JP5565087B2 - 電力変換システムの放電装置 - Google Patents

Description

本発明は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電装置に関する。

例えば車載主機としてのモータジェネレータに接続されるインバータ等は、その入力電圧が非常に高くなるため、通常、車載制御装置等によって構成される車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムとされる。そして、インバータの各スイッチング素子の駆動回路の電源は、車載低電圧システム内のバッテリに１次側が接続された絶縁型コンバータによって構成される。

ところで、上記インバータの入力端子には、通常、インバータの一対の入力端子間の電圧を平滑化する等の目的でコンデンサが接続される。そして、このコンデンサは、インバータの停止時に放電することが望まれる。

そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子とを同時にオン状態とすることで、インバータの入力端子に接続されるコンデンサの両電極を短絡し、コンデンサを放電させるものも提案されている。

特開２００９−２３２６２０号公報

ただし、例えば車両が衝突した場合等、車両に異常が生じることで低電圧システムと高電圧システムとの接続が遮断されると、駆動回路の電力供給ができず、ひいては上記放電制御を実行することができなくなるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタとを備えるシステムが搭載される部材に異常が生じる場合であっても、キャパシタの放電制御を好適に実行することができる電力変換システムの放電制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電装置において、前記放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を駆動対象とする駆動手段を備え、前記高電位側のスイッチング素子の駆動手段および前記低電位側のスイッチング素子の駆動手段のうちの少なくとも一方は、前記放電制御手段による放電制御時において駆動対象とするスイッチング素子を駆動する放電処理手段と、それ以外の所定の処理を行なう所定処理手段と、前記放電制御手段による放電制御時において前記放電処理手段の電源によって前記所定処理手段に対する電力供給がなされることを禁止する禁止手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、放電制御時において駆動手段の消費電力を低減することができる。このため、放電処理手段の電源の発熱を低減したり、放電処理手段の電源の供給可能電力が限られている場合であっても放電制御を確実に行なったりすることができる。

第２の発明は、第１の発明において、前記禁止手段は、前記放電処理手段の電源である第１電源と前記所定処理手段の電源である第２電源とを各別の電源とするものであることを特徴とする。

上記発明では、禁止手段を適切に構成することができる。

第３の発明は、第２の発明において、前記放電処理手段および前記所定処理手段は、共通の集積回路にて構成され、前記禁止手段は、前記集積回路のうちの前記放電処理手段の電源端子と前記所定処理手段の電源端子とを各別の端子とすることを特徴とする。

第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、前記放電制御手段によって操作される前記低電位側のスイッチング素子を駆動対象とする駆動手段は、前記禁止手段を備えて且つ、その放電処理手段の電源は、前記キャパシタの電圧を降圧するシリーズレギュレータを備えて構成され、その所定処理手段の電源は、前記シリーズレギュレータとは別のものであることを特徴とする。

シリーズレギュレータは、電力損失が大きいことから出力電力が大きくなると発熱量が過度に大きくなるおそれがある。この点、上記発明では、禁止手段を備えることで発熱量を抑制することができる。

第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明において、前記電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段を備え、前記放電制御手段は、前記判断手段によって異常が生じたと判断される場合に前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する異常時放電制御手段であることを特徴とする。

第６の発明は、第１〜５のいずれか１つの発明において、前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることにより前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御することを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるドライブユニットの構成を示す回路図。 同実施形態にかかる放電制御を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるドライブユニットの構成を示す回路図。 上記各実施形態の変形例にかかるシステム構成図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力変換システムの放電装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、インバータＩＶと、リレーＳＭＲ２および抵抗体１４並びにリレーＳＭＲ１の並列接続体とを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高電圧バッテリ１２は、その端子電圧が例えば百Ｖ以上の高電圧となるものである。また、インバータＩＶ１の入力端子のうち、リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２よりもインバータＩＶ側には、コンデンサ１６が並列接続されている。

インバータＩＶは、パワー素子としての高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。

上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。なお、上記スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。

一方、制御装置３０は、低電圧バッテリ２０を電源とする電子制御装置である。制御装置３０は、制御対象としてのモータジェネレータ１０の制御量を制御すべく、上記インバータＩＶを操作する。詳しくは、制御装置３０は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについてのスイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、スイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、それらの導通制御端子（ゲート）に接続されるドライブユニットＤＵを介して制御装置３０により操作される。

