JP2011244522A - 電力変換システムの放電制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】車両が衝突した場合にコンデンサ１６の放電制御を行なうことができなくなるおそれがあること。
【解決手段】シリーズレギュレータ４０は、コンデンサ１６の電圧を降圧してＵ相の下側アームのドライブユニットＤＵに出力する。放電制御用フライバックコンバータＦＢｄは、シリーズレギュレータ４０の出力を入力としてＵ相の上側アームのドライブユニットＤＵに電力を出力する。衝突が検知されると、フォトカプラ５４をオフ操作することで、シリーズレギュレータ４０がオン状態となり、これによりＵ相のスイッチング素子Ｓｗｎがオン状態とされる。また、放電用フライバックコンバータＦＢｄの電源用スイッチング素子６４がオン・オフ操作され、これによるトランス６０の２次側コイル６０ｂの出力電圧の変化に応じてスイッチング素子Ｓｗｐがオン・オフ操作される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置に関する。

この種の放電制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子とを同時にオン状態とすることで、インバータの入力端子に接続されるコンデンサの両電極を短絡し、コンデンサを放電させるものも提案されている。この制御装置では、コンデンサの両電極を短絡させる際に流れる電流が過度に大きくなることを回避すべく、放電制御時には通常時と比較して、スイッチング素子であるＩＧＢＴのゲートへの印加電圧を低減させている。

特開２００９−２３２６２０号公報

ところで、上記放電制御時には、スイッチング素子の単位時間当たりの発熱量が非常に大きくなりやすい。このため、放電制御時においてスイッチング素子の温度が過度に上昇するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御するに際し、スイッチング素子の温度上昇を好適に抑制することのできる電力変換システムの放電制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置において、前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方の駆動回路の電源は、スイッチング電源であり、前記放電制御手段は、前記スイッチング電源の出力信号に基づき、前記スイッチング電源によって電力供給される駆動回路に接続されたスイッチング素子のオン状態およびオフ状態を１の放電制御期間において複数回繰り返すことで前記両電極の短絡状態を複数回生成するものであること特徴とする。

上記発明では、キャパシタの両電極の短絡状態を複数回生成することでキャパシタの放電期間を時分割制御することができるため、スイッチング素子の単位時間当たりの発熱量を低減することができ、ひいてはスイッチング素子の温度が過度に上昇することを好適に抑制することができる。特に、上記発明では、１の放電制御期間において、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方のオン・オフ操作をスイッチング電源の出力信号に基づき行なうことで、オン・オフ操作指令信号の伝達手段等を簡素化することもできる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記放電制御手段によって操作される前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路の電源は、前記キャパシタの電圧を降圧するシリーズレギュレータであり、前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子の駆動回路の電源であるスイッチング電源は、前記シリーズレギュレータの出力を入力とすることを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記放電制御手段は、前記スイッチング電源の出力信号に応じた２値信号を分周する分周手段を備え、該分周された信号に同期して、前記スイッチング電源によって電力供給された駆動回路に接続されるスイッチング素子をオン・オフ操作することを特徴とする。

上記発明では、分周手段を備えることで、スイッチング電源のオン・オフ操作の周波数を放電制御によるオン・オフ操作の周波数よりも高くすることができる。このため、スイッチング電源の磁気部品を小型化することができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記放電制御手段による放電制御に伴う前記スイッチング素子の温度上昇を制御すべく前記分周手段による分周比を操作する温度制御手段を備え、該温度制御手段は、前記スイッチング素子のオン状態およびオフ状態の１周期に対するオン時間の時比率を低下させつつ分周比を増加操作することを特徴とする。

上記時比率が小さいほどスイッチング素子の発熱期間に対する放熱期間の比率が大きくなる。上記発明では、この点に鑑み、分周比を増加させる際には時比率を低下させるようにすることで、スイッチング素子の温度の上昇を好適に抑制する制御が可能となる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子は、電圧制御形のスイッチング素子であり、前記放電制御手段は、前記いずれか一方の非飽和領域の電流がいずれか他方のものよりも小さくなるように前記いずれか一方および前記いずれか他方のそれぞれのスイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を設定するものであって且つ、前記いずれか他方がオン状態となっている間に前記いずれか一方のスイッチング状態を切り替えるようにして、該いずれか一方のオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことで前記両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行うものであることを特徴とする。

