JP5454305B2 - 電力変換システムの放電制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置に関する。

この種の放電制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子とを同時にオン状態とすることで、インバータの入力端子に接続されるコンデンサの両電極を短絡し、コンデンサを放電させるものも提案されている。この制御装置では、コンデンサの両電極を短絡させる際に流れる電流が過度に大きくなることを回避すべく、放電制御時には通常時と比較して、スイッチング素子であるＩＧＢＴのゲートへの印加電圧を低減させている。

特開２００９−２３２６２０号公報

ところで、上記放電制御時には、スイッチング素子の単位時間当たりの発熱量が非常に大きくなりやすい。ここで、この発熱量は、スイッチング素子を流れる電流量に依存するため、ゲートへの印加電圧を低減することで制限することができる。ただし、スイッチング素子の個体差や経時変化に起因した素子特性のばらつきや、スイッチング素子の駆動回路の個体差や経時変化に起因した印加電圧のばらつき等に起因して、スイッチング素子を実際に流れる電流を高精度に制御することは困難であり、ひいては発熱量を高精度に制御することは困難である。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御するに際し、スイッチング素子の発熱量を好適に制御することのできる電力変換システムの放電制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置において、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子は、電圧制御形のスイッチング素子であり、前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか一方の非飽和領域の電流がいずれか他方のものよりも小さくなるように前記いずれか一方および前記いずれか他方のそれぞれのスイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を設定するものであり、前記いずれか他方のスイッチング素子は、その入力端子および出力端子間を流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子を備え、前記センス端子から出力される微少電流に基づき、前記いずれか一方のスイッチング素子の発熱量を制御すべく前記いずれか一方のスイッチング素子の導通制御端子への電圧の印加態様を操作する操作手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、キャパシタの放電制御に際しての高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の発熱は、上記いずれか一方のスイッチング素子の方が顕著となる。このため、この発熱量を制御量とすることで、双方のスイッチング素子の発熱量が過度に大きくなることを好適に回避することができる。

ところで、いずれか一方のスイッチング素子がセンス端子を備える場合であっても、このセンス端子を流れる電流を用いる場合には、電流の検出精度が低下するおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、いずれか他方のセンス端子の出力する微少電流を用いる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記放電制御手段は、前記いずれか他方がオン状態となっている間に前記いずれか一方のスイッチング状態を切り替えるようにして、該いずれか一方のオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことで前記両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行うものであり、前記操作手段は、前記いずれか一方のスイッチング素子の前記オン状態および前記オフ状態の周期に対するオン状態の時間の比率である時比率を前記発熱量の制御のための操作量とすることを特徴とする。

上記発明では、キャパシタの放電期間を時分割制御することができるため、スイッチング素子の単位時間当たりの発熱量を低減することができ、ひいてはスイッチング素子の温度が過度に上昇することを好適に回避することができる。特に、上記発明では、上記時比率を操作量とすることで、発熱量を好適に制御することができる。また、上記発明では、いずれか他方がオン状態である間にいずれか一方のスイッチング状態を切り替えるため、いずれか一方のスイッチング状態の切り替え時においていずれか他方のスイッチング状態の切り替えがなされる場合のように貫通電流が大きくなる事態等を回避することもできる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記高電位側のスイッチング素子の導通制御端子および前記低電位側のスイッチング素子の導通制御端子は、互いに絶縁された駆動回路にそれぞれ接続されるものであり、前記操作手段は、前記いずれか一方のスイッチング素子のオン操作指令およびオフ操作指令からなる操作信号を生成して前記いずれか一方のスイッチング素子の導通制御端子に接続された駆動回路に絶縁手段を介して出力するものであることを特徴とする。