ちなみに、インバータＩＶを備える高電圧システムと、制御装置３０を備える低電圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ、＃＝ｐ，ｎ）は、絶縁手段を介して高電圧システムに出力される。

上記ドライブユニットＤＵは、通常時用フライバックコンバータＦＢｎを電源とするものである。通常時用フライバックコンバータＦＢｎは、低電圧バッテリ２０の電力を上側アームや下側アームに供給するための絶縁型コンバータである。すなわち、トランス３２の１次側コイル３２ａには、電源用スイッチング素子３４が閉操作されることで低電圧バッテリ２０のエネルギが蓄えられる。この際、２次側コイル３２ｂにおいては、電流が流れることがダイオード３６によって阻止される。これに対し、電源用スイッチング素子３４が開操作されることで２次側コイル３２ｂに電流が流れ、通常時用コンデンサ３８が充電される。この通常時用コンデンサ３８の充電エネルギが、ドライブユニットＤＵの消費エネルギとなる。なお、図１には、通常時用フライバックコンバータＦＢｎがＵ相の上下アームのドライブユニットＤＵの電源となることのみが示されているが、実際には、Ｖ相、Ｗ相のドライブユニットＤＵの電源ともなっている。このため、トランス３２の２次側コイル３２ｂは、実際には６個である。

ところで、制御装置３０は、自身に作用する力に基づき加速度を検出する加速度検出手段（Ｇセンサ２２）の検出値に基づき、車両の衝突を検知し、衝突が検知された場合、コンデンサ１６を強制的に放電させる処理を行なわせる機能を有する。この異常時放電制御に際しては、車両に異常が生じていることから、通常時用フライバックコンバータＦＢｎがドライブユニットＤＵの電源として機能しないおそれがある。そこで本実施形態では、異常時放電制御時におけるドライブユニットＤＵの電源として、コンデンサ１６の電圧を降圧するシリーズレギュレータ４０と、シリーズレギュレータ４０の出力を入力とする放電用フライバックコンバータＦＢｄとを別途備えている。

シリーズレギュレータ４０は、複数（ここでは、４個を例示）の抵抗体４４とツェナーダイオード４８との直列接続体を備えており、これがコンデンサ１６に並列接続されている。そして、抵抗体４４には、複数のＮチャネルＭＯＳ型電界効果トランジスタ（スイッチング素子４２）が並列接続されている。ここで、最高電位のスイッチング素子４２の入力端子と導通制御端子との間には、最高電位の抵抗体４４が接続され、中間のスイッチング素子４２の導通制御端子同士は、抵抗体４４によって接続されている。さらに、最低電位のスイッチング素子４２の導通制御端子と出力端子間は、抵抗体４６によって接続されている。

上記ツェナーダイオード４８には、フォトカプラ５４の２次側のフォトトランジスタの入力端子および出力端子が並列接続されている。これにより、フォトカプラ５４がオンとなることで、ツェナーダイオード４８がオフとなり、スイッチング素子４２はオフ状態となる。これに対し、フォトカプラ５４がオフとなると、ツェナーダイオード４８がオン状態となり、シリーズレギュレータ４０の出力電圧がツェナーダイオード４８のブレークダウン電圧まで上昇する。そしてシリーズレギュレータ４０の出力電流がゼロよりも大きくなる場合、抵抗体４６に電流が流れることから、その電圧降下によって、最低電位のスイッチング素子４２がオンする。この際、抵抗体４４は、最低電位以外のスイッチング素子４２の入力端子および導通制御端子間の電圧を抵抗体４６の電圧降下量とするように機能する。このため、全てのスイッチング素子４２がオン状態に切り替わる。この際、これらスイッチング素子４２は非飽和領域で動作し、各スイッチング素子４２の出力端子および入力端子間の電圧は、コンデンサ１６の電圧からツェナーダイオード４８のブレークダウン電圧を減算した値をスイッチング素子４２の数によって均等分割した値程度となる。