上記発明では、いずれか他方がオン状態である間にいずれか一方のスイッチング状態を切り替えるため、いずれか一方のスイッチング状態の切り替え時においていずれか他方のスイッチング状態の切り替えがなされる場合のように貫通電流が大きくなる事態等を回避することができる。

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記放電制御手段は、前記スイッチング電源の出力信号に応じた２値信号を分周する分周手段と、前記放電制御に伴う前記スイッチング素子の温度上昇を制御すべく前記分周手段による分周比を操作する温度制御手段とを備え、該温度制御手段は、前記いずれか一方の温度の検出値をフィードバック制御すべく分周比を操作することを特徴とする。

上記発明では、キャパシタの放電制御に際しての高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の発熱は、上記いずれか一方のスイッチング素子の方が顕著となる。このため、この温度の検出値を制御量としてこれをフィードバック制御することで、双方のスイッチング素子の温度が過度に高くなることを好適に回避することができる。

請求項７記載の発明は、請求項５または６記載の発明において、前記いずれか他方のスイッチング素子は、その入力端子および出力端子間を流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子を備え、前記スイッチング電源は、トランスと、該トランスの１次側コイルと電源との間を開閉する電源用スイッチング素子とを備え、前記センス端子から出力される微少電流に基づき前記スイッチング素子の温度を制御すべく、前記トランスの２次側コイルの出力を調節することで前記いずれか一方のスイッチング素子の導通制御端子への電圧の印加態様を操作する温度制御手段を備えることを特徴とする。

キャパシタの放電制御に際しての高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の発熱は、これらを流れる電流と相関を有する。上記発明では、この点に鑑み、放電制御に際してスイッチング素子を流れる電流に基づきスイッチング素子の温度が過度に上昇しないように制御する。

ところで、いずれか一方のスイッチング素子がセンス端子を備える場合であっても、このセンス端子を流れる電流を用いる場合には、電流の検出精度が低下するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、いずれか他方のスイッチング素子のセンス端子の出力する微少電流を用いる。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記２次側コイルの出力の調節は、前記電源用スイッチング素子のオン・オフの周期に対するオン時間の時比率を固定した状態での前記１次側コイルの印加電圧の調節として行われることを特徴とする。

上記発明では、時比率を固定することで、電源用スイッチング素子がオン状態やオフ状態とされる期間に基づき高電位側のスイッチング素子や低電位側のスイッチング素子がオン状態とされる期間を適切に定めることが可能となる。

請求項９記載の発明は、請求項５〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか他方をオン状態に維持しつついずれか一方のオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことにより前記両電極の短絡状態を複数回生成するものであることを特徴とする。

高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子との双方のオン状態およびオフ状態を複数回繰り替えす場合には、いずれか一方のスイッチング状態の切り替え時においていずれか他方のスイッチング状態の切り替えがなされる場合のように貫通電流が大きくなる事態等を回避すべく、これらの同期をとることが要求される。この点、上記発明では、いずれか一方をオン状態に維持することで、こうした要求が生じることを回避することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段を備え、前記放電制御手段は、前記判断手段によって異常が生じたと判断される場合に前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う異常時放電制御手段であることを特徴とする。

一実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるドライブユニットの構成を示す図。 同実施形態にかかる異常時放電制御を示すタイムチャート。 ゲート印加電圧と電流との関係を示す図。 センス端子の微少電流の特性を示す図。 上記実施形態の変形例にかかる電源の配置を示す図。

＜一実施形態＞
以下、本発明にかかる電力変換システムの放電装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、インバータＩＶと、リレーＳＭＲ２および抵抗体１４並びにリレーＳＭＲ１の並列接続体とを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高電圧バッテリ１２は、その端子電圧が例えば百Ｖ以上の高電圧となるものである。また、インバータＩＶ１の入力端子のうち、リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２よりもインバータＩＶ側には、コンデンサ１６が並列接続されている。

インバータＩＶは、パワー素子としての高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。

上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。なお、上記スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子および出力端子間に流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子Ｓｔを備えている。