上記一対の駆動回路が絶縁されている場合、センス端子の微少電流の検出値をいずれか他方の駆動回路側からいずれか一方の駆動回路側に送るに際し、絶縁手段として２値的な信号のみを伝播可能なものとする場合、微少電流に応じて操作量を３段階以上に可変設定することができない。これに対し、上記発明では、いずれか他方の駆動回路側において操作信号を生成することで、絶縁手段として２値的な信号を伝播可能なものを選択することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記操作手段は、前記いずれか一方のスイッチング素子の導通制御端子への印加電圧の値を前記発熱量の制御のための操作量とすることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかる異常時の放電制御を示すタイムチャート。 ゲート印加電圧と電流との関係を示す図。 センス端子の微少電流の特性を示す図。 第２の実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換システムの放電制御装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ１０は、インバータＩＶと、リレーＳＭＲ２および抵抗体１４並びにリレーＳＭＲ１の並列接続体とを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高電圧バッテリ１２は、その端子電圧が例えば百Ｖ以上の高電圧となるものである。また、インバータＩＶ１の入力端子のうち、リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２よりもインバータＩＶ側には、コンデンサ１６および放電抵抗１８が並列接続されている。

インバータＩＶは、パワー素子としての高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。

上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。なお、上記スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子および出力端子間に流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子Ｓｔを備えている。

センス端子Ｓｔの出力する微少電流は、シャント抵抗１９を流れ、これによる電圧降下量が、スイッチング素子Ｓｗ＃（＃＝ｐ，ｎ）を駆動するためのドライブユニットＤＵに取り込まれる。ドライブユニットＤＵは、シャント抵抗１９における電圧降下量に基づき、スイッチング素子Ｓｗ＃の入力端子および出力端子間に流れる電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となると判断される場合に、スイッチング素子Ｓｗ＃を強制的にオフ状態とする機能を有する。

一方、制御装置３０は、低電圧バッテリ２０を電源とする電子制御装置である。制御装置３０は、制御対象としてのモータジェネレータ１０の制御量を制御すべく、上記インバータＩＶを操作する。詳しくは、制御装置３０は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについてのスイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、スイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。これにより、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、それらの導通制御端子（ゲート）に接続されるドライブユニットＤＵを介して制御装置３０により操作される。また、制御装置３０は、自身に作用する力に基づき加速度を検出する加速度検出手段（Ｇセンサ２２）の検出値に基づき、車両の衝突を検知し、衝突が検知された場合、コンデンサ１６を強制的に放電させる処理を行なうべく、Ｕ相のスイッチング素子Ｓｗｐ，ＳｗｎのドライブユニットＤＵに異常時放電指令ｄｉｓをそれぞれ出力する。

ちなみに、インバータＩＶを備える高電圧システムと、制御装置３０を備える低電圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ、＃＝ｐ，ｎ）や、異常時放電指令ｄｉｓは、絶縁手段を介して高電圧システムに出力される。

図２に、Ｕ相のスイッチング素子Ｓｗ＃のドライブユニットＤＵのうち、特にスイッチング素子Ｓｗ＃をオン・オフする駆動回路部の構成を示す。

図示されるように、Ｕ相の上側アームおよび下側アームのそれぞれのドライブユニットＤＵは、端子電圧ＶＨの電源４０を備え、電源４０の電圧が充電用スイッチング素子４２およびゲート抵抗４４を介してスイッチング素子Ｓｗ＃の導通制御端子（ゲート）に印加される。また、スイッチング素子Ｓｗ＃のゲートは、ゲート抵抗４４および放電用スイッチング素子４６を介してスイッチング素子の出力端子（エミッタ）に接続され、これがゲートの放電経路となる。充電用スイッチング素子４２や放電用スイッチング素子４６は、操作信号ｇｕ＃に応じて通常時用駆動制御部４８によってオン・オフ操作される。これにより、スイッチング素子Ｓｗ＃は、通常時用駆動制御部４８によってオン・オフ操作されることとなる。

