JP2018057225A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子の飽和電圧に基づいて過電流を検出する回路を備えていても、インバータ回路への電源供給が遮断された際にインバータ回路の直流側の電圧を平滑する平滑コンデンサを適切に放電させてインバータ回路の直流側の電圧を低下させる。【解決手段】インバータ制御装置は、平滑コンデンサを含むインバータ回路の直流側と直流電源との電気的接続が遮断されたことの判定＃１を行い、インバータ回路のスイッチング素子をスイッチング制御して平滑コンデンサを放電させる放電処理＃３を実行し、放電処理＃３の完了以後に駆動電源回路による電力の生成を停止させる駆動電源遮断処理＃７を実行する。【選択図】図４

Description

本発明は、直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路を有するインバータ装置に関する。

直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路の直流側には、多くの場合、正負両極間電圧（直流リンク電圧）を平滑する平滑コンデンサが備えられる。このため、インバータ回路による電力変換が終了し、例えばインバータ回路と直流電源との接続が遮断された場合でも、平滑コンデンサの残存電荷によって直流リンク電圧が直ぐには低下しない。車両の駆動力源となる回転電機などに接続されるインバータ回路では、直流リンク電圧も高いため、平滑コンデンサの残存電荷をできるだけ早く放電させて迅速に直流リンク電圧を低下させることが好ましい。下記に出典を示す特許文献１には、駆動トルクを生じさせないように回転電機のステータコイルに電流を流し、当該ステータコイルを放電抵抗として活用して平滑コンデンサの残存電荷を消費させることが開示されている（特許文献１：請求項１、［０００１］〜［００１０］、図１、図５、図６等）。

また、インバータ制御においては、インバータ回路を構成するスイッチング素子などに不具合が生じていることを検出して、インバータ回路を停止させるような保護制御が実施される場合が多い。そのような不具合の１つとして、スイッチング素子の過電流があり、スイッチング素子の過電流を検出する方法には、シャント抵抗やカレントトランスを利用して電流を測定する方法や、スイッチング素子の飽和電圧（コレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥやドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳ）を測定する方法がある。下記に出典を示す特許文献２には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のコレクタ−エミッタ間電圧（Ｖ_ＣＥ）に基づいて過電流状態であるか否かを判定する過電流検出部（２８）を備えたスイッチ制御装置（１）が開示されている（背景技術において括弧内に示す符号は参照する文献のもの。）。具体的には、スイッチ制御装置（１）は、スイッチング素子（ＳＷＨ）のコレクタ−エミッタ間電圧（Ｖ_ＣＥ）の抵抗器（Ｒ７，Ｒ８）による分圧電圧が所定の閾値に達した場合に過電流状態であることを判定する信号を出力するコンパレータ（２８）を備えている（特許文献２：図２６、［０３４３］等）。

ところで、一般的にインバータ回路のスイッチング素子を制御する制御装置の動作電圧は、インバータ回路の直流リンク電圧に比べて低電圧であり、出力可能な電流も小さい。このため、制御装置とインバータ回路（スイッチング素子）との間には駆動回路が備えられる場合が多い。図２は、スイッチング素子３としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いたインバータ回路１０の一部とその周辺回路とを例示している。図２には、インバータ回路１０の１つのアーム３Ａと、当該アーム３Ａのスイッチング素子３に対応する駆動回路（DRV）２と、駆動回路２のそれぞれに独立して電源を供給する駆動電源回路７と、インバータ回路１０の直流リンク電圧Ｖｄｃを平滑する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）を示している。駆動回路２の負極電源端子（駆動電源グラウンドＶＧ）は、スイッチング素子３のソース端子Ｓに接続され、駆動信号ＤＳは、スイッチング素子３のゲート端子Ｇに接続されている。駆動電源グラウンドＶＧに対して駆動電源電圧ＶＤを有する駆動信号ＤＳが駆動回路２から出力されると、スイッチング素子３がターンオンする。

駆動回路２は、上述したようにスイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）の飽和電圧（ここではドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳ）に基づいて、アーム３Ａ（又はスイッチング素子３）の過電流を検出する過電流検出回路を有している。駆動回路２の正極電源端子（駆動電源電圧ＶＤ）とスイッチング素子３のドレイン端子Ｄとは、抵抗器Ｒ３と保護ダイオードＤ１とを介して接続されている。保護ダイオードＤ１は、抵抗器Ｒ３の側にアノード端子、スイッチング素子３のドレイン端子Ｄの側にカソード端子が接続される形態で、抵抗器Ｒ３からスイッチング素子３の側に向かって順方向となるように接続されている。保護ダイオードＤ１のアノード端子とスイッチング素子のソース端子Ｓとの間には第１分圧抵抗器Ｒ１と第２分圧抵抗器Ｒ２とが直列に接続されて電圧検出回路２０が形成されている。これらの抵抗器（Ｒ１，Ｒ２）によって分圧された分圧電圧が駆動回路２に入力される。駆動回路２に設けられたコンパレータ２１（過電流判定部）は、この分圧電圧の値に基づいて過電流が生じているか否かを判定する。

ところで、駆動回路２の正極電源端子（駆動電源電圧ＶＤ）とスイッチング素子３のドレイン端子Ｄとが保護ダイオードＤ１を介して接続され、駆動回路２の負極電源端子（駆動電源グラウンドＶＧ）とスイッチング素子３のソース端子Ｓとが接続されていることによって、図２に示すように、直流リンクコンデンサ４とアーム３Ａとを通る閉回路が形成される。このため、上述したように直流リンクコンデンサ４の残存電荷を放電させても、駆動回路２に電力を供給する駆動電源回路７からの電力供給によって直流リンクコンデンサ４が充電される。このため、直流リンクコンデンサ４の放電時間が長くなる場合がある。

