JP3824907B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、自己消弧素子を用いた電力変換装置の直流短絡時の自己消弧素子の保護に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の電力変換装置としては、例えばＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ（１９８３年）第８８２頁から第８９３頁のＰＲＯＴＥＣＴＩＯＮ ＯＦ ＶＯＬＴＡＧＥ ＳＯＵＲＣＥＩＮＶＥＲＴＥＲＳに紹介されており、この中のＦｉｇ６に示されているように直流回路に還流ダイオードつきのリアクトルを挿入し、変換器を構成する自己消弧素子およびゲート回路の異常等に起因して直流短絡が発生した場合に短絡電流の立ち上がりを抑制する方式としていた。この場合に部品寸法の大型化、ひいてはコストアップを招くという問題があった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
直流部のリップル抑制のために直流コンデンサを接続したコンバータ及びインバータにおいて、変換器内の自己消弧素子が誤動作または一部破損し、直流短絡を生じた場合に直流コンデンサの放電電流が直流短絡相の素子に流れ、当該相の素子を全て破損させてしまうという問題があった。
【０００４】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流短絡時に直流コンデンサから電力変換器を通して放電される短絡電流から確実に自己消弧素子を保護することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電力変換装置は、直流コンデンサと第１の自己消弧素子を使用した第１のスイッチ手段との直列接続体からなる直流回路、および第２の自己消弧素子を使用した複数のアームで構成され上記直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換する直流交流変換手段を備え、上記アームの故障で生じる直流短絡時に健全アームに流れる短絡電流を上記第１の自己消弧素子で抑制する電力変換装置において、
上記第１および第２の自己消弧素子として電圧駆動型自己消弧素子を使用し、運転時における上記第１の自己消弧素子の通電責務が上記第２の自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して上記第１の自己消弧素子のオンゲート電圧を上記第２の自己消弧素子のオンゲート電圧より低く設定することにより、上記第１の自己消弧素子による短絡電流抑制効果を増大せしめたものである。
【０００６】
また、この発明に係る電力変換装置は、直流コンデンサと第１の自己消弧素子を使用した第１のスイッチ手段との直列接続体からなる直流回路、および第２の自己消弧素子を使用した複数のアームで構成され上記直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換する直流交流変換手段を備え、上記アームの故障で生じる直流短絡時に健全アームに流れる短絡電流を上記第１の自己消弧素子で抑制する電力変換装置において、
上記第１および第２の自己消弧素子をほぼ同一の電流容量を有する電圧駆動型自己消弧素子を使用したものとし、運転時における上記第１の自己消弧素子の通電責務が上記第２の自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して上記第１の自己消弧素子を構成する素子並列数を上記第２の自己消弧素子を構成する素子並列数より少なく設定することにより、上記第１の自己消弧素子による短絡電流抑制効果を増大せしめたものである。
【０００７】
また、この発明に係る電力変換装置の第１のスイッチ手段はその第１の自己消弧素子と逆並列に接続されたダイオードを備えたものとし、交流電源に接続され交流電力を直流電力に変換して直流回路に供給する交流直流変換手段を備えたものである。
【０００８】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段の電圧を検出する第１の電圧検出手段を備え、この第１の電圧検出手段の出力が所定の設定値を越えたとき、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子および直流交流変換手段の第２の自己消弧素子をオフするようにしたものである。
【０００９】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段と並列に接続された第１の放電抵抗を備え、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに直流交流変換手段の第２の自己消弧素子をオンすることにより、直流コンデンサの電荷を上記第１の放電抵抗を介して放電するようにしたものである。
【００１０】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段と並列に接続された第１の放電抵抗、および直流回路の端子間に接続された、第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンすることにより、直流コンデンサの電荷を上記第１および第２の放電抵抗を介して放電するようにしたものである。
【００１１】
また、この発明に係る電力変換装置は、その直流コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段、および直流回路の端子間に接続された、第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、
交流電源により上記直流コンデンサをその定格直流電圧に充電する場合、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオン、上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフにした状態で上記交流電源を印加して上記直流コンデンサの充電を開始し、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧より所定量高い所定の設定値を越えたとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンして上記直流コンデンサの電荷を上記第２の放電抵抗を介して放電させ、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧まで下がったとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフするようにしたものである。
【００１２】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段の直流出力端と直列に接続され第４の自己消弧素子を使用した第３のスイッチ手段、およびこの第３のスイッチ手段と並列に接続された限流抵抗を備え、直流交流変換手段のアームが故障で直流短絡が発生した場合、上記第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより交流電源からの続流を上記限流抵抗で抑制するとともに、上記交流電源により直流コンデンサを充電する場合、上記第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより上記交流電源からの充電電流を上記限流抵抗で抑制するようにしたものである。
【００１３】
また、この発明に係る電力変換装置の直流回路は、Ｐ、Ｃ、Ｎの３端子を備え、上記端子Ｐ、Ｃ間にＰ側の直流コンデンサおよび第１のスイッチ手段を、上記端子Ｃ、Ｎ間にＮ側の直流コンデンサおよび第１のスイッチ手段を備え、直流交流変換手段は、上記端子Ｐ、Ｎ間に接続された、それぞれ第２の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなる第１〜第４アームの直列接続体と、上記第１、第２アームの接続点および第３、第４アームの接続点と上記端子Ｃとの間に接続された第１、第２クランプダイオードとからなり、上記第２、第３アームの接続点から交流出力を得る３レベル変換手段である。
【００１４】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段はその第１の自己消弧素子に逆並列接続されたダイオードを備えたものとし、交流電源に接続され交流電力を直流電力に変換して直流回路に供給する交流直流変換手段を備え、上記交流直流変換手段は、直流回路の端子Ｐ、Ｃ、Ｎに対応する３個の出力端子を備え、上記端子Ｐ、Ｃ間および端子Ｃ、Ｎ間にそれぞれ直流電圧を出力するものである。
【００１５】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の電圧を検出するＰ側およびＮ側の第１の電圧検出手段を備え、上記Ｐ側またはＮ側の第１の電圧検出手段の出力が所定の設定値を越えたとき、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子および直流交流変換手段の第１〜第４アームの第２の自己消弧素子をオフするようにしたものである。
【００１６】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の直流コンデンサの電圧を検出するＰ側およびＮ側の第２の電圧検出手段、および直流回路の端子Ｐ、Ｃ間およびＣ、Ｎ間に接続された、Ｐ側およびＮ側の第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、
交流電源により上記両直流コンデンサをその定格直流電圧に充電する場合、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオン、上記両第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフにした状態で上記交流電源を印加して上記両直流コンデンサの充電を開始し、Ｐ側およびＮ側のそれぞれにおいて、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧より所定量高い所定の設定値を越えたとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンして上記直流コンデンサの電荷を上記第２の放電抵抗を介して放電させ、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧まで下がったとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフするようにしたものである。
【００１７】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第２の電圧検出手段の出力差が零になったとき充電完了信号を出力する電圧差検出手段、および上記第２の電圧検出手段の出力のいずれかが直流コンデンサの定格直流電圧より低い所定の設定値を越えた時点から所定の設定時間が経過するまで上記電圧差検出手段の出力を停止させる出力停止手段を備えたものである。
【００１８】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段のＰ側およびＮ側の直流出力端のそれぞれと直列に接続され第４の自己消弧素子を使用したＰ側およびＮ側の第３のスイッチ手段、およびこの両第３のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の限流抵抗を備え、直流交流変換手段のアームが故障で直流短絡が発生した場合、上記両第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより交流電源からの続流を上記限流抵抗で抑制するとともに、上記交流電源によりＰ側およびＮ側の直流コンデンサを充電する場合、上記両第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより上記交流電源からの充電電流を上記両限流抵抗で抑制するようにしたものである。
【００１９】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに直流交流変換手段の第１〜第４アームの第２の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電荷を上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたものである。
【００２０】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、直流交流変換手段の第１および第２クランプダイオードのそれぞれと逆並列接続された第５の自己消弧素子を備え、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに上記直流交流変換手段の第１、第４アームの第２の自己消弧素子および上記第５の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電荷を上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたものである。
【００２１】
また、この発明に係る電力変換装置の交流直流変換手段は、直流回路の端子Ｐ、Ｎ間に接続された、それぞれ第６の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなる第１〜第４アームの直列接続体と、上記第１、第２アームの接続点および第３、第４アームの接続点と上記直流回路の端子Ｃとの間に接続された第１、第２クランプダイオードとからなり、上記第２、第３アームの接続点に交流入力を得る３レベル変換手段である。