センス端子Ｓｔの出力する微少電流は、シャント抵抗１９を流れ、これによる電圧降下量が、スイッチング素子Ｓｗ＃（＃＝ｐ，ｎ）を駆動するためのドライブユニットＤＵ（図中、Ｕ相のみ明記）に取り込まれる。ドライブユニットＤＵは、シャント抵抗１９における電圧降下量に基づき、スイッチング素子Ｓｗ＃の入力端子および出力端子間に流れる電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となると判断される場合に、スイッチング素子Ｓｗ＃を強制的にオフ状態とする機能を有する。

一方、制御装置３０は、低電圧バッテリ２０を電源とする電子制御装置である。制御装置３０は、制御対象としてのモータジェネレータ１０の制御量を制御すべく、上記インバータＩＶを操作する。詳しくは、制御装置３０は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについてのスイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、スイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、それらの導通制御端子（ゲート）に接続されるドライブユニットＤＵを介して制御装置３０により操作される。

ちなみに、インバータＩＶを備える高電圧システムと、制御装置３０を備える低電圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ、＃＝ｐ，ｎ）は、絶縁手段を介して高電圧システムに出力される。

上記ドライブユニットＤＵは、通常時用フライバックコンバータＦＢｎを電源とするものである。通常時用フライバックコンバータＦＢｎは、低電圧バッテリ２０の電力を上側アームや下側アームに供給するための絶縁型コンバータである。すなわち、トランス３２の１次側コイル３２ａには、電源用スイッチング素子３４が閉操作されることで低電圧バッテリ２０のエネルギが蓄えられる。この際、２次側コイル３２においては、電流が流れることがダイオード３６によって阻止される。これに対し、電源用スイッチング素子３４が開操作されることで２次側コイル３２ｂに電流が流れ、通常時用コンデンサ３８が充電される。この通常時用コンデンサ３８の充電エネルギが、ドライブユニットＤＵの消費エネルギとなる。なお、図１には、通常時用フライバックコンバータＦＢｎがＵ相の上下アームのドライブユニットＤＵの電源となることのみが示されているが、実際には、Ｖ相、Ｗ相のドライブユニットＤＵの電源ともなっている。このため、トランス３２の２次側コイル３２ｂは、実際には６個である。

ところで、制御装置３０は、自身に作用する力に基づき加速度を検出する加速度検出手段（Ｇセンサ２２）の検出値に基づき、車両の衝突を検知し、衝突が検知された場合、コンデンサ１６を強制的に放電させる処理を行なわせる機能を有する。この異常時放電制御に際しては、車両に異常が生じていることから、通常時用フライバックコンバータＦＢｎがドライブユニットＤＵの電源として機能しないおそれがある。そこで本実施形態では、異常時放電制御時におけるドライブユニットＤＵの電源として、コンデンサ１６の電圧を降圧するシリーズレギュレータ４０と、シリーズレギュレータ４０の出力を入力とする放電用フライバックコンバータＦＢｄとを別途備えている。

シリーズレギュレータ４０は、複数（ここでは、４個を例示）の抵抗体４４とツェナーダイオード４８との直列接続体を備えており、これがコンデンサ１６に並列接続されている。そして、抵抗体４４には、複数のＮチャネルＭＯＳ型電界効果トランジスタ（スイッチング素子４２）が並列接続されている。ここで、最高電位のスイッチング素子４２の入力端子と導通制御端子との間には、最高電位の抵抗体４４が接続され、中間のスイッチング素子４２の導通制御端子同士は、抵抗体４４によって接続されている。さらに、最低電位のスイッチング素子４２の導通制御端子と出力端子間は、抵抗体４６によって接続されている。