上記フォトカプラ５４の１次側のフォトダイオードは、制御装置３０によって出力される異常時放電指令ｄｉｓが論理「Ｈ」となることでオン状態となる。異常時放電指令ｄｉｓは、制御装置３０が起動されている状況下、衝突が生じない限り論理「Ｈ」とされる。これは、衝突が生じて制御装置３０によってフォトカプラ５４を操作することができなくなった場合であっても、シリーズレギュレータ４０をオン状態とするための設定である。

一方、放電用フライバックコンバータＦＢｄは、電源用スイッチング素子６４が閉状態とされることで、トランス６０の１次側コイル６０ａにシリーズレギュレータ４０の出力エネルギを蓄える。この際、トランス６０の２次側コイル６０ｂにおいては、ダイオード６６によって電流の流れが阻止される。そして、電源用スイッチング素子６４が開状態となることで、ダイオード６６を介して放電用コンデンサ６８に電流が出力される。なお、放電用フライバックコンバータＦＢｄの出力電圧（放電用コンデンサ６８の出力電圧）は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧程度となるように、電源用スイッチング素子６４のオン・オフの１周期に対するオン時間の時比率が下側アームのドライブユニットＤＵによって操作される。この処理は、シリーズレギュレータ４０の出力電圧がＵ相下側アームのドライブユニットＤＵに印加されることをトリガとして行われる。

図２に、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子ＳｗｐのドライブユニットＤＵの構成を示す。なお、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子ＳｗｎのドライブユニットＤＵの構成についてもこれとほぼ同一であり、相違点については適宜説明する。

図示されるように、ドライブユニットＤＵは、集積回路７０を備えている。集積回路は、「スイッチング素子Ｓｗｐの通常時用オン・オフ手段」、「過電流保護手段」、「過熱保護手段」、「温度情報送信手段」、「オフ保持手段」および「スイッチング素子Ｓｗｐの放電時用オン・オフ手段」を備えている。以下では、これらの順に説明した後、ドライブユニットＤＵの電源について説明する。
「スイッチング素子Ｓｗｐの通常時用オン・オフ手段」
通常時用コンデンサ３８の電圧は、ダイオード１０７を介して集積回路７０の電源端子Ｔ６に取り込まれる。集積回路７０は、電源端子Ｔ６と、端子Ｔ１とを接続する充電用スイッチング素子７２を備え、充電用スイッチング素子７２およびゲート抵抗７４を介して電源端子Ｔ６の電圧がスイッチング素子Ｓｗ＃の導通制御端子（ゲート）に印加される。また、スイッチング素子Ｓｗｐのゲートは、ゲート抵抗７４、放電用スイッチング素子７６および端子Ｔ５を介してスイッチング素子の出力端子（エミッタ）に接続され、これがゲートの放電経路となる。充電用スイッチング素子７２や放電用スイッチング素子７６は、操作信号ｇｕｐに応じて通常時用駆動制御部７８によってオン・オフ操作される。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐは、通常時用駆動制御部７８によってオン・オフ操作されることとなる。
「過電流保護手段」
スイッチング素子Ｓｗｐに過度に大きな電流が流れることを阻止する手段である。

スイッチング素子Ｓｗｐは、その入力端子および出力端子間を流れる電流と正の相関を有する微少電流を出力するセンス端子Ｓｔを備えている。センス端子Ｓｔは、シャント抵抗１９を介してスイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続されている。シャント抵抗１９による電圧降下量は、端子Ｔ２を介して、コンパレータ８２の非反転入力端子に取り込まれる。一方、コンパレータ８２の反転入力端子には、基準電源８３の閾値電圧Ｖｒｅｆが印加されている。これにより、コレクタ電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となることで、コンパレータ８２が論理「Ｌ」から論理「Ｈ」に反転する。コンパレータ８２の論理「Ｈ」の信号は、フェール信号ＦＬとして、ディレイ８４に取り込まれる。ディレイ８４は、入力信号が所定時間に渡って論理「Ｈ」となることで、スイッチング素子Ｓｗｐを強制的にオフ状態とすべく、論理「Ｈ」の信号をソフト遮断用スイッチング素子８６の導通制御端子に出力するとともに、停止信号ＡＥを通常時用駆動制御部７８に出力するものである。ここで、停止信号ＡＥは、通常時用駆動制御部７８による充電用スイッチング素子７２及び放電用スイッチング素子７６の駆動を停止させるための信号である。