Ｕ相のドライブユニットＤＵは、さらに、異常時放電指令ｄｉｓに応じてスイッチング素子Ｓｗ＃をオン・オフ操作するための専用の回路を備えている。

ここで、Ｕ相の下側アームのドライブユニットＤＵは、端子電圧ＶＨを有する電源５０の電圧が、充電用スイッチング素子５２およびゲート抵抗４４を介してスイッチング素子Ｓｗｎのゲートに印加される。また、ゲートは、ゲート抵抗４４および放電用スイッチング素子５４を介してスイッチング素子Ｓｗｎのエミッタに接続されている。そして、充電用スイッチング素子５２および放電用スイッチング素子５４は、異常時放電指令ｄｉｓに応じて異常時用駆動制御部５６によってオン・オフ操作される。これにより、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎは、異常時放電指令ｄｉｓに応じてオン・オフ操作される。

一方、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔから出力される微少電流によるシャント抵抗１９の電圧降下量は、ラッチ６０を介してコンパレータ６２の非反転入力端子に印加される。コンパレータ６２の反転入力端子には、所定の周波数を有する信号を出力する発振器６４の出力信号（キャリア）が印加される。これにより、コンパレータ６２では、上記電圧降下量の方がキャリアよりも大きくなる場合に論理「Ｈ」となる信号を出力する。ちなみに、ラッチ６０は、コンパレータ６２が論理「Ｈ」となることをトリガとして、入力電圧（上記電圧降下量）の値を保持する。

これに対し、Ｕ相の上側アームのドライブユニットＤＵは、充電用スイッチング素子５２、放電用スイッチング素子５４、異常時用駆動制御部５６に加えて、充電用スイッチング素子５２と電源５０との間に、電源５０の端子電圧ＶＨを降圧するレギュレータ５８と、レギュレータ５８および電源５０間を開閉する電源用スイッチング素子７１とをさらに備えている。ここで、電源用スイッチング素子７１は、異常時放電指令ｄｉｓが入力されることで閉状態となるノーマリーオープンタイプのものを想定している。そして、上記コンパレータ６２の出力信号は、発熱制御用操作量Ｍｈとして、フォトカプラ７０を介して高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの１次側（フォトダイオード）に出力される。フォトカプラ７０の２次側（フォトトランジスタ）の出力端子は、スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続され、入力端子は、抵抗体を介して電源５０に接続される。そして、フォトカプラ７０の出力信号は、上側アームの異常時用駆動制御部５６に入力される。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、フォトカプラ７０がオフ状態となる間オン操作されることとなる。

上記高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの付近には、その温度を検出する感温ダイオードＳＤが設けられている。詳しくは、感温ダイオードＳＤのカソード側は、スイッチング素子Ｓｗｐのエミッタに接続されており、アノード側は、電源５０を給電手段とする定電流回路７４の出力端子に接続されている。そして、アノード側の電圧が電圧比較回路７６に取り込まれ、電圧比較回路７６の出力信号は、レギュレータ５８に取り込まれる。そして、レギュレータ５８では、感温ダイオードＳＤによって検出される温度に応じて、出力電圧ＶＬ（＜ＶＨ）を可変設定する。ちなみに、感温ダイオードＳＤの出力電圧と検出対象の温度とは負の相関を有する。

図３に、異常時放電指令ｄｉｓに基づく放電制御の態様を示す。詳しくは、図３（ａ）に、異常時放電指令ｄｉｓの推移を示し、図３（ｂ）に、ラッチ６０の出力信号（一点鎖線）と発振器６４の出力するキャリアとの推移を示し、図３（ｃ）に、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの状態の推移を示し、図３（ｄ）に、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの状態の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、Ｕ相の低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを、オン状態およびオフ状態に周期的に切り替える。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方が同時期にオン状態となる期間が存在し、この期間においてコンデンサ１６の両電極間がスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを介して短絡状態とされることで、コンデンサ１６が放電される。

この際、先の図２に示したドライブユニットＤＵの構成の故に、図３（ｅ）および図３（ｆ）に示すように、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧の方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート印加電圧よりも低くなる。ここで、図３（ｅ）は、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移し、図３（ｆ）は、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅの推移を示す。

