すフローチャートである。期間Ｄでのインバータを示す回路図である。期間Ｅでのインバータを示す回路図である。本実施の形態にかかるモータの制御方法を示すフローチャートである。期間Ｆでのインバータを示す回路図である。期間Ｇでのインバータを示す回路図である。本実施の形態にかかるモータの制御方法を示すフローチャートである。期間Ｈでのインバータを示す回路図である。期間Ｉでのインバータを示す回路図である。本実施の形態にかかるモータの制御方法を示すフローチャートである。期間Ｊでのインバータを示す回路図である。期間Ｋでのインバータを示す回路図である。本実施の形態にかかるモータの制御方法を示すフローチャートである。モータ制御装置の構成例１を示す回路図である。モータ制御装置の構成例２を示す回路図である。Ｆ／Ａ用途のアクチュエータを模式的示す図である。Ｆ／Ａ用途のアクチュエータの定格動作領域を示す図である。ロボット用途のアクチュエータを模式的に示す図である。ロボット用途のアクチュエータの定格動作領域と瞬時領域を示す図である。拡大した回生領域を示す図である。バッテリに回生電力を蓄積する様子を示す図である。回生抵抗で回生電力を消費する様子を示す図である。モータで回生電力を消費する様子を示す図である。ＥＣＵで回生電力を消費する様子を示す図である。

以下、本発明に係る電動機（モータ）の制御装置、制御方法の実施形態を、図面に基づいて詳細に説明する。但し、本発明が以下の実施形態に限定される訳ではない。また、説明を明確にするため、以下の記載及び図面は、適宜、簡略化されている。各図において同一の符号は実質的に同じ構成を示す。

まず、一般的なモータのＰＷＭ制御方式について説明する。図１は、モータのＰＷＭ制御に用いられるインバータを示す回路図である。図２は、ＰＷＭ制御におけるスイッチング素子の動作波形を示すタイミングチャートである。図１に示すように、インバータ２０は、モータ１１に接続されている。モータ１１はＵ相、Ｖ相、Ｗ相を備えた三相モータである。

インバータ２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を備えている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのパワートランジスタである。ここでは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がパワーＭＯＳＦＥＴであり、ゲート（制御端子）にゲート電圧（ＰＷＭ制御信号）が供給されることによって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオンオフする。例えば、マイコン（不図示）などのコントローラが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を出力する。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との間の接続点が、モータ１１のＵ相に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との間の接続点が、モータ１１のＶ相に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との間の接続点が、モータ１１のＷ相に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６とグランドとの間には抵抗が接続されている。なお、抵抗によって、各相に流れる電流を検出してもよい。

図２の波形において、期間Ａでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ６がオンしており、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５がオフしている。したがって、電源電圧からの電流が、スイッチング素子Ｑ１を介して、モータ１１のＵ相に供給される。また、モータ１１のＶ相の電流が、スイッチング素子Ｑ４を介して、グランドに引き込まれる。同様に、モータ１１のＷ相の電流が、スイッチング素子Ｑ６を介して、グランドに引き込まれる。このように、モータ１１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相には、それぞれ電流Ｉｕ、電流Ｉｖ、及びＩｗがスイッチング素子を介して流れる。そして、ＰＷＭ制御信号の電圧レベルに応じて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオンオフ制御される。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、ＭＯＳＦＥＴが用いられる。図３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として用いられるＭＯＳＦＥＴの特性を示すグラフである。図３では、横軸がＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間電圧Ｖ_ＧＳ（以下、ゲート電圧）を示し、縦軸がソース−ドレイン間抵抗（以下、抵抗Ｒ_ＯＮ）を示している。なお、図３に示す数値は、ＭＯＳＦＥＴ特性の一例であり、ＭＯＳＦＥＴ特性は図３に示す数値に限られるものではない。

ゲート電圧Ｖ_Ｇｓが５Ｖになると、スイッチング素子がＯＮし、ゲート電圧Ｖ_ＧＳが０Ｖとなるとスイッチング素子がＯＦＦする。図３に示す例では、ゲート電圧Ｖ_Ｇｓが５Ｖのとき、抵抗Ｒ_ＯＮが１０ｍΩとなっている。図３に示す例では、５Ｖがスイッチング素子のオン電圧Ｖ_ＯＮとなり、０Ｖがオフ電圧Ｖ_ＯＦＦとなる。オン電圧は、トランジスタの閾値電圧以上の電圧であり、ゲート電圧Ｖ_Ｇｓに対して抵抗がほとんど変動しない。すなわち、オン電圧付近では、ゲート電圧Ｖ_Ｇｓが増加しても、流れる電流がほぼ一定の飽和領域となる。