【００２２】
また、この発明に係る電力変換装置は、その直流交流変換手段のＰ側またはＮ側の直流短絡が生じた場合、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、交流直流変換手段の全相第１、第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、全相第２、第３アームの第６の自己消弧素子をオンすることにより、直流短絡が生じていない極性側の直流コンデンサが過充電されることを防止するようにしたものである。
【００２３】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段の第１および第２クランプダイオードのそれぞれと逆並列接続された第７の自己消弧素子を備え、直流交流変換手段のＰ側またはＮ側の直流短絡が生じた場合、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、上記交流直流変換手段の全相第１、第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、全相第２、第３アームの第６の自己消弧素子をオン、上記第７の自己消弧素子をオンすることにより、直流短絡が生じていない極性側の直流コンデンサが過充電されることを防止するようにしたものである。
【００２４】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列にＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、装置の運転停止後、交流電源と交流直流変換手段との接続を断つとともに、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、上記交流直流変換手段の第１〜第４アームの第６の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサを上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたものである。
【００２５】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと直列にかつ上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子と逆極性に接続された第８の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなるＰ側およびＮ側の第４のスイッチ手段、およびこれら両第４のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第３の放電抵抗を備え、交流電源によりＰ側およびＮ側の直流コンデンサを充電する場合、交流直流変換手段の第１〜第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、上記両第４のスイッチ手段の第８の自己消弧素子をオフすることにより、上記交流直流変換手段の第１〜第４アームのダイオード、上記両第１のスイッチ手段のダイオード、および上記両第３の放電抵抗を介して上記両直流コンデンサを充電し、充電が完了すると、上記両第４のスイッチ手段の第８の自己消弧素子をオンするようにしたものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。図１において、１は、交流直流変換手段としての第１の電力変換器（コンバータ）で、電源（交流電源）の交流電力を直流電力に変換し、直流回路の端子Ｐ、Ｎに接続される。図は、１相分のみ示す。２は、１相分のアーム２Ｕと２Ｘがそれぞれ電圧駆動型の自己消弧素子（第２の自己消弧素子）と逆並列接続されたダイオードとで構成された、直流交流変換手段としての第２の電力変換器（インバータ）で、この直流回路の端子Ｐ、Ｎに接続されて直流電力を交流電力に変換し、負荷に供給する。３は直流コンデンサ、４は電圧駆動型の自己消弧素子（第１の自己消弧素子）と逆並列接続されたダイオードとで構成された第１のスイッチで、この直流コンデンサ３と第１のスイッチ４とは、端子Ｐ、Ｎ間に直列に接続される。
【００２７】
５はこの第１のスイッチ４のゲート回路であって、５ａと５ｂはそれぞれオンゲートスイッチとオフゲートスイッチ、５ｃと５ｄはそれぞれオンゲート電源とオフゲート電源である。６Ｕと６Ｘはそれぞれ第２の電力変換器２のアーム２Ｕと２Ｘのゲート回路であって、６ａと６ｂはそれぞれオンゲートスイッチとオフゲートスイッチ、６ｃと６ｄはそれぞれオンゲート電源とオフゲート電源である。
【００２８】
次に動作について説明する。電圧駆動型自己消弧素子としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴが代表的な素子であるが、第１のスイッチ４及び第２の電力変換器２は同じ定格容量のＩＧＢＴを適用した場合について示している。なお、第１のスイッチ４内ＩＧＢＴは直流コンデンサ３が放電する際に通電し、直流コンデンサ３が充電する際には第１のスイッチ４内のダイオードが通電する向きに接続構成される。
第１の電力変換器１は具体的にはダイオード整流器で構成され、直流コンデンサ３の電圧Ｖｃは電源の交流電圧を整流した電圧に維持されている。第２の電力変換器２が動作中は第１のスイッチ４内ＩＧＢＴはゲート回路５のゲート信号Ｓ４によりオン状態にある。すなわち、ゲート信号Ｓ４がＨの状態であり、ゲート回路５内オンゲートスイッチ５ａが導通してオンゲート電源５ｃの電圧Ｖｐｌが第１のスイッチ４内ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖｇｅになっている。一方、第２の電力変換器２のアーム２Ｕ、２Ｘ内ＩＧＢＴのオンゲート電源６ｃの電圧はＶｐ２であり、後述するように、Ｖｐｌ＜Ｖｐ２に設定されている。
【００２９】
第２の電力変換器２のアーム２Ｕ、２Ｘ内ＩＧＢＴが誤動作、一部破損等で同時に導通した場合には、図１の破線で示した経路で直流短絡電流Ｉｓが流れる。例えば、第２の電力変換器２のアーム２Ｕ内ＩＧＢＴが破損して短絡を生じた場合には、第１のスイッチ４内ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃｅ４と第２の電力変換器２のアーム２Ｘ内ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃｅ２Ｘとの和が直流コンデンサ３の電圧Ｖｃに対抗する形で直流短絡電流Ｉｓの値が決まる。すなわち、Ｖｃ＝Ｖｃｅ４＋Ｖｃｅ２Ｘとなる状態で直流短絡電流Ｉｓが制限される。
【００３０】
ところで、ＩＧＢＴに代表される電圧駆動型自己消弧素子には、コレクタ電流Ｉｃのゲート電圧依存特性が存在し、オンゲート電圧が高くなると、コレクタ電流Ｉｃは増加する特性を有する。これを自己消弧素子の通電損失特性から見ると、オンゲート電圧を下げると通電損失が増加する傾向となる。従って、常時スイッチング動作を行う第２の電力変換器２のＩＧＢＴは、そのターンオンスイッチング損失の増加を抑制するためにオンゲート電圧を高くする必要がある。
今回、発明者は、常時スイッチング動作を繰り返す第２の電力変換器２の自己消弧素子に比較し、第１のスイッチ４の自己消弧素子は常時オン状態で使用されスイッチング動作をしないため、すなわち、第１のスイッチ４の自己消弧素子の通電責務が第２の電力変換器２の自己消弧素子の通電責務より低いことに着目し、前者の素子のオンゲート電圧Ｖｐ１を後者の素子のオンゲート電圧Ｖｐ２より低く設定することにより、第１のスイッチ４の自己消弧素子のコレクタ電圧Ｖｃｅ４を大きくし、上述した式で決定される直流短絡電流Ｉｓの抑制効果を大幅に増大させることに成功した。
【００３１】
この様子を更に図２を参照して説明する。Ｖｐ１＜Ｖｐ２であることから、図２に示すように電圧駆動型自己消弧素子の特徴であるコレクタ電流Ｉｃのゲート電圧依存特性により、第１のスイッチ４内ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃｅ４と第２の電力変換器２のアーム２Ｘ内ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃｅ２Ｘとで電圧分担に差が生じる。これは、電圧駆動型自己消弧素子ではオンゲート電圧が高くなると、コレクタ電流Ｉｃは増加する特性を有することによる。この結果、Ｖｃｅ４＞Ｖｃｅ２Ｘとなり、Ｖｃ＝Ｖｃｅ４＋Ｖｃｅ２Ｘの関係から決定される直流短絡電流Ｉｓが大幅に低減する。
図２中、一点鎖線で示す特性は、第１のスイッチ４が設けられていない場合のもので、この場合の直流短絡電流Ｉｓｏに比較して、Ｖｐ１＜Ｖｐ２に設定した第１のスイッチ４を備えることにより直流短絡電流が大きく減少していることが判る。この結果、第２の電力変換器２のアームの故障により直流コンデンサ３から流入する短絡電流で健全アームの自己消弧素子が破損する可能性が大幅に低減する。
【００３２】
なお、図１においては、第１の電力変換器１として、簡単のため、ダイオード整流器で構成された他励式電力変換器を採用した場合について示したが、第２の電力変換器２と同じような自励式電力変換器であっても同様な効果を奏する。
【００３３】
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２を示す直流短絡電流の特性図である。この実施の形態２は、運転時における第１のスイッチ４の自己消弧素子の通電責務が第２の電力変換器２のアームの自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して前者の素子並列数を後者の素子並列数より少なく設定することで、直流短絡電流を大幅に低減させるものである。
図１の実施の形態１においては、第１のスイッチ４と第２の電力変換器２のアーム素子が同じ定格容量を有する場合について説明したが、同じ定格容量の素子であっても、例えば、第１のスイッチ４の素子並列数が１個でオンゲート電圧をＶｐｌ（ケース１）とし、第２の電力変換器２内アームの素子並列数が２個でオンゲート電圧をＶｐ２とした場合の各素子の電圧分担特性を図３の破線で示している。第１のスイッチ４の素子電圧Ｖｃｅ４と第２の電力変換器２のアーム２Ｘ内素子の電圧Ｖｃｅ２Ｘが、Ｖｃ＝Ｖｃｅ４＋Ｖｃｅ２Ｘの状態で直流短絡電流Ｉｓが制限される。ここで第１のスイッチ４を設けない場合にはＶｃｅ２Ｘ＝Ｖｃとなり、一点鎖線で図示した直流短絡電流Ｉｓｏになり、第１のスイッチ４を設けた場合に比べて２倍以上に直流短絡電流は増加する。
【００３４】
次に第１のスイッチ４の素子並列数が１個でオンゲート電圧をＶｐ２（ケース２）とした場合にも直流短絡電流の抑制効果が得られる。この場合、２点鎖線で示すように、Ｖｃ＝Ｖｃｅ４’＋Ｖｃｅ２Ｘ’の状態で直流短絡電流Ｉｓ’に制限され、ケース２の場合にも第１のスイッチ４を設けない場合に比べて直流短絡電流は約１／２に大幅に低減できることが判る。
以上のように、ほぼ同一の電流容量の素子を使用し、第１のスイッチ４内の素子並列数を第２の電力変換器２のアーム内の素子並列数よりも少なく設定することで、直流短絡電流を大幅に抑制でき、第２の電力変換器２内アームの素子の２次的破損を防止できる。
この場合、両素子のオンゲート電圧をＶｐ１＜Ｖｐ２に設定すれば、図３のケース１で示したように、直流短絡電流の抑制効果は一層増大する。
【００３５】
実施の形態３．
図４はこの発明の実施の形態３を示す電力変換装置で、特にその直流短絡保護の制御方式に関するものである。図において、７は第１のスイッチ４のコレクタ電圧Ｖｃｅ４を検出する第１の電圧検出器、８はこの第１の電圧検出器７からの出力信号ｖｃｅ４に基づいて第１のスイッチ４及び第２の電力変換器２アーム内素子のゲートを制御する直流短絡制御回路である。第１の電圧検出器７の出力信号ｖｃｅ４は比較器８ａで基準電圧ｖｃｅｒと比較される。ここで、この基準電圧ｖｃｅｒは、図２および図３に示すＶｃｅＲに相当する電圧であって、直流短絡が発生したときの第１のスイッチ４内素子のコレクタ電圧Ｖｃｅ４と第２の電力変換器２アーム内素子のコレクタ電圧Ｖｃｅ２Ｘとの間の適切な値に設定される。この比較器８ａの出力は上位の制御回路（図示せず）から与えられる第１のスイッチ４のゲート指令信号Ｓ４’とＡＮＤ回路８ｂでＡＮＤ演算され、保持回路８ｃに与えられる。この保持回路８ｃの出力は、ＡＮＤ回路８ｄ，８ｅ、８ｆに与えられ、上位の制御回路（図示せず）から与えられるゲート指令信号Ｓ４’、第２の電力変換器２のアーム２Ｕおよび２Ｘ内素子のゲート指令信号Ｓ２Ｕ、およびＳ２ＸとＡＮＤ演算される。このＡＮＤ回路８ｄ、８ｅ、８ｆの出力信号Ｓ４、Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｘはそれぞれゲート回路５、６Ｕ、６Ｘに与えられる。
【００３６】
次に動作について説明する。
破線の経路で示す直流短絡電流Ｉｓが流れると、図２および図３に示す電圧分担特性に従い、第１のスイッチ４内ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃｅ４が大きくなり、その電圧値が基準電圧値ｖｃｅｒを越えると、比較器８ａの出力はＨに反転する。一方、第１のスイッチ４内素子は通常導通しているので、ゲート指令信号Ｓ４’はＨであり、ＡＮＤ回路８ｂの出力もＨに反転して保持回路８ｃの出力はＨからＬに反転した状態で保持される。その結果、ゲート信号Ｓ４、Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｘはすべて強制的にＬ状態に保持され、それぞれゲート回路５、６Ｕ、６Ｘを経由してそれぞれ第１のスイッチ４、第２の電力変換器２のアーム２Ｕおよび２Ｘ内素子をオフする。