上記ソフト遮断用スイッチング素子８６の出力端子は、端子Ｔ５を介してスイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続され、入力端子は、ソフト遮断用抵抗体８５、端子Ｔ１、ゲート抵抗７４を介して、スイッチング素子Ｓｗｐのゲートに接続される。これにより、コレクタ電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となる状態が所定時間以上継続することで、ソフト遮断用スイッチング素子８６がオンとされ、ソフト遮断用抵抗体８５及びゲート抵抗７４を介して、スイッチング素子Ｓｗｐのゲートの電荷が放電される。ここで、ソフト遮断用抵抗体８５は、放電経路の抵抗値を放電用スイッチング素子７６を備える経路よりも高抵抗とするためのものである。

上記コンパレータ８２の出力信号は、更に、スイッチング素子８１のゲートに印加される。スイッチング素子８１は、その一方の端子がスイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続され、他方の端子がツェナーダイオード８０のアノード側に接続される。ツェナーダイオード８０のカソード側は、端子Ｔ１に接続される。これにより、コンパレータ８２の出力信号が論理「Ｈ」となると、スイッチング素子８１がオン状態となるため、スイッチング素子Ｓｗｐのゲートの電圧は、ツェナーダイオード８０のブレークダウン電圧程度に制限されることとなる。これにより、コレクタ電流が制限される。

こうした構成によれば、スイッチング素子Ｓｗｐを過電流が流れる場合には、まずツェナーダイオード８０がオン状態とされることで、スイッチング素子Ｓｗｐのゲート電圧が低下する。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐを流れる電流を制限することができる。そしてその後、過電流が所定時間継続する場合には、ソフト遮断用スイッチング素子８６がオン状態とされることから、スイッチング素子Ｓｗｐが強制的にオフとされる。
「過熱保護手段」
スイッチング素子Ｓｗｐの温度が過度に高くなることを回避すべく、温度が高くなる場合にオン状態となることを禁止する手段である。

定電流源９０は、電源端子Ｔ９（通常時用コンデンサ３８）を電源とする。定電流源９０の出力電流は、端子Ｔ３を介してスイッチング素子Ｓｗｐの温度を検出する感温ダイオードＳＤに入力される。ここで、感温ダイオードＳＤの電圧は、検出される温度と負の相関を有する。一方、端子Ｔ３の電圧は、コンパレータ９１の反転入力端子に印加される。コンパレータ９１の非反転入力端子には、電源９２の電圧が印加される。これにより、感温ダイオードＳＤによって検出される温度が規定温度以上となることで、コンパレータ９１からスイッチング素子Ｓｗｐの停止指令信号が通常時用駆動制御部７８に出力されることとなる。
「温度情報送信手段」
端子Ｔ３の電圧は、コンパレータ９３の非反転入力端子にも印加される。コンパレータ９３の反転入力端子には、発振器９４のキャリアが入力される。これにより、コンパレータ９３の出力信号ＤＴは、論理「Ｈ」および論理「Ｌ」をキャリア周期で繰り返しつつも、周期に対する論理「Ｈ」となる期間の時比率に、感温ダイオードＳＤによって検出される温度情報が重畳されたものとなる。コンパレータ９３の出力信号ＤＴは、端子Ｔ１０および図示しないフォトカプラを介して制御装置３０に伝送される。
「オフ保持手段」
ドライブユニットＤＵにあって集積回路７０の外には、スイッチング素子Ｓｗｐのゲート及びエミッタ間を短絡するためのオフ保持用スイッチング素子９６が設けられている。オフ保持用スイッチング素子９６は、スイッチング素子Ｓｗｐのゲート及びエミッタ間を低抵抗にて接続すべく、スイッチング素子Ｓｗｐに極力近接して設けられている。そして、スイッチング素子Ｓｗｐのゲート及びエミッタ間を接続させる経路のうち、オフ保持用スイッチング素子９６を備える経路のインピーダンスは、ゲート抵抗７４および放電用スイッチング素子７６を備える経路のインピーダンスよりも低くなるように設定されている。これは、上記操作信号ｇｕｐに応じてスイッチング素子Ｓｗｐがオフ状態とされている際、スイッチング素子Ｓｗｐの入力端子（コレクタ）や出力端子（エミッタ）とゲートとの間の寄生容量を介してゲートに高周波ノイズが重畳することでスイッチング素子Ｓｗｐが誤ってオン状態となることを回避するためのものである。

