JP2012029468A - 電力変換システムの放電制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることでコンデンサ１６の両電極を短絡させる処理を行うことでコンデンサ１６の充電電圧を規定電圧以下に制御する放電制御を行うに際し、モータジェネレータ１０が回転するおそれがあること。
【解決手段】Ｕ相およびＶ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることでコンデンサ１６を放電するに際し、モータジェネレータ１０に電流が流れる場合、高電位側のドライブユニットＤＵに電圧変更指令信号Ｒｖを出力する。ドライブユニットＤＵでは、ゲート印加電圧を変更することで、モータジェネレータ１０への電流の流出を解消させる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、多相回転機の各端子をキャパシタの一対の電極の一方および他方に選択的に接続するための高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備える直流交流変換回路と、前記直流交流変換回路および前記キャパシタと直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置に関する。

この種の放電制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、電動機に接続されるインバータの高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子とを同時にオン状態とすることで、インバータの入力端子に接続されるコンデンサの両電極を短絡し、コンデンサを放電させるものも提案されている。この制御装置では、コンデンサの両電極を短絡させる際に流れる電流が過度に大きくなることを回避すべく、放電制御時には通常時と比較して、スイッチング素子であるＩＧＢＴのゲートの電圧を低減させる手法と、スイッチング素子を間欠駆動する手法とのいずれかを用いている。

特開２００９−２３２６２０号公報

ところで、上記ゲート電圧を低減する手法を用いる場合、ＩＧＢＴの特性ばらつき等に起因して、１の相と他の相とで、ＩＧＢＴのコレクタエミッタ間電圧降下量が相違するおそれがある。そしてこの場合、上側アームのコレクタエミッタ間の電圧降下量が小さい相から大きい相へと電動機を介して電流が流れ、ひいては電動機が回転するおそれがある。

また、スイッチング素子を間欠駆動する手法の場合、互いに相違する相間で、スイッチング素子をオン状態とする期間が重複する場合などには、これら相間を電動機を介して電流が流れ、ひいては電動機が回転するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることでキャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことによりキャパシタの充電電圧を規定電圧以下に制御する放電制御をより適切に行なうことのできる電力変換システムの放電制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、多相回転機の各端子をキャパシタの一対の電極の一方および他方に選択的に接続するための高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備える直流交流変換回路と、前記直流交流変換回路および前記キャパシタと直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置において、前記放電制御に伴って前記多相回転機に電流が流れるか否かを判断する判断手段と、前記多相回転機に電流が流れると判断される場合に前記放電制御の態様を変更する変更手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、多相回転機に電流が流れると判断される場合に放電制御の態様を変更することで、放電制御によって多相回転機が回転する事態が生じた場合に、これに適切に対処することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記放電制御手段は、前記多相回転機の複数の端子のそれぞれに接続される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を用いて前記放電制御を行うものであり、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子は、いずれも電圧制御形のスイッチング素子であり、前記変更手段は、前記多相回転機に電流が流れると判断される場合、前記放電制御に用いられるスイッチング素子の導通制御端子に対する印加電圧を変更する電圧変更手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、電圧変更手段を備えることで、スイッチング素子の入力端子および出力端子間の電圧降下量を変更することができ、ひいては多相回転機に電流が流れることを十分に抑制することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記放電制御手段による放電制御は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方の非飽和領域の電流が、前記直流交流変換回路が本来の目的で使用される場合よりも小さくなるように前記少なくとも一方の導通制御端子に印加される電圧を設定しつつなされるものであることを特徴とする。

上記発明では、スイッチング素子を非飽和領域で駆動させることで放電制御時の電流を非飽和領域の電流に制限することができる。ただし、放電制御に用いる端子間で非飽和領域の電流が相違する場合等にあっては、これら端子間で電位が相違する事態が生じ、ひいては回転機に電流が流れるおそれがある。この点、上記発明では、電圧変更手段を備えることで、こうした事態が生じた場合に、多相回転機に電流が流れることを十分に抑制することができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか一方の非飽和領域の電流がいずれか他方のものよりも小さくなるように前記いずれか一方および前記いずれか他方のそれぞれのスイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を設定するものであって且つ、前記いずれか他方がオン状態となっている間に前記いずれか一方のスイッチング状態を切り替えるようにして、該いずれか一方のオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことで前記両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行うものであることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記判断手段は、前記多相回転機に電流が流れることで前記多相回転機の各端子と前記直流交流変換回路との接続が正常であるか否かを判断する手段を備え、前記変更手段は、前記正常であると判断される場合、前記多相回転機に無効電流を流すことで前記放電制御を行う無効電流制御手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、無効電流制御手段を備えることで多相回転機が回転することを好適に回避しつつ放電制御を行うことができる。