上記ツェナーダイオード４８には、フォトカプラ５４の２次側のフォトトランジスタの入力端子および出力端子が並列接続されている。これにより、フォトカプラ５４がオンとなることで、ツェナーダイオード４８がオフとなり、スイッチング素子４２はオフ状態となる。これに対し、フォトカプラ５４がオフとなると、ツェナーダイオード４８がオン状態となり、シリーズレギュレータ４０の出力電圧がツェナーダイオード４８のブレークダウン電圧まで上昇する。そしてシリーズレギュレータ４０の出力電流がゼロよりも大きくなる場合、抵抗体４６に電流が流れることから、その電圧降下によって、最低電位のスイッチング素子４２がオンする。この際、抵抗体４４は、最低電位以外のスイッチング素子４２の入力端子および導通制御端子間の電圧を抵抗体４６の電圧降下量とするように機能する。このため、全てのスイッチング素子４２がオン状態に切り替わる。この際、これらスイッチング素子４２は非飽和領域で動作し、各スイッチング素子４２の出力端子および入力端子間の電圧は、コンデンサ１６の電圧からツェナーダイオード４８のブレークダウン電圧を減算した値をスイッチング素子４２の数によって均等分割した値程度となる。

上記フォトカプラ５４の１次側のフォトダイオードは、制御装置３０によって出力される異常時放電指令ｄｉｓが論理「Ｈ」となることでオン状態となる。異常時放電指令ｄｉｓは、制御装置３０が起動されている状況下、衝突が生じない限り論理「Ｈ」とされる。これは、衝突が生じて制御装置３０によってフォトカプラ５４を操作することができなくなった場合であっても、シリーズレギュレータ４０をオン状態とするための設定である。

一方、放電用フライバックコンバータＦＢｄは、電源用スイッチング素子６４が閉状態とされることで、トランス６０の１次側コイル６０ａにシリーズレギュレータ４０の出力エネルギを蓄える。この際、トランス６０の２次側コイル６０ｂにおいては、ダイオード６６によって電流の流れが阻止される。そして、電源用スイッチング素子６４が開状態となることで、ダイオード６６を介して放電用コンデンサ６８に電流が出力される。なお、トランス６０の１次側コイル６０ａと２次側コイル６０ｂとの巻き数比は、「１」とされる。

図２に、Ｕ相のスイッチング素子Ｓｗ＃のドライブユニットＤＵのうち、特にシリーズレギュレータ４０および放電用フライバックコンバータＦＢｄを電源とする部分の構成を示す。

図示されるように、シリーズレギュレータの出力電圧は、ダイオード５２を介してレギュレータ８０に取り込まれ、ここで所定電圧に制御される。レギュレータ８０の出力電圧は、充電用スイッチング素子７２およびゲート抵抗７０を介して低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎに印加される。低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲートは、ゲート抵抗７０および放電用スイッチング素子７４を介してエミッタに接続されており、この電気経路がゲートの放電経路となる。これら充電用スイッチング素子７２や放電用スイッチング素子７４は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧が印加されることをトリガとして、放電時駆動制御部７６によって操作される。

一方、クロック８２は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧が印加されることをトリガとして所定の周波数で電源用スイッチング素子６４をオン・オフするものである。ここで、オン・オフ周期に対するオン時間の時比率は「１／２」で固定される。電源用スイッチング素子６４のオン・オフ操作によって充電される放電用コンデンサ６８の電圧は、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐに対する充電用スイッチング素子７２に印加される。なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐ用のゲート抵抗７０および放電用スイッチング素子７４については、スイッチング素子Ｓｗｎのものと同様である。

上記トランス６０の２次側コイル６０ｂの電圧は、波形整形回路８４に印加される。波形整形回路８４は、２次側コイル６０ｂの電圧を波形整形することで、電源用スイッチング素子６４の操作信号（クロック８２の出力信号）と同様の電圧波形を生成するものである。波形整形回路８４の出力は、分周回路８６に入力される。分周回路８６では、波形整形回路８４の出力する２値信号のうちの一方のパルス幅を固定しつつ周波数を変化させる処理を行なう。分周回路８６の出力信号は、放電用駆動制御部７８に入力される。

タイマ９０は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧が印加されることをトリガとして計時動作を開始するものである。停止処理部９２は、タイマ９０によって計時される時間が所定時間となることで放電停止指令を放電時駆動制御部７６およびクロック８２に出力するものである。また、スイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔから出力される微少電流によって生じるシャント抵抗１９の電圧が、コンパレータ９４の非反転入力端子に印加される。コンパレータ９４の反転入力端子には基準電源９６の基準電圧Ｖｒｅｆが印加されており、これにより、コンパレータ９４では、スイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となることで停止処理部９２に停止指令を出力する。これにより、停止処理部９２では、タイマ９０によって計時される時間が所定時間となる以前であっても閾値電流Ｉｔｈ以上の電流が流れることで放電制御を禁止する。