特開２００８−２０６３２９号公報 特開２０１５−３８９８９号公報

上記背景に鑑みて、スイッチング素子の飽和電圧に基づいて過電流を検出する回路を備えていても、インバータ回路への電源供給が遮断された際にインバータ回路の直流側の電圧を平滑する平滑コンデンサを適切に放電させてインバータ回路の直流側の電圧を低下させることが望まれる。

上記に鑑み、直流電源に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路を有するインバータ装置は、１つの態様として、
前記インバータ回路は、直流の正極側に接続された上段側スイッチング素子と直流の負極側に接続された下段側スイッチング素子との直列回路により構成された交流１相分のアームを少なくとも１本備え、
さらに、
前記インバータ回路の直流側の電圧を平滑する平滑コンデンサと、
前記インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれを制御するスイッチング制御信号を生成するインバータ制御装置と、
それぞれの前記スイッチング制御信号の電力を増幅して対応する前記スイッチング素子の制御端子へ伝達する複数の駆動回路と、
複数の前記駆動回路のそれぞれを動作させる電力を生成して対応する前記駆動回路に供給する複数の駆動電源回路と、
それぞれの前記スイッチング素子の正極側端子にカソード端子が接続されるダイオードを介して当該スイッチング素子の前記正極側端子と負極側端子との間に接続され、当該スイッチング素子の端子間電圧を検出する複数の電圧検出回路と、を備え、
前記ダイオードのアノード端子と前記電圧検出回路とが接続される第１ノードは、対応する前記駆動電源回路の正極に接続され、
前記第１ノードとは異なる側の前記電圧検出回路の端子である第２ノードは、対応する前記駆動電源回路の負極に接続され、
前記インバータ制御装置は、前記平滑コンデンサを含む前記インバータ回路の直流側と前記直流電源との電気的接続が遮断された場合に、前記インバータ回路の前記スイッチング素子をスイッチング制御して前記平滑コンデンサを放電させる放電処理を実行し、前記放電処理の完了以後に前記駆動電源回路による電力の生成を停止させる駆動電源遮断処理を実行する。

上記のように電圧検出回路が駆動回路とスイッチング素子との間に接続されていると、平滑コンデンサの負極側から、下段側のスイッチング素子に対応する第２ノード、下段側の駆動電源回路の負極、正極、第１ノード、ダイオード、上段側のスイッチング素子に対応する第２ノード、上段側の駆動電源回路の負極、正極、第１ノード、ダイオードを経て平滑コンデンサの正極側へとつながる閉回路が形成される。これにより、平滑コンデンサは、放電処理により電荷を放電した後に、駆動電源回路の電力によって再充電される可能性がある。しかし、インバータ制御装置が、放電処理の完了以後に駆動電源遮断処理を実行して駆動電源回路による電力の生成を停止させるので、閉回路が形成されても平滑コンデンサの再充電は抑制される。尚、「放電処理の完了以後」には、「放電処理の完了と同時」の意味を含む。平滑コンデンサの再充電が抑制されることにより、平滑コンデンサを適切に放電させてインバータ回路の直流側の電圧を低下させることができる。即ち、本構成によれば、スイッチング素子の飽和電圧に基づいて過電流を検出する回路を備えていても、インバータ回路への電源供給が遮断された際にインバータ回路の直流側の電圧を平滑する平滑コンデンサを適切に放電させてインバータ回路の直流側の電圧を低下させることができる。

インバータ装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。

インバータ装置の概略構成を示す回路ブロック図 スイッチング素子と駆動回路との接続部の構成を示す回路ブロック図 駆動電源回路の構成例を示す回路ブロック図 直流リンク電圧を低下させる処理の一例を示すフローチャート 直流リンク電圧の変化を示すグラフ

以下、インバータ装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１及び図２の回路ブロック図は、インバータ装置１００（回転電機駆動装置）のシステム構成を模式的に示している。インバータ装置１００は、直流電源１１（高圧直流電源）に接続されて直流電力と複数相の交流電力との間で電力を変換するインバータ回路１０を介して回転電機８０を駆動する。図１及び図２に示すように、インバータ回路１０は、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成された交流１相分のアーム３Ａを複数本（ここでは３本）備えている。本実施形態では、回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル８のそれぞれに一組の直列回路（アーム３Ａ）が対応したブリッジ回路が構成される。アーム３Ａの中間点、つまり、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの接続点は、回転電機８０の３相のステータコイル８にそれぞれ接続される。

回転電機８０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源とすることができる。回転電機８０が車両の駆動力源の場合、直流電源１１の電源電圧は、例えば２００〜４００Ｖである。以下、インバータ回路１０の直流側の電圧（正極Ｐと負極Ｎとの間の電圧）を直流リンク電圧Ｖｄｃと称する。尚、回転電機８０は、発電機として機能してもよい。直流電源１１は、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどにより構成されていると好適である。インバータ回路１０の直流側には、直流リンク電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。

図１に示すように、直流電源１１とインバータ回路１０との間には、コンタクタ９が備えられている。具体的には、コンタクタ９は、直流リンクコンデンサ４と直流電源１１との間に配置されている。コンタクタ９は、インバータ装置１００の電気回路系統（直流リンクコンデンサ４、インバータ回路１０）と、直流電源１１との電気的な接続を切り離すことが可能である。即ち、インバータ回路１０は、回転電機８０に接続されていると共に、直流電源１１との間にコンタクタ９を介して接続されている。コンタクタ９が接続状態（閉状態）において直流電源１１とインバータ回路１０（及び回転電機８０）とが電気的に接続され、コンタクタ９が開放状態（開状態）において直流電源１１とインバータ回路１０（及び回転電機８０）との電気的接続が遮断される。

本実施形態において、このコンタクタ９は、車両内の上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（VHL-ECU：Vehicle Electronic Control Unit）９０からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（SMR : System Main Relay）と称される。コンタクタ９は、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の際にリレーの接点が閉じて導通状態（接続状態）となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際にリレーの接点が開いて非導通状態（開放状態）となる。

