JP2011205746A - 放電制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】待機電力を増加させることなく、メインスイッチがオフ状態となった場合に、迅速に、インバータのスイッチング素子を介して平滑コンデンサの残存電荷を放電させる。
【解決手段】主電源からの電力供給の有無に拘わらず、少なくとも残存電荷が放電する放電時間に亘り、放電制御装置１０が動作可能な電力を供給するバックアップ電源１と、インバータを構成するスイッチング素子３に対し、スイッチング素子３を飽和領域で動作させるスイッチング制御信号Ｓ１を印加するドライバ回路１２とは独立して備えられ、スイッチング素子３を活性領域で動作させる放電制御信号Ｓ２を生成して印加する放電制御部２とを備える。
【選択図】図４

Description

本発明は、インバータと直流の主電源との間に介在された平滑コンデンサに蓄積され、当該インバータと当該主電源との接続が切断された際に当該平滑コンデンサに残存する残存電荷を放電させる放電制御装置に関する。

回転電機により駆動される電気自動車や、内燃機関及び回転電機により駆動されるハイブリッド自動車では、バッテリから供給される直流電力がインバータにより交流電力に変換されてモータとして機能する回転電機が駆動される。回転電機がジェネレータとして機能する際には、回転電機により発電された交流電力がインバータにより直流電力に変換されてバッテリへ回生される。バッテリとインバータとの間には、直流電力を平滑するコンデンサが備えられ、脈動などの直流電力の変動が抑制される。バッテリとインバータとは、イグニッションスイッチなどのメインスイッチが投入されることによって電気的に接続され、平滑コンデンサが充電される。回生の際には、インバータを介して平滑コンデンサに充電された電力がバッテリに供給され、バッテリが充電される。メインスイッチが切れると、バッテリと平滑コンデンサとの接続も切れるが、平滑コンデンサには電荷が残存する。残存電荷は自然放電により減少もするが、自然放電には時間を要する。メインスイッチを切り、引き続いて点検整備などを行う場合もあり、自然放電よりも早く、平滑コンデンサの残存電荷を放電させることが好ましい。

特開平９−２０１０６５号公報（特許文献１）には、メインスイッチがオフの時に、インバータを構成するスイッチング素子を活性領域で動作させて、所定値に制御された電流を流し、残存電荷を放電させる電源回路が開示されている。具体的には、スイッチング素子を活性領域で動作させるためにスイッチング素子のゲート電圧を調整する制御装置が備えられている。この制御装置は、スイッチング素子のゲート端子へつながる制御線に直列接続される抵抗器を切り換えて、当該制御線の抵抗値を変更することによってゲート電圧を調整する。

特開平９−２０１０６５号公報（第８−２０段落、図１，２等）

特許文献１の制御装置は、メインスイッチがオフの時に動作する必要があるため、メインスイッチの状態に拘わらず車両のバッテリから常時電力の供給を受けていると解される。これは、いわゆる待機電力となるため、車両全体の待機電力を増加させることになり、バッテリの負担が大きくなる。また、特許文献１の制御装置は、放電時にも通常動作時と同じドライバ回路を用いてスイッチング素子にゲート制御信号を与える。従って、制御装置に故障が生じてインバータの制御に支障があり、メインスイッチをオフ状態としたような場合では、平滑コンデンサの残存電荷も迅速に放電できない可能性がある。

従って、待機電力を増加させることなく、メインスイッチがオフ状態となった場合に、迅速に、インバータのスイッチング素子を介して当該インバータの直流電源の平滑コンデンサの残存電荷を放電させることが望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係る放電制御装置の特徴構成は、
直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータと直流の主電源との間に介在された平滑コンデンサに蓄積され、前記インバータと前記主電源との接続が切断された際に当該平滑コンデンサに残存する残存電荷を放電させる放電制御装置であって、
前記主電源からの電力供給の有無に拘わらず、少なくとも前記残存電荷が放電する放電時間に亘り、当該放電制御装置が動作可能な電力を供給するバックアップ電源と、
前記インバータを構成するスイッチング素子に対し、当該スイッチング素子を飽和領域で動作させるスイッチング制御信号を印加するドライバ回路とは独立して備えられ、当該スイッチング素子を活性領域で動作させる放電制御信号を生成して印加する放電制御部と、を備える点にある。

この構成によれば、バックアップ電源を有するので、待機電力を増加させることなく、メインスイッチがオフ状態となった場合に、迅速に、平滑コンデンサの残存電荷を放電させることができる。また、インバータを構成するスイッチング素子を活性領域で動作させる放電制御信号を生成して印加する放電制御部は、インバータが通常動作する際のスイッチング制御信号を印加するドライバ回路とは独立して備えられる。従って、例え制御装置に故障が生じ、インバータの制御が困難となってメインスイッチをオフ状態とした場合であっても、迅速に、インバータのスイッチング素子を介して当該インバータの平滑コンデンサの残存電荷を放電させることができる。