オン電圧とオフ電圧との間には、ゲート電圧Ｖ_Ｇｓに対して抵抗Ｒ_ＯＮがほぼ線形に変化する線形領域が存在する。例えば、ゲート電圧Ｖ_Ｇｓが１Ｖ付近では、ゲート電圧と抵抗Ｒ_ＯＮとの関係が線形になる。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６における損失は、Ｒ_ＯＮ×Ｉ_Ｄ ^２となる。したがって、スイッチング素子の抵抗が低い飽和領域では、スイッチング素子の通電電流による損失が小さくなる。一方、スイッチング素子の抵抗が大きい線形領域では、スイッチング素子の通電電流による損失が大きくなる。このように、飽和領域では電力の損失が小さくなり、線形領域では電力の損失が大きくなる。線形領域では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が抵抗として機能する。したがって、線形領域で動作するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に電流が流れることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が発熱する。これにより、回生電力を消費することができる。

本実施の形態では、一部のスイッチング素子のゲート電圧をオフ電圧とオン電圧との間の中間電圧とすることで、通電電流による損失を大きくしている。なお、中間電圧は、オフ電圧とオン電圧との間の電圧であればよく、オン電圧とオフ電圧との真ん中の電圧でなくてもよい。中間電圧は、線形領域の電圧であることが好ましい。

具体的には、電源電圧がしきい値を越えた場合、スイッチング素子のゲートに中間電圧が供給される。こうすることで、モータ１１で発生した回生電力を熱として消費することができる。すなわち、スイッチング素子の通電電流が、熱に変換される。こうすることで、回生電力を消費することができ、回生領域を拡大することができる（図２８参照）。

以下、本実施の形態にかかるモータの制御装置、及び制御方法について、図面を参照して説明する。図４、図７、図８、図１０、図１１、図１３、図１４、図１６、図１７、図１９、図２０は、モータ制御装置１００の構成を示す回路図である。図５、図９、図１２、図１５、図１８、図２１は、制御方法を示すフローチャートである。図６は、ＰＷＭ制御信号の信号波形を示すタイミングチャートである。また、図６では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御信号だけでなく、電源電圧、及びモータ１１のＵ相の電流の波形が示されている。図４、図７、図８、図１０、図１１、図１３、図１４、図１６、図１７、図１９、図２０の回路図は図６の期間Ａ〜期間Ｊにおける動作をそれぞれ示している。また、これらの回路図では、オン状態のスイッチング素子を実線で示し、オン状態以外のスイッチング素子を破線で示している。

以下、図６のタイミングチャートにしたがって、インバータ２０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が動作する例について説明する。図６では、期間Ａから期間Ｅにおいて、電源電圧がしきい値を越えている。

まず、回路の構成について、図４を用いて説明する。モータ制御装置１００は、電源１３とインバータ２０と電源コンデンサ２１とを備えている。モータ１１は、上記の通り、三相モータであり、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相を備えている。モータ１１としては、例えば、ＡＣブラシレスモータを用いることができる。電源１３は、充放電可能なバッテリであり、例えば、リチウムイオン電池等である。電源１３は、インバータ２０に電源電圧を供給する。なお、電源１３とインバータ２０との間には、ダイオードなどの整流素子が設けられていてもよい。

電源コンデンサ２１は、電源１３と並列に接続されている。すなわち、電源コンデンサ２１の一端は、電源１３の電源電位（第１の電位）となり、他端はグランド電位（第２の電位）となる。電源コンデンサ２１は、モータ１１の回生電力により充電される。インバータ２０は電源１３と、モータ１１との間に接続されている。そして、インバータ２０は、電源１３からのモータ１１に供給される駆動電流を制御する。電源１３の電源電圧はモニタされている。そして、比較器（不図示）が、電源電圧がしきい値を越えたか否かを判定している。

インバータ２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を備えている。上記の通り、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、パワーＭＯＳトランジスタなどのパワー素子である。ここでは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＮＭＯＳトランジスタとして説明するが、ＮＭＯＳトランジスタの代わりにＰＭＯＳトランジスタを用いてもよい。もちろん、ＭＯＳトランジスタ以外のトランジスタをスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として用いてもよい。