インバータ回路１０は、直流リンク電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給する。回転電機８０が発電機としても機能する場合には、回転電機８０が発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源１１に供給する。図１に示すように、インバータ回路１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。図１及び図２等に示すように、本実施形態では、スイッチング素子３としてｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（好適には、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）が用いられる形態を例示する。尚、各スイッチング素子３は、スイッチング素子本体３１とフリーホイールダイオード３２とを有して構成されている。フリーホイールダイオード３２は、負極Ｎから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、スイッチング素子本体３１に並列に備えられている（図２等参照）。

インバータ回路１０は、モータ制御装置（CNTL）１により制御される。インバータ制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理プロセッサを中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置１は、車両ＥＣＵ９０等の他の制御装置から提供される回転電機８０の目標トルクに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ回路１０を介して回転電機８０を制御する。回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１４により検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。また、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置や回転速度は、レゾルバ１５などの回転センサにより検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。また、直流リンク電圧Ｖｄｃは、不図示の電圧センサ等によって検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。直流リンク電圧Ｖｄｃは、直流電力に対する交流電力の実効値の割合を示す変調率の設定や、後述する放電処理の進捗の判定に利用される。

インバータ制御装置１は、電流センサ１４及びレゾルバ１５の検出結果を用いて、例えばベクトル制御法を用いて電流フィードバック制御を実行する。インバータ制御装置１は、モータ制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。ベクトル制御及び電流フィードバック制御については、公知であるのでここでは詳細な説明は省略する。

ところで、インバータ回路１０を構成するそれぞれのスイッチング素子３の制御端子（例えばＭＯＳＦＥＴのゲート端子Ｇ）は、駆動回路（DRV）２を介してインバータ制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。スイッチング制御信号ＳＷを生成するインバータ制御装置１は、マイクロコンピュータなどを中核とした電子回路であり、低圧系回路として構成される。低圧系回路は、インバータ回路１０などの高圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。多くの場合、車両には、直流電源１１の他に、直流電源１１よりも低電圧（例えば１２〜２４［Ｖ］）の電源である低圧直流電源（不図示）も搭載されている。低圧直流電源の出力電圧は、図３に示す“ＩＧ”である。インバータ制御装置１の動作電圧は、例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］であり、低圧直流電源の電力に基づいてこのような動作電圧を生成する不図示の電圧レギュレータなどの電源回路から電力を供給されて動作する。

上述したように、低圧系回路は、インバータ回路１０などの高圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、インバータ装置１００には、各スイッチング素子３に対するスイッチング制御信号ＳＷ（スイッチング素子３がＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴの場合、ゲート駆動信号）の電力を増幅する駆動回路２が備えられている。換言すれば、駆動回路２は、スイッチング制御信号ＳＷの駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて対応するスイッチング素子３に中継する。低圧系回路のインバータ制御装置１により生成されたスイッチング制御信号ＳＷは、駆動回路２により増幅された高圧系回路の駆動信号ＤＳとして保護抵抗Ｒ５を介してインバータ回路１０に供給される。

駆動回路２は、それぞれのスイッチング素子３に対応して備えられている。図１に示すように、本実施形態では、インバータ回路１０に、駆動対象となる６つのスイッチング素子３が備えられており、駆動回路２も６つ備えられている。駆動回路２には、上段側スイッチング素子３Ｈに駆動信号ＤＳを提供する上段側駆動回路２Ｈと、下段側スイッチング素子３Ｌに駆動信号ＤＳを提供する下段側駆動回路２Ｌとがあるが、特に区別する必要が無い場合は、単に駆動回路２として説明する。

１つの態様として、駆動回路２は、ドライバＩＣなどを利用して構成されている。このようなドライバＩＣは、自己診断機能を有している場合が多い。ここで、自己診断とは、駆動対象のスイッチング素子３における過電流や温度上昇の検出や、駆動信号ＤＳの振幅（信号レベル）に影響を与える駆動電圧（例えば１２〜１５［Ｖ］程度のＶＤ−ＶＧ間電圧：図２参照）の低下の検出などである。それぞれのドライバＩＣは、自己診断機能によってこれらの異常を検出した場合に、異常検出信号を出力する。異常検出信号は、インバータ制御装置１に提供され、インバータ制御装置１は、例えば異常検出信号に基づいて、インバータ回路１０を停止させるなどのフェールセーフ制御を実行する。

駆動回路２に駆動電力を供給するために、駆動電源回路７（PW）が設けられている。図３は、駆動電源回路７の一例を示している。６つの駆動回路２に対応して、駆動電源回路７は６つ備えられている。 駆動電源回路７は、Ｕ相上段用駆動電源回路７１、Ｖ相上段用駆動電源回路７２、Ｗ相上段用駆動電源回路７３、Ｖ相下段用駆動電源回路７４、Ｕ相下段用駆動電源回路７５、Ｗ相下段用駆動電源回路７６を有している。上段側駆動回路２Ｈに電力を供給する３つの駆動電源回路７（７１，７２，７３）は上段側駆動電源回路７Ｈであり、下段側駆動回路２Ｌに電力を供給する３つの駆動電源回路７（７４，７５，７６）は下段側駆動電源回路７Ｌである。

上段側駆動電源回路７Ｈ（７１〜７３）は、それぞれ電気的に絶縁されたフローティング電源である。上段側駆動電源回路７Ｈは、それぞれ異なる正極側電位（ＶＨＵ，ＶＨＶ，ＶＨＷ）及び負極側電位（ＧＨＵ，ＧＨＶ，ＧＨＷ）を有する。下段側駆動電源回路７Ｌ（７４〜７６）は、図１から明らかなように負極側電位（ＧＬ：ＧＬＵ，ＧＬＶ，ＧＬＷ）が共通しており、互いに絶縁されてはいないが、それぞれ異なる正極側電位（ＶＬＵ，ＶＬＶ，ＶＬＷ）を有する。尚、各相を区別することなく上段側駆動電源回路７Ｈの正極側電位を示す場合は“ＶＨ”と称し、各相を区別することなく下段側駆動電源回路７Ｌの正極側電位を示す場合は“ＶＬ”と称する（図１、図２、図３等参照）。