ここで、本発明に係る放電制御装置は、前記スイッチング制御信号と前記放電制御信号との干渉を防止する干渉防止部を備えると好適である。スイッチング制御信号と放電制御信号とは、共にスイッチング素子の制御端子（ゲートやベース）に入力される。また、スイッチング制御信号をスイッチング素子に作用させるドライバ回路と、放電制御信号をスイッチング素子に作用させる放電制御部とは、独立して構成される。従って、スイッチング制御信号と放電制御信号との干渉を防止し、特に通常動作時においてドライバ回路によるスイッチング制御信号の印加を妨げない干渉防止部が備えられると信頼性が向上する。

また、本発明に係る放電制御装置は、前記ドライバ回路に動作電力を供給するドライバ電源の電圧低下を検出する電圧低下検出部を備え、前記放電制御部は、前記ドライバ電源の電圧が所定の放電開始電圧よりも低下した場合に、前記放電制御信号を生成して前記スイッチング素子に印加すると好適である。放電制御部は、インバータが通常動作しなくなった場合、つまり、ドライバ回路を介してスイッチング素子が制御されなくなった場合に、迅速に残存電荷を放電させることが好ましい。単純にスイッチング制御信号の有無により判定すると、単なる制御休止中の場合にも放電制御部を働かせてしまう可能性がある。ドライバ回路は、ドライバ電源の供給を受けて動作している。従って、ドライバ電源の電圧が低下すれば、単なる制御休止中ではなくメインスイッチが切断されたことなどにより、インバータが通常動作しなくなり、ドライバ回路を介してスイッチング素子が制御されなくなったと判定することができる。つまり、ドライバ電源の電圧を監視することによってインバータが通常動作しなくなり、平滑コンデンサの放電が必要であることを良好且つ迅速に判定することができる。本構成によれば、放電制御装置が電圧低下検出部を備え、放電制御部が電圧低下検出部の検出結果に基づいて放電制御を迅速に開始することができる。

また、本発明に係る放電制御装置は、前記残存電荷の放電に伴って前記スイッチング素子を流れる電流の大きさを検出する電流検出部をさらに備え、前記スイッチング素子は、当該スイッチング素子を流れる電流よりも小さく、当該電流に比例した微小電流を出力する電流センス端子を有し、前記電流検出部は、前記微小電流に基づいて前記スイッチング素子を流れる電流の大きさを検出し、前記放電制御部は、前記電流検出部の検出結果に基づいて前記放電制御信号をフィードバック制御すると好適である。スイッチング素子には製造に起因するものや、実装状態に起因するものなど、その特性に個体差が存在する。スイッチング素子を飽和領域で使用する際には、信号レベルにマージンを持ったスイッチング制御信号を印加することによって当該個体差はほぼ吸収可能である。一方、活性領域では、制御信号の信号レベルに対して出力が敏感に反応する。この場合の出力とは、残存電荷を放電させるために流す電流であり、電流の値が大きすぎるとスイッチング素子の寿命にも影響を与える。従って、電流検出部を備えてスイッチング素子を流れる電流を検出し、放電制御部がその検出結果に基づいて放電制御信号をフィードバック制御すると好適である。さらに、スイッチング素子には、電流センス端子を有したものもあるので、当該端子から出力される信号を利用して電流検出部を構成すると、小規模な構成で電流検出部を構成することができる。

モータ駆動回路の一例を模式的に示すブロック図 電力系統図 スイッチング制御信号の波形を模式的に示す波形図 放電制御装置を含むインバータの１つのレッグの模式的ブロック図 放電制御装置の構成例を示す模式的回路図

以下、本発明を電気自動車やハイブリッド自動車のモータ駆動回路に適用した場合の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の放電制御回路が適用されるモータ駆動回路を示している。視認性を優先し、図１には本発明の放電制御回路は不図示である。尚、モータ（回転電機）ＭＧは、当然ながらジェネレータとしても機能するものである。図１に示すように、モータ駆動装置は、直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータ１８と、直流のメインバッテリ（主電源）１４と、インバータ１８とメインバッテリ１４との間に介在されて直流電力を平滑する平滑コンデンサ１５を備えて構成される。メインバッテリ１４は、充電可能な２次電池であり、モータＭＧの力行動作時にインバータ１８に直流電力を供給すると共に、モータＭＧの回生動作時にインバータ１８から直流電力を受け取って蓄電する。インバータ１８は、３相交流モータであるモータＭＧに３相交流電力を供給するために、直流電力を交流電力に変換する。