インバータ２０は、電源１３と並列に接続されている。インバータ２０は、電源１３とモータ１１との間に設けられている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のドレインが電源１３の電源電位となっている。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のソースが電源１３のグランド電位となっている。スイッチング素子Ｑ１のソースは、スイッチング素子Ｑ２のドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの間の接続点が、モータ１１のＵ相に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインとの間の接続点が、モータ１１のＶ相に接続されている。スイッチング素子Ｑ５のソースとスイッチング素子Ｑ６のドレインとの間の接続点が、モータ１１のＷ相に接続されている。

電源電位側に設けられたスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がインバータ２０の上アーム２２を構成する。グランド電位側に設けられたスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がインバータ２０の下アーム２３を構成する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート（制御端子）には、マイコン（不図示）などからのＰＷＭ制御信号（ゲート電圧）が入力される。ＰＷＭ制御信号によって、各トランジスタのゲートにオン電圧又はオフ電圧が供給される。ゲートにＨレベルのＰＷＭ制御信号（オン電圧）が供給されると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はオンし、ゲートにＬレベルのＰＷＭ制御信号（オフ電圧）が供給されると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はオフする。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は独立にオンオフ制御される。

ＰＷＭ制御においては、スイッチング素子Ｑ１、及びスイッチング素子Ｑ２のオンオフ状態によって、モータ１１のＵ相に流れる電流の方向が決まる。スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、電源１３からの電流がモータ１１のＵ相に供給される。スイッチング素子Ｑ１がオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、モータ１１のＵ相の電流がグランドに引き込まれる。Ｖ相についても同様に、スイッチングＱ３、Ｑ４のオンオフ状態によって、電流の方向が決まる。Ｗ相についても同様に、スイッチングＱ５、Ｑ６のオンオフ状態によって、電流の方向が決まる。このように、上アーム２２と下アーム２３のうち、一方のスイッチング素子がオンし、他方がオフすることで、各相の電流の方向が決まる。なお、各相の電流の向きが変わる場合、上アーム２２のスイッチング素子と下アーム２３のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイム期間が存在する。これにより、電源電位側からグランド電位側に直接電流が流れるのを防ぐことができる。

以下、モータ制御装置１００の動作について説明する。期間Ａでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ６のＰＷＭ制御信号がオン電圧となり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５のＰＷＭ制御信号がオフ電圧となるように設定されている。例えば、図４に示すように、Ｕ相の電流Ｉ_ｕがスイッチング素子Ｑ１を介して、モータ１１から電源電圧側に流れると、回生電力によって電源電圧が上昇する（図５のＳ１１）。期間Ａでは電源電圧がしきい値を越えるため、オフ状態であったスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５のゲートにＶ_ＭＩＤが印加される（Ｓ１２）。Ｖ_ＭＩＤは、オン電圧（例えば、５Ｖ）とオフ電圧（例えば、０Ｖ）との間の電圧（例えば、１Ｖ）である。Ｖ_ＭＩＤは一定の電圧となっている。これにより、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５が線形領域となり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５にそれぞれアーム電流Ｉ_ａｒｍが流れる（Ｓ１３）。

回生電力が発生しているため電源コンデンサ２１が充電されて、電源コンデンサ２１の電圧が電源１３の出力電圧よりも高くなっている。よって、電源コンデンサ２１からアーム電流Ｉ_ａｒｍ×３が放電される（Ｓ１４）。アーム電流Ｉ_ａｒｍによりスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５が発熱する。アーム電流Ｉ_ａｒｍによる発熱で、回生電力が消費される（Ｓ１５）。図６に示すように、電源コンデンサ２１の放電によって電源電圧が低下する（Ｓ１６）。

なお、Ｖ_ＭＩＤは一定の電圧ではなく、Ｖ_ＭＩＤを線形領域内で可変となっていてもよい。Ｖ_ＭＩＤを可変とすることで、貫通電流であるアーム電流Ｉ_ａｒｍを動的に制御することもできる。例えば、電源電圧に応じてアーム電流Ｉ_ａｒｍを調整するようにしてもよい。具体的には、回生によって上昇した電源電圧の幅に比例して、アーム電流Ｉ_ａｒｍを上昇させるようにＶ_ＭＩＤを制御してもよい。このようにすることで、より効果的に電源電圧を低下させることができる。