上記オフ保持用スイッチング素子９６の導通制御端子は、端子Ｔ４を介して、集積回路７０内のオフ保持回路９５に接続されている。オフ保持回路９５は、端子Ｔ１に印加される電圧に基づき、スイッチング素子Ｓｗｐのゲート電圧をモニタし、この電圧が所定電圧となることで、オフ保持用スイッチング素子９６をオン操作する処理を行うものである。また、通常時用駆動制御部７８から放電用スイッチング素子７６の導通制御端子に出力される信号をモニタし、放電用スイッチング素子７６がオフ操作されることに同期してオフ保持用スイッチング素子９６をオフ操作する処理を行うものでもある。
「スイッチング素子Ｓｗｐの放電時用オン・オフ手段」
異常時放電指令ｄｉｓが論理「Ｌ」となることで、シリーズレギュレータ４０がオンとなって且つ放電用コンデンサ６８が充電されることをトリガとして、スイッチング素子Ｓｗｐをオン・オフ操作するための専用の回路である。

ここで、上記電源端子Ｔ６の電圧ＶＨは、レギュレータ１０６によって降圧されて電圧ＶＬとなる。このレギュレータ１０６は、上側アームのみが備えるものである。ただし、下側アームについては、集積回路７０内にこれを備えるものの使用しない構成としてもよい。これにより、集積回路７０の汎用性を高めることができる。レギュレータ１０６の出力端子は、充電用スイッチング素子１００およびゲート抵抗７４を介してスイッチング素子Ｓｗｐのゲートに印加される。また、ゲートは、ゲート抵抗７４および放電用スイッチング素子１０２を介してスイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続されている。そして、充電用スイッチング素子１００および放電用スイッチング素子１０２は、放電用コンデンサ６８の電圧がモニタ端子Ｔ７に印加されることで異常時用駆動制御部１０４によってオン・オフ操作される。

図３に、異常時放電制御の態様を示す。詳しくは、図３（ａ）に、異常時放電指令ｄｉｓの推移を示し、図３（ｂ）に、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの状態の推移を示し、図３（ｃ）に、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの状態の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを、オン状態およびオフ状態に周期的に切り替える。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方が同時期にオン状態となる期間が存在し、この期間においてコンデンサ１６の両電極間がスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを介して短絡状態とされることで、コンデンサ１６が放電される。

この際、先の図２に示したドライブユニットＤＵの構成の故に、図３（ｄ）および図３（ｅ）に示すように、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧の方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート印加電圧よりも低くなる。ここで、図３（ｄ）は、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移し、図３（ｅ）は、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移を示す。

こうした構成によれば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、非飽和領域において駆動されて且つ、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎは、飽和領域において駆動されることとなる。これにより、放電制御によって高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流は高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流に制限されることとなる。
「ドライブユニットＤＵの電源」
上記のように、ドライブユニットＤＵには、スイッチング素子Ｓｗ＃をオン・オフする手段以外にも様々な手段が搭載されている。ここで、異常時放電制御時においてこれら全てに電力が供給される場合には、シリーズレギュレータ４０の出力電力が増大することとなる。ここで、シリーズレギュレータ４０はスイッチング電源と比較して電力損失が大きい。これは、スイッチング素子４２が非飽和領域で駆動されるためである。このため、ドライブユニットＤＵの消費電力が大きいと、シリーズレギュレータ４０の発熱量が過度に大きくなり、ひいてはその温度が過度に高くなる懸念がある。そこで本実施形態では、先の図２に示すように、集積回路７０の電源を、２つの電源端子Ｔ６，Ｔ９とする。