図３に示すように、駆動電源回路７は、インバータ制御装置１が備えられる低圧側回路との絶縁を確保するためにトランスＴの二次側コイルを用いて構成されている。駆動電源回路７の一次側には電源制御ＩＣなどを用いた電源制御装置７９（PCNT）が備えられており、低圧直流電源の出力電圧“ＩＧ”に接続されたスイッチング素子をスイッチング制御することによって、駆動電源回路７に規定された出力電圧を生じさせる。電源制御装置７９は、駆動電源回路７の一次側回路に生じる電圧に基づくフィードバック制御を行って当該スイッチング素子をスイッチングし、駆動電源回路７に規定された出力電圧を生じさせる。

図１及び図３に示すように、電源制御装置７９はインバータ制御装置１から出力されるイネーブル信号ＥＮに基づいて 駆動電源回路７に規定された出力電圧を生じさせる。電源制御装置７９は、イネーブル信号ＥＮが有効状態（ＯＮ状態）の場合に 駆動電源回路７に規定された出力電圧を生じさせ、イネーブル信号ＥＮが無効状態（ＯＦＦ状態）の場合には 駆動電源回路７による電力の生成を停止させる。つまり、インバータ制御装置１は、イネーブル信号ＥＮによって 駆動電源回路７による電力の生成を停止させることができる。

上述したように、駆動回路２は、駆動対象のスイッチング素子３における過電流や温度上昇の検出や、駆動信号ＤＳの振幅（信号レベル）に影響を与える駆動電圧の低下の検出などの自己診断機能を有している。本実施形態では、駆動対象のスイッチング素子３の過電流を検出する自己診断機能を例示する。スイッチング素子３の過電流を検出する方法には、シャント抵抗やカレントトランスを利用して電流を測定する方法や、スイッチング素子３の飽和電圧（コレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥやドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳなど、スイッチング素子３の正極側端子と負極側端子との間の端子間電圧）を測定する方法がある。スイッチング素子３の端子間電圧（Ｖ_ＣＥやＶ_ＤＳ）は、スイッチング素子３に流れる電流（コレクタ−エミッタ間電流Ｉ_ＣＥやドレイン−ソース間電流Ｉ_ＤＳなど、スイッチング素子３の正極側端子と負極側端子との間を流れる素子電流）が増加すると上昇するという特性を持つ。従って、スイッチング素子３の端子間電圧（Ｖ_ＣＥやＶ_ＤＳ）を監視することによって、スイッチング素子３の過電流を検出することができる。本実施形態では、スイッチング素子３の端子間電圧を監視する方式をＤＥＳＡＴ（Desaturation）方式と称する。

本実施形態では、図２に示すように、スイッチング素子３の端子間電圧（本実施形態ではＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳ）に基づいて、スイッチング素子３（アーム３Ａ）の過電流を検出する過電流検出回路が、それぞれのスイッチング素子３に対応して複数設けられている。過電流検出回路は、第１分圧抵抗器Ｒ１と第２分圧抵抗器Ｒ２とが直列に接続されて構成された電圧検出回路２０と、保護ダイオードＤ１と、抵抗器Ｒ３と、駆動回路２（ドライバＩＣ）の内部に配置された過電流判定部としてのコンパレータ２１とを含む。第１分圧抵抗器Ｒ１及び第２分圧抵抗器Ｒ２の抵抗値は例えば１０〜２０［ｋΩ］程度、抵抗器Ｒ３の抵抗値は例えば２０〜３０［ｋΩ］程度である。

電圧検出回路２０は、それぞれのスイッチング素子３の正極側端子（ここではドレイン端子Ｄ）にカソード端子が接続される保護ダイオードＤ１を介してスイッチング素子３の正極側端子（ドレイン端子Ｄ）と負極側端子（ここではソース端子Ｓ）との間に接続され、スイッチング素子３の端子間電圧（ここではドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳ）を検出する。保護ダイオードＤ１のアノード端子と電圧検出回路２０とが接続される第１ノードｎ１は、対応する駆動電源回路７の正極（ＶＤ）に接続される。本実施形態では、第１ノードｎ１は、電流制限回路としての抵抗器Ｒ３を介して駆動電源回路７の正極（ＶＤ）に接続されている。抵抗器Ｒ３は、電圧検出回路２０（Ｒ１，Ｒ２）や保護ダイオードＤ１に大きな電流が流れないように、電流を制限する。尚、本実施形態では、電流制限回路として抵抗器Ｒ３を例示しているが、その他の公知の定電流回路によって電流制限回路を構成してもよい。つまり、第１ノードｎ１と駆動電源回路７の正極（ＶＤ）との間に電流制限回路を備えていればよい。第１ノードｎ１とは異なる側の電圧検出回路２０の端子である第２ノードｎ２は、対応する駆動電源回路７の負極（ＶＧ）に接続される。

保護ダイオードＤ１は、抵抗器Ｒ３の側にアノード端子、スイッチング素子３のドレイン端子Ｄの側にカソード端子が接続される形態で、抵抗器Ｒ３からスイッチング素子３の側に向かって順方向となるように接続されている。保護ダイオードＤ１のアノード端子とスイッチング素子のソース端子Ｓとの間には第１分圧抵抗器Ｒ１と第２分圧抵抗器Ｒ２とが直列に接続されて電圧検出回路２０が形成されており、これらの抵抗器により分圧された分圧電圧が駆動回路２に入力される。駆動回路２に設けられたコンパレータ２１（過電流判定部）は、基準電圧ｒｅｆと分圧電圧とを比較し、分圧電圧が基準電圧ｒｅｆ以上の場合に、スイッチング素子３に過電流が生じていると判定する。