そして、デッドタイム期間（期間Ｂ）を経て、通電状態が切り替わる（Ｓ１７）。Ｖ相の電流の向きが変わるため、期間Ｂでは、Ｖ相のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が同時にオフとなる。デッドタイム期間（期間Ｂ）では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のいずれにもＶ_ＭＩＤが供給されない。すなわち、ＰＷＭ制御信号に応じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン又はオフとなっている。期間Ｂでは、図７に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ６がオンとなり、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がオフとなっている。

通電状態が切り替わると、図６の期間Ｃになる。期間Ｃでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ６のＰＷＭ制御信号がオン電圧となり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５のＰＷＭ制御信号がオフ電圧となるように設定されている。例えば、図８に示すように、Ｕ相の電流Ｉ_ｕがスイッチング素子Ｑ１を介して、モータ１１から電源電圧側に流れると、回生電力によって電源電圧が上昇する（図９のＳ１８）。図６に示すように、期間Ｃでは電源電圧がしきい値を越えるため、オフ状態であったスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５のゲートにＶ_ＭＩＤが印加される（Ｓ１９）。これにより、図８に示すようにスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５が線形領域となり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５にアーム電流Ｉ_ａｒｍが流れる（Ｓ２０）。

回生電力が発生しているため、電源コンデンサ２１の電圧が電源１３の出力電圧よりも高くなっている。よって、電源コンデンサ２１からアーム電流Ｉ_ａｒｍ×３が放電される（Ｓ２１）。アーム電流Ｉ_ａｒｍによりスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５が発熱する。アーム電流Ｉ_ａｒｍによる発熱で、回生電力が消費される（Ｓ２２）。図６に示すように、電源コンデンサ２１の放電によって電源電圧が低下する（Ｓ２３）。

そして、デッドタイム期間（期間Ｄ）を経て、通電状態が切り替わる（Ｓ２４）。Ｗ相の電流の向きが変わるため、期間Ｄでは、Ｗ相のスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６が同時にオフとなる。デッドタイム期間（期間Ｄ）では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のいずれにもＶ_ＭＩＤが供給されない。すなわち、ＰＷＭ制御信号に応じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン又はオフとなっている。期間Ｆでは、図１０に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンとなり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６がオフとなっている。

通電状態が切り替わると、図６の期間Ｅになる。期間Ｅでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のＰＷＭ制御信号がオン電圧となり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のＰＷＭ制御信号がオフ電圧となるように設定されている。例えば、図１１に示すように、Ｕ相の電流Ｉ_ｕがスイッチング素子Ｑ１を介して、モータ１１から電源電圧側に流れると、回生電力によって電源電圧が上昇する（図１２のＳ２５）。図６に示すように、期間Ｅでは電源電圧がしきい値を越えるため、オフ状態であったスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のゲートにＶ_ＭＩＤが印加される（Ｓ２６）。これにより、図１１に示すようにスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６が線形領域となり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６にアーム電流Ｉ_ａｒｍが流れる（Ｓ２７）。

回生電力が発生しているため、電源コンデンサ２１の電圧が電源１３の出力電圧よりも高くなっている。よって、電源コンデンサ２１からアーム電流Ｉ_ａｒｍ×３が放電される（Ｓ２８）。アーム電流Ｉ_ａｒｍによりスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６が発熱する。アーム電流Ｉ_ａｒｍによる発熱で、回生電力が消費される（Ｓ２９）。図６に示すように、電源コンデンサ２１の放電によって電源電圧が低下する（Ｓ３０）。

そして、デッドタイム期間（期間Ｆ）を経て、通電状態が切り替わる（Ｓ３１）。Ｗ相の電流の向きが変わるため、期間Ｆでは、Ｗ相のスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６が同時にオフとなる。デッドタイム期間（期間Ｆ）では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のいずれにもＶ_ＭＩＤが供給されない。すなわち、ＰＷＭ制御信号に応じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン又はオフとなっている。期間Ｆでは、図１３に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンとなり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６がオフとなっている。