請求項６記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記判断手段は、前記多相回転機に電流が流れることで前記多相回転機が回転するか否かを判断する手段を備え、前記変更手段は、前記回転すると判断される場合、前記放電制御を停止する停止手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、停止手段を備えることで、多相回転機が回転することを好適に回避することができる。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記停止手段は、前記放電制御に伴う前記多相回転機の回転量が所定以上となる場合に前記放電制御を停止することを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記判断手段は、前記多相回転機の回転角度を検出する角度検出手段による回転角度の検出値を用いて前記判断を行うことを特徴とする。

多相回転機に電流が流れることで回転機にトルクが生じると、回転機が回転を開始する。このため、回転角度の変化が検出される場合に多相回転機に電流が流れていると判断することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記判断手段は、前記直流交流変換回路と前記多相回転機の端子との接続経路の電流を検出する相電流検出手段による相電流の検出値に基づき前記判断を行うことを特徴とする。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記判断手段は、前記多相回転機の１の端子に接続される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のそれぞれを流れる電流を検出する素子電流検出手段による電流の検出値の差に基づき前記判断を行うことを特徴とする。

多相回転機の１の端子に接続される高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子を流れる電流に差がある場合、この電流は多相回転機に流れたと考えられる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかる放電制御の態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる放電制御の変更処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかる放電制御の変更処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかる放電制御の変更処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかる放電制御の態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる放電制御の変更処理の手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力変換システムの放電制御装置を車載主機としての回転機に接続される電力変換システムの放電制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、インバータＩＶと、リレーＳＭＲ２および抵抗体１４並びにリレーＳＭＲ１の並列接続体とを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高電圧バッテリ１２は、その端子電圧が例えば百Ｖ以上の高電圧となるものである。また、インバータＩＶ１の入力端子のうち、リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２よりもインバータＩＶ側には、コンデンサ１６および放電抵抗１８が並列接続されている。

インバータＩＶは、パワー素子としての高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。

上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。なお、上記スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子および出力端子間に流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子Ｓｔを備えている。

センス端子Ｓｔの出力する微少電流は、シャント抵抗１９を流れ、これによる電圧降下量が、スイッチング素子Ｓｗ＃（＃＝ｐ，ｎ）を駆動するためのドライブユニットＤＵに取り込まれる。ドライブユニットＤＵは、シャント抵抗１９における電圧降下量に基づき、スイッチング素子Ｓｗ＃の入力端子および出力端子間に流れる電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となると判断される場合に、スイッチング素子Ｓｗ＃を強制的にオフ状態とする機能を有する。

一方、制御装置３０は、低電圧バッテリ２０を電源とする電子制御装置である。制御装置３０は、制御対象としてのモータジェネレータ１０の制御量を制御すべく、上記インバータＩＶを操作する。詳しくは、制御装置３０は、モータジェネレータ１０の回転角度θを検出する回転角度センサ２４や、モータジェネレータ１０を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ２６等の各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについてのスイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、スイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、それらの導通制御端子（ゲート）に接続されるドライブユニットＤＵを介して制御装置３０により操作される。また、制御装置３０は、自身に作用する力に基づき加速度を検出する加速度検出手段（Ｇセンサ２２）の検出値に基づき、車両の衝突を検知し、衝突が検知された場合、コンデンサ１６を強制的に放電させる処理を行なうべく、Ｕ相およびＶ相のスイッチング素子Ｓｗｐ，ＳｗｎのドライブユニットＤＵに異常時放電指令ｄｉｓをそれぞれ出力する。

ちなみに、インバータＩＶを備える高電圧システムと、制御装置３０を備える低電圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ、＃＝ｐ，ｎ）や、異常時放電指令ｄｉｓは、絶縁手段を介して高電圧システムに出力される。