インバータ１８は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）を適用すると好適である。図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３が用いられる。インバータ１８は、モータＭＧの各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相）のそれぞれに対応するＵ相レッグ１７Ｕ、Ｖ相レッグ１７Ｖ、及びＷ相レッグ１７Ｗを備えている。各レッグ１７（１７Ｕ、１７Ｖ、１７Ｗ）は、それぞれ直列に接続された上段側アームのＩＧＢＴ３Ａと下段側アームのＩＧＢＴ３Ｂとにより構成される１組２個のスイッチング素子を備えている。各ＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂには、それぞれフライホイールダイオード１９が並列接続されている。

Ｕ相レッグ１７Ｕ、Ｖ相レッグ１７Ｖ、Ｗ相レッグ１７Ｗは、モータＭＧのＵ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルに接続される。この際、各相レッグ１７Ｕ，１７Ｖ，１７Ｗの上段側アームのＩＧＢＴ３Ａのエミッタと下段側アームのＩＧＢＴ３Ｂのコレクタとの間とモータＭＧの各相コイルとの間が電気的に接続される。また、各レッグ１７の上段側アームのＩＧＢＴ３Ａのコレクタは、直流電源１４の正極端子につながる高圧電源ラインＰに接続され、各レッグ１７の下段側アームのＩＧＢＴ３Ｂのエミッタは、直流電源１４の負極端子につながる高圧グラウンドラインＮに接続されている。

インバータ１６は、フォトカプラ４及びドライバ回路１２を介して制御ユニット１１に接続されており、制御ユニット１１が生成する制御信号に応じてスイッチング動作する。フォトカプラ４及びドライバ回路１２の役割については、後述する。制御ユニット１１は、不図示のマイクロコンピュータなどの論理回路を中核とするＥＣＵ（electronic control unit）として構成される。ＥＣＵは、マイクロコンピュータの他、不図示のインターフェース回路やその他の周辺回路などを有して構成される。

モータＭＧは、制御ユニット１１の制御により、所定の出力トルク及び回転速度で駆動される。この際、モータＭＧのステータコイルに流れる電流の値が制御ユニット１１にフィードバックされる。このため、インバータ１８の各相レッグ１７Ｕ、１７Ｖ、１７ＷとモータＭＧの各相コイルとの間に設けられた導体（バスバーなど）を流れる電流値が、ホールＩＣなどを用いた電流検出装置１６により検出される。また、モータＭＧのロータの回転角度は、例えばレゾルバなどの回転センサ１３に検出され、制御ユニット１１に伝達される。そして、制御ユニット１１は、電流検出装置１６及び回転センサ１３の検出結果に基づいて、目標電流との偏差に応じてＰＩ制御（比例積分制御）やＰＩＤ制御（比例微積分制御）を実行してモータＭＧを駆動制御する。尚、図１では、３相全てに対して電流検出装置１６が配置される例を示しているが、３相各相の電流は平衡しており瞬時値はゼロであるから、２相のみの電流値を検出する構成であっても構わない。

ところで、本実施形態のようにモータＭＧが車両の駆動装置である場合などでは、メインバッテリ１４は２００〜３００Ｖの高電圧であり、インバータ１８の各ＩＧＢＴ３Ａ，３Ｂは、高電圧をスイッチングする。一方、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核とする制御ユニット１１は、一般的には定格１２Ｖ以下程度、多くの場合３．３〜５Ｖ程度の低電圧で動作する電子回路である。高電圧をスイッチングするＩＧＢＴのゲートに入力されるパルス状のゲート駆動信号（スイッチング制御信号）の電位は、共通のグラウンドレベルで比較すれば、マイクロコンピュータなどの一般的な電子回路の動作電圧よりも遥かに高い電圧である。従って、ゲート駆動信号は、フォトカプラ４及びドライバ回路１２を介して電圧変換や絶縁された後、インバータ１８の各ＩＧＢＴ３Ａ，３Ｂに入力される。

フォトカプラ４は、アイソレータとして機能し、制御ユニット１１からドライバ回路１２へ光伝送によりゲート駆動信号を伝達する。フォトカプラ４を介してゲート駆動信号が伝達されることにより、制御ユニット１１とドライバ回路１２とは、ゲート駆動信号を受け渡ししながらも電気的に絶縁される。ドライバ回路１２は、光伝送により受け取ったゲート駆動信号を、所定の電圧幅の信号に電圧変換してスイッチング制御信号として各ＩＧＢＴ３へ供給する。