通電状態が切り替わると、図６の期間Ｇになる。期間Ｇでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ６のＰＷＭ制御信号がオン電圧となり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５のＰＷＭ制御信号がオフ電圧となるように設定されている。例えば、図１４に示すように、Ｕ相の電流Ｉ_ｕがスイッチング素子Ｑ１を介して、モータ１１から電源電圧側に流れると、回生電力によって電源電圧が上昇する（図１５のＳ３２）。しかしながら、図６に示すように、期間Ｇでは電源電圧がしきい値未満となっているため、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５のゲートにＶ_ＭＩＤが印加されない（Ｓ３３）。すなわち、通常のＰＷＭ制御によって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオンオフ制御される。

そして、デッドタイム期間（期間Ｈ）を経て、通電状態が切り替わる（Ｓ３４）。Ｖ相の電流の向きが変わるため、期間Ｆでは、Ｖ相のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が同時にオフとなる。デッドタイム期間（期間Ｈ）では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のいずれにもＶ_ＭＩＤが供給されない。すなわち、ＰＷＭ制御信号に応じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン又はオフとなっている。期間Ｈでは、図１６に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ６がオンとなり、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がオフとなっている。

通電状態が切り替わると、図６の期間Ｉになる。期間Ｉでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ６のＰＷＭ制御信号がオン電圧となり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５のＰＷＭ制御信号がオフ電圧となるように設定されている。例えば、図１７に示すように、Ｕ相の電流Ｉ_ｕがスイッチング素子Ｑ１を介して、モータ１１から電源電圧側に流れると、回生電力によって電源電圧が上昇する（図１８のＳ３５）。期間Ｉでは電源電圧がしきい値未満となっているため、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５のゲートにＶ_ＭＩＤが印加されない（Ｓ３６）。すなわち、通常のＰＷＭ制御によって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオンオフ制御される。

そして、デッドタイム期間（期間Ｊ）を経て、通電状態が切り替わる（Ｓ３７）。Ｕ相の電流の向きが変わるため、期間Ｊでは、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が同時にオフとなる。デッドタイム期間（期間Ｊ）では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のいずれにもＶ_ＭＩＤが供給されない。すなわち、ＰＷＭ制御信号に応じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン又はオフとなっている。期間Ｈでは、図１９に示すように、スイッチング素子Ｑ４、Ｑ６がオンとなり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３、Ｑ６５がオフとなっている。

通電状態が切り替わると、図６の期間Ｋになる。期間Ｋでは、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のＰＷＭ制御信号がオン電圧となり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のＰＷＭ制御信号がオフ電圧となるように設定されている。例えば、図２０に示すように、Ｖ相の電流Ｉ_Ｖがスイッチング素子Ｑ４を介して、グランド電位側からモータ１１に流れると、回生電力によって電源電圧が上昇する（図２１のＳ３８）。しかしながら、期間Ｉでは電源電圧がしきい値未満となっているため、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のゲートにＶ_ＭＩＤが印加されない（Ｓ３９）。すなわち、通常のＰＷＭ制御によって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオンオフ制御される。そして、通電状態が切り替わり、期間Ａから繰り返す（Ｓ４０）。

このように、本実施の形態では、ＰＷＭ制御によりモータ１１を駆動する場合において、回生電力が電源コンデンサ２１に蓄積して、しきい値電圧以上となると、オフ状態のスイッチング素子のゲートに中間電圧Ｖ_ＭＩＤを供給している。すなわち、回生電力によって電源電圧がしきい値を越えると、スイッチング素子にオン電圧とオフ電圧の間の中間電圧Ｖ_ＭＩＤが供給される。換言すると、電源電圧がしきい値を越えたタイミングにおいて、オフ電圧を中間電圧Ｖ_ＭＩＤに切り替えている。こうすることで、スイッチング素子にアーム電流Ｉａｒｍを通電することができる。

オフ状態のスイッチング素子に中間電圧Ｖ_ＭＩＤを供給するのみでよいため、モータ１１の制御と並行して、回生電力を消費することができる。電源電圧がしきい値を越えた場合、オンとなっているスイッチング素子については、オン状態を維持し、オフとなっているスイッチング素子のみにオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給する。そして、ＰＷＭ制御信号の切替えのタイミングで、通電状態が変化する。従って、モータ動作を阻害しないタイミングでゲート電圧Ｖ_ＭＩＤを印加することができる。モータのＰＷＭ制御と並行して、回生電力を効率よく消費することができる。