保護ダイオードＤ１は、スイッチング素子３がオフ状態の際に、スイッチング素子３の正極側端子（コレクタ端子やドレイン端子）と駆動電源グラウンドＶＧとの間の高電圧が分圧された高電圧の分圧電圧が、駆動回路２に入力されることを防止する。また、抵抗器Ｒ３は、電圧検出回路２０（Ｒ１，Ｒ２）や保護ダイオードＤ１に大きな電流が流れないように、電流を制限する。スイッチング素子３がオン状態となると、保護ダイオードＤ１がオン状態（導通状態）となり、第１分圧抵抗器Ｒ１と保護ダイオードＤ１との接続ノード（第１ノードｎ１）の電位は、保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆと、スイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳとの和となる。過電流が生じた際のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳに比べて、順方向電圧Ｖｆは小さく、第１ノードｎ１の電位はほぼスイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ＤＳとなる。

尚、電圧検出回路２０による検出電圧（分圧電圧）は常時、駆動回路２に入力されているが、過電流判定部（コンパレータ２１）による判定は、判定対象のスイッチング素子３がオン状態に制御されている期間（駆動信号ＤＳが有効な期間）のみである。駆動信号ＤＳの信号レベル（論理レベル）は、駆動回路２において既知であるから、駆動回路２は、判定対象のスイッチング素子３がオン状態に制御されている期間のみ、過電流の判定を行う。また、本実施形態では、第１分圧抵抗器Ｒ１と第２分圧抵抗器Ｒ２とが直列に接続されて電圧検出回路２０が形成されている形態を例示しているが、この形態には限られない。スイッチング素子３の導通時の端子間電圧（Ｖ_ＣＥやＶ_ＤＳ）や駆動回路２の仕様（コンパレータ２１など過電流判定部の仕様）に応じて、第２分圧抵抗器Ｒ２に相当する抵抗器のみを備えて電圧検出回路２０が形成されていてもよい。

ところで、回転電機８０が駆動中に車両のＩＧスイッチ（メインスイッチ）がオフ状態となったり、車両の安全を確保する必要が生じたりした場合には、コンタクタ９が開放されて（システムメインリレー（SMR）の接点が開放されて）、直流電源１１とインバータ回路１０との電気的接続が遮断される。但し、コンタクタ９が開放されても直流リンクコンデンサ４には電荷が蓄えられているため、直流電源１１との接続が遮断されても、直流リンク電圧Ｖｄｃは直ぐには低下しない。このため、コンタクタ９が開放状態となった場合には、インバータ制御装置１は、インバータ回路１０のスイッチング素子３をスイッチング制御して直流リンクコンデンサ４を放電させる放電処理（DISCHG：図４参照）を実行する。放電処理では、ステータコイル８とインバータ回路１０との間で電流を還流させ、スイッチング素子３やステータコイルを負荷として電流を消費させて（電流を熱に代えて）、直流リンクコンデンサ４の残存電荷が消費される。

放電処理では、インバータ制御装置１が駆動回路２を介してスイッチング制御信号ＳＷ（ＤＳ）をスイッチング素子３に提供する。従って、駆動回路２が動作する必要があり、駆動電源回路７も動作して駆動回路２に電力を供給する。放電処理は、直流リンクコンデンサ４の電荷が放電され、直流リンク電圧Ｖｄｃが目標電圧以下となるまで継続される。しかし、放電処理が完了した後、駆動電源回路７から直流リンクコンデンサ４が再充電されて直流リンク電圧Ｖｄｃが目標電圧を超えて上昇する場合がある。

図２に示すように、駆動回路２の正極電源端子（駆動電源電圧ＶＤ）とスイッチング素子３のドレイン端子Ｄとが保護ダイオードＤ１を介して接続され、駆動回路２の負極電源端子（駆動電源グラウンドＶＧ）とスイッチング素子３のソース端子Ｓとが接続されている。これにより、図２に示すように、直流リンクコンデンサ４とアーム３Ａとを通る閉回路が形成される。即ち、直流リンクコンデンサ４の負極側から、下段側スイッチング素子３Ｌに対応する第２ノードｎ２、下段側駆動電源回路７Ｌの負極ＧＬ（駆動電源グラウンドＶＧ）、正極ＶＬ（駆動電源電圧ＶＤ）、第１ノードｎ１、保護ダイオードＤ１、上段側スイッチング素子３Ｈに対応する第２ノードｎ２、上段側駆動電源回路７Ｈの負極ＧＨ（駆動電源グラウンドＶＧ）、正極ＶＨ（駆動電源電圧ＶＤ）、第１ノードｎ１、保護ダイオードＤ１、を経て直流リンクコンデンサ４の正極側へとつながる閉回路が形成される。このため、放電処理によって直流リンクコンデンサ４の残存電荷を放電させても、駆動電源回路７からの電力供給によって直流リンクコンデンサ４が再充電される。

このため、本実施形態では、インバータ制御装置１は、直流リンクコンデンサ４を含むインバータ回路１０の直流側と直流電源１１との電気的接続が遮断された場合に、放電処理（DISCHG）を実行し、放電処理の完了後に駆動電源回路７による電力の生成を停止させる駆動電源遮断処理を実行する。以下、図４のフローチャート及び図５のグラフも参照して説明する。図５のグラフは直流リンク電圧Ｖｄｃのシミュレーション波形を示している。図５における時刻ｔ０は、放電処理を開始する時刻（ほぼコンタクタ９が開放された時刻と等価）を示しており、時刻ｔ１は、放電処理を完了した時刻を示している。また、本実施形態では、時刻ｔ０から時刻ｔ５までの目標時間内（例えば１５〜２０［秒］内）に、直流リンク電圧Ｖｄｃを許容電圧Ｖ５（例えば５〜１０［Ｖ］）以下に低下させることを目標としている。