図２に、スイッチング素子Ｓｗ＃のドライブユニットＤＵのうち、特にスイッチング素子Ｓｗ＃をオン・オフする駆動回路部の構成を示す。詳しくは、図２（ａ）は、Ｗ相のドライブユニットＤＵの構成を示し、図２（ｂ）は、Ｕ相およびＶ相の下側アームのドライブユニットＤＵの構成を示し、図２（ｃ）は、Ｕ相およびＶ相の上側アームのドライブユニットＤＵの構成を示す。

図２（ａ）に示されるように、Ｗ相のドライブユニットＤＵは、端子電圧ＶＨの電源４０を備え、電源４０の電圧が充電用スイッチング素子４２およびゲート抵抗４４を介してスイッチング素子Ｓｗ＃の導通制御端子（ゲート）に印加される。また、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートは、ゲート抵抗４４および放電用スイッチング素子４６を介してスイッチング素子の出力端子（エミッタ）に接続され、これがゲートの放電経路となる。充電用スイッチング素子４２や放電用スイッチング素子４６は、操作信号ｇｗ＃に応じて駆動制御部４８によってオン・オフ操作される。これにより、スイッチング素子Ｓｗ＃は、駆動制御部４８によってオン・オフ操作されることとなる。

一方、Ｕ相やＶ相の下側アームのドライブユニットＤＵは、図２（ｂ）に示されるように、基本的には、先の図２（ａ）に示したものと同一であるものの、駆動制御部４８に、ＯＲ回路４９による操作信号ｇｊｎ（ｊ＝ｕ，ｖ）と異常時放電指令ｄｉｓとの論理和信号が入力されるようになっている。

また、Ｕ相の上側アームのドライブユニットＤＵは、図２（ｃ）に示されるように、基本的には、先の図２（ａ）に示したものと同一であるものの、端子電圧ＶＨの電源４０に加えて、電源４０の電圧を降圧するレギュレータ５０を備えて、端子電圧ＶＨよりも低い出力電圧ＶＬをスイッチング素子Ｓｗｐに印加可能とされている。詳しくは、電源４０の出力端子およびレギュレータ５０の出力端子は、異常時放電指令ｄｉｓに応じて切り替えられるセレクタ４７によって選択的に充電用スイッチング素子４２に接続される。具体的には、異常時放電指令ｄｉｓが出力されない通常時においては、電源４０が充電用スイッチング素子４２に接続され、異常時放電指令ｄｉｓが出力される異常時においてはレギュレータ５０が充電用スイッチング素子４２に接続される。

図３に、異常時放電指令ｄｉｓに基づく放電制御の態様を示す。詳しくは、図３（ａ）に、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの状態の推移を示し、図３（ｂ）に、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの状態の推移を示し、図３（ｃ）に、Ｖ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの状態の推移を示し、図３（ｄ）に、Ｖ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの状態の推移を示し、図３（ｅ）に、コンデンサ１６の充電電圧の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、Ｕ相およびＶ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持した状態で、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを、オン状態およびオフ状態に周期的に切り替える。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方が同時期にオン状態となる期間が存在し、この期間においてコンデンサ１６の両電極間がスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを介して短絡状態とされることで、コンデンサ１６が放電される。

この際、先の図２に示したドライブユニットＤＵの構成の故に、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧の方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート印加電圧よりも低くなる。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、非飽和領域において駆動されて且つ、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎは、飽和領域において駆動されることとなる。これは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐよりも低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート印加電圧を高くしたために、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎよりも非飽和領域の電流が小さくなるためである。これにより、放電制御によって高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流は高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流に制限されることとなる。

上記放電制御は、車両の衝突時等に行われる異常時放電制御である。ただし、本実施形態では、車両が通常時において停止し、リレーＳＭＲ１が開状態に切り替えられた際にも、モータジェネレータ１０に無効電流を流すことで放電制御を行なう。これにより、放電抵抗１８によるコンデンサ１６の放電よりも迅速にコンデンサ１６を放電させることができる。ちなみに、放電抵抗１８は、例えば車両の牽引等によってモータジェネレータ１０が発電状態となりコンデンサ１６が充電される等の不測の事態に備えたものである。