ここで、電源端子Ｔ６は、スイッチング素子Ｓｗ＃をオン・オフするための処理を行なう手段のためのものである。一方、電源端子Ｔ９は、過電流保護手段、過熱保護手段、温度情報送信手段、およびオフ保持回路９５のためのものである。そして、ダイオード１０７によって通常時用コンデンサ３８と放電用コンデンサ６８との間の電力の授受を禁止することにより、異常時放電制御時においては、過電流保護手段、過熱保護手段、温度情報送信手段、およびオフ保持回路９５をオフすることができる。このため、コンパレータ８２、９１、９３や基準電源８３、オフ保持回路９５を構成する論理回路等によって異常時放電制御中に常時電力が消費されることを回避することができる。なお、下側アームのドライブユニットＤＵについては、ダイオード５２のカソード側にダイオード１０７のカソード側を接続することで、電源端子Ｔ９をシリーズレギュレータ４０から独立させることができる。

ちなみに、図２に示すダイオード１０８は、通常時用コンデンサ３８の電圧がモニタ端子Ｔ７に印加されることを回避するための手段である。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）異常時放電制御時においてその電源によって過電流保護手段、過熱保護手段、温度情報送信手段、オフ保持回路９５に対する電力供給がなされることを禁止した。これにより、異常時放電制御時において、シリーズレギュレータ４０の過度の発熱を好適に回避することができる。

（２）集積回路７０に電源端子Ｔ６とは別の電源端子Ｔ９を備え、電源端子Ｔ９を介して過電流保護手段、過熱保護手段、温度情報送信手段、オフ保持回路９５に対する電力供給を行なった。これにより、異常時放電制御時において、過電流保護手段、過熱保護手段、温度情報送信手段、オフ保持回路９５に電力供給がなされることを好適に禁止することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図４に、Ｕ相のスイッチング素子Ｓｗ＃のドライブユニットＤＵのうち、特に異常時放電制御時において電力が供給される部材の構成を示す。なお、図４において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔから出力される微少電流によるシャント抵抗１９の電圧降下量は、ピークホールド１１０を介してコンパレータ１１２の非反転入力端子に印加される。コンパレータ１１２の反転入力端子には、所定の周波数を有する信号を出力する発振器１１４の出力信号（キャリア）が印加される。これにより、コンパレータ１１２では、上記電圧降下量の方がキャリアよりも大きくなる場合に論理「Ｈ」となる信号を出力する。

上記コンパレータ１１２の出力信号は、発熱制御用操作量Ｍｈとして、フォトカプラ１１６の１次側（フォトダイオード）に出力される。フォトカプラ１１６の２次側（フォトトランジスタ）の出力端子は、スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続され、入力端子は、抵抗体１１８を介して電源端子Ｔ６に接続される。そして、フォトカプラ１１６の出力信号は、上側アームの異常時用駆動制御部１０４に入力される。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、フォトカプラ１１６がオフ状態となる間オン操作されることとなる。

一方、上記ダイオードＳＤのアノード側の電圧は、電圧比較回路１１９に取り込まれ、電圧比較回路１１９の出力信号は、レギュレータ１０６に取り込まれる。そして、レギュレータ１０６では、感温ダイオードＳＤによって検出される温度に応じて、出力電圧ＶＬ（＜ＶＨ）を可変設定する。

このように本実施形態では、異常時放電制御時において、感温ダイオードＳＤによって検出される温度のフィードバック制御と、シャント抵抗１９の電圧降下量としての放電電流に応じた発熱量の制御とを行なう。そしてこれに関連して、上側アームの感温ダイオードＳＤに定電流を出力する定電流源９０の電源を電源端子Ｔ６に変更している。また、放電制御時においても過電流保護手段を機能させるべく、下側アームに限ってその電源を電源端子Ｔ６に変更している。ここで、下側アームに限って過電流保護手段を駆動させるのは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのセンス端子Ｓｔの出力する微少電流によっては放電電流を高精度に検出することができないためである。これは、スイッチング素子Ｓｗｐが非飽和領域で駆動されることと関連している。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
「ドライブユニットＤＵの電源について」
放電制御時におけるドライブユニットＤＵの電源としては、シリーズレギュレータ４０と、放電用フライバックコンバータＦＢｄとに限らない。例えば絶縁型コンバータとしては、フライバックコンバータに限らず、フォワードコンバータであってもよい。また、低電位側の電源をシリーズレギュレータとするものにも限らず、これを絶縁型コンバータとしてもよい。また、絶縁型コンバータに限らず降圧チョッパ回路等としてもよい。これらのスイッチング電源にあっては、スイッチング損失が発熱の大きな要因となり、このスイッチング損失は出力電流が大きいほど大きくなる。このため、こうした場合であっても、放電制御時の消費電力を低減することは有効である。