図５には３種類の波形を示しているが、各波形は、放電処理を完了する時刻ｔ１までは共通している。時刻ｔ１以降の実線は、放電処理の後、駆動電源遮断処理を実行した場合の直流リンク電圧Ｖｄｃを示している。時刻ｔ１以降の破線及び一点鎖線は、駆動電源遮断処理を行うことなく、時刻ｔ３において低圧直流電源からの電力供給が遮断されて駆動電源回路７を含む全ての回路が停止した場合の直流リンク電圧Ｖｄｃを示している。例えば、時刻ｔ３においてイグニッションキーが操作されてオフ状態となったようなケースである。また、破線は、図１に破線で示すように、直流リンクコンデンサ４と並列に、一般的なインバータ回路１０における抵抗値よりも低い抵抗値の放電抵抗５（例えば数十［ｋΩ］）を追加して、積極的に放電抵抗５に電力を消費させた場合の波形を示している。一点鎖線は、破線の場合よりも高い抵抗値の放電抵抗５（例えば数［ＭΩ］）が接続されている場合の波形を示している。これは、スイッチング素子３の飽和電圧を監視する方式（ＤＥＳＡＴ方式）の過電流検出回路を設けていない場合の一般的な放電抵抗５の値に相当する。

インバータ制御装置１は、例えば、コンタクタ９を制御する車両ＥＣＵ９０からの通知により、コンタクタ９が開放されたか否かを判定する（＃１）。コンタクタ９は、衝撃等によって開放される場合もある。従って、例えば、コンタクタ９よりもインバータ回路１０側の正極Ｐの配線や、負極Ｎの配線に流れる電流を検出する不図示の直流電流センサの検出結果（例えば電流値が急激に変化したことの検出など）に基づいて、コンタクタ９が開放状態となったか否かをインバータ制御装置１が判定してもよい。当然ながら、車両ＥＣＵ９０による制御でコンタクタ９が開放された場合も、インバータ制御装置１は、直流電流センサの検出結果にもとづく判定を行うことができる。インバータ制御装置１は、コンタクタ９が開放されたと判定すると、放電処理（DISCHG）を開始する（＃３）。インバータ制御装置１は、直流リンクコンデンサ４の端子間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）が、予め規定された許容電圧Ｖ５よりも低い放電しきい値ＴＨ以下となるまで放電処理を継続する（＃３，＃５）。

インバータ制御装置１は、直流リンク電圧Ｖｄｃが放電しきい値ＴＨ以下となったことを判定すると、電源制御装置７９へのイネーブル信号ＥＮを無効状態（ＯＦＦ状態）に遷移させる（＃７：駆動電源遮断処理）。これにより、駆動電源回路７による電力の生成が停止されるので、直流リンクコンデンサ４の再充電が抑制される。尚、許容電圧Ｖ５と放電しきい値ＴＨとの差は、放電処理の完了後、駆動電源回路７が停止されるまでに駆動電源回路７の電力によって直流リンクコンデンサ４が再充電されて生じる上昇電圧分（第１上昇電圧）を少なくとも含む。

ところで、駆動電源回路７の出力側には、駆動電源回路７の出力電圧（ＶＨ，ＶＬ）を平滑する出力電圧平滑コンデンサＣ７が備えられている。駆動電源回路７による電力の生成が停止されても、出力電圧平滑コンデンサＣ７には電荷が残存しており、この残存電荷でも直流リンクコンデンサ４が再充電される。従って、許容電圧Ｖ５と放電しきい値ＴＨとの差は、駆動電源回路７が停止された後、駆動電源回路７の出力電圧を平滑する出力電圧平滑コンデンサＣ７に蓄えられた電荷によって直流リンクコンデンサ４が再充電されて生じる上昇電圧分（第２上昇電圧）も含むと好適である。つまり、許容電圧Ｖ５と放電しきい値ＴＨとの差は、第１上昇電圧及び第２上昇電圧を含むと好適である。確実に、直流リンク電圧Ｖｄｃが許容電圧Ｖ５以下となるように直流リンクコンデンサ４を放電させることができる。

尚、インバータ制御装置１が放電処理の完了とほぼ同時に駆動電源回路７を停止するように制御可能な場合、例えば、スイッチング制御信号ＳＷの出力と、イネーブル信号ＥＮの出力とを同時に変化させることができるような場合には、第２上昇電圧に比べて第１上昇電圧が無視できるほど小さくなる。この場合には、許容電圧Ｖ５と放電しきい値ＴＨとの差は、少なくとも第２上昇電圧を含むと好適である。

図５に実線で示すように、駆動電源遮断処理によって直流リンク電圧Ｖｄｃは、放電処理が完了した後に許容電圧Ｖ５よりも低い電圧Ｖ３までしか上昇しない。従って、時刻ｔ０から時刻ｔ５までの目標時間内に、直流リンク電圧Ｖｄｃを許容電圧Ｖ５以下に低下させるという目標が達成される。一方、駆動電源遮断処理を行わない場合には、図５に破線及び一点鎖線で示すように、放電処理の完了後に直流リンク電圧Ｖｄｃが許容電圧Ｖ５を大きく超えて跳ね上がる。一点鎖線で示すように、放電抵抗５の抵抗値が大きい場合には、時刻ｔ５に達しても、直流リンク電圧Ｖｄｃは、許容電圧Ｖ５を大きく上回っており、目標が達成できていない。破線で示す波形のように、放電抵抗５の抵抗値が小さい場合には、直流リンク電圧Ｖｄｃは、時刻ｔ５までに許容電圧Ｖ５を下回る。しかし、放電処理の完了後に直流リンク電圧Ｖｄｃが許容電圧Ｖ５を大きく超えて跳ね上がるため、駆動電源遮断処理を行う場合に比べて、迅速性には欠ける。また、低い抵抗値の放電抵抗５を設けることによって通常動作時における電力損失も大きくなる。