レギュレータ９９は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧（ダイオード５２の出力電圧）を所定に制御してトランス６０の１次側コイル６０ａに印加する。レギュレータ９９には、シャント抵抗１９の電圧が入力されており、この電圧が高いほど１次側コイル６０ａに印加する電圧を低下させる。ただし、この印加電圧は、レギュレータ８０の出力電圧ＶＨよりは低く設定される。

また、放電用コンデンサ６８を電源とする定電流源９８の出力電流は、感温ダイオードＳＤに取り込まれる。感温ダイオードＳＤの出力電圧は、分周回路８６に入力される。分周回路８６では、感温ダイオードＳＤの出力電圧が低いほど（検出される温度が高いほど）、分周比を大きくする。

図３に、異常時放電指令ｄｉｓに基づく放電制御の態様を示す。詳しくは、図３（ａ）に、異常時放電指令ｄｉｓの推移を示し、図３（ｂ）に、クロック８２の出力信号の推移を示し、図３（ｃ）に、感温ダイオードＳＤの出力電圧の推移を示し、図３（ｄ）に、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの状態の推移を示し、図３（ｅ）に、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの状態の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを、オン状態およびオフ状態に周期的に切り替える。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方が同時期にオン状態となる期間が存在し、この期間においてコンデンサ１６の両電極間がスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを介して短絡状態とされることで、コンデンサ１６が放電される。

この際、レギュレータ９９の出力電圧がレギュレータ８０の出力電圧よりも低いために、図３（ｆ）および図３（ｇ）に示すように、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧の方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート印加電圧よりも低くなる。ここで、図３（ｆ）は、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移し、図３（ｇ）は、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移を示す。

こうした構成によれば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、非飽和領域において駆動されて且つ、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎは、飽和領域において駆動されることとなる。ここで、飽和領域とは、図４に示すように、出力電流（コレクタ電流Ｉｃ）に応じてスイッチング素子の入力端子および出力端子間の電圧（コレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅ）が大きくなる領域のことである。一方、非飽和領域とは、コレクタ電流が増加することなくコレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅが増大する領域のことである。非飽和領域となるコレクタ電流Ｉｃは、ゲート印加電圧（ゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅ）が大きいほど大きくなる。

このため、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎよりも高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧を低くすることで、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎよりも非飽和領域の電流が小さくなる。これにより、放電制御によって高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流は高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流に制限されることとなる。なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流は、上記ドライブユニットＤＵが規定する閾値電流Ｉｔｈ未満となるように設定することが望ましい。

図３（ｄ）に示されるように、本実施形態では、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの温度が高くなることで感温ダイオードＳＤの出力電圧が低下すると、分周比を増加させることで、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの１回のオン時間を固定しつつオン・オフの１周期に対するオン時間の時比率を小さくする。これにより、温度が上昇する状況下、単位時間当たりの発熱量を低減することができる。ちなみに、フィードバック制御量を高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの温度としたのは、上記放電制御によって生じる発熱量の大部分が、非飽和領域で駆動される高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐによるものとなることに鑑みたものである。