各ＩＧＢＴ３は、ゲートとエミッタとの間に所定の電圧、本実施形態では１５Ｖ程度の電圧が印加されることによってオン状態となる。インバータ回路２の電源電圧Ｐ−Ｎとは無関係に、即ち、メインバッテリ１４の負極Ｎを基準（グラウンドレベル）とするＩＧＢＴ３のエミッタやコレクタの電位とは関係なく、単純にゲート−エミッタ間が所定の電位となれば各ＩＧＢＴ３はオン状態となる。ドライバ回路１２は、メインバッテリ１４の負極Ｎを共通の基準（グラウンドレベル）とせず、インバータ１８の電源とは電気的に独立してゲート駆動信号を制御ユニット１１からインバータへとドライブする。このため、ドライバ回路１２は、インバータ１８の各ＩＧＢＴ３に対応して複数個、本実施形態では６つ備えられる。

ドライバ回路１２は、インバータ１８とグラウンドレベルが必ずしも共通ではない独立回路である（特に上段側アーム）。従って、ドライバ回路１２を動作させるための電源（ドライバ電源）も、インバータ１８とは独立している。具体的には、ドライバ電源は、フローティング電源であるトランス９によって生成される。複数のドライバ回路１２は、互いに電気的に独立して構成されるため、各ドライバ回路１２には、少なくとも出力が互いに独立した６個のトランス９からそれぞれ電源が供給される。即ち、各ドライバ回路１２は、それぞれトランス９を用いたフローティング電源により駆動される。トランス９から供給されるドライバ電源は、正極がＴ＋、負極がＴ−である。６個のトランス９の電源を個別に表す場合には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各レッグのハイサイドをＵ，Ｖ，Ｗ、ローサイドをＸ，Ｙ，Ｚとして、以下のように区別して表す（図１及び図３参照）。
Ｔ＋：Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｘ＋，Ｙ＋，Ｚ＋
Ｔ−：Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−，Ｘ−，Ｙ−，Ｚ−

ここで、図２の電力系統図を利用して、電源系を整理しておく。メインバッテリ（主電源）１４は、モータＭＧ（インバータ１８）の駆動用電源であり、ここでは定格３００Ｖの直流電源である。図１及び図２に示すように、インバータ１８は、車両のイグニッションスイッチに連動するスイッチであるメインスイッチＩＧを介してメインバッテリ１４に接続されている。また、メインバッテリ１４には、メインスイッチＩＧを介してＤＣ−ＤＣコンバータ２６が接続されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ２６によって、降圧された直流電力は、例えば定格１２Ｖのサブバッテリ２７に蓄電される。サブバッテリ２７は、制御ユニット１１や、その他の車載機器（補機と称される空調機やオイルポンプなど）に電力を供給する。

トランス９は、サブバッテリ２７や、あるいはメインバッテリ１４から一次側電圧を受け取り、整流回路を介して二次側電圧としてドライバ電源Ｔ＋，Ｔ−を出力する。尚、車両には電動ドアや電動シート、パワーウィンドウなどの現在位置を記憶するメモリや、時計など、常時微量の電力を供給する必要がある装置もある。従って、メインスイッチＩＧは、図２に実線で示したようにメインバッテリ１４の直下において１つだけ設定される必要はない。破線で示す複数のスイッチＩＧ２，ＩＧ３などのようにイグニッションスイッチに連動するスイッチとして、複数箇所に設定されていてもよい。尚、メインバッテリ１４とインバータ１８との接続が切断される際には、ドライバ回路１２が動作する必要はないので、トランス９への電力供給も切断される。

メインスイッチＩＧが切断されると、メインバッテリ１４と平滑コンデンサ１５との接続も切れるが、平滑コンデンサ１５には電荷が残存する。そこで、放電制御装置は、メインスイッチＩＧがオフの時に、インバータ１８を構成するＩＧＢＴ３（スイッチング素子）を活性領域で動作させて、所定値に制御された電流を流し、平滑コンデンサ１５の残存電荷を放電させる。以下、放電制御装置１０を含むインバータ１８の１つのレッグ１７を示す模式的ブロック図（図４）、放電制御装置１０を構成する放電制御回路１０Ａの一例を示す模式的回路図（図５）も利用して、放電制御装置１０の詳細について説明する。尚、図４において二重線は電力系統線を示す。

放電制御装置１０は、３つのレッグ１７の内、１つのみに備えられてもよいが、複数のレッグ１７に備えられていると、並行して平滑コンデンサ１５を放電させることができて好適である。この際、各レッグ１７における構成は同一であるので、１つのレッグ１７を代表して説明する。また、放電制御装置１０は、上段側アームのＩＧＢＴ３Ａに備えられる第１放電制御回路１０Ａと、下段側アームのＩＧＢＴ３Ｂに備えられる第２放電制御回路１０Ｂとを有して構成されている。つまり、上段側アームのＩＧＢＴ３Ａと下段側アームのＩＧＢＴ３Ｂとの双方が導通することによって、１相のレッグ１７を利用して平滑コンデンサ１５を放電させる。第１放電制御回路１０Ａと第２放電制御回路１０Ｂとは全く同じ構成でもよいが、本実施形態では、若干異なる構成のものとしている。以下、第１放電制御回路１０Ａについて説明を進め、両者の差異については適宜説明する。