なお、図４では、第２の電力変換器２アーム内素子として、簡単のため、１相分しか図示していないが、当然ながら他相の健全素子も同時にオフすることは言うまでもない。
また、図４において、第１の電力変換器１として、簡単のため、ダイオード整流器で構成された他励式電力変換器の場合について示したが、第２の電力変換器２と同じような自励式電力変換器であってもよく、直流短絡が発生した場合には直流短絡制御回路８により、オフすると、同様な効果を奏する。
【００３７】
以上のように、第１のスイッチ４の電圧を監視して直流短絡の発生を検出し、第１のスイッチ４及び第２の電力変換器２の全アーム内素子をオフすることにより、速やかに直流短絡電流を遮断できるので、信頼性が高く、また安価に直流短絡保護が行える。
【００３８】
実施の形態４．
図５はこの発明の実施の形態４を示す電力変換装置で、実施の形態１に付随するものであって、特に直流コンデンザ３の放電方式に関するものである。図において、９は第１の放電抵抗であって、第１のスイッチ４の両端に接続される。放電指令信号ＳＤＳがＨになると、ＮＯＴ回路１０を介して第１のスイッチ４のゲート信号Ｓ４はＬになり、第１のスイッチ４をオフする。一方、第２の電力変換器２内の１相分のみのアーム、例えば２Ｕと２Ｘ内素子を同時にオンする。その結果、破線の経路で放電電流ＩＤＳが流れて直流コンデンサ３を放電できる。ここで、第２の電力変換器２内の１相分のみオンするようにしている理由は、たとえば負荷として自然減速中のモータが接続された状態では、第２の電力変換器２の全相を同時にオンすると、第２の電力変換器２はモータを短絡することになり、モータの残留起電力により、交流短絡電流が流れるので、これを抑制するためである。
【００３９】
以上のように、第１のスイッチ４の両端に第１の放電抵抗９を接続し、第１のスイッチ４をオフするとともに第２の電力変換器２の１相分のみのアーム内素子をオンするようにしたので、信頼性が高く、また安価な放電手段が得られる。
なお、モータ等回転機でなく、エネルギーを蓄積することがない負荷の場合は、第２の電力変換器２の全相の素子をオンするようにしてもよい。
【００４０】
実施の形態５．
図６はこの発明の実施の形態５を示す電力変換装置で、実施の形態１に付随するものであって、特に直流コンデンサ３の充電方法に関するものである。図において、１１は電源側の開閉器、１２はこの開閉器１１と第１の電力変換器１との間に接続されるリアクトル、１３と１４は端子Ｐ、Ｎ間に互いに直列に接続された第２の放電抵抗と第２のスイッチ（第３の自己消弧素子を使用）、１６はこの第２のスイッチ１４の両端に並列接続された第３の電圧検出器、１７は第２のスイッチ１４を制御する充電制御回路、１８は直流コンデンサ３の両端に並列接続された第２の電圧検出器である。
【００４１】
次に動作について説明する。第１のスイッチ４のゲート信号Ｓ４はオン指令状態で第１のスイッチ４がオン状態であるときに、開閉器１１を投入すると、リアクトル１２及び第１の電力変換器１を介して、破線の経路で示される直流コンデンサ３の充電電流Ｉｃｈが流れる。このときの直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ及び電流Ｉｃｈの動作波形を図７（ａ）および（ｂ）に示す。図において、第２のスイッチ１４がない場合には一点鎖線で示すように、リアクトル１２と直流コンデンサ３の共振現象により、直流コンデンサ３は電源電圧のピーク値の約２倍まで充電されるために、第１及び第２の電力変換器１及び２の素子を破損する可能性が生じる。そこでこの過充電を抑制するために、第２の放電抵抗１３と第２のスイッチ１４を設けている。直流コンデンサ３の電圧Ｖｃが図７（ａ）に示すような直流定格電圧に相当する電圧レベルＶ２を越え、この電圧レベルＶ２よりも少し高い値に設定した電圧レベルＶｌに達した時刻ｔｌで第２のスイッチ１４をオンして直流コンデンサ３の充電電圧Ｖｃを実線波形で示すように抑制する。
【００４２】
具体的な制御方法は、充電制御回路１７において、第２及び第３の電圧検出器１８及び１６の出力信号ｖｃ及びｖｃｅ１４を比較器１７ａ及び１７ｂで電圧レベルＶｌに相当する電圧基準ｖｌｒと比較し、この電圧基準ｖｌｒを越えるとＯＲ回路１７ｄを介して保持回路１７ｅでその出力信号Ｓ１４がＨに保持され、ゲート回路１５を介して第２のスイッチ１４をオンする。
次に放電電流ＩＲにより、直流コンデンサ３の電圧Ｖｃが減衰して電圧レベルＶ２になると、第２の電圧検出器１８の出力信号ｖｃと電圧レベルＶ２に相当する電圧基準ｖ２ｒを比較器１７ｃで比較して保持回路１７ｅをリセットする。このとき、その出力信号Ｓ１４がＬに反転して第２のスイッチ１４をオフする。
なお、リアクトル１２の代わりに変圧器が設けられてあってもよく、また第１の電力変換器１は自励式であっても同様な効果を奏する。
【００４３】
以上のように、直流回路の端子Ｐ、Ｎ間に第２の放電抵抗１３と第２のスイッチ１４との直列接続体を設け、直流コンデンサ３の電圧が直流定格電圧より少し高い設定値を越えると、第２のスイッチ１４をオンし、直流コンデンサ３の電圧が減衰して直流定格電圧まで減衰すると第２のスイッチ１４をオフするように制御することにより、直流コンデンサ３の過充電が抑制でき、信頼性が高く、また安価な充電手段が得られる。
なお、図６では、第２の電圧検出器１８と第３の電圧検出器１６を用いて直流コンデンサ３の電圧を検出しその検出の信頼性を上げているが、簡単に、第２の電圧検出器１８のみを用いて直流コンデンサ３の電圧を検出するようにしてもよい。
【００４４】
実施の形態６．
図８はこの発明の実施の形態６を示す電力変換装置で、実施の形態１に付随するものであって、特に直流コンデンサ３の放電方式に関するものである。図５に示す実施の形態４が第２の電力変換器２を利用して直流コンデンサ３を放電させているのに対して、第１のスイッチ４に並列に第１の放電抵抗９を備え、また端子Ｐ、Ｎ間に接続された第２の放電抵抗１３と第２のスイッチ１４を利用して直流コンデンサ３を放電するものである。
【００４５】
次に動作について説明する。開閉器１１、第２の電力変換器２及び第１のスイッチ４をオフにした状態で、第２のスイッチ１４をオンすると、一点鎖線の経路で放電電流ＩＤＳが流れて直流コンデンサ３を放電する。このときの放電時間は第１の放電抵抗９の抵抗値を変えることにより調整できる。
図５の実施の形態４の場合は、第２の電力変換器２の全アーム内素子の一斉点弧が必要であり、その動作に高い信頼性が必要となるが、この実施の形態６では、第２のスイッチ１４の第３の自己消弧素子のみを点弧すれば足り、直流コンデンサ３の放電動作がより簡便確実になされる。
なお、リアクトル１２の代わりに変圧器が設けられてあってもよく、また第１の電力変換器１は自励式であっても同様な効果を奏する。
【００４６】
以上のように、第１のスイッチ４をオフにした状態で、第２のスイッチ１４をオンして直流コンザンサ３を第１及び第２の放電抵抗９及び１３を介して放電するようにしたので、放電時間を調整でき、信頼性が高く、また安価な放電手段が得られる。
【００４７】
実施の形態７．
図９はこの発明の実施の形態７を示す電力変換装置であって、実施の形態１では第２の電力変換器２が端子Ｐ、Ｎを有する２レベルインバータに適用した場合について説明したが、この実施の形態７は、直流回路として端子Ｐ、Ｃ、Ｎを有する３レベルインバータへ適用したものである。図において、２０は変圧器であって、２次側と３次側が３０゜の位相差を有する多相変圧器で構成され、それぞれＰ側の第１の電力変換器１ＰとＮ側の第１の電力変換器１Ｎに接続されて、いわゆる１２相整流回路を構成する。このＰ側及びＮ側の第１の電力変換器１Ｐ及び１Ｎは直列接続されて、両端が端子Ｐ、Ｎに、中間接続点が端子Ｃに接続される。２Ａは３レベルインバータで構成された第２の電力変換器であって、電圧駆動型自己消弧素子からなるアームＴ１〜Ｔ４で１相分が構成される。このアームＴｌ〜Ｔ４は具体的には逆並列に接続されたダイオードを有するＩＧＢＴであって、端子Ｐ、Ｎ間に直列接続される。ＣＤｌおよびＣＤ２はクランプダイオードであって、アームＴｌとＴ２との中間点とアームＴ３とＴ４との中間点との間に直列接続され、このクランプダイオードＣＤｌとＣＤ２との中間点は端子Ｃに接続される。
【００４８】
３Ｐと４ＰはそれぞれＰ側の直流コンデンサとＰ側の第１のスイッチであって、端子Ｐ、Ｃ間に直列接続される。３Ｎと４ＮはそれぞれＮ側の直流コンデンザとＮ側の第１のスイッチであって、端子Ｃ、Ｎ間に直列接続される。７Ｐ及び７ＮはＰ側及びＮ側の第１の電圧検出器であって、それぞれＰ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎに並列接続される。５Ｐ及び５Ｎはゲート回路であって、それぞれＰ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎのゲートに接続され、実施の形態１のゲート回路５と同じ構成機能を有する。６Ｔｌ〜６Ｔ４はゲート回路であって、それぞれ第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ４内素子のゲートに接続され、実施の形態１のゲート回路６Ｕ、６Ｘと同じ構成機能を有する。１９は直流短絡制御回路であって、実施の形態３の直流短絡制御回路８とほぼ同様の機能を有する。
【００４９】
次に動作について説明する。第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ３内素子が導通し、直流端子Ｐ、Ｃ間で直流短絡が発生した場合には破線の経路で直流短絡電流Ｉｓが流れる。このとき、Ｐ側の第１のスイッチ４Ｐのコレクタ電圧Ｖｃｅ４Ｐが増加し、図２で示すようにＶｃｅＲを越えると、直流短絡制御回路１９の比較器１９ａの出力がＨに反転し、保持回路１９ｅの出力はＬの状態に保持され、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ４内素子をオフする。また、第２の電力変換器２ＡのアームＴ２〜Ｔ４内素子が導通し、直流端子Ｃ、Ｎ間で直流短絡が発生した場合にはＮ側の第１のスイッチ４Ｎのコレクタ電圧Ｖｃｅ４Ｎが増加し、図２で示すようにＶｃｅＲを越えると、直流短絡制御回路１９の比較器１９ｂの出力がＨに反転し、保持回路１９ｅの出力はＬの状態に保持され、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ４内素子をオフする。また、第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ４内素子が導通し、直流端子Ｐ、Ｎ間で直流短絡が発生した場合にはＰ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎのコレクタ電圧Ｖｃｅ４Ｐ及びＶｃｅ４Ｎが増加し、図２で示すようにＶｃｅＲを越えると、直流短絡制御回路１９の比較器１９ａ及び１９ｂの出力がＨに反転し、保持回路１９ｅの出力はＬの状態に保持され、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ４内素子をオフする。
【００５０】
なお、図９では簡単のため、変圧器２０とＰ側及びＮ側の第１の電力変換器１Ｐ及び１Ｎで１２相整流回路を構成したものを示したが、２４相以上の多相整流回路を構成したものであってもよく、同様の効果を奏する。
以上のように、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎの電圧を監視して直流短絡の発生を検出し、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２Ａの全アーム内素子をオフすることにより、速やかに直流短絡電流を遮断できるので、信頼性が高く、また安価に直流短絡保護が行える。
【００５１】
実施の形態８．
図１０はこの発明の実施の形態８を示す電力変換装置で、実施の形態７に付随するものであって、特にＰ側及びＮ側の直流コンデンザ３Ｐ及び３Ｎの充電方式に関するものである。図において、１３Ｐと１４Ｐは端子Ｐ、Ｃ間に直列接続されたＰ側の第２の放電抵抗とＰ側の第２のスイッチ、１６ＰはこのＰ側の第２のスイッチ１４Ｐの両端に並列接続されたＰ側の第３の電圧検出器、１８ＰはＰ側の直流コンデンサ３Ｐの両端に並列接続されるＰ側の第２の電圧検出器である。１３Ｎと１４Ｎは端子Ｃ，Ｎ間に直列接続されたＮ側の第２の放電抵抗とＮ側の第２のスイッチ、１６ＮはこのＮ側の第２のスイッチ１４Ｎの両端に並列接続されたＮ側の第３の電圧検出器、１８ＮはＮ側の直流コンデンサ３Ｎの両端に並列接続されたＮ側の第２の電圧検出器である。１７Ｐ及び１７ＮはＰ側及びＮ側の第２のスイッチ１４Ｐ及び１４Ｎを制御する充電制御回路である。２１は充電完了検出回路である。
【００５２】
次に動作について説明する。Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎのゲート信号Ｓ４はオン指令状態でＰ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎがオン状態であるときに、開閉器１１を投入すると、変圧器２０及びＰ側及びＮ側の第１の電力変換器１Ｐ及び１Ｎを介して、破線の経路で示されるＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの充電電流Ｉｃｈが流れる。このときのＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの電圧Ｖｃの動作波形を図１１に示す。変圧器２０の２次と３次の電圧は３０゜の位相差を有するために、図に示すようにＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの電圧ＶｃＰ及びＶｃＮは時間変化が異なったものとなる。