また、図３（ｆ）に示すように、放電電流が大きいほど（スイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流が大きいほど）、スイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧を低下させた。これにより、放電電流を低減することができ、ひいては単位時間当たりの発熱量を制限することができる。なお、発熱量を把握するためのパラメータとしての電流を、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔが出力する微少電流としたのは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのセンス端子Ｓｔの出力する微少電流を用いる場合よりも精度が高くなることに鑑みたものである。図５に、飽和領域で駆動されるスイッチング素子Ｓｗｎと非飽和領域で駆動されるスイッチング素子Ｓｗｐとのそれぞれについて、センス端子Ｓｔが出力する微少電流に基づくシャント抵抗１９における電圧降下量（センス電圧）のばらつき（最大値ＭＡＸ，最小値ＭＩＮ）の関係を示す。図示されるように、非飽和領域にて駆動される方のセンス電圧のばらつきは非常に大きく、電流の検出精度が低くなっている。なお、過電流保護機能について下側アームのみを異常時放電制御時にも有効としたのも同一の理由である。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）トランス６０の２次側コイル６０ｂの出力信号に基づき、スイッチング素子Ｓｗｐのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成した。これにより、コンデンサ１６の放電期間を時分割制御することができるため、スイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎの単位時間当たりの発熱量を低減することができ、ひいてはスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの温度が過度に上昇することを好適に抑制することができる。また、このオン・オフ操作を２次側コイル６０ｂの出力電圧に基づき行なうことで、オン・オフ操作の指令信号の伝達手段等を簡素化することもできる。

（２）分周回路８６によって、スイッチング素子Ｓｗｐのオン状態およびオフ状態の１周期に対するオン時間の時比率を低下させつつ分周比を増加操作した。これにより、スイッチング素子の発熱期間に対する放熱期間の比率を大きくすることができ、ひいては、スイッチング素子Ｓｗｐの温度の上昇を好適に抑制する操作が可能となる。

（３）非飽和領域で駆動されるスイッチング素子Ｓｗｐの温度の検出値をフィードバック制御すべく分周比を操作した。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの双方の温度が過度に高くなることを好適に回避することができる。

（４）飽和領域で駆動されるスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔの出力する微少電流に基づき、スイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧を操作した。これにより、放電電流を高精度に検出しつつ、この電流量を制御することができ、ひいては単位時間当たりの発熱量を制御することができる。

（５）トランス６０の２次側コイル６０ｂの出力電圧の調節を、電源用スイッチング素子６４のオン・オフの周期に対するオン時間の時比率を固定した状態での１次側コイル６０ａの印加電圧の調節として行った。これにより、２次側コイル６０ｂの出力電圧に応じてオン・オフされるスイッチング素子Ｓｗｐのオン時間を簡易且つ適切に定めることができる。

（６）低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことによりコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成した。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのスイッチング状態の切り替え時において低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのスイッチング状態の切り替えがなされる場合のように貫通電流が大きくなる事態等を回避すべく、これらの同期をとることが要求されることがない。
＜その他の実施形態＞
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
「温度制御手段について」
温度制御手段としては、オン状態に対応するパルスの間隔を固定しつつ分周比を操作する手段に限らない。例えば、クロックを４分周する際の時比率を「１／８」として且つ、クロックを１０分周する際の時比率を「２／２０」とするなどしてもよい。ここでは、オン・オフ操作の１周期に対するオン時間の時比率を低下させつつ分周比を増加操作することが望ましい。

温度フィードバック制御の操作量を分周比とするものに限らない。例えば上記実施形態における高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧であってもよい。これは例えば、感温ダイオードＳＤのカソードを低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのエミッタと同電位にして且つ、レギュレータ９９の出力電圧を、感温ダイオードＳＤの出力に基づき下側アームのドライブユニットＤＵによって操作することで実現することができる。

また、発熱量と相関を有するパラメータとしての電流の検出値としては、センス端子Ｓｔの出力電流に限らない。例えば電流センサによる検出値であってもよい。

さらに、電流の検出値に基づく温度制御の操作量としては、ゲート印加電圧に限らない。例えば分周比であってもよい。

くわえて、ゲート印加電圧を調節するためのパラメータとしては、トランス６０の１次側コイル６０ａへの印加電圧に限らず、例えば電源用スイッチング素子６４のオン・オフの周期に対するオン時間の時比率であってもよい。

なお、温度制御手段を備えなくてもよい。
「異常時放電制御手段について」
異常時放電制御手段としては、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものに限らない。例えば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐをオン状態に維持しつつ低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものであってもよい。ただし、この場合であっても、オン状態およびオフ状態を複数回繰り返す側のゲート印加電圧の方を低く設定し、非飽和領域で動作させる。また、例えば高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの同時のオン状態および同時のオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものであってもよい。ここでも、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのいずれか一方を非飽和領域で動作させるべくゲート印加電圧を調節する。ただし、この際、飽和領域で動作させる方がオン状態である間に非飽和領域で動作させる方のスイッチング状態を切り替えることが望ましい。また、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方を、放電制御期間において一度だけオン状態とするものであってもよい。ここでも、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのいずれか一方を非飽和領域で動作させるべくゲート印加電圧を調節する。