図４に示すように、第１放電制御回路１０Ａ（放電制御装置１０）は、バックアップ電源１と、放電制御部２と、干渉防止部５と、電圧低下検出部６と、電流検出部７とを有して構成される。放電制御部２は、ＩＧＢＴ３（スイッチング素子）を活性領域で動作させて平滑コンデンサ１５を放電させるために当該ＩＧＢＴ３に流す電流を所定値に制御する。

バックアップ電源１は、主電源としてのメインバッテリ１４からの電力供給の有無に拘わらず、少なくとも平滑コンデンサ１５の残存電荷が放電する放電時間に亘り、第１放電制御回路１０Ａ（放電制御装置１０）が動作可能な電力を供給する。コンデンサの電荷はＣ_０ｅ^-ｔ/τ（Ｃ_０：電荷の初期値、ｅ：ネイピア数、τ：時定数、ｔ：時間）で減少する。厳密に考えれば、平滑コンデンサ１５の残存電荷の放電時間は無限大である。従って、実用上、残存電荷が無視できると考えられる時間（時定数τの数倍、例えば、２〜５倍程度の時間）が上記放電時間に相当する。

本実施形態では、図５に示すように、バックアップ電源１は、通常動作時にドライバ電源９により充電されるコンデンサＣ１により構成される。ドライバ電源９の正極（Ｔ＋）からコンデンサＣ１へ向かう方向を順方向として接続されたダイオードＤ１は逆流防止用ダイオードである。即ち、ダイオードＤ１は、通常動作時にドライバ電源９によるコンデンサＣ１の充電を許容すると共に、メインスイッチＩＧが切断されてドライバ電源９の電圧が低下した際には、コンデンサＣ１からドライバ電源９への逆流を防止する。従って、ダイオードＤ１もバックアップ電源１を構成する。尚、バックアップ電源１は、コンデンサＣ１を利用した上記のような形態に限定される必要はない。二次電池や化学反応により電力を発生する電池がバックアップ電源１として設けられていてもよい。

放電制御部２は、インバータ１８を構成するＩＧＢＴ（スイッチング素子）３に対し、当該ＩＧＢＴ３を活性領域で動作させる放電制御信号Ｓ２を生成して印加する。第１放電制御回路１０Ａでは、放電制御部２は、主制御部２ａと電流制限部２ｂとを有して構成される。上述したように、インバータ１８の通常動作時には、ドライバ回路１２を介して当該ＩＧＢＴ３を飽和領域で動作させるスイッチング制御信号Ｓ１が印加される。図４に示すように、放電制御部２は、ドライバ回路１２とは完全に独立して備えられる。さらに、スイッチング制御信号Ｓ１と放電制御信号Ｓ２との干渉を防止する干渉防止部５が設けられているから、インバータ１８の通常動作時において放電制御信号Ｓ２がＩＧＢＴ３に影響を与えることもない。即ち、ＩＧＢＴ３には、スイッチング制御信号Ｓ１及び放電制御信号Ｓ２の何れかであるゲート制御信号Ｓが印加される。

電圧低下検出部６は、ドライバ回路１２に動作電力を供給するドライバ電源９の電圧低下を検出する。メインスイッチＩＧが切断されるなど、ドライバ電源９の電圧が低下すると、電圧低下検出部６は、この電圧低下を検出し、放電制御部２を動作させる。つまり、放電制御部２は、ドライバ電源９の電圧が所定の放電開始電圧よりも低下した場合に、放電制御信号Ｓ２を生成してＩＧＢＴ３に印加する。

電流検出部７は、平滑コンデンサ１５の残存電荷の放電に伴ってＩＧＢＴ３を流れる電流（コレクタ−エミッタ間電流）の大きさを検出する。放電制御部２は、電流検出部８の検出結果に基づいて放電制御信号Ｓ２をフィードバック制御する。本実施形態では、ＩＧＢＴ３が、コレクタ−エミッタ間電流よりも小さく、当該電流に比例した微小電流を出力する電流センス端子ＩＳを有している場合を例示している。電流センス端子ＩＳからは、コレクタ−エミッタ間電流の１／５０００程度（１／２０００〜１／１００００）の微小電流が出力される。電流検出部７は、この微少電流をシャント抵抗Ｒ７により電圧変換してＩＧＢＴ３を流れる電流の大きさを検出する。当然ながら、電流センサ等を利用して、コレクタ−エミッタ間電流を直接検出することを妨げるものではない。