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明したインバータ装置（１００）の概要について簡単に説明する。

直流電源（１１）に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路（１０）を有するインバータ装置（１００）は、１つの態様として、
前記インバータ回路（１０）は、直流の正極（Ｐ）側に接続された上段側スイッチング素子（３Ｈ）と直流の負極（Ｎ）側に接続された下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成された交流１相分のアーム（３Ａ）を少なくとも１本備え、
さらに、
前記インバータ回路（１０）の直流側の電圧（Ｖｄｃ）を平滑する平滑コンデンサ（４）と、
前記インバータ回路（１０）を構成する複数のスイッチング素子（３）のそれぞれを制御するスイッチング制御信号（ＳＷ）を生成するインバータ制御装置（１）と、
それぞれの前記スイッチング制御信号（ＳＷ）の電力を増幅して対応する前記スイッチング素子（３）の制御端子（Ｇ）へ伝達する複数の駆動回路（２）と、
複数の前記駆動回路（２）のそれぞれを動作させる電力を生成して対応する前記駆動回路（２）に供給する複数の駆動電源回路（７）と、
それぞれの前記スイッチング素子（３）の正極側端子（Ｄ）にカソード端子が接続されるダイオード（Ｄ１）を介して当該スイッチング素子（３）の前記正極側端子（Ｄ）と負極側端子（Ｓ）との間に接続され、当該スイッチング素子（３）の端子間電圧を検出する複数の電圧検出回路（２０）と、を備え、
前記ダイオード（Ｄ１）のアノード端子と前記電圧検出回路（２０）とが接続される第１ノード（ｎ１）は、対応する前記駆動電源回路（７）の正極（ＶＤ）に接続され、
前記第１ノード（ｎ１）とは異なる側の前記電圧検出回路（２０）の端子である第２ノード（ｎ２）は、対応する前記駆動電源回路（７）の負極（ＶＧ）に接続され、
前記インバータ制御装置（１）は、前記平滑コンデンサ（４）を含む前記インバータ回路（１０）の直流側と前記直流電源（１１）との電気的接続が遮断された場合に、前記インバータ回路（１０）の前記スイッチング素子（３）をスイッチング制御して前記平滑コンデンサ（４）を放電させる放電処理（＃３）を実行し、前記放電処理（＃３）の完了以後に前記駆動電源回路（７）による電力の生成を停止させる駆動電源遮断処理（＃７）を実行する。

上記のように電圧検出回路（２０）が駆動回路（２）とスイッチング素子（３）との間に接続されていると、平滑コンデンサ（４）の負極側から、下段側のスイッチング素子（３（３Ｌ））に対応する第２ノード（ｎ２）、下段側の駆動電源回路（７（７Ｌ））の負極（ＶＧ（ＧＬ））、正極（ＶＤ（ＶＬ））、第１ノード（ｎ１）、ダイオード（Ｄ１）、上段側のスイッチング素子（３（３Ｈ））に対応する第２ノード（ｎ２）、上段側の駆動電源回路（７（７Ｈ））の負極（ＶＧ（ＧＨ））、正極（ＶＤ（ＶＨ））、第１ノード（ｎ１）、ダイオード（Ｄ１）を経て平滑コンデンサ（４）の正極側へとつながる閉回路が形成される。これにより、平滑コンデンサ（４）は、放電処理（＃３）により電荷を放電した後に、駆動電源回路（７）の電力によって再充電される可能性がある。しかし、インバータ制御装置（１）が、放電処理（＃３）の完了以後に駆動電源遮断処理（＃７）を実行して駆動電源回路（７）による電力の生成を停止させるので、閉回路が形成されていても平滑コンデンサ（４）の再充電は抑制される。尚、「放電処理（＃３）の完了以後」には、「放電処理（＃３）の完了と同時」の意味を含む。平滑コンデンサ（４）の再充電が抑制されることにより、平滑コンデンサ（４）を適切に放電させてインバータ回路（１０）の直流側の電圧（Ｖｄｃ）を低下させることができる。即ち、本構成によれば、スイッチング素子（３）の飽和電圧に基づいて過電流を検出する回路を備えていても、インバータ回路（１０）への電源供給が遮断された際にインバータ回路（１０）の直流側の電圧（Ｖｄｃ）を平滑する平滑コンデンサ（４）を適切に放電させてインバータ回路（１０）の直流側の電圧（Ｖｄｃ）を低下させることができる。

ここで、前記第１ノード（ｎ１）と前記駆動電源回路（７）の正極（ＶＤ）との間に電流制限回路（Ｒ３）を備えると好適である。

電流制限回路（Ｒ３）を設けることによって、電圧検出回路（２０）に流れる電流を抑制し、損失を低減することができる。

また、前記インバータ制御装置（１）は、前記平滑コンデンサ（４）の端子間電圧（Ｖｄｃ）が予め規定された許容電圧（Ｖ５）よりも低い放電しきい値（ＴＨ（Ｖ１））以下となるまで前記放電処理（＃３）を継続し、前記許容電圧（Ｖ５）と前記放電しきい値（Ｖ１）との差は、前記駆動電源回路（７）が停止されるまでに前記駆動電源回路（７）の電力によって前記平滑コンデンサ（４）が再充電されて生じる上昇電圧分を少なくとも含むと好適である。

放電処理（＃３）が完了した後、駆動電源回路（７）が停止されるまでの間は、上述した閉回路を経由して、平滑コンデンサ（４）が再充電される。従って、放電処理（＃３）は、この再充電を見越して、平滑コンデンサ（４）の端子間電圧（Ｖｄｃ）が許容電圧（Ｖ５）よりも低い電圧（放電しきい値（ＴＨ（Ｖ１）））以下となるまで継続されると好適である。