なお、上記異常時放電制御時において、モータジェネレータ１０に無効電流を流す手法を採用しないのは、衝突によってインバータＩＶとモータジェネレータ１０とを接続する電気経路が断線するおそれがあるためである。このため、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とする処理を採用することで、インバータＩＶのみによってコンデンサ１６の放電を可能とする。ここで、複数の相のスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを用いたのは、放電制御に用いるスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの温度が過度に上昇しないようにすることとコンデンサ１６を迅速に放電することとの両立を図るためである。すなわち、１相のみによって異常時放電制御を行う場合、コンデンサ１６の充電エネルギが単一のスイッチング素子Ｓｗｐのジュール熱に変換されることとなるため、このスイッチング素子Ｓｗｐの温度が上昇しやすい。これを回避するためには、先の図３に示した隣接する一対の放電期間の間の時間を伸長させることが必要となるが、この場合には、異常時放電制御に要する時間が伸長する。これに対し、複数相のスイッチング素子を用いることで、コンデンサ１６の充電エネルギを、これら各相のスイッチング素子に分配することができ、ひいては異常時放電制御を迅速に行いつつもスイッチング素子Ｓｗｐの温度上昇量を低減することができる。

ただし、複数相のスイッチング素子を用いる場合、これらのうちの１相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐから他の相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎに電流が流れることでモータジェネレータ１０が回転するおそれがある。これは、Ｕ相とＶ相とでドライブユニットＤＵに個体差が生じることで、レギュレータ５０の出力電圧ＶＬにばらつきが生じたり、Ｕ相とＶ相とでスイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎに個体差が生じたりするためである。

そこで本実施形態では、異常時放電制御に際して、図４に示す処理によってモータジェネレータ１０が回転するおそれがある場合には、放電制御態様を変更する。詳しくは、先の図２（ｃ）のレギュレータ５０の出力電圧ＶＬを変更すべく、制御装置３０から高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐ用のドライブユニットＤＵに電圧変更指令信号Ｒｖを出力する。図４は、本実施形態にかかる放電制御の変更処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、上記電流センサ２６の検出値に基づき、Ｕ相およびＶ相間に電流が流れているか否かを判断する。そして、ステップＳ１０において肯定判断される場合、モータジェネレータ１０に電流が流れることでモータジェネレータ１０が回転するおそれがあることから、ステップＳ１２に移行する。ステップＳ１２においては、上記電流がＵ相からＶ相に流れているか否かを判断する。そして、ステップＳ１２において肯定判断される場合、ステップＳ１４において、Ｕ相のレギュレータ５０の出力電圧ＶＬを低下操作する。すなわち、ステップＳ１２において肯定判断される場合、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのコレクタエミッタ間電圧ＶｃｅはＵ相の方がＶ相と比較して小さいと考えられることから、Ｕ相のゲート電圧Ｖｇｅを低下させてＵ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのコレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅを低下させる。一方、ステップＳ１２において否定判断される場合には、ステップＳ１６において、Ｖ相のレギュレータ５０の出力電圧ＶＬを低下操作する。

なお、ステップＳ１４、Ｓ１６の処理が完了する場合や、ステップＳ１０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）異常時放電制御によってモータジェネレータ１０に電流が流れると判断される場合、レギュレータ５０の出力電圧ＶＬを変更した。これにより、モータジェネレータ１０に電流が流れることを十分に抑制することができる。

（２）異常時放電制御時において、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲートに高電圧（端子電圧ＶＨ）を印加してオン状態に維持した状態で、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲートに低電圧（出力電圧ＶＬ）を断続的に印加してオン・オフ操作を繰り返すことで異常時放電制御を行った。これにより、オン・オフ操作を繰り返す側のゲート・エミッタ間の電位を安定させることができる等、異常時放電制御を好適に行なうことができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０に電流が流れることでモータジェネレータ１０とインバータＩＶとの接続経路が正常であると判断される場合、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とする処理からモータジェネレータ１０への無効電流の通電に切り替える。