また、放電制御時におけるドライブユニットＤＵの電源としては、コンデンサ１６の充電電力を変換するものに限らない。例えば、通常時用コンデンサ３８の静電容量を増大させた通常時用フライバックコンバータＦＢｎとしてもよい。これにより、衝突によって通常時用フライバックコンバータＦＢｎによる低電圧システム側のエネルギの供給が不可能となった場合であっても、衝突以前に通常時用コンデンサ３８に蓄えられたエネルギによってドライブユニットＤＵを駆動させることができる。そして、上記各実施形態のように、放電制御時の消費電力を低減するなら、通常時用コンデンサ３８の静電容量を極力小さくしたり、放電制御を行なうことの確実性を高めたりすることができる。
「禁止手段について」
禁止手段としては、放電処理手段と、放電処理とは別の所定の処理を行なう所定処理手段とで電源端子を各別とするものに限らない。例えば、所定処理手段と電源端子との間を開閉する手段を備え、放電制御時にはこの手段を開状態とするものとしてもよい。これは、例えば先の図２に示した構成において、電源端子Ｔ６と電源端子Ｔ９とを共通として且つ過電流保護手段や過熱保護手段、温度情報送信手段、オフ保持回路９５等と電源端子との間にスイッチング素子を設けることで行なうことができる。

放電処理手段の電源による電力供給が禁止される対象となる所定処理手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば先の第２の実施形態において、下側アームのディレイ８４についても禁止対象としてもよい。
「所定処理手段について」
所定処理手段としては、過電流保護手段や過熱保護手段、温度情報送信手段、オフ保持回路９５の全てを備えるものに限らず、これらのうちの１以上を備えるものであればよい。

また、これらのうちの１以上を備えるものにも限らず、例えば過電流が流れたことを低電圧システムに通知する手段であってもよい。
「異常時放電制御手段について」
異常時放電制御手段としては、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものに限らない。例えば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐをオン状態に維持しつつ低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものであってもよい。ただし、この場合であっても、オン状態およびオフ状態を複数回繰り返す側のゲート印加電圧の方を低く設定し、非飽和領域で動作させる。また例えば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方を、放電制御期間において一度だけオン状態とするものであってもよい。この際、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのいずれか一方または双方を非飽和領域で動作させるべくゲート印加電圧を調節することが望ましい。

異常時放電制御手段としては、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで放電制御を行なうものにも限らない。例えばモータジェネレータ１０に無効電流を流す手段であってもよい。

また、異常時放電制御の実行条件としては、フォトカプラ５４がオフ状態であることに限らない。例えばフォトカプラ５４がオフとなる状態と、通常時用コンデンサ３８への電力供給が途絶える状態との双方の状態が成立することとしてもよい。

なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで行われる放電制御を、異常時に限らず、通常時において、リレーＳＭＲ１を開状態に切り替える都度行ってもよい。
「ドライブユニットＤＵについて」
Ｕ相のドライブユニットＤＵとしては、通常時における充電用スイッチング素子７２および放電用スイッチング素子７６と、異常時における充電用スイッチング素子１００および放電用スイッチング素子１０２とを各別に備えるものに限らない。例えば、これらを共有する代わりに、上側アームについては、充電用スイッチング素子の入力端子に電圧を印加する手段を、通常時と異常時とで異ならせてもよい。
「直流交流変換回路について」
放電制御に際して高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方がオン状態とされる直流交流変換回路（インバータＩＶ）としては、車載主機としての回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものに限らない。例えば、空調装置の備える回転機等、主機以外の回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものであってもよい。