こうした構成によれば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐは、非飽和領域において駆動されて且つ、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎは、飽和領域において駆動されることとなる。ここで、飽和領域とは、図４に示すように、出力電流（コレクタ電流Ｉｃ）に応じてスイッチング素子の入力端子および出力端子間の電圧（コレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅ）が大きくなる領域のことである。一方、非飽和領域とは、コレクタ電流が増加することなくコレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅが増大する領域のことである。非飽和領域となるコレクタ電流Ｉｃは、ゲート印加電圧（ゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅ）が大きいほど大きくなる。

このため、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎよりも高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧を低くすることで、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの方が低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎよりも非飽和領域の電流が小さくなる。これにより、放電制御によって高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを流れる電流は高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流に制限されることとなる。なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流は、上記ドライブユニットＤＵが規定する閾値電流Ｉｔｈ未満となるように設定することが望ましい。ちなみに、上記端子電圧ＶＨは、閾値電流Ｉｔｈを飽和領域のものとするものである。すなわち、モータジェネレータ１０の制御量の制御時においては、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、飽和領域で駆動される。

ところで、上記異常時放電指令ｄｉｓをトリガとした放電制御としては、Ｕ相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの発熱量が過大となりスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの信頼性が低下することが無いような設定が望まれる。ここで、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの単位時間当たりの発熱量は、これらに流れる電流と、スイッチング素子Ｓｗｐの各１回のオン時間やオフ時間に依存する。一方、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを流れる電流は、スイッチング素子Ｓｗｐのゲートに印加する電圧によって制御可能であるとはいえ、その制御性を高くすることは困難である。これは、ドライブユニットＤＵの個体差や経時変化に起因して印加電圧にばらつきが生じたり、また、スイッチング素子Ｓｗｐ自体の個体差や経時変化に起因して非飽和領域の電流にばらつきが生じたりするためである。

そこで本実施形態では、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの温度を制御量として、これを感温ダイオードＳＤによって検出し、この検出値が過度に高くならないようにフィードバック制御する。ここで、フィードバック制御量を高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの温度としたのは、上記放電制御によって生じる発熱量の大部分が、非飽和領域で駆動される高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐによるものとなることに鑑みたものである。

なお、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方を非飽和領域で駆動することで発熱量を均等分割することは、スイッチング素子Ｓｗｐ，ＳｗｎやドライブユニットＤＵの個体差や経時変化のために非常に困難である。すなわち、上記個体差や経時変化のために、いずれか一方の非飽和領域の電流と他方のそれとを一致させることが困難なため、これらには差が生じやすい。そして差が生じる場合には、非飽和領域の電流の値が小さくなる方の発熱量が大きくなる。ちなみに、制御量を、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの双方の温度とすることは、フィードバック制御器を非常に複雑なものとする。このため、本実施形態では、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧を低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのそれよりも敢えて小さく設定することで、発熱量が大きくなる方を予め指定した。

先の図２に示したように、温度フィードバック制御の操作量として、本実施形態では、スイッチング素子Ｓｗｐのゲートへの印加電圧を採用した。これにより、図３（ｅ）に示すように、感温ダイオードＳＤの出力電圧が低下する場合（感温ダイオードＳＤによって検出される温度が高くなる場合）、印加電圧を低下させる。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの非飽和領域の電流を低減することができることから、放電電流を低減することができる。

本実施形態では、さらに、放電制御による放電電流から把握される発熱量を直接の制御量として、これが過度に大きくならないように制御する。これにより、上記フィードバック制御におけるマージンを低減することも可能となる。すなわち、上記フィードバック制御は、スイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎの信頼性を低下させないためのパラメータを直接の制御量としているため、信頼性の低下を回避することについて確実性を期するためには、マージン量を大きくすることが要求されやすい。これに対し、本実施形態では、発熱の結果としての温度ではなく、その原因としての電流に着目することで、異常時放電指令ｄｉｓをトリガとしてなされる基本となる制御（開ループ制御）による単位時間当たりの発熱量が想定するものからずれる場合に、これに迅速に対処する。