さらに、ゲート電圧Ｖ_ＭＩＤを供給した場合、オン電圧を供給した場合よりも抵抗が高くなる。これにより、回生電力の消費を大きくすることができ、電源電圧を速やかに下降させることができる。

また、本実施の形態にかかるモータ制御装置１００は、回生電力を電源１３に蓄積する構成（図２９参照）とはなっていないため、電池充電状態に依存しない回生が可能となる。さらに、充電制御用のシステムが不要となり、低コスト化を図ることができる。

本実施の形態にかかるモータ制御装置１００は、回生抵抗１２で回生電力を消費する構成（図３０参照）となっていないため、回生抵抗１２を設ける必要がなくなる。よって、追加ハードにより、ＥＣＵ４２のスペースを圧迫するのを防ぐことができる。さらに、発熱するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を有するインバータ２０は、通常、ＥＣＵ４２の筐体と強固に熱結合している。よって、放熱のために、新たな部材を設ける必要がなくなる。これにより、コスト上昇を防ぐことができる。

また、本実施の形態にかかるモータ制御装置１００は、モータ１１で回生電力を消費する構成（図３１参照）とはなっていない。したがって、モータ１１を熱管理するための温度センサなどが不要となる。これにより、コスト上昇を防ぐことができる。

（構成例１）
上記したモータ制御装置の構成の一例を図２２に示す。図２２は、モータ制御装置１０１の構成を示す回路図である。図２２のモータ制御装置１０１は、電源１３、インバータ２０、及び電源コンデンサ２１を備えている。電源１３、インバータ２０、及び電源コンデンサ２１の構成及び動作は、上記と同様であるため、説明を省略する。モータ制御装置１０１は、マイコン３０、切替え制御器３１、比較器３２、アンプ３４、及び切替えスイッチ３５を備えている。

マイコン３０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に供給されるＰＷＭ制御信号をそれぞれ生成する。例えば、マイコンは、モータ指令値に基づいて、ＰＷＭ制御信号を生成する。マイコン３０からのＰＷＭ制御信号は、切替えスイッチ３５を介して、アンプ３４に入力される。切替えスイッチ３５、及びアンプ３４はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６毎に設けられている。アンプ３４で増幅されたＰＷＭ制御信号は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に入力される。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がＰＷＭ制御信号によって、独立にオンオフ制御される。すなわち、モータ１１がＰＷＭ動作によって駆動する。

電源１３の電源電圧は比較器３２に入力されている。さらに、比較器３２には、しきい値が入力されている。比較器３２はしきい値と電源電圧を比較して、その比較結果を切替え制御器３１に出力する。すなわち、比較器３２は電源電圧がしきい値を越えたことを検出する。そして、比較器３２は、電源電圧がしきい値を越えたこと示す比較信号を切替え制御器３１に出力する。

さらに、切替え制御器３１には、マイコン３０からのＰＷＭ制御信号が入力されている。切替え制御器３１は、比較器３２からの比較信号、及びマイコンからのＰＷＭ制御信号に基づいて、切替えスイッチ３５に切替え信号を出力する。切替えスイッチ３５には、電圧値Ｖ_ＭＩＤが入力されている。切替えスイッチ３５は切替え制御器３１からの切替え信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに供給する電圧を切替える。すなわち、切替え信号に基づいて、切替えスイッチ３５は、ＰＷＭ制御信号に基づく電圧（オン電圧又はオフ電圧）、及び中間電圧ＶＭＩＤのどちらかを選択して、選択した電圧をスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にアンプ３４を介して供給する。切替え制御器３１は、切替えスイッチ３５毎に切替え信号を出力する。すなわち、切替えスイッチ３５は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６毎に適切なタイミングで、電圧を切り替える。

具体的には、電源電圧がしきい値を越えた場合に、ＰＷＭ制御信号がオフ電圧となっているスイッチング素子については、切替えスイッチ３５が中間電圧Ｖ_ＭＩＤを出力する。具体的には、電源電圧がしきい値を越えた場合に、ＰＷＭ制御信号がオン電圧となっているスイッチング素子については、切替えスイッチ３５がＰＷＭ制御信号を出力する。電源電圧がしきい値を越えていない場合に、切替えスイッチ３５がＰＷＭ制御信号を出力する。

こうすることで、中間電圧Ｖ_ＭＩＤが供給されたスイッチング素子に電源コンデンサ２１からの電流が流れるため、回生電力をスイッチング素子で消費することができる。よって、図２９に示したように回生領域を適切に拡大することができる。