図５に、本実施形態にかかる無効電流通電への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、異常時放電制御がなされる場合に実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、異常時放電制御にＵ相およびＶ相を用いる旨を示すＵＶ利用フラグがオフ状態となっているか否かを判断する。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合、ステップＳ２２において、Ｕ相およびＶ相において、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで、異常時放電制御を行う。そして、ステップＳ２４では、回転角度センサ２４によって検出される回転角度θが変化したか否かを判断する。この処理は、異常時放電制御によってモータジェネレータ１０に電流が流れたか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２４において肯定判断される場合、ステップＳ２６においてＵＶ利用フラグをオフする。

続くステップＳ２８では、Ｖ相およびＷ相の双方をオン状態とすることで、異常時放電制御を行う。そして、ステップＳ３０では、回転角度センサ２４によって検出される回転角度θが変化したか否かを判断する。この処理は、異常時放電制御によってモータジェネレータ１０に電流が流れたか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ３２において異常時放電制御にＶ相およびＷ相を用いる旨を示すＶＷ利用フラグをオフする。

一方、上記ステップＳ２０において肯定判断される場合、ステップＳ３４において、ＶＷ利用フラグがオフとなっているか否かを判断する。そして、ステップＳ３４において否定判断される場合、ステップＳ２８に移行する。一方、ステップＳ３４において肯定判断される場合、ステップＳ３６に移行し、モータジェネレータ１０に無効電流を流すことでコンデンサ１６を放電する。すなわち、ステップＳ３４において肯定判断される場合には、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の全てについてモータジェネレータ１０とインバータＩＶとの接続が正常であると考えられることから、コンデンサ１６の放電制御をモータジェネレータ１０の無効電流通電に切り替える。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（２）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（３）異常時放電制御を行ってみることでモータジェネレータ１０とインバータＩＶとの接続が正常であると判断される場合、モータジェネレータ１０に無効電流を流すことでコンデンサ１６を放電させた。これにより、モータジェネレータ１０が回転することを好適に回避しつつ放電制御を行うことができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、異常時放電制御によってモータジェネレータ１０が回転する場合、異常時放電制御自体を停止する。

図６に、本実施形態にかかる異常時放電制御の停止処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、異常時放電制御中であるか否かを判断する。そしてステップＳ４０において肯定判断される場合、ステップＳ４２において、回転角度θの変化量が規定量以上であるか否かを判断する。そして、ステップＳ４２において肯定判断される場合、ステップＳ４４において、放電制御を停止する。

なお、ステップＳ４４の処理が完了する場合や、ステップＳ４０、Ｓ４２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（２）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（４）異常時放電制御によってモータジェネレータ１０が規定量以上回転する場合、異常時放電制御を停止した。これにより、モータジェネレータ１０が回転することを好適に回避することができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、異常時放電制御を、図７に示す態様にて実行する。ここで、図７（ａ）〜図７（ｄ）は、先の図３（ａ）〜図３（ｄ）に対応している。本実施形態では、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とする放電制御と、Ｖ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とする放電制御とを交互に行う。この際、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎともに、ゲート印加電圧を端子電圧ＶＨとする代わりに、上記双方をオン状態とする各１回の時間を短くする。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方ともに飽和領域で駆動される。ちなみに、上記各１回の時間は、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方を流れる電流が上記閾値電流Ｉｔｈに達しない程度に設定されることが望ましい。

こうした態様にて放電制御を行う場合であっても、ドライブユニットＤＵやスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの個体差等に起因してＵ相とＶ相とで、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とする期間が重複する場合には、モータジェネレータ１０に電流が流れるおそれがある。

そこで本実施形態では、モータジェネレータ１０に電流が流れる場合に、異常時放電制御を停止する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、Ｕ相とＶ相とのそれぞれの低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔの出力電流に基づき検出されたそれらのコレクタ電流Ｉｃが、高電位側のドライブユニットＤＵに入力される。高電位側のドライブユニットＤＵでは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのセンス端子Ｓｔの出力電流に基づき検出されたコレクタ電流と、入力されたコレクタ電流との差電流ΔＩｕ，ΔＩｖをそれぞれ制御装置３０に出力する。ここで、差電流ΔＩｕ，ΔＩｖは、モータジェネレータ１０に電流が流れているか否かを判断するためのパラメータである。すなわち、異常時放電制御時において、モータジェネレータ１０に電流が流れていないなら、これら差電流ΔＩｕ、ΔＩｖは、ゼロとなる。これに対し、これら差電流ΔＩｕ，ΔＩｖの絶対値がゼロよりも大きいなら、モータジェネレータ１０に電流が流れていると考えられる。