図４に示すように、第２放電制御回路１０Ｂの構成も、第１放電制御回路１０Ａとほぼ同様である。しかし、本実施形態では、第２放電制御回路１０Ｂは、電流検出部７を有することなく構成される場合を例示している。１つのレッグ１７において一方のアームを構成するＩＧＢＴ３が活性領域で制御され、コレクタ−エミッタ間電流が制御されれば、直列接続された他方のＩＧＢＴ３を流れる電流の最大値は、そのコレクタ−エミッタ間電流に拘束される。従って、一方のアームを構成するＩＧＢＴ３が活性領域で制御されれば、他方のアームは、飽和領域で制御されても問題はない。本実施形態では、下段側アームのＩＧＢＴ３Ｂは、上段側アームのＩＧＢＴ３Ａよりも大きいコレクタ−エミッタ間電流を流す状態で、放電制御が実行される。このため、下段側アームのＩＧＢＴ３Ｂに備えられる第２放電制御回路１０Ｂには、電流検出部７を備えていない例を示している。また、ＩＧＢＴ３Ａと３Ｂとは、基本的に同一のＩＧＢＴであるから、ＩＧＢＴ３Ｂも電流センス端子ＩＳを有する。図４においては、下段側アームのＩＧＢＴ３Ｂの電流センス端子ＩＳを省略している。

しかし、これに限定されることなく、両アームにおいて第１放電制御回路１０Ａを設置してもよい。何れかのアームの第１放電制御回路１０Ａによる電流制御に不具合があっても、他方において電流が制限されるから、ＩＧＢＴ３に過電流が流れることを抑制することができる。即ち、フェールセーフ機構として両アームに第１放電制御回路１０Ａを採用してもよい。尚、当然ながら、上段側アームに第２放電制御回路１０Ｂを設け、下段側アームに第１放電制御回路１０Ａを設ける構成も許される。

以下、図５の模式的回路図を利用して、第１放電制御回路１０Ａの動作について説明する。上述したように、第２放電制御回路１０Ｂの動作についても基本的に同様である。メインスイッチＩＧがオン状態であり、インバータ１８が通常動作を行っているとき、ドライバ電源９の正極Ｔ＋と負極Ｔ−との間の電圧は、放電開始電圧よりも高い電圧である。ここでは、例えば１５Ｖとする。以下、理解を容易にするために適宜具体的な数値を例示するがそれらは本発明を何ら限定するものではない。ドライバ電源９の正極Ｔ＋と負極Ｔ−との間の電圧は、図３に示すように、ＩＧＢＴ３を飽和領域で動作させる際のスイッチング制御信号Ｓ１のパルスのローレベルとハイレベルとを規定する電圧となる。即ち、ＩＧＢＴ３が充分飽和領域に達し、且つ、ＩＧＢＴ３の推奨動作範囲に含まれるゲート−エミッタ間電圧が、ドライバ電源９の正負両極間電圧として設定されている。放電開始電圧は、ＩＧＢＴ３が飽和領域で動作するほぼ下限に近いゲート−エミッタ間電圧に設定されると好適である。この値は、一例として１２Ｖ程度である。放電制御回路１０Ａは、バックアップ電源１により駆動されるので、当然ながら放電開始電圧はさらに低い電圧、例えば、０Ｖに近い電圧であることを妨げるものではない。

電圧低下検出部６を構成するトランジスタＱ６は、ここでは、ベース−エミッタ間電圧が２Ｖ以上でオンし、２Ｖ未満でオフするものとする。抵抗Ｒ４及びＲ５による分圧比を５：１とすれば、ドライバ電源９の正負両極間電圧が１２Ｖのとき、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間電圧が２Ｖとなる。ドライバ電源９の正負両極間電圧が１２Ｖ以上のとき、ベース−エミッタ間電圧は２Ｖ以上であるので、トランジスタＱ６はオンし、放電制御信号Ｓ２は、ほぼドライバ電源９の負極電圧Ｔ−となる。

このとき、放電制御部２から、スイッチング制御信号Ｓ１と放電制御信号Ｓ２との合流点に向かって順方向接続されたダイオードＤ５が干渉防止部５として機能する。ダイオードＤ５の順方向電圧は、約０．６〜０．７Ｖである。従って、ダイオードＤ５のアノード端子側における放電制御信号Ｓ２の電圧が、負極電圧Ｔ−に対して０．７Ｖ以上高くなければ、ダイオードＤ５は導通しない。ダイオードＤ５のアノード端子側における放電制御信号Ｓ２の電圧は、ほぼドライバ電源９の負極電圧Ｔ−に固定されているから、ダイオードＤ５は導通しない。従って、放電制御信号Ｓ２が干渉することなく、スイッチング制御信号Ｓ１は、図３に示すようにドライバ電源９の正負両極間電圧の間で出力可能である。