（構成例２）
次に、モータ制御装置の第２の構成例について、図２３を参照して説明する。図２３は、モータ制御装置１０２の構成を示す回路図である。構成例１では、デジタル処理によって切替えスイッチ３５を切替えていたが、構成例２ではアナログ回路によって切替えスイッチ３５を切替えている。なお、モータ制御装置１０２の基本的構成は、構成例１のモータ制御装置１０１と同様であるため、適宜説明を省略する。

構成例２では、切替え制御器として、ＡＮＤ回路３７が設けられている。ＡＮＤ回路３７には、ＰＷＭ制御信号が反転して入力されている。比較器３２には、電源電圧が入力されている。また、比較器３２には、抵抗分割によってしきい値が入力されている。比較器３２は、電源電圧としきい値との比較結果を示す比較信号をＡＮＤ回路３７に出力する。そして、ＡＮＤ回路３７は比較器からの比較信号とＰＷＭ制御信号の反転信号のＡＮＤを取って、切替えスイッチ３５に切替え信号として出力する。こうすることで、構成例１と同様のタイミングで、切替えスイッチ３５が切り替わる。

上記したモータ制御装置１００〜１０２は、ロボットの関節に設けられたモータ１１の制御に好適である。例えば、図２６に示すロボット４３においては、モータ制御装置がＥＣＵ４２に搭載されている。すなわち、電源（バッテリ）１３、インバータ２０、及び電源コンデンサ２１等は、ロボット４３に搭載されている。そして、モータ１１がロボット４３の各関節のアクチュエータ４１として設けられている。モータ１１が動作することで、アーム機構４０が駆動される。本実施形態の制御方法によれば、モータ１１の回生領域を広げることが可能にあるため、瞬時領域を拡大することができる。よって、瞬間的に大出力でモータ１１が動作することができるため、ロボット４３の制御に好適である。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。

１０
１１モータ
１２回生抵抗
１３電池
２０インバータ
２１電源コンデンサ
２２上アーム
２３下アーム
３０マイコン
３１切替え制御器
３２比較器
３４アンプ
３５切替えスイッチ
４０アーム機構
４１アクチュエータ
４２ＥＣＵ
４３ロボット
Ｑ１〜Ｑ６スイッチング素子

Claims

電源電圧を供給する電源に接続された電源コンデンサと、
前記電源とモータとの間に接続され、オン電圧又はオフ電圧が供給されることによってオンオフ制御されるスイッチング素子を複数有するインバータと、
前記電源電圧をしきい値と比較する比較器と、を備え、
回生電力によって前記電源電圧が上昇し、前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、オフとなっているスイッチング素子にオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給し、
前記電源電圧がしきい値を越えていない場合に、ＰＷＭ制御信号によってオン電圧又はオフ電圧が前記スイッチング素子に供給されることで、前記スイッチング素子がオンオフ制御され、
前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、前記ＰＷＭ制御信号がオンとなっているスイッチング素子については、オン状態を維持し、オフとなっているスイッチング素子のみにオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給する、モータ制御装置。
前記スイッチング素子がトランジスタを有しており、前記オン電圧と前記オフ電圧との間の電圧が前記トランジスタの線形領域における一定の電圧であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
電源電圧を供給する電源に接続された電源コンデンサと、
前記電源とモータとの間に接続され、オン電圧又はオフ電圧が供給されることによってオンオフ制御されるスイッチング素子を複数有するインバータと、前記電源電圧をしきい値と比較する比較器と、を用いてモータを制御するモータ制御方法であって、
前記電源電圧をしきい値と比較し、
回生電力によって前記電源電圧が上昇し、前記電源電圧が前記しきい値を越えた場合に、オフとなっているスイッチング素子にオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給し、
前記電源電圧がしきい値を越えていない場合に、ＰＷＭ制御信号によってオン電圧又はオフ電圧が前記スイッチング素子に供給されることで、前記スイッチング素子がオンオフ制御され、
前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、前記ＰＷＭ制御信号がオンとなっているスイッチング素子については、オン状態を維持し、オフとなっているスイッチング素子のみにオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給する、モータ制御方法。
前記スイッチング素子がトランジスタを有しており、前記オン電圧と前記オフ電圧との間の電圧が前記トランジスタの線形領域における一定の電圧であることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御方法。