図９に、本実施形態にかかる異常時放電制御の停止処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、差電流ΔＩｊ（ｊ＝ｕ，ｖ）の絶対値が閾値Δｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、モータジェネレータ１０に電流が流れるか否かを判断するためのものである。そしてステップＳ５０において肯定判断される場合、ステップＳ５２において、異常時放電制御を停止する。なお、ステップＳ５２の処理が完了する場合や、ステップＳ５０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「電圧変更手段について」
非飽和領域で駆動される側のスイッチング素子（スイッチング素子Ｓｗｐ）のゲート印加電圧を低減操作するものに限らず、非飽和領域で駆動される側のスイッチング素子のゲート印加電圧を増大操作するものであってもよい。これは、例えば先の図４のステップＳ１２において肯定判断される場合にＶ相のゲート印加電圧を増大操作することで実現することができる。

非飽和領域で駆動される側のスイッチング素子（スイッチング素子Ｓｗｐ）のゲート印加電圧を変更するものにも限らない。例えば飽和領域で駆動される側のスイッチング素子（スイッチング素子Ｓｗｎ）のゲート印加電圧を変更するものであってもよい。

電圧変更手段としては、非飽和領域でスイッチング素子を駆動させる場合に適用されるものに限らない。例えば先の第４の実施形態にかかる放電制御において適用してもよい。また、第４の実施形態における放電制御を変更して、Ｕ相およびＶ相を用いた放電期間を同一に制御する場合に電圧変更手段を適用してもよい。

電圧変更手段は、制御装置３０によって構成されるものに限らない。例えば上側アームのドライブユニットＤＵによって構成されるものであってもよい。この場合、例えば電流センサ２６の検出値をドライブユニットＤＵに入力すればよい。もっとも、モータジェネレータ１０を介して電流が流れたことを示す入力パラメータとしては、電流センサ２６の検出値に限らず、例えば回転角度センサ２４の検出値であってもよい。

「判断手段について」
スイッチング素子を流れる電流の検出手段としては、センス端子Ｓｔの出力する微少電流を検出するものに限らない。例えば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子の直列接続体とモータジェネレータ１０との接続点よりも高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐ側および低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎ側のそれぞれに、ホール素子等の電流センサを設けてもよい。センス端子Ｓｔの出力する電流によるスイッチング素子を流れる電流の検出精度がスイッチング素子を非飽和領域で駆動することで低下することに鑑みれば、非飽和領域を利用して放電制御を行う場合には、上記電流センサの利用が特に有効である。

なお、判断手段の具体的な手法と変更手段の具体的な手法との組み合わせは、上記各実施形態において例示したものに限らない。

「直流交流変換回路について」
放電制御に際して高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方がオン状態とされる直流交流変換回路（インバータＩＶ）としては、車載主機としての回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものに限らない。例えば、空調装置の備える回転機等、主機以外の回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものであってもよい。

高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐや低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。

「非飽和領域でスイッチング素子を駆動させる手法について」
低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に保った状態で高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理にて放電制御を行うものに限らない。例えば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐをオン状態に保った状態で低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものであってもよい。ただし、この場合であっても、オン状態およびオフ状態を複数回繰り返す側のゲート印加電圧の方を低く設定し、非飽和領域で動作させることが望ましい。また、例えば高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの同時のオン状態および同時のオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものであってもよい。ここでも、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの少なくとも一方を非飽和領域で動作させるべくゲート印加電圧を調節する。また、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方を、放電制御期間において一度だけオン状態とするものであってもよい。

「スイッチング素子のオン状態となる時間の制限による電流制限について」
上記第４の実施形態において例示したように、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの双方をオン状態とする相を、交互にＵ相およびＶ相とするものに限らない。例えばＵ相、Ｖ相およびＷ相に順次切り替えるものであってもよい。また、複数相において、同時に、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの双方をオン状態としてもよい。この場合であっても、実際にオン状態に切り替わるタイミングや実際にオフ状態に切り替わるタイミングが複数の相で相違する場合や、上側アームのコレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅが相間で相違する場合には、モータジェネレータ１０を介して電流が流れるおそれがあるため、本発明の適用は有効である。