そのためにＰ側及びＮ側の第２のスイッチ１４Ｐ及び１４Ｎは実施の形態５で説明した充電制御回路１７と同じ動作機能を有する充電制御回路１７Ｐ及び１７Ｎにより、個別に制御される。充電完了検出回路２１はＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの電圧ＶｃＰ及びＶｃＮが一致したことを検出する一致検出回路２１ａを有し、一致すればその出力信号Ｓ２１ｃはＨになる。ここで、この一致検出回路２１ａは、例えば減算器２１ｂと０レベル検出器２１ｃで構成される。また図１１に示すような運転可能な直流電圧の下限レベルの電圧Ｖ３ｒを越えたことを検出する比較器２１ｅ及び２１ｆ、この比較器２１ｅ及び２１ｆの出力信号により、ＯＲ回路２１ｇを介して遅延信号Ｓ２１ｈを出力する遅延回路２１ｈを有する。
【００５３】
次に充電完了検出回路２１の動作を図１１に基づいて説明する。Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの電圧ＶｃＰ及びＶｃＮのいずれかがＶ３を越えた時刻ｔｌでＯＲ回路２１ｇの出力信号Ｓ２１ｇはＨになり、遅延回路２１ｈの出力信号Ｓ２１ｈは時刻ｔｌから遅延時間ｔｄだけ遅れた時刻ｔ５にＨになる。充電制御回路１７Ｐ及び１７Ｎの出力信号Ｓ１５Ｐ及びＳ１５Ｎはそれぞれ時刻ｔ２〜ｔ６および時刻ｔ３〜ｔ７の期間にＨになり、それぞれＰ側及びＮ側の第２のスイッチ１４Ｐ及び１４Ｎをオンする。Ｐ側及びＮ側の直流コンデンザ３Ｐ及び３Ｎの電圧ＶｃＰ及びＶｃＮの差電圧△Ｖｃは図示のようになり、時刻ｔ４で一瞬、Ｈになるので、遅延回路２１ｈにより、過渡的な一致検出を殺している。２１ｋはＡＮＤ回路であって、充電制御回路１７Ｐ及び１７Ｎの出力信号Ｓ１５Ｐ及びＳ１５Ｎの反転信号、一致検出回路２１ａの出力信号Ｓ２１ｃ、遅延回路２１ｈの出力信号Ｓ２１ｈのＡＮＤ演算を行い、定常的に一致したことが検出される時刻ｔ７にて、Ｈになる充電完了信号Ｓ２１ｋを出力する。この充電完了信号Ｓ２１ｋがＨになることにより、第２の電力変換器２Ａの運転が開始される。
【００５４】
以上のように、直流端子Ｐ、ＣおよびＣ、Ｎ間に第２の放電抵抗１３と第２のスイッチ１４の直列接続体をそれぞれ設けて、直流端子Ｐ、ＣおよびＣ、Ｎ間にそれぞれ接続された直流コンデンザ３の電圧が直流定格電圧より少し高い設定値を越えると、第２のスイッチ１４をオンし、直流コンデンサ３の電圧が減衰して直流定格電圧まで減衰すると第２のスイッチ１４をオフするように個別に制御することにより、直流コンデンサ３の過充電が抑制できるとともに、両直流コンデンサの電圧が定常的に一致したことを検出する手段を備えたので、速やかに運転を開始でき、また信頼性が高く、安価な充電手段が得られる。
【００５５】
実施の形態９．
図１２はこの発明の実施の形態９を示す電力変換装置で、実施の形態７に付随するものであって、特に直流短絡発生後の電源側からの続流抑制手段ならびにＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの充電方式に関するものである。図において、２２Ｐは第４の自己消弧素子からなるＰ側の第３のスイッチで、端子ＣとＰ側の第１の電力変換器１Ｐの負極端間に接続される。２３ＰはＰ側の限流抵抗で、Ｐ側の第３のスイッチ２２Ｐに並列接続される。２２Ｎは第４の自己消弧素子からなるＮ側の第３のスイッチで、端子ＣとＮ側の第１の電力変換器１Ｎの正極端間に接続される。２３ＮはＮ側の限流抵抗で、Ｎ側の第３のスイッチ２２Ｎに並列接続される。
【００５６】
次に動作について説明する。第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ３内素子が導通し、直流端子Ｐ、Ｃ間で直流短絡が発生した場合には破線の経路でＰ側の直流コンデンサ３Ｐから直流短絡電流Ｉｓが流れる。この直流短絡電流Ｉｓに対して実施の形態７のようにＰ側の第１のスイッチ４Ｐをオフすることにより抑制できるが、最悪、第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ３内素子が破損した場合には、開閉器１１が遮断するまでの期間は電源側から２点鎖線の経路で続流ＩＳＬが流れるため、他の健全素子、例えばクランプダイオードＣＤ２やＰ側の第１の電力変換器１Ｐ内の素子を過電流で２次破損させて被害を拡大する恐れがある。
【００５７】
そこで、この実施の形態９においては、Ｐ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎは運転中は常時オン状態であるが、直流短絡が発生した場合には、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎをオフすると同時にＰ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎもオフすることにより、電源からの続流ＩＳＬを限流抵抗２３Ｐ及び２３Ｎで抑制できる。
また、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを充電する際も、Ｐ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎと限流抵抗２３Ｐ及び２３Ｎを利用できる。すなわち、開閉器１１を投入する際にはＰ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎをオフしておき、例えばＰ側の直流コンデンサ３Ｐの充電では１点鎖線の経路で充電電流Ｉｃｈを流して充電する。この場合には直流コンデンサ３Ｐに直列に限流抵抗２３Ｐが接続されるために、変圧器２０のインダクタンス成分と直流コンデンサ３Ｐ間の共振現象が緩和され、直流コンデンサ３Ｐの過充電を抑制できる。その後、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎの充電が完了すれば、Ｐ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎをオンして運転を開始する。
【００５８】
なお、Ｐ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎはそれぞれ直流端子Ｐ、Ｎ側に設けてあっても同様の効果を奏するが、図１２に示すように、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと同様に直流端子Ｃ側に設けた場合には直流線路Ｃの対アース電位が直流端子Ｐ、Ｎの対アース電位より直流回路電圧分だけ低くなるため、ノイズの影響で誤動作する可能性が小さくなる効果がある。
【００５９】
以上のように、第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎをそれぞれ第１の電力変換器１Ｐ及び１Ｎに直列に接続して設け、限流抵抗２３Ｐ及び２３Ｎをそれぞれ第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎに並列接続して構成することにより、直流短絡発生時に電源側からの続流を抑制できるとともにＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎの過充電を抑制できるために、信頼性が高く、安価な電力変換装置が得られる。
なお、この第３のスイッチ２２および限流抵抗２３は、３レベルの電力変換装置に限らず、先の実施の形態で説明した２レベルの電力変換装置においても同様の考えにより適用することが出来、同等の効果を奏するものである。
【００６０】
実施の形態１０．
図１３はこの発明の実施の形態１０を示す電力変換装置で、実施の形態７に付随するものであって、特にＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの放電方式に関するものである。図において、９Ｐ及び９ＮはＰ側及びＮ側の第１の放電抵抗で、それぞれＰ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎに並列接続される。
運転停止後、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎをオフするとともに第２の電力変換器２Ａの１相分のアームＴｌ〜Ｔ４内素子をオンすることにより、破線の経路で放電電流ＩＤＳを流して、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを放電する。
以上のように、放電経路を構成することで、信頼性が高く、安価な電力変換装置を得られる。
【００６１】
実施の形態１１．
図１４はこの発明の実施の形態１１を示す電力変換装置であって、実施の形態７に記載した第２の電力変換器２Ａと異なる構成の３レベルインバータである第２の電力変換器２Ｂに適用した場合におけるＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの放電方式に関するものである。図において、Ｔ５とＴ６はクランプダイオードＣＤｌとＣＤ２の替わりとして構成されたもので、アームＴｌ〜Ｔ４と同じ電圧駆動型自己消弧素子（第５の自己消弧素子）と逆並列接続されたダイオードとでなり、具体的にはＩＧＢＴである。
直流短絡が発生した場合には、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２ＢのアームＴ１〜Ｔ４内素子をオフすると同時にこのクランプ素子Ｔ５及びＴ６もオフすることにより、直流短絡電流を抑制できる。
この場合の直流短絡としては、Ｔ１−Ｔ２−Ｔ３−Ｔ６の経路、Ｔ１−Ｔ５の経路、Ｔ５−Ｔ２−Ｔ３−Ｔ４の経路、Ｔ６−Ｔ４の経路が考えられる。
【００６２】
次に運転停止後、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎをオフするとともに第２の電力変換器２Ｂの１相分のアームＴ１とＴ４内素子及びクランプ素子Ｔ５とＴ６をオンすることにより、破線の経路で放電電流ＩＤＳを流して、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを放電する。以上のように放電経路を構成したので、信頼性が高く、安価な電力変換装置が得られる。
【００６３】
実施の形態１２．
図１５はこの発明の実施の形態１２を示す電力変換装置であって、実施の形態７に記載した第１の電力変換器１Ｐ及び１Ｎの替わりに、第２の電力変換器２Ａと同じ構成の、第６の自己消弧素子を使用した自励式電力変換器で構成した場合における直流短絡保護方式に関するものである。図において、第２の電力変換器２ＡのアームＴ１〜Ｔ３内素子が導通した場合には破線の経路で直流短絡電流Ｉｓが流れてＰ側の直流コンデンサ３Ｐが放電する。この直流短絡電流ＩｓはＰ側およびＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２Ａの全アーム内素子をオフすることにより抑制できるが、最悪、第２の電力変換器２Ａのアーム内素子Ｔｌ〜Ｔ３が破損した場合には電源側から第１の電力変換器１Ａのアーム内素子のダイオード部を通って図示の１点鎖線の経路で続流ＩＳＬが流れる。このとき、Ｎ側の直流コンデンサ３Ｎはこの続流ＩＳＬにより、直流定格電圧の２倍以上に過充電されるため、他の健全素子が過電圧破壊を生じる可能性が高くなる。
【００６４】
１９Ａは先の直流短絡制御回路１９と同じ構成機能を有する直流短絡制御回路であって、直流短絡が検出されると、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２Ａの全アーム内素子をオフするとともに、第１の電力変換器１Ａの全相アームＴ１およびＴ４内素子をオフし、第１の電力変換器１Ａの全相アームＴ２およびＴ３内素子をオンして続流ＩＳＬを遮断する。すなわち、第１の電力変換器１Ａ内全相アームＴ２およびＴ３内素子をオンすることにより、交流短絡経路を強制的に形成させて２点鎖線の経路（実際は異なる相間に亘る短絡経路となる）で交流短絡電流ＩＳＡが流れるので、第１の電力変換器１ＡのアームＴ２とＴ３内素子の両端電圧は０になり、Ｎ側の直流コンデンサ３Ｎの充電は停止される。
上記説明で、第２の電力変換器２Ａで全アーム内素子をオフするのは、電圧源が存在する場合の負荷側からの続流を抑制するためである。
なお、リアクトル１２の替わりに変圧器で構成されたものであっても、同様な効果を奏する。
【００６５】
以上のように、第１の電力変換器が３レベルインバータと同じ構成である場合には、直流短絡の発生時に全相の外側アームＴ１およびＴ４内素子をオフし、全相の内側アームＴ２およびＴ３内素子を強制的にオンすることにより、直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎの過充電を抑制できるので、信頼性が高く、安価な電力変換装置を得られる。
【００６６】
実施の形態１３．
図１６はこの発明の実施の形態１３を示す電力変換装置であって、実施の形態１２では第１の電力変換器１Ａ及び第２の電力変換器２Ａがともに図９に示すような３レベルインバータで構成されているのに対し、第１の電力変換器１Ｂ及び第２の電力変換器２Ｂがともに図１４に示すような３レベルインバータと同じ構成の自励式電力変換器で構成した場合における直流短絡保護方式に関するものである。図において、第２の電力変換器２ＢのアームＴ１〜Ｔ３内素子が導通した場合には破線の経路で直流短絡電流Ｉｓが流れてＰ側の直流コンデンサ３Ｐが放電する。この直流短絡電流ＩｓはＰ側およびＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２Ｂの全アーム内素子をオフすることにより抑制できるが、最悪、第２の電力変換器２ＢのアームＴ１〜Ｔ３内素子が破損した場合には電源側から第１の電力変換器１Ｂのアーム内素子のダイオード部を通って図示の１点鎖線の経路で続流ＩＳＬが流れる。このとき、Ｎ側の直流コンデンサ３Ｎはこの続流ＩＳＬにより、直流定格電圧の２倍以上に過充電されるために、他の健全素子が過電圧破壊を生じる可能性が高くなる。