また、前記インバータ制御装置（１）は、前記平滑コンデンサ（４）の端子間電圧（Ｖｄｃ）が予め規定された許容電圧（Ｖ５）よりも低い放電しきい値（ＴＨ（Ｖ１））以下となるまで前記放電処理（＃３）を継続し、前記許容電圧（Ｖ５）と前記放電しきい値（Ｖ１）との差は、前記駆動電源回路（７）が停止された後、前記駆動電源回路（７）の出力電圧を平滑する出力電圧平滑コンデンサ（Ｃ７）に蓄えられた電荷によって前記平滑コンデンサ（４）が再充電されて生じる上昇電圧分を少なくとも含むと好適である。

一般的に電力を生成する回路の出力段には、出力電圧を平滑するためにコンデンサが備えられる。駆動電源回路（７）に出力電圧平滑コンデンサ（Ｃ７）が備えられる場合、放電処理（＃３）が完了し、駆動電源回路（７）が停止されていても、出力電圧平滑コンデンサ（Ｃ７）に蓄えられた電荷が上述した閉回路を経由して平滑コンデンサ（４）を再充電する。従って、駆動電源回路（７）が停止した後に、出力電圧平滑コンデンサ（Ｃ７）に残存する電荷も考慮して、放電しきい値（ＴＨ）が設定されると好適である。

１ インバータ制御装置
２ 駆動回路
２Ｈ 上段側駆動回路（駆動回路）
２Ｌ 下段側駆動回路（駆動回路）
３ スイッチング素子
３Ｈ 上段側スイッチング素子（スイッチング素子）
３Ｌ 下段側スイッチング素子（スイッチング素子）
４ 直流リンクコンデンサ（平滑コンデンサ）
７ 駆動電源回路
７Ｈ 上段側駆動電源回路（駆動電源回路）
７Ｌ 下段側駆動電源回路（駆動電源回路）
１０ インバータ回路
１１ 直流電源
２０ 電圧検出回路
７１ Ｕ相上段用駆動電源回路（駆動電源回路）
７２ Ｖ相上段用駆動電源回路（駆動電源回路）
７３ Ｗ相上段用駆動電源回路（駆動電源回路）
７４ Ｖ相下段用駆動電源回路（駆動電源回路）
７５ Ｕ相下段用駆動電源回路（駆動電源回路）
７６ Ｗ相下段用駆動電源回路（駆動電源回路）
１００ インバータ装置
Ｃ７ 出力電圧平滑コンデンサ
Ｄ ドレイン端子（正極側端子）
Ｄ１ 保護ダイオード（ダイオード）
ＤＳ 駆動信号
Ｇ ゲート端子（制御端子）
Ｎ 負極
Ｐ 正極
Ｒ１ 第１分圧抵抗器
Ｒ２ 第２分圧抵抗器
Ｒ３ 抵抗器（電流制限回路）
Ｓ ソース端子（負極側端子）
ＳＷ スイッチング制御信号
Ｖ５ 許容電圧
ＶＤ 駆動電源電圧（駆動電源回路の正極）
ＶＧ 駆動電源グラウンド（駆動電源回路の負極）
Ｖｄｃ 直流リンク電圧（平滑コンデンサの端子間電圧）
ｎ１ 第１ノード
ｎ２ 第２ノード

Claims (4)

1. 直流電源に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路を有するインバータ装置であって、
   前記インバータ回路は、直流の正極側に接続された上段側スイッチング素子と直流の負極側に接続された下段側スイッチング素子との直列回路により構成された交流１相分のアームを少なくとも１本備え、
   さらに、
   前記インバータ回路の直流側の電圧を平滑する平滑コンデンサと、
   前記インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれを制御するスイッチング制御信号を生成するインバータ制御装置と、
   それぞれの前記スイッチング制御信号の電力を増幅して対応する前記スイッチング素子の制御端子へ伝達する複数の駆動回路と、
   複数の前記駆動回路のそれぞれを動作させる電力を生成して対応する前記駆動回路に供給する複数の駆動電源回路と、
   それぞれの前記スイッチング素子の正極側端子にカソード端子が接続されるダイオードを介して当該スイッチング素子の前記正極側端子と負極側端子との間に接続され、当該スイッチング素子の端子間電圧を検出する複数の電圧検出回路と、を備え、
   前記ダイオードのアノード端子と前記電圧検出回路とが接続される第１ノードは、対応する前記駆動電源回路の正極に接続され、
   前記第１ノードとは異なる側の前記電圧検出回路の端子である第２ノードは、対応する前記駆動電源回路の負極に接続され、
   前記インバータ制御装置は、前記平滑コンデンサを含む前記インバータ回路の直流側と前記直流電源との電気的接続が遮断された場合に、前記インバータ回路の前記スイッチング素子をスイッチング制御して前記平滑コンデンサを放電させる放電処理を実行し、前記放電処理の完了以後に前記駆動電源回路による電力の生成を停止させる駆動電源遮断処理を実行する、インバータ装置。
2. 前記第１ノードと前記駆動電源回路の正極との間に電流制限回路を備える請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記インバータ制御装置は、前記平滑コンデンサの端子間電圧が予め規定された許容電圧よりも低い放電しきい値以下となるまで前記放電処理を継続し、前記許容電圧と前記放電しきい値との差は、前記駆動電源回路が停止されるまでに前記駆動電源回路の電力によって前記平滑コンデンサが再充電されて生じる上昇電圧分を少なくとも含む、請求項１又は２に記載のインバータ装置。
4. 前記インバータ制御装置は、前記平滑コンデンサの端子間電圧が予め規定された許容電圧よりも低い放電しきい値以下となるまで前記放電処理を継続し、前記許容電圧と前記放電しきい値との差は、前記駆動電源回路が停止された後、前記駆動電源回路の出力電圧を平滑する出力電圧平滑コンデンサに蓄えられた電荷によって前記平滑コンデンサが再充電されて生じる上昇電圧分を少なくとも含む、請求項１から３の何れか一項に記載のインバータ装置。
   

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