尚、抵抗Ｒ１は、トランジスタＱ６がオン状態のときにバックアップ電源１として機能するコンデンサＣ１の電荷を放電させることなく、ドライバ電源９によって充電させるための抵抗として機能する。つまり、抵抗Ｒ１が無ければ、トランジスタＱ６を経由してコンデンサＣ１の電荷が放電される。従って、抵抗Ｒ１は、放電制御部２の一部を構成すると共に、バックアップ電源１の一部としても機能する。

一方、ドライバ電源９の正負両極間電圧が１２Ｖを下回ると、トランジスタＱ６のベース−エミッタ間電圧も２Ｖを下回り、トランジスタＱ６はターンオフする。厳密には、トランジスタＱ６にも活性領域と飽和領域とが存在するので、完全にオフ状態とはならない場合があるが、説明を容易するためにここでは、オフするものとする。トランジスタＱ６がターンオフすると、放電制御信号Ｓ２は、原則としてドライバ電源９の負極電圧Ｔ−を基準として、ドライバ電源９の正極電圧Ｔ＋の電圧値、又はバックアップ電源１としてのコンデンサＣ１の正極（ダイオードＤ１側）の電圧値に応じた電圧値となる。ここで、原則としてというのは、ツェナーダイオードＤ２により、放電制御信号Ｓ２の最高電圧値が制限されているからである。

本実施形態において、ツェナーダイオードＤ２の逆降伏電圧は９Ｖとする。ドライバ電源９の正負両極間電圧やコンデンサＣ１の両端電圧が９Ｖを超えているときは、電圧レギュレータとして機能するツェナーダイオードＤ２によって、放電制御信号Ｓ２の電圧値が９Ｖに制限される。一方、ドライバ電源９が出力を停止し、バックアップ電源１としてのコンデンサＣ１の両端電圧も低下して９Ｖを下回ると、放電制御信号Ｓ２は、コンデンサＣ１の両端電圧に応じた電圧値となる。

上述したように、ドライバ電源９の正負両極間電圧は、ＩＧＢＴ３が活性領域から飽和領域となるゲート−エミッタ間電圧よりも高い電圧に設定されている。このため、ドライバ電源９の正負両極間電圧（例えば１５Ｖ）よりも低い電圧（例えば１０〜１２Ｖ）であっても、ＩＧＢＴ３が飽和領域で動作する可能性がある。従って、ＩＧＢＴ３のゲート−エミッタ間電圧とコレクタ−エミッタ間電流との電圧−電流特性に応じた逆降伏電圧を有する素子を、ツェナーダイオードＤ２として選択しておくと好適である。これによって、放電制御信号Ｓ２は、ＩＧＢＴ３を飽和領域に遷移させることなく、活性領域で動作させる信号として生成される。

このように、ツェナーダイオードＤ２は、放電制御部２において、放電制御信号Ｓ２を生成する主制御部２ａとして機能すると共に、ＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間電流を制限する電流制限部２ｂとして機能する。つまり、ＩＧＢＴ３を飽和領域に遷移させることなく活性領域で動作させることによってＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間電流を制限する。

尚、第１放電制御回路１０Ａに電流制限部２ｂとして機能するツェナーダイオードＤ２が設けられる場合、第２放電制御回路１０Ｂには同様のツェナーダイオードＤ２が設けられなくてもよい。直列接続された一方のＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間電流が制限されれば、他方のＩＧＢＴが飽和領域で動作してもコレクタ−エミッタ間電流は制限された電流値の範囲に収まるからである。あるいは、第２放電制御回路１０Ｂに設けられるツェナーダイオードＤ２が、第１放電制御回路１０Ａに設けられるツェナーダイオードＤ２よりも高い逆降伏電圧を有する素子であってもよい。

第１放電制御回路１０Ａには、ツェナーダイオードＤ２のみでなく、さらにＯＰアンプＱ７を用いて構成される電流制限部２ｂも備えられる。このＯＰアンプＱ７は、一般的な電流引き込み、吐き出し動作を行う素子を用いればよい。また、ＯＰアンプＱ７の電源電圧は、バックアップ電源１より供給されるので、ＯＰアンプＱ７は、低消費電力、低電圧駆動、低飽和であると好適である。

ＯＰアンプＱ７は、電流検出部７により検出された電流値を示す電圧値と基準値Ｖｒｅｆとを比較して、放電制御信号Ｓ２を制御してＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間電流を制御する。コレクタ−エミッタ間電流が大きいと、電流検出部７を構成するシャント抵抗Ｒ７の両端電圧が大きくなる。例えば、この電圧が基準値Ｖｒｅｆを超えるとＯＰアンプＱ７の出力が低レベル（Ｔ−側）になる。すると、ダイオードＤ７を介して電流がＯＰアンプＱ７に引き込まれるため、放電制御信号Ｓ２の電圧レベルが低下する。その結果、ＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間電流が低下するので、電流検出部７の検出結果に基づいたフィードバック制御が達成される。一例として、放電制御信号Ｓ２の電圧レベルは、約７Ｖ〜９Ｖの範囲で調整されることになる。一方、シャント抵抗Ｒ７の両端電圧が基準値Ｖｒｅｆよりも小さいときにはＯＰアンプＱ７の出力が高レベル（Ｔ＋側）になる。従って、ダイオードＤ７は導通せず、放電制御信号Ｓ２は上述したように、バックアップ電源１やツェナーダイオードＤ２に依存した電圧レベルで出力される。