【００６７】
１９Ｂは先の直流短絡制御回路１９と同じ構成機能を有する直流短絡制御回路であって、直流短絡が検出されると、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２Ｂの全アーム内素子をオフするとともに第１の電力変換器１Ｂの全相アームＴ１およびＴ４内素子をオフし、第１の電力変換器１Ｂの全相アームＴ２、Ｔ３、Ｔ５およびＴ６（アームＴ５、Ｔ６には第７の自己消弧素子を使用）内素子をオンして続流ＩＳＬを遮断する。すなわち、第１の電力変換器１Ｂの全相アームＴ２、Ｔ３、Ｔ５およびＴ６内素子をオンすることにより、交流短絡経路を強制的に形成させて２点鎖線の経路（実際は異なる相間に亘る短絡経路となる）で交流短絡電流ＩＳＡが流れるので、第１の電力変換器１ＢのアームＴ２とＴ３内素子の両端電圧は０になり、Ｎ側の直流コンデンサ３Ｎの充電は停止される。この場合、第１の電力変換器１ＢのアームＴ５およびＴ６内素子が両方向通電するので、第１の電力変換器１Ｂの全相アームＴ２、Ｔ３、Ｔ５およびＴ６内素子の交流短絡電流ＩＳＡの電流負担が先の第１の電力変換器１Ａの場合に比べて軽減される。
なお、リアクトル１２の替わりに変圧器で構成されたものであっても、同様な効果を奏する。
【００６８】
以上のように、第１の電力変換器がアームＴｌ〜Ｔ６で構成される３レベルコンバータである場合には、直流短絡の発生時に全相の外側アームＴｌおよびＴ４内素子をオフし、全相の内側アームＴ２およびＴ３内素子と全相のクランプ素子Ｔ５およびＴ６を強制的にオンすることにより、直流コンデンザ３Ｐおよび３Ｎの過充電を抑制でき、信頼性が高く、安価な電力変換装置が得られる。
【００６９】
実施の形態１４．
図１７はこの発明の実施の形態１４を示す電力変換装置で、実施の形態１２に付随するものであって、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンザ３Ｐ及び３Ｎの放電方式に関するものである。図において、運転停止後、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎをオフし、開閉器１１を開放した状態で、第１の電力変換器１Ａの１相分のアームＴ１〜Ｔ４内素子をオンすることにより、図示の破線の経路で放電電流ＩＤＳが流れて、直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを同時に放電する。
なお、リアクトル１２の替わりに変圧器で構成されたものであっても、同様な効果を奏する。
【００７０】
以上のように、開閉器１１を開放して第１の電力変換器１Ａの１相分のアームＴｌ〜Ｔ４内素子をオンして放電するようにしたので、電源側の影響を全く受けず、信頼性が高く、安価な電力変換装置が得られる。
【００７１】
実施の形態１５．
図１８はこの発明の実施の形態１５を示す電力変換装置で、実施の形態１２および１３に付随するものであって、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの充電方式に関するものである。図において、２４Ｐおよび２４ＮはＰ側およびＮ側の第４のスイッチであって、第８の自己消弧素子にダイオードを逆並列接続して構成され、この自己消弧素子が直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを充電する向きにそれぞれＰ側の直流コンデンサ３ＰおよびＮ側の直流コンデンサ３Ｎに直列接続される。２５Ｐおよび２５Ｎは第３の放電抵抗で、それぞれＰ側およびＮ側の第４のスイッチ２４Ｐおよび２４Ｎに並列接続される。第１の電力変換器１Ａの全アーム内素子をオフにした状態で、第４のスイッチ２４Ｐおよび２４Ｎと第１のスイッチ４Ｐおよび４Ｎをオフにして、開閉器１１を投入すると、図示の破線の経路で充電電流Ｉｃｈが流れて直流コンデンザ３Ｐおよび３Ｎを同時に充電する。
このとき、リアクトル１２と直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎとの間の共振現象は、第３の放電抵抗２５Ｐおよび２５Ｎにより緩和されるために、直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎの過充電はほとんど生じない。充電が完了すると、第４のスイッチ２４Ｐおよび２４Ｎと第１のスイッチ４Ｐおよび４Ｎをオンにして、運転を開始する。
なお、リアクトル１２の替わりに変圧器で構成されたものであってもよく、また第１の電力変換器がクランプ素子Ｔ５およびＴ６を有する電力変換器１Ｂであっても、同様な効果を奏する。
【００７２】
以上のように、第３の放電抵抗２５Ｐおよび２５Ｎをそれぞれ直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎと第１のスイッチ４Ｐおよび４Ｎの直列体に直列接続して構成して直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを充電し、充電が完了すると、第３の放電抵抗２５Ｐおよび２５Ｎにそれぞれ並列接続された第４のスイッチ２４Ｐおよび２４Ｎをオンして運転を開始するようにしたので、信頼性が高く、安価な電力変換装置が得られる。
【００７３】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係る電力変換装置は、直流コンデンサと第１の自己消弧素子を使用した第１のスイッチ手段との直列接続体からなる直流回路、および第２の自己消弧素子を使用した複数のアームで構成され上記直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換する直流交流変換手段を備え、上記アームの故障で生じる直流短絡時に健全アームに流れる短絡電流を上記第１の自己消弧素子で抑制する電力変換装置において、
上記第１および第２の自己消弧素子として電圧駆動型自己消弧素子を使用し、運転時における上記第１の自己消弧素子の通電責務が上記第２の自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して上記第１の自己消弧素子のオンゲート電圧を上記第２の自己消弧素子のオンゲート電圧より低く設定することにより、上記第１の自己消弧素子による短絡電流抑制効果を増大せしめたので、短絡電流が効果的に抑制され健全素子が確実に保護される。
【００７４】
また、この発明に係る電力変換装置は、直流コンデンサと第１の自己消弧素子を使用した第１のスイッチ手段との直列接続体からなる直流回路、および第２の自己消弧素子を使用した複数のアームで構成され上記直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換する直流交流変換手段を備え、上記アームの故障で生じる直流短絡時に健全アームに流れる短絡電流を上記第１の自己消弧素子で抑制する電力変換装置において、
上記第１および第２の自己消弧素子をほぼ同一の電流容量を有する電圧駆動型自己消弧素子を使用したものとし、運転時における上記第１の自己消弧素子の通電責務が上記第２の自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して上記第１の自己消弧素子を構成する素子並列数を上記第２の自己消弧素子を構成する素子並列数より少なく設定することにより、上記第１の自己消弧素子による短絡電流抑制効果を増大せしめたので、短絡電流が効果的に抑制され健全素子が確実に保護される。
【００７５】
また、この発明に係る電力変換装置の第１のスイッチ手段はその第１の自己消弧素子と逆並列に接続されたダイオードを備えたものとし、交流電源に接続され交流電力を直流電力に変換して直流回路に供給する交流直流変換手段を備えたので、直流を介した交流交流変換設備における直流短絡電流の効果的な抑制が実現する。
【００７６】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段の電圧を検出する第１の電圧検出手段を備え、この第１の電圧検出手段の出力が所定の設定値を越えたとき、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子および直流交流変換手段の第２の自己消弧素子をオフするようにしたので、直流短絡電流の遮断が、簡便確実になされる。
【００７７】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段と並列に接続された第１の放電抵抗を備え、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに直流交流変換手段の第２の自己消弧素子をオンすることにより、直流コンデンサの電荷を上記第１の放電抵抗を介して放電するようにしたので、直流コンデンサの放電動作が簡便確実になされる。
【００７８】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段と並列に接続された第１の放電抵抗、および直流回路の端子間に接続された、第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンすることにより、直流コンデンサの電荷を上記第１および第２の放電抵抗を介して放電するようにしたので、直流コンデンサの放電動作が簡便確実になされる。
【００７９】
また、この発明に係る電力変換装置は、その直流コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段、および直流回路の端子間に接続された、第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、
交流電源により上記直流コンデンサをその定格直流電圧に充電する場合、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオン、上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフにした状態で上記交流電源を印加して上記直流コンデンサの充電を開始し、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧より所定量高い所定の設定値を越えたとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンして上記直流コンデンサの電荷を上記第２の放電抵抗を介して放電させ、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧まで下がったとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフするようにしたので、直流コンデンサの充電動作が、過充電になることなく円滑確実になされる。
【００８０】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段の直流出力端と直列に接続され第４の自己消弧素子を使用した第３のスイッチ手段、およびこの第３のスイッチ手段と並列に接続された限流抵抗を備え、直流交流変換手段のアームが故障で直流短絡が発生した場合、上記第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより交流電源からの続流を上記限流抵抗で抑制するとともに、上記交流電源により直流コンデンサを充電する場合、上記第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより上記交流電源からの充電電流を上記限流抵抗で抑制するようにしたので、直流短絡時の続流が抑制されて短絡電流が低減し、直流コンデンサの充電が円滑になされる。
【００８１】
また、この発明に係る電力変換装置の直流回路は、Ｐ、Ｃ、Ｎの３端子を備え、上記端子Ｐ、Ｃ間にＰ側の直流コンデンサおよび第１のスイッチ手段を、上記端子Ｃ、Ｎ間にＮ側の直流コンデンサおよび第１のスイッチ手段を備え、直流交流変換手段は、上記端子Ｐ、Ｎ間に接続された、それぞれ第２の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなる第１〜第４アームの直列接続体と、上記第１、第２アームの接続点および第３、第４アームの接続点と上記端子Ｃとの間に接続された第１、第２クランプダイオードとからなり、上記第２、第３アームの接続点から交流出力を得る３レベル変換手段であるので、３レベル電力変換装置における直流短絡電流が効果的に抑制される。
【００８２】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段はその第１の自己消弧素子に逆並列接続されたダイオードを備えたものとし、交流電源に接続され交流電力を直流電力に変換して直流回路に供給する交流直流変換手段を備え、上記交流直流変換手段は、直流回路の端子Ｐ、Ｃ、Ｎに対応する３個の出力端子を備え、上記端子Ｐ、Ｃ間および端子Ｃ、Ｎ間にそれぞれ直流電圧を出力するものであるので、直流を介した交流交流３レベル電力変換装置における直流短絡電流が効果的に抑制される。
【００８３】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の電圧を検出するＰ側およびＮ側の第１の電圧検出手段を備え、上記Ｐ側またはＮ側の第１の電圧検出手段の出力が所定の設定値を越えたとき、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子および直流交流変換手段の第１〜第４アームの第２の自己消弧素子をオフするようにしたので、直流短絡電流の遮断が、簡便確実になされる。