また、モータジェネレータ１０の１の相に電圧を印加する高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの組のみを用いて放電制御を行なうものに限らない。例えば、各相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを順次オン状態とするように切り替えるものであってもよい。この場合、放電制御時における各相のドライブユニットＤＵの電源をシリーズレギュレータ４０や放電用フライバックコンバータＦＢｄとすることが望ましい。

また、異常時放電制御手段としては、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで放電制御を行なうものにも限らない。例えばモータジェネレータ１０に無効電流を流す手段であってもよい。

さらに、異常時放電指令ｄｉｓとしては、フォトカプラ５４がオフ状態であることに限らない。例えばフォトカプラ５４がオフとなる状態と、通常時用コンデンサ３８への電力供給が途絶える状態との双方の状態が成立することとしてもよい。

なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで行われる放電制御を、異常時に限らず、通常時において、リレーＳＭＲ１を開状態に切り替える都度行ってもよい。
「放電制御用の駆動回路の電源について」
トランス６０の巻数比や電源用スイッチング素子６４のオン・オフ操作の時比率については、適宜変更してよい。

スイッチング電源としては、フォワードコンバータであってもよい。また、絶縁型コンバータに限らず降圧チョッパ回路等としてもよい。

上側アームおよび下側アームの双方の電源をスイッチング電源としてもよい。これは例えば、コンデンサ１６の充電電圧を入力電圧とする絶縁型コンバータであって且つ、２次側コイルを２つ有するものによって構成することができる。この場合、例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐについては、２次側コイルの出力電圧に応じてオン・オフ操作を繰り返すようにしてもよい。
「ドライブユニットＤＵについて」
閾値電流Ｉｔｈ以上となることでスイッチング素子Ｓｗ＃を強制的にオフ状態とする機能を備えていなくてもよい。
「直流交流変換回路について」
放電制御に際して高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方がオン状態とされる直流交流変換回路（インバータＩＶ）としては、車載主機としての回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものに限らない。例えば、空調装置の備える回転機等、主機以外の回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものであってもよい。

また、直流交流変換回路としては、インバータＩＶに限らず、Ｈブリッジ回路であってもよい。
「電力変換回路について」
電力変換回路としては、インバータＩＶのみからなるものに限らない。例えば図６に示されるように、リアクトル１００と、リアクトル１００を介してコンデンサ１６に並列接続される低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎと、フリーホイールダイオードＦＤｐと、低電位側のスイッチング素子ＳｗｎとフリーホイールダイオードＦＤｐとの直列接続体に接続されるコンデンサ１０２とを備える昇圧コンバータＣＶを、インバータＩＶの入力端子に接続させてもよい。この場合、昇圧コンバータＣＶの出力端子に接続されたコンデンサ１０２とコンデンサ１６とが放電制御の対象となり、コンデンサ１６の電圧は、昇圧コンバータＣＶのコンデンサ１０２の電圧が低下するに連れてフリーホイールダイオードＦＤｐを介して放電されることとなる。

また、図６に示すように、上記フリーホイールダイオードＦＤｐに高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを並列接続させるなら、昇圧コンバータＣＶの一対のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで放電制御を行なうことも可能である。

なお、図６に示すように、昇圧コンバータＣＶを備える場合において、その出力端子に接続されるコンデンサ１０２の電気エネルギによって放電制御を行なう場合には、シリーズレギュレータ４０を用いることが特に有効である。すなわち、この場合、コンデンサ１０２の正極と出力端子との間に直列接続するスイッチング素子数を増加させることでその入力端子および出力端子間に要求される耐圧を低減することができる。もっとも、昇圧コンバータＣＶを備える場合であっても、コンデンサ１６の電気エネルギによって放電制御を行ってもよい。
（そのほか）
・放電制御に用いる高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐや低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。