「放電制御手段について」
高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで行われる放電制御を、異常時に限らず、通常時において、リレーＳＭＲ１を開状態に切り替える都度行ってもよい。

「そのほか」
・インバータＩＶの入力端子に高電圧バッテリ１２が直接接続される構成に限らない。例えば、リアクトルと、リアクトルを介してコンデンサ１６に並列接続されるスイッチング素子と、フリーホイールダイオードと、スイッチング素子とフリーホイールダイオードとの直列接続体に接続されるコンデンサとを備える昇圧コンバータを、インバータＩＶの入力端子に接続させてもよい。この場合、昇圧コンバータの出力端子に接続されたコンデンサとコンデンサ１６とが放電制御の対象となり、コンデンサ１６の電圧は、昇圧コンバータのコンデンサの電圧が低下するに連れてフリーホイールダイオードを介して放電されることとなる。

・放電制御装置としては、車両に搭載されるものに限らず、例えば住宅に設けられる直流電源の電力を交流に変換する電力変換システムに適用されるものであってもよい。この場合、異常時とは、例えば地震等が検地された場合とすればよい。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１６…コンデンサ、３０…制御装置、Ｓｗｐ…高電位側のスイッチング素子、Ｓｗｎ…低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎ。

Claims (10)

1. 多相回転機の各端子をキャパシタの一対の電極の一方および他方に選択的に接続するための高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備える直流交流変換回路と、前記直流交流変換回路および前記キャパシタと直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置において、
   前記放電制御に伴って前記多相回転機に電流が流れるか否かを判断する判断手段と、
   前記多相回転機に電流が流れると判断される場合に前記放電制御の態様を変更する変更手段とを備えることを特徴とする電力変換システムの放電制御装置。
2. 前記放電制御手段は、前記多相回転機の複数の端子のそれぞれに接続される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を用いて前記放電制御を行うものであり、
   前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子は、いずれも電圧制御形のスイッチング素子であり、
   前記変更手段は、前記多相回転機に電流が流れると判断される場合、前記放電制御に用いられるスイッチング素子の導通制御端子に対する印加電圧を変更する電圧変更手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換システムの放電制御装置。
3. 前記放電制御手段による放電制御は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方の非飽和領域の電流が、前記直流交流変換回路が本来の目的で使用される場合よりも小さくなるように前記少なくとも一方の導通制御端子に印加される電圧を設定しつつなされるものであることを特徴とする請求項２記載の電力変換システムの放電制御装置。
4. 前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか一方の非飽和領域の電流がいずれか他方のものよりも小さくなるように前記いずれか一方および前記いずれか他方のそれぞれのスイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を設定するものであって且つ、前記いずれか他方がオン状態となっている間に前記いずれか一方のスイッチング状態を切り替えるようにして、該いずれか一方のオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことで前記両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行うものであることを特徴とする請求項３記載の電力変換システムの放電制御装置。
5. 前記判断手段は、前記多相回転機に電流が流れることで前記多相回転機の各端子と前記直流交流変換回路との接続が正常であるか否かを判断する手段を備え、
   前記変更手段は、前記正常であると判断される場合、前記多相回転機に無効電流を流すことで前記放電制御を行う無効電流制御手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換システムの放電制御装置。
6. 前記判断手段は、前記多相回転機に電流が流れることで前記多相回転機が回転するか否かを判断する手段を備え、
   前記変更手段は、前記回転すると判断される場合、前記放電制御を停止する停止手段を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換システムの放電制御装置。
7. 前記停止手段は、前記放電制御に伴う前記多相回転機の回転量が所定以上となる場合に前記放電制御を停止することを特徴とする請求項６記載の電力変換システムの放電制御装置。
8. 前記判断手段は、前記多相回転機の回転角度を検出する角度検出手段による回転角度の検出値を用いて前記判断を行うことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
9. 前記判断手段は、前記直流交流変換回路と前記多相回転機の端子との接続経路の電流を検出する相電流検出手段による相電流の検出値に基づき前記判断を行うことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。
10. 前記判断手段は、前記多相回転機の１の端子に接続される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のそれぞれを流れる電流を検出する素子電流検出手段による電流の検出値の差に基づき前記判断を行うことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電制御装置。

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