【００８４】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の直流コンデンサの電圧を検出するＰ側およびＮ側の第２の電圧検出手段、および直流回路の端子Ｐ、Ｃ間およびＣ、Ｎ間に接続された、Ｐ側およびＮ側の第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、
交流電源により上記両直流コンデンサをその定格直流電圧に充電する場合、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオン、上記両第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフにした状態で上記交流電源を印加して上記両直流コンデンサの充電を開始し、Ｐ側およびＮ側のそれぞれにおいて、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧より所定量高い所定の設定値を越えたとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンして上記直流コンデンサの電荷を上記第２の放電抵抗を介して放電させ、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧まで下がったとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフするようにしたので、直流コンデンサの充電動作が、過充電になることなく円滑確実になされる。
【００８５】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第２の電圧検出手段の出力差が零になったとき充電完了信号を出力する電圧差検出手段、および上記第２の電圧検出手段の出力のいずれかが直流コンデンサの定格直流電圧より低い所定の設定値を越えた時点から所定の設定時間が経過するまで上記電圧差検出手段の出力を停止させる出力停止手段を備えたので、両直流コンデンサの充電動作完了時点が確実に把握できる。
【００８６】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段のＰ側およびＮ側の直流出力端のそれぞれと直列に接続され第４の自己消弧素子を使用したＰ側およびＮ側の第３のスイッチ手段、およびこの両第３のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の限流抵抗を備え、直流交流変換手段のアームが故障で直流短絡が発生した場合、上記両第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより交流電源からの続流を上記限流抵抗で抑制するとともに、上記交流電源によりＰ側およびＮ側の直流コンデンサを充電する場合、上記両第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより上記交流電源からの充電電流を上記両限流抵抗で抑制するようにしたので、直流短絡時の続流が抑制されて短絡電流が低減し、直流コンデンサの充電が円滑になされる。
【００８７】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに直流交流変換手段の第１〜第４アームの第２の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電荷を上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたので、両直流コンデンサの放電動作が簡便確実になされる。
【００８８】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、直流交流変換手段の第１および第２クランプダイオードのそれぞれと逆並列接続された第５の自己消弧素子を備え、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに上記直流交流変換手段の第１、第４アームの第２の自己消弧素子および上記第５の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電荷を上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたので、両直流コンデンサの放電動作が簡便確実になされる。
【００８９】
また、この発明に係る電力変換装置の交流直流変換手段は、直流回路の端子Ｐ、Ｎ間に接続された、それぞれ第６の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなる第１〜第４アームの直列接続体と、上記第１、第２アームの接続点および第３、第４アームの接続点と上記直流回路の端子Ｃとの間に接続された第１、第２クランプダイオードとからなり、上記第２、第３アームの接続点に交流入力を得る３レベル変換手段であるので、直流を介し３レベル変換手段を備えた交流交流電力変換装置における直流短絡電流が効果的に抑制される。
【００９０】
また、この発明に係る電力変換装置は、その直流交流変換手段のＰ側またはＮ側の直流短絡が生じた場合、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、交流直流変換手段の全相第１、第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、全相第２、第３アームの第６の自己消弧素子をオンすることにより、直流短絡が生じていない極性側の直流コンデンサが過充電されることを防止するようにしたので、直流短絡時、交流電源により直流コンデンサが過充電される現象が効果的に抑制される。
【００９１】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段の第１および第２クランプダイオードのそれぞれと逆並列接続された第７の自己消弧素子を備え、直流交流変換手段のＰ側またはＮ側の直流短絡が生じた場合、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、上記交流直流変換手段の全相第１、第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、全相第２、第３アームの第６の自己消弧素子をオン、上記第７の自己消弧素子をオンすることにより、直流短絡が生じていない極性側の直流コンデンサが過充電されることを防止するようにしたので、直流短絡時、交流電源により直流コンデンサが過充電される現象が効果的に抑制される。
【００９２】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列にＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、装置の運転停止後、交流電源と交流直流変換手段との接続を断つとともに、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、上記交流直流変換手段の第１〜第４アームの第６の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサを上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたので、両直流コンデンサの充電動作が円滑になされる。
【００９３】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと直列にかつ上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子と逆極性に接続された第８の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなるＰ側およびＮ側の第４のスイッチ手段、およびこれら両第４のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第３の放電抵抗を備え、交流電源によりＰ側およびＮ側の直流コンデンサを充電する場合、交流直流変換手段の第１〜第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、上記両第４のスイッチ手段の第８の自己消弧素子をオフすることにより、上記交流直流変換手段の第１〜第４アームのダイオード、上記両第１のスイッチ手段のダイオード、および上記両第３の放電抵抗を介して上記両直流コンデンサを充電し、充電が完了すると、上記両第４のスイッチ手段の第８の自己消弧素子をオンするようにしたので、両直流コンデンサの充電動作が円滑になされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の主回路図である。
【図２】 この発明の実施の形態１を示す自己消弧素子の特性図である。
【図３】 この発明の実施の形態２を示す自己消弧素子の特性図である。
【図４】 この発明の実施の形態３を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図５】 この発明の実施の形態４を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図６】 この発明の実施の形態５を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図７】 この発明の実施の形態５を示す電力変換装置の主回路動作波形図である。
【図８】 この発明の実施の形態６を示す電力変換装置の主回路図である。
【図９】 この発明の実施の形態７を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図１０】 この発明の実施の形態８を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図１１】 この発明の実施の形態８を示す電力変換装置の主回路動作波形図である。
【図１２】 この発明の実施の形態９を示す電力変換装置の主回路図である。
【図１３】 この発明の実施の形態１０を示す電力変換装置の主回路図である。
【図１４】 この発明の実施の形態１１を示す電力変換装置の主回路図である。
【図１５】 この発明の実施の形態１２を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図１６】 この発明の実施の形態１３を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図１７】 この発明の実施の形態１４を示す電力変換装置の主回路図である。
【図１８】 この発明の実施の形態１５を示す電力変換装置の主回路図である。
【符号の説明】
１，１Ａ，１Ｂ 第１の電力変換器、２，２Ａ，２Ｂ 第２の電力変換器、
３，３Ｐ，３Ｎ 直流コンデンサ、４ 第１のスイッチ、
７ 第１の電圧検出器、８，１９，１９Ａ，１９Ｂ 直流短絡制御回路、
９ 第１の放電抵抗、１３ 第２の放電抵抗、１４ 第２のスイッチ、
１６ 第３の電圧検出器、１７ 充電制御回路、１８ 第２の電圧検出器、
２１ 充電完了検出回路、２２ 第３のスイッチ、２３ 限流抵抗、
２４ 第４のスイッチ、２５ 第３の放電抵抗。
【発明の属する技術分野】
この発明は、自己消弧素子を用いた電力変換装置の直流短絡時の自己消弧素子の保護に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の電力変換装置としては、例えばＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ（１９８３年）第８８２頁から第８９３頁のＰＲＯＴＥＣＴＩＯＮ ＯＦ ＶＯＬＴＡＧＥ ＳＯＵＲＣＥＩＮＶＥＲＴＥＲＳに紹介されており、この中のＦｉｇ６に示されているように直流回路に還流ダイオードつきのリアクトルを挿入し、変換器を構成する自己消弧素子およびゲート回路の異常等に起因して直流短絡が発生した場合に短絡電流の立ち上がりを抑制する方式としていた。この場合に部品寸法の大型化、ひいてはコストアップを招くという問題があった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
直流部のリップル抑制のために直流コンデンサを接続したコンバータ及びインバータにおいて、変換器内の自己消弧素子が誤動作または一部破損し、直流短絡を生じた場合に直流コンデンサの放電電流が直流短絡相の素子に流れ、当該相の素子を全て破損させてしまうという問題があった。
【０００４】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流短絡時に直流コンデンサから電力変換器を通して放電される短絡電流から確実に自己消弧素子を保護することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電力変換装置は、直流コンデンサと第１の自己消弧素子を使用した第１のスイッチ手段との直列接続体からなる直流回路、および第２の自己消弧素子を使用した複数のアームで構成され上記直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換する直流交流変換手段を備え、上記アームの故障で生じる直流短絡時に健全アームに流れる短絡電流を上記第１の自己消弧素子で抑制する電力変換装置において、