詳しくは、先の図３に示した態様にて放電制御を行なうことで、ラッチ６０の出力信号の値が大きいほど（放電電流が大きいほど）、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのオン、オフの１周期に対するオン時間の時比率が小さくなるように制御する。これにより、放電電流が大きい場合に、単位時間（例えばキャリアの１周期）内における発熱量を低減する制御がなされることから、単位時間当たりの発熱量が過度に大きくなることを回避することができる。

ここで、発熱量を把握するためのパラメータとしての電流を、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔが出力する微少電流としたのは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのセンス端子Ｓｔの出力する微少電流を用いる場合よりも精度が高くなることに鑑みたものである。図５に、飽和領域で駆動されるスイッチング素子Ｓｗｎと非飽和領域で駆動されるスイッチング素子Ｓｗｐとのそれぞれについて、センス端子Ｓｔが出力する微少電流に基づくシャント抵抗１９における電圧降下量（センス電圧）のばらつき（最大値ＭＡＸ，最小値ＭＩＮ）の関係を示す。図示されるように、非飽和領域にて駆動される方のセンス電圧のばらつきは非常に大きく、電流の検出精度が低くなっている。

なお、先の図３に示したように、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを複数回オン・オフ操作するのは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎに過度に大きな電流が流れる等、電流の制御性が低下することを回避するための設定である。すなわち、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐをオン状態に維持しつつ低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを複数回オン・オフ操作する場合には、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのスイッチング状態をオフ状態からオン状態に切り替える過渡時において、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのゲート印加電圧が上記電圧ＶＬを上回って上昇するなどして電流の制御性が低下する現象が生じることが発明者らによって見出された。先の図３では、異常時放電指令ｄｉｓの出力後、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態にした後に高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐをオン状態にしているが、これも上記現象が生じるおそれを確実に回避するための設定である。

ちなみに、放電制御を、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの同時のオン状態および同時のオフ状態を複数回繰り返すものとする場合、オン・オフ期間の１周期に対するオン時間の時比率を操作量としてこれを可変設定することで不都合が生じやすい。すなわち、この場合、上側アームと下側アームとで独立に時比率を操作したのでは、発熱量の制御性が低下する。さらに、上側アームと下側アームとで通信しつつオン・オフ操作を行わないなら、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎがオン状態である間に高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのスイッチング状態を切り替えるような設定が困難ともなる。

また、放電電流から把握される発熱量の制御のための操作量と、温度フィードバック制御のための操作量とを各別の操作量としたのは、制御器を簡素化しやすいためである。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐを非飽和領域で駆動して且つ低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを飽和領域で駆動することで放電制御を行なうに際し、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔの出力する微少電流に基づき、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの発熱量を制御した。これにより、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのセンス端子Ｓｔの微少電流を用いる場合と比較して、検出精度の高い放電電流に基づき放電制御を行なうことができる。

（２）低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔの出力する微少電流に基づく高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐの発熱量の制御のための操作量を、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのオン・オフの１周期に対するオン時間の時比率として且つ、時比率信号を下側アームで生成した。これにより、絶縁手段として２値的な信号を伝播可能なものを選択しつつも、操作量を微少電流に応じて連続的に可変とすることができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、放電電流の検出値から把握される発熱量の制御のための操作量と、温度のフィードバック制御のための操作量とを、上記第１の実施形態と入れ替える。

図６に、本実施形態にかかるＵ相の上側アームのドライブユニットＤＵの構成を示す。なお、図６において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、感温ダイオードＳＤの出力電圧は、コンパレータ８０の非反転入力端子に印加される。コンパレータ８０の反転入力端子には、発振器８２の出力するキャリアが印加される。これにより、感温ダイオードＳＤの出力電圧が低いほど（感温ダイオードＳＤによって検出される温度が高いほど）、スイッチング素子Ｓｗｐのオン・オフ期間の１周期に対するオン時間の時比率を小さくする。