・車両としては、ハイブリッド車に限らず、例えば車載主機のために貯蔵されるエネルギ資源が電気エネルギのみとなる電気自動車等であってもよい。

・放電装置としては、車両に搭載されるものに限らず、例えば住宅に設けられる直流電源の電力を交流に変換する電力変換システムに適用されるものであってもよい。この場合、異常時とは、例えば地震等が検知された場合とすればよい。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１６…コンデンサ、３０…制御装置、４０…シリーズレギュレータ、ＦＢｄ…放電用フライバックコンバータ、Ｓｗｐ…高電位側のスイッチング素子、Ｓｗｎ…低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎ、ＤＵ…ドライブユニット。

Claims (10)

1. 高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置において、
   前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方の駆動回路の電源は、スイッチング電源であり、
   前記放電制御手段は、前記スイッチング電源の出力信号に基づき、前記スイッチング電源によって電力供給される駆動回路に接続されたスイッチング素子のオン状態およびオフ状態を１の放電制御期間において複数回繰り返すことで前記両電極の短絡状態を複数回生成するものであること特徴とする電力変換システムの放電制御装置。
2. 前記放電制御手段によって操作される前記低電位側のスイッチング素子の駆動回路の電源は、前記キャパシタの電圧を降圧するシリーズレギュレータであり、
   前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子の駆動回路の電源であるスイッチング電源は、前記シリーズレギュレータの出力を入力とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換システムの放電制御装置。
3. 前記放電制御手段は、前記スイッチング電源の出力信号に応じた２値信号を分周する分周手段を備え、該分周された信号に同期して、前記スイッチング電源によって電力供給された駆動回路に接続されるスイッチング素子をオン・オフ操作することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換システムの放電制御装置。
4. 前記放電制御手段による放電制御に伴う前記スイッチング素子の温度上昇を制御すべく前記分周手段による分周比を操作する温度制御手段を備え、
   該温度制御手段は、前記スイッチング素子のオン状態およびオフ状態の１周期に対するオン時間の時比率を低下させつつ分周比を増加操作することを特徴とする請求項３記載の電力変換システムの放電制御装置。
5. 前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子は、電圧制御形のスイッチング素子であり、
   前記放電制御手段は、前記いずれか一方の非飽和領域の電流がいずれか他方のものよりも小さくなるように前記いずれか一方および前記いずれか他方のそれぞれのスイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を設定するものであって且つ、前記いずれか他方がオン状態となっている間に前記いずれか一方のスイッチング状態を切り替えるようにして、該いずれか一方のオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことで前記両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行うものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
6. 前記放電制御手段は、前記スイッチング電源の出力信号に応じた２値信号を分周する分周手段と、前記放電制御に伴う前記スイッチング素子の温度上昇を制御すべく前記分周手段による分周比を操作する温度制御手段とを備え、
   該温度制御手段は、前記いずれか一方の温度の検出値をフィードバック制御すべく分周比を操作することを特徴とする請求項５記載の電力変換システムの放電制御装置。
7. 前記いずれか他方のスイッチング素子は、その入力端子および出力端子間を流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子を備え、
   前記スイッチング電源は、トランスと、該トランスの１次側コイルと電源との間を開閉する電源用スイッチング素子とを備え、
   前記センス端子から出力される微少電流に基づき前記スイッチング素子の温度を制御すべく、前記トランスの２次側コイルの出力を調節することで前記いずれか一方のスイッチング素子の導通制御端子への電圧の印加態様を操作する温度制御手段を備えることを特徴とする請求項５または６記載の電力変換システムの放電制御装置。
8. 前記２次側コイルの出力の調節は、前記電源用スイッチング素子のオン・オフの周期に対するオン時間の時比率を固定した状態での前記１次側コイルの印加電圧の調節として行われることを特徴とする請求項７記載の電力変換システムの放電制御装置。
9. 前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか他方をオン状態に維持しつついずれか一方のオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことにより前記両電極の短絡状態を複数回生成するものであることを特徴とする請求項５〜８のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
10. 前記電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段を備え、
    前記放電制御手段は、前記判断手段によって異常が生じたと判断される場合に前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行う異常時放電制御手段であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。

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