上記第１および第２の自己消弧素子として電圧駆動型自己消弧素子を使用し、運転時における上記第１の自己消弧素子の通電責務が上記第２の自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して上記第１の自己消弧素子のオンゲート電圧を上記第２の自己消弧素子のオンゲート電圧より低く設定することにより、上記第１の自己消弧素子による短絡電流抑制効果を増大せしめたものである。
【０００６】
また、この発明に係る電力変換装置は、直流コンデンサと第１の自己消弧素子を使用した第１のスイッチ手段との直列接続体からなる直流回路、および第２の自己消弧素子を使用した複数のアームで構成され上記直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換する直流交流変換手段を備え、上記アームの故障で生じる直流短絡時に健全アームに流れる短絡電流を上記第１の自己消弧素子で抑制する電力変換装置において、
上記第１および第２の自己消弧素子をほぼ同一の電流容量を有する電圧駆動型自己消弧素子を使用したものとし、運転時における上記第１の自己消弧素子の通電責務が上記第２の自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して上記第１の自己消弧素子を構成する素子並列数を上記第２の自己消弧素子を構成する素子並列数より少なく設定することにより、上記第１の自己消弧素子による短絡電流抑制効果を増大せしめたものである。
【０００７】
また、この発明に係る電力変換装置の第１のスイッチ手段はその第１の自己消弧素子と逆並列に接続されたダイオードを備えたものとし、交流電源に接続され交流電力を直流電力に変換して直流回路に供給する交流直流変換手段を備えたものである。
【０００８】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段の電圧を検出する第１の電圧検出手段を備え、この第１の電圧検出手段の出力が所定の設定値を越えたとき、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子および直流交流変換手段の第２の自己消弧素子をオフするようにしたものである。
【０００９】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段と並列に接続された第１の放電抵抗を備え、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに直流交流変換手段の第２の自己消弧素子をオンすることにより、直流コンデンサの電荷を上記第１の放電抵抗を介して放電するようにしたものである。
【００１０】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段と並列に接続された第１の放電抵抗、および直流回路の端子間に接続された、第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンすることにより、直流コンデンサの電荷を上記第１および第２の放電抵抗を介して放電するようにしたものである。
【００１１】
また、この発明に係る電力変換装置は、その直流コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段、および直流回路の端子間に接続された、第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、
交流電源により上記直流コンデンサをその定格直流電圧に充電する場合、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオン、上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフにした状態で上記交流電源を印加して上記直流コンデンサの充電を開始し、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧より所定量高い所定の設定値を越えたとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンして上記直流コンデンサの電荷を上記第２の放電抵抗を介して放電させ、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧まで下がったとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフするようにしたものである。
【００１２】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段の直流出力端と直列に接続され第４の自己消弧素子を使用した第３のスイッチ手段、およびこの第３のスイッチ手段と並列に接続された限流抵抗を備え、直流交流変換手段のアームが故障で直流短絡が発生した場合、上記第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより交流電源からの続流を上記限流抵抗で抑制するとともに、上記交流電源により直流コンデンサを充電する場合、上記第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより上記交流電源からの充電電流を上記限流抵抗で抑制するようにしたものである。
【００１３】
また、この発明に係る電力変換装置の直流回路は、Ｐ、Ｃ、Ｎの３端子を備え、上記端子Ｐ、Ｃ間にＰ側の直流コンデンサおよび第１のスイッチ手段を、上記端子Ｃ、Ｎ間にＮ側の直流コンデンサおよび第１のスイッチ手段を備え、直流交流変換手段は、上記端子Ｐ、Ｎ間に接続された、それぞれ第２の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなる第１〜第４アームの直列接続体と、上記第１、第２アームの接続点および第３、第４アームの接続点と上記端子Ｃとの間に接続された第１、第２クランプダイオードとからなり、上記第２、第３アームの接続点から交流出力を得る３レベル変換手段である。
【００１４】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段はその第１の自己消弧素子に逆並列接続されたダイオードを備えたものとし、交流電源に接続され交流電力を直流電力に変換して直流回路に供給する交流直流変換手段を備え、上記交流直流変換手段は、直流回路の端子Ｐ、Ｃ、Ｎに対応する３個の出力端子を備え、上記端子Ｐ、Ｃ間および端子Ｃ、Ｎ間にそれぞれ直流電圧を出力するものである。
【００１５】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の電圧を検出するＰ側およびＮ側の第１の電圧検出手段を備え、上記Ｐ側またはＮ側の第１の電圧検出手段の出力が所定の設定値を越えたとき、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子および直流交流変換手段の第１〜第４アームの第２の自己消弧素子をオフするようにしたものである。
【００１６】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の直流コンデンサの電圧を検出するＰ側およびＮ側の第２の電圧検出手段、および直流回路の端子Ｐ、Ｃ間およびＣ、Ｎ間に接続された、Ｐ側およびＮ側の第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、
交流電源により上記両直流コンデンサをその定格直流電圧に充電する場合、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオン、上記両第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフにした状態で上記交流電源を印加して上記両直流コンデンサの充電を開始し、Ｐ側およびＮ側のそれぞれにおいて、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧より所定量高い所定の設定値を越えたとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンして上記直流コンデンサの電荷を上記第２の放電抵抗を介して放電させ、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧まで下がったとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフするようにしたものである。
【００１７】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第２の電圧検出手段の出力差が零になったとき充電完了信号を出力する電圧差検出手段、および上記第２の電圧検出手段の出力のいずれかが直流コンデンサの定格直流電圧より低い所定の設定値を越えた時点から所定の設定時間が経過するまで上記電圧差検出手段の出力を停止させる出力停止手段を備えたものである。
【００１８】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段のＰ側およびＮ側の直流出力端のそれぞれと直列に接続され第４の自己消弧素子を使用したＰ側およびＮ側の第３のスイッチ手段、およびこの両第３のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の限流抵抗を備え、直流交流変換手段のアームが故障で直流短絡が発生した場合、上記両第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより交流電源からの続流を上記限流抵抗で抑制するとともに、上記交流電源によりＰ側およびＮ側の直流コンデンサを充電する場合、上記両第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより上記交流電源からの充電電流を上記両限流抵抗で抑制するようにしたものである。
【００１９】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに直流交流変換手段の第１〜第４アームの第２の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電荷を上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたものである。
【００２０】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、直流交流変換手段の第１および第２クランプダイオードのそれぞれと逆並列接続された第５の自己消弧素子を備え、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに上記直流交流変換手段の第１、第４アームの第２の自己消弧素子および上記第５の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電荷を上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたものである。
【００２１】
また、この発明に係る電力変換装置の交流直流変換手段は、直流回路の端子Ｐ、Ｎ間に接続された、それぞれ第６の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなる第１〜第４アームの直列接続体と、上記第１、第２アームの接続点および第３、第４アームの接続点と上記直流回路の端子Ｃとの間に接続された第１、第２クランプダイオードとからなり、上記第２、第３アームの接続点に交流入力を得る３レベル変換手段である。
【００２２】
また、この発明に係る電力変換装置は、その直流交流変換手段のＰ側またはＮ側の直流短絡が生じた場合、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、交流直流変換手段の全相第１、第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、全相第２、第３アームの第６の自己消弧素子をオンすることにより、直流短絡が生じていない極性側の直流コンデンサが過充電されることを防止するようにしたものである。
【００２３】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段の第１および第２クランプダイオードのそれぞれと逆並列接続された第７の自己消弧素子を備え、直流交流変換手段のＰ側またはＮ側の直流短絡が生じた場合、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、上記交流直流変換手段の全相第１、第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、全相第２、第３アームの第６の自己消弧素子をオン、上記第７の自己消弧素子をオンすることにより、直流短絡が生じていない極性側の直流コンデンサが過充電されることを防止するようにしたものである。
【００２４】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列にＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、装置の運転停止後、交流電源と交流直流変換手段との接続を断つとともに、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、上記交流直流変換手段の第１〜第４アームの第６の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサを上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたものである。