また、コンパレータ６２の出力信号（発熱制御用操作量Ｍｈ）は、フォトカプラ７０を介してレギュレータ５８に取り込まれる。これにより、レギュレータ５８では、発熱制御用操作量Ｍｈの時比率に応じてゲート印加電圧を可変設定する。これにより、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのセンス端子Ｓｔの出力する微少電流が大きいほど、印加電圧を低下させることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜操作手段について＞
操作手段としては、温度フィードバック操作量と、放電電流値から把握される発熱量の制御のための操作量とを各別のパラメータとするものに限らない。例えば、双方の操作量を印加電圧としてもよい。これは例えば、温度の検出値と印加電圧との関係と、放電電流値と印加電圧との関係とを設定しておき、これらの関係から定まる一対の印加電圧のうち非飽和領域の電流を小さくする方を採用することで行なうことができる。

また、操作手段としては、温度フィードバック制御を行なうものに限らない。
＜放電制御手段について＞
放電制御手段としては、低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎをオン状態に維持しつつ高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものに限らない。例えば、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐをオン状態に維持しつつ低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものであってもよい。ただし、この場合であっても、オン状態およびオフ状態を複数回繰り返す側のゲート印加電圧の方を低く設定し、非飽和領域で動作させる。また、例えば高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとの同時のオン状態および同時のオフ状態を複数回繰り返すことでコンデンサ１６の両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行なうものであってもよい。ここでも、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのいずれか一方を非飽和領域で動作させるべくゲート印加電圧を調節する。ただし、この際、飽和領域で動作させる方がオン状態である間に非飽和領域で動作させる方のスイッチング状態を切り替えることが望ましい。また、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方を、放電制御期間において一度だけオン状態とするものであってもよい。ここでも、これら高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎのいずれか一方を非飽和領域で動作させるべくゲート印加電圧を調節する。

また、モータジェネレータ１０の１の相に電圧を印加する高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの組のみを用いて放電制御を行なうものに限らない。例えば、各相の高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎを順次オン状態とするように切り替えるものであってもよい。

なお、制御装置３０によって生成される異常時放電指令ｄｉｓをトリガとするものにも限らない。例えば高電圧システム内において異常時放電指令ｄｉｓを生成する専用の手段を備え、これをトリガとするものとしてもよい。

また、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎの双方をオン状態とすることで行われる放電制御を、異常時に限らず、通常時において、リレーＳＭＲ１を開状態に切り替える都度行ってもよい。
＜ドライブユニットＤＵについて＞
Ｕ相のドライブユニットＤＵとしては、通常時における充電用スイッチング素子４２および放電用スイッチング素子４６と、異常時における充電用スイッチング素子５２および放電用スイッチング素子５４とを各別に備えるものに限らない。例えば、これらを共有する代わりに、上側アームについては、充電用スイッチング素子の入力端子に電圧を印加する手段を、通常時と異常時とで異ならせてもよい。

また、閾値電流Ｉｔｈ以上となることでスイッチング素子Ｓｗ＃を強制的にオフ状態とする機能を備えていなくてもよい。
＜直流交流変換回路について＞
放電制御に際して高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の双方がオン状態とされる直流交流変換回路（インバータＩＶ）としては、車載主機としての回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものに限らない。例えば、空調装置の備える回転機等、主機以外の回転機と高電圧バッテリ１２との間の電力の授受を仲介するものであってもよい。

＜そのほか＞
・上記各実施形態では、１の放電制御期間において一旦シャント抵抗１９の電圧降下量がラッチ６０により保持されるとそれが固定される構成となっていたが、これに限らない。ラッチとしては、シャント抵抗１９の電圧降下量のピーク値（極大値）を保持して且つ、オン状態およびオフ状態の繰り返しにおける各オン操作に伴って保持値を更新するものであることが望ましい。