また、直流交流変換回路としては、インバータＩＶに限らず、Ｈブリッジ回路であってもよい。
「電力変換回路について」
電力変換回路としては、インバータＩＶのみからなるものに限らない。例えば図５に示されるように、リアクトル１２０と、リアクトル１２０を介してコンデンサ１６に並列接続される低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎと、フリーホイールダイオードＦＤｐと、低電位側のスイッチング素子ＳｗｎとフリーホイールダイオードＦＤｐとの直列接続体に接続されるコンデンサ１２２とを備える昇圧コンバータＣＶを、インバータＩＶの入力端子に接続させてもよい。この場合、昇圧コンバータＣＶの出力端子に接続されたコンデンサ１２２とコンデンサ１６とが放電制御の対象となり、コンデンサ１６の電圧は、昇圧コンバータＣＶのコンデンサ１２２の電圧が低下するに連れてフリーホイールダイオードＦＤｐを介して放電されることとなる。

また、図５に示すように、上記フリーホイールダイオードＦＤｐに高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを並列接続させるなら、昇圧コンバータＣＶの一対のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで放電制御を行なうことも可能である。

なお、昇圧コンバータＣＶを備える場合であっても、シリーズレギュレータ４０を、コンデンサ１６の電気エネルギを入力とするものとしてもよい。
（そのほか）
・放電制御に用いる高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐや低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。

・車両としては、ハイブリッド車に限らず、例えば車載主機のために貯蔵されるエネルギ資源が電気エネルギのみとなる電気自動車等であってもよい。

・放電装置としては、車両に搭載されるものに限らず、例えば住宅に設けられる直流電源の電力を交流に変換する電力変換システムに適用されるものであってもよい。この場合、異常時とは、例えば地震等が検知された場合とすればよい。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１６…コンデンサ、３０…制御装置、４０…シリーズレギュレータ、ＦＢｄ…放電用フライバックコンバータ、Ｓｗｐ…高電位側のスイッチング素子、Ｓｗｎ…低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎ、ＤＵ…ドライブユニット。

Claims (4)

1. 高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路の出力端子および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、
   前記電力変換システムの搭載される部材に異常が生じたか否かを判断する判断手段と、
   前記判断手段によって異常が生じたと判断されて且つ前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を操作することで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する異常時放電制御手段と、
   前記異常時放電制御手段によって操作される前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子を駆動対象とする駆動手段と、
   前記高電位側のスイッチング素子の駆動手段および前記低電位側のスイッチング素子の駆動手段のうちの少なくとも一方は、前記異常時放電制御手段による放電制御時において駆動対象とするスイッチング素子を駆動する放電処理を行なう放電処理手段と、前記放電処理以外の所定の処理を行なう所定処理手段とを備え、
   前記所定処理手段は、前記判断手段によって異常が生じたと判断されない状況下において前記スイッチング素子を駆動する処理を行なう通常時処理手段と、前記放電処理手段によって行なわれる前記放電処理および前記通常時処理手段によって行なわれる前記スイッチング素子を駆動する処理の双方以外の処理を行なう別処理手段とを含み、
   前記放電処理手段および前記所定処理手段は、集積回路にて構成され、
   前記通常時処理手段および前記放電処理手段には、前記集積回路を構成する共通の電源端子である第１電源端子を介して所定の電源から電力が供給され、前記別処理手段には、前記集積回路を構成する第２電源端子を介して前記所定の電源から電力が供給され、
   前記放電処理手段によって前記放電処理が行なわれる状況下において、前記放電処理手段には、前記所定の電源とは異なる電源であって前記キャパシタの電力を利用した放電用電源から前記第１電源端子を介して電力が供給され、
   前記放電処理手段によって前記放電処理が行なわれる状況下において前記放電用電源によって前記別処理手段に対する電力供給がなされることを禁止することを特徴とする電力変換システムの放電装置。
2. 前記所定の電源と前記第１電源端子とを接続する電気経路に、カソードが前記第１電源端子側に接続されて且つ、アノードが前記所定の電源側に接続されたダイオードが設けられていることを特徴とする請求項１記載の電力変換システムの放電装置。
3. 前記放電用電源は、前記キャパシタの電圧を降圧するシリーズレギュレータを備えて構成され、前記所定の電源は、前記シリーズレギュレータとは別のものであることを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換システムの放電装置。
4. 前記異常時放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることにより前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことで前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換システムの放電装置。

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