尚、抵抗Ｒ２は、「ツェナーダイオードＤ２」、「ＯＰアンプＱ７及びダイオードＤ７」、「トランジスタＱ６」の何れもがアクティブではないとき、即ち、これらの何れもが放電制御信号Ｓ２の電圧値の設定に寄与しないときに、放電制御信号Ｓ２の電圧値を保証する抵抗である。抵抗Ｒ２は必須ではないが、放電制御部２の一部を構成する。

このように、放電制御回路１０Ａは非常に安価な部品により構成される小規模な回路により実現可能である。当業者であれば、同等の機能を異なる回路構成で構築することも可能であろうが、本発明の要旨を逸脱しない範囲での別構成の回路は、当然ながら、本発明の技術的範囲に属するものである。放電制御装置１０は、それぞれのＩＧＢＴ３をドライブするドライブ回路１２の電源系において構成されるから、ドライブ回路１２とも親和性がよい。従って、ＩＧＢＴ３が通常動作時する際の制御信号（スイッチング制御信号Ｓ１）とも親和性がよく、良好に放電制御が達成される。また、親和性は高くても、放電制御装置１０は、ドライブ回路１２とは全く独立した回路により構成されている。従って、制御ユニット１１やドライブ回路１２に故障等が生じてメインスイッチＩＧがオフ状態となった場合であっても迅速に平滑コンデンサ１５を放電させることができる。

以上説明したように、本発明によれば、待機電力を増加させることなく、メインスイッチがオフ状態となった場合に、迅速に、インバータのスイッチング素子を介して当該インバータの平滑コンデンサの残存電荷を放電させることができる。

本発明は、インバータと直流の主電源との間に介在された平滑コンデンサに蓄積され、当該インバータと当該主電源との接続が切断された際に当該平滑コンデンサに残存する残存電荷を放電させる放電制御装置に適用することができる。特に、駆動源及び回生源となる回転電機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車における放電制御装置に適用すると好適である。

１：バックアップ電源
２：放電制御部
３：ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
５：干渉防止部
６：電圧低下検出部
７：電流検出部
９：トランス（ドライバ電源）
１０，１０Ａ，１０Ｂ：放電制御装置
１２：ドライバ回路
１４：メインバッテリ（主電源）
１５：平滑コンデンサ
１８：インバータ
ＩＳ：電流センス端子
Ｓ１：スイッチング制御信号
Ｓ２：放電制御信号

Claims (4)

1. 直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータと直流の主電源との間に介在された平滑コンデンサに蓄積され、前記インバータと前記主電源との接続が切断された際に当該平滑コンデンサに残存する残存電荷を放電させる放電制御装置であって、
   前記主電源からの電力供給の有無に拘わらず、少なくとも前記残存電荷が放電する放電時間に亘り、当該放電制御装置が動作可能な電力を供給するバックアップ電源と、
   前記インバータを構成するスイッチング素子に対し、当該スイッチング素子を飽和領域で動作させるスイッチング制御信号を印加するドライバ回路とは独立して備えられ、当該スイッチング素子を活性領域で動作させる放電制御信号を生成して印加する放電制御部と、
   を備える放電制御装置。
2. 前記スイッチング制御信号と前記放電制御信号との干渉を防止する干渉防止部を備える請求項１に記載の放電制御装置。
3. 前記ドライバ回路に動作電力を供給するドライバ電源の電圧低下を検出する電圧低下検出部を備え、
   前記放電制御部は、前記ドライバ電源の電圧が所定の放電開始電圧よりも低下した場合に、前記放電制御信号を生成して前記スイッチング素子に印加する請求項１又は２に記載の放電制御装置。
4. 前記残存電荷の放電に伴って前記スイッチング素子を流れる電流の大きさを検出する電流検出部をさらに備え、
   前記スイッチング素子は、当該スイッチング素子を流れる電流よりも小さく、当該電流に比例した微小電流を出力する電流センス端子を有し、
   前記電流検出部は、前記微小電流に基づいて前記スイッチング素子を流れる電流の大きさを検出し、
   前記放電制御部は、前記電流検出部の検出結果に基づいて前記放電制御信号をフィードバック制御する請求項１から３の何れか一項に記載の放電制御装置。

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