・放電制御に用いる高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐや低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。

・インバータＩＶの入力端子に高電圧バッテリ１２が直接接続される構成に限らない。例えば、リアクトルと、リアクトルを介してコンデンサ１６に並列接続されるスイッチング素子と、フリーホイールダイオードと、スイッチング素子とフリーホイールダイオードとの直列接続体に接続されるコンデンサとを備える昇圧コンバータを、インバータＩＶの入力端子に接続させてもよい。この場合、昇圧コンバータの出力端子に接続されたコンデンサとコンデンサ１６とが放電制御の対象となり、コンデンサ１６の電圧は、昇圧コンバータのコンデンサの電圧が低下するに連れてフリーホイールダイオードを介して放電されることとなる。ちなみに、上記フリーホイールダイオードに高電位側のスイッチング素子が並列接続される場合には、昇圧コンバータの出力端子間に接続される一対のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで放電制御を行なうこともできる。

・車両としては、ハイブリッド車に限らず、例えば車載主機のために貯蔵されるエネルギ資源が電気エネルギのみとなる電気自動車等であってもよい。

・放電制御手段としては、車両に搭載されるものに限らず、例えば住宅に設けられる直流電源の電力を交流に変換する電力変換システムに適用されるものであってもよい。この場合、異常時とは、例えば地震等が検知された場合とすればよい。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１６…コンデンサ、３０…制御装置、Ｓｗｐ…高電位側のスイッチング素子、Ｓｗｎ…低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎ、ＤＵ…ドライブユニット。

Claims (4)

1. 高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて且つ直流電源の電力を所定に変換する電力変換回路と、該電力変換回路および前記直流電源間に介在するキャパシタと、前記電力変換回路および前記キャパシタと前記直流電源との間の電気経路を開閉する開閉手段とを備える電力変換システムに適用され、前記開閉手段が開状態とされる状況下、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の双方をオン状態とすることで前記キャパシタの両電極を短絡させる処理を行うことにより前記キャパシタの充電電圧を規定電圧以下に放電制御する放電制御手段を備える電力変換システムの放電制御装置において、
   前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子は、電圧制御形のスイッチング素子であり、
   前記放電制御手段は、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子のいずれか一方の非飽和領域の電流がいずれか他方のものよりも小さくなるように前記いずれか一方および前記いずれか他方のそれぞれのスイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を設定するものであり、
   前記いずれか他方のスイッチング素子は、その入力端子および出力端子間を流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子を備え、
   前記センス端子から出力される微少電流に基づき、前記いずれか一方のスイッチング素子の発熱量を制御すべく前記いずれか一方のスイッチング素子の導通制御端子への電圧の印加態様を操作する操作手段を備えることを特徴とする電力変換システムの放電制御装置。
2. 前記放電制御手段は、前記いずれか他方がオン状態となっている間に前記いずれか一方のスイッチング状態を切り替えるようにして、該いずれか一方のオン状態およびオフ状態を複数回繰り返すことで前記両電極の短絡状態を複数回生成する処理を行うものであり、
   前記操作手段は、前記いずれか一方のスイッチング素子の前記オン状態および前記オフ状態の周期に対するオン状態の時間の比率である時比率を前記発熱量の制御のための操作量とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換システムの放電制御装置。
3. 前記高電位側のスイッチング素子の導通制御端子および前記低電位側のスイッチング素子の導通制御端子は、互いに絶縁された駆動回路にそれぞれ接続されるものであり、
   前記操作手段は、前記いずれか一方のスイッチング素子のオン操作指令およびオフ操作指令からなる操作信号を生成して前記いずれか一方のスイッチング素子の導通制御端子に接続された駆動回路に絶縁手段を介して出力するものであることを特徴とする請求項２記載の電力変換システムの放電制御装置。
4. 前記操作手段は、前記いずれか一方のスイッチング素子の導通制御端子への印加電圧の値を前記発熱量の制御のための操作量とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換システムの放電制御装置。

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