【００２５】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと直列にかつ上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子と逆極性に接続された第８の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなるＰ側およびＮ側の第４のスイッチ手段、およびこれら両第４のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第３の放電抵抗を備え、交流電源によりＰ側およびＮ側の直流コンデンサを充電する場合、交流直流変換手段の第１〜第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、上記両第４のスイッチ手段の第８の自己消弧素子をオフすることにより、上記交流直流変換手段の第１〜第４アームのダイオード、上記両第１のスイッチ手段のダイオード、および上記両第３の放電抵抗を介して上記両直流コンデンサを充電し、充電が完了すると、上記両第４のスイッチ手段の第８の自己消弧素子をオンするようにしたものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。図１において、１は、交流直流変換手段としての第１の電力変換器（コンバータ）で、電源（交流電源）の交流電力を直流電力に変換し、直流回路の端子Ｐ、Ｎに接続される。図は、１相分のみ示す。２は、１相分のアーム２Ｕと２Ｘがそれぞれ電圧駆動型の自己消弧素子（第２の自己消弧素子）と逆並列接続されたダイオードとで構成された、直流交流変換手段としての第２の電力変換器（インバータ）で、この直流回路の端子Ｐ、Ｎに接続されて直流電力を交流電力に変換し、負荷に供給する。３は直流コンデンサ、４は電圧駆動型の自己消弧素子（第１の自己消弧素子）と逆並列接続されたダイオードとで構成された第１のスイッチで、この直流コンデンサ３と第１のスイッチ４とは、端子Ｐ、Ｎ間に直列に接続される。
【００２７】
５はこの第１のスイッチ４のゲート回路であって、５ａと５ｂはそれぞれオンゲートスイッチとオフゲートスイッチ、５ｃと５ｄはそれぞれオンゲート電源とオフゲート電源である。６Ｕと６Ｘはそれぞれ第２の電力変換器２のアーム２Ｕと２Ｘのゲート回路であって、６ａと６ｂはそれぞれオンゲートスイッチとオフゲートスイッチ、６ｃと６ｄはそれぞれオンゲート電源とオフゲート電源である。
【００２８】
次に動作について説明する。電圧駆動型自己消弧素子としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴが代表的な素子であるが、第１のスイッチ４及び第２の電力変換器２は同じ定格容量のＩＧＢＴを適用した場合について示している。なお、第１のスイッチ４内ＩＧＢＴは直流コンデンサ３が放電する際に通電し、直流コンデンサ３が充電する際には第１のスイッチ４内のダイオードが通電する向きに接続構成される。
第１の電力変換器１は具体的にはダイオード整流器で構成され、直流コンデンサ３の電圧Ｖｃは電源の交流電圧を整流した電圧に維持されている。第２の電力変換器２が動作中は第１のスイッチ４内ＩＧＢＴはゲート回路５のゲート信号Ｓ４によりオン状態にある。すなわち、ゲート信号Ｓ４がＨの状態であり、ゲート回路５内オンゲートスイッチ５ａが導通してオンゲート電源５ｃの電圧Ｖｐｌが第１のスイッチ４内ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖｇｅになっている。一方、第２の電力変換器２のアーム２Ｕ、２Ｘ内ＩＧＢＴのオンゲート電源６ｃの電圧はＶｐ２であり、後述するように、Ｖｐｌ＜Ｖｐ２に設定されている。
【００２９】
第２の電力変換器２のアーム２Ｕ、２Ｘ内ＩＧＢＴが誤動作、一部破損等で同時に導通した場合には、図１の破線で示した経路で直流短絡電流Ｉｓが流れる。例えば、第２の電力変換器２のアーム２Ｕ内ＩＧＢＴが破損して短絡を生じた場合には、第１のスイッチ４内ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃｅ４と第２の電力変換器２のアーム２Ｘ内ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃｅ２Ｘとの和が直流コンデンサ３の電圧Ｖｃに対抗する形で直流短絡電流Ｉｓの値が決まる。すなわち、Ｖｃ＝Ｖｃｅ４＋Ｖｃｅ２Ｘとなる状態で直流短絡電流Ｉｓが制限される。
【００３０】
ところで、ＩＧＢＴに代表される電圧駆動型自己消弧素子には、コレクタ電流Ｉｃのゲート電圧依存特性が存在し、オンゲート電圧が高くなると、コレクタ電流Ｉｃは増加する特性を有する。これを自己消弧素子の通電損失特性から見ると、オンゲート電圧を下げると通電損失が増加する傾向となる。従って、常時スイッチング動作を行う第２の電力変換器２のＩＧＢＴは、そのターンオンスイッチング損失の増加を抑制するためにオンゲート電圧を高くする必要がある。
今回、発明者は、常時スイッチング動作を繰り返す第２の電力変換器２の自己消弧素子に比較し、第１のスイッチ４の自己消弧素子は常時オン状態で使用されスイッチング動作をしないため、すなわち、第１のスイッチ４の自己消弧素子の通電責務が第２の電力変換器２の自己消弧素子の通電責務より低いことに着目し、前者の素子のオンゲート電圧Ｖｐ１を後者の素子のオンゲート電圧Ｖｐ２より低く設定することにより、第１のスイッチ４の自己消弧素子のコレクタ電圧Ｖｃｅ４を大きくし、上述した式で決定される直流短絡電流Ｉｓの抑制効果を大幅に増大させることに成功した。
【００３１】
この様子を更に図２を参照して説明する。Ｖｐ１＜Ｖｐ２であることから、図２に示すように電圧駆動型自己消弧素子の特徴であるコレクタ電流Ｉｃのゲート電圧依存特性により、第１のスイッチ４内ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃｅ４と第２の電力変換器２のアーム２Ｘ内ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃｅ２Ｘとで電圧分担に差が生じる。これは、電圧駆動型自己消弧素子ではオンゲート電圧が高くなると、コレクタ電流Ｉｃは増加する特性を有することによる。この結果、Ｖｃｅ４＞Ｖｃｅ２Ｘとなり、Ｖｃ＝Ｖｃｅ４＋Ｖｃｅ２Ｘの関係から決定される直流短絡電流Ｉｓが大幅に低減する。
図２中、一点鎖線で示す特性は、第１のスイッチ４が設けられていない場合のもので、この場合の直流短絡電流Ｉｓｏに比較して、Ｖｐ１＜Ｖｐ２に設定した第１のスイッチ４を備えることにより直流短絡電流が大きく減少していることが判る。この結果、第２の電力変換器２のアームの故障により直流コンデンサ３から流入する短絡電流で健全アームの自己消弧素子が破損する可能性が大幅に低減する。
【００３２】
なお、図１においては、第１の電力変換器１として、簡単のため、ダイオード整流器で構成された他励式電力変換器を採用した場合について示したが、第２の電力変換器２と同じような自励式電力変換器であっても同様な効果を奏する。
【００３３】
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２を示す直流短絡電流の特性図である。この実施の形態２は、運転時における第１のスイッチ４の自己消弧素子の通電責務が第２の電力変換器２のアームの自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して前者の素子並列数を後者の素子並列数より少なく設定することで、直流短絡電流を大幅に低減させるものである。
図１の実施の形態１においては、第１のスイッチ４と第２の電力変換器２のアーム素子が同じ定格容量を有する場合について説明したが、同じ定格容量の素子であっても、例えば、第１のスイッチ４の素子並列数が１個でオンゲート電圧をＶｐｌ（ケース１）とし、第２の電力変換器２内アームの素子並列数が２個でオンゲート電圧をＶｐ２とした場合の各素子の電圧分担特性を図３の破線で示している。第１のスイッチ４の素子電圧Ｖｃｅ４と第２の電力変換器２のアーム２Ｘ内素子の電圧Ｖｃｅ２Ｘが、Ｖｃ＝Ｖｃｅ４＋Ｖｃｅ２Ｘの状態で直流短絡電流Ｉｓが制限される。ここで第１のスイッチ４を設けない場合にはＶｃｅ２Ｘ＝Ｖｃとなり、一点鎖線で図示した直流短絡電流Ｉｓｏになり、第１のスイッチ４を設けた場合に比べて２倍以上に直流短絡電流は増加する。
【００３４】
次に第１のスイッチ４の素子並列数が１個でオンゲート電圧をＶｐ２（ケース２）とした場合にも直流短絡電流の抑制効果が得られる。この場合、２点鎖線で示すように、Ｖｃ＝Ｖｃｅ４’＋Ｖｃｅ２Ｘ’の状態で直流短絡電流Ｉｓ’に制限され、ケース２の場合にも第１のスイッチ４を設けない場合に比べて直流短絡電流は約１／２に大幅に低減できることが判る。
以上のように、ほぼ同一の電流容量の素子を使用し、第１のスイッチ４内の素子並列数を第２の電力変換器２のアーム内の素子並列数よりも少なく設定することで、直流短絡電流を大幅に抑制でき、第２の電力変換器２内アームの素子の２次的破損を防止できる。
この場合、両素子のオンゲート電圧をＶｐ１＜Ｖｐ２に設定すれば、図３のケース１で示したように、直流短絡電流の抑制効果は一層増大する。
【００３５】
実施の形態３．
図４はこの発明の実施の形態３を示す電力変換装置で、特にその直流短絡保護の制御方式に関するものである。図において、７は第１のスイッチ４のコレクタ電圧Ｖｃｅ４を検出する第１の電圧検出器、８はこの第１の電圧検出器７からの出力信号ｖｃｅ４に基づいて第１のスイッチ４及び第２の電力変換器２アーム内素子のゲートを制御する直流短絡制御回路である。第１の電圧検出器７の出力信号ｖｃｅ４は比較器８ａで基準電圧ｖｃｅｒと比較される。ここで、この基準電圧ｖｃｅｒは、図２および図３に示すＶｃｅＲに相当する電圧であって、直流短絡が発生したときの第１のスイッチ４内素子のコレクタ電圧Ｖｃｅ４と第２の電力変換器２アーム内素子のコレクタ電圧Ｖｃｅ２Ｘとの間の適切な値に設定される。この比較器８ａの出力は上位の制御回路（図示せず）から与えられる第１のスイッチ４のゲート指令信号Ｓ４’とＡＮＤ回路８ｂでＡＮＤ演算され、保持回路８ｃに与えられる。この保持回路８ｃの出力は、ＡＮＤ回路８ｄ，８ｅ、８ｆに与えられ、上位の制御回路（図示せず）から与えられるゲート指令信号Ｓ４’、第２の電力変換器２のアーム２Ｕおよび２Ｘ内素子のゲート指令信号Ｓ２Ｕ、およびＳ２ＸとＡＮＤ演算される。このＡＮＤ回路８ｄ、８ｅ、８ｆの出力信号Ｓ４、Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｘはそれぞれゲート回路５、６Ｕ、６Ｘに与えられる。
【００３６】
次に動作について説明する。
破線の経路で示す直流短絡電流Ｉｓが流れると、図２および図３に示す電圧分担特性に従い、第１のスイッチ４内ＩＧＢＴのコレクタ電圧Ｖｃｅ４が大きくなり、その電圧値が基準電圧値ｖｃｅｒを越えると、比較器８ａの出力はＨに反転する。一方、第１のスイッチ４内素子は通常導通しているので、ゲート指令信号Ｓ４’はＨであり、ＡＮＤ回路８ｂの出力もＨに反転して保持回路８ｃの出力はＨからＬに反転した状態で保持される。その結果、ゲート信号Ｓ４、Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｘはすべて強制的にＬ状態に保持され、それぞれゲート回路５、６Ｕ、６Ｘを経由してそれぞれ第１のスイッチ４、第２の電力変換器２のアーム２Ｕおよび２Ｘ内素子をオフする。
なお、図４では、第２の電力変換器２アーム内素子として、簡単のため、１相分しか図示していないが、当然ながら他相の健全素子も同時にオフすることは言うまでもない。
また、図４において、第１の電力変換器１として、簡単のため、ダイオード整流器で構成された他励式電力変換器の場合について示したが、第２の電力変換器２と同じような自励式電力変換器であってもよく、直流短絡が発生した場合には直流短絡制御回路８により、オフすると、同様な効果を奏する。
【００３７】
以上のように、第１のスイッチ４の電圧を監視して直流短絡の発生を検出し、第１のスイッチ４及び第２の電力変換器２の全アーム内素子をオフすることにより、速やかに直流短絡電流を遮断できるので、信頼性が高く、また安価に直流短絡保護が行える。
【００３８】
実施の形態４．
図５はこの発明の実施の形態４を示す電力変換装置で、実施の形態１に付随するものであって、特に直流コンデンザ３の放電方式に関するものである。図において、９は第１の放電抵抗であって、第１のスイッチ４の両端に接続される。放電指令信号ＳＤＳがＨになると、ＮＯＴ回路１０を介して第１のスイッチ４のゲート信号Ｓ４はＬになり、第１のスイッチ４をオフする。一方、第２の電力変換器２内の１相分のみのアーム、例えば２Ｕと２Ｘ内素子を同時にオンする。その結果、破線の経路で放電電流ＩＤＳが流れて直流コンデンサ３を放電できる。ここで、第２の電力変換器２内の１相分のみオンするようにしている理由は、たとえば負荷として自然減速中のモータが接続された状態では、第２の電力変換器２の全相を同時にオンすると、第２の電力変換器２はモータを短絡することになり、モータの残留起電力により、交流短絡電流が流れるので、これを抑制するためである。
【００３９】
以上のように、第１のスイッチ４の両端に第１の放電抵抗９を接続し、第１のスイッチ４をオフするとともに第２の電力変換器２の１相分のみのアーム内素子をオンするようにしたので、信頼性が高く、また安価な放電手段が得られる。
なお、モータ等回転機でなく、エネルギーを蓄積することがない負荷の場合は、第２の電力変換器２の全相の素子をオンするようにしてもよい。
【００４０】
実施の形態５．
図６はこの発明の実施の形態５を示す電力変換装置で、実施の形態１に付随するものであって、特に直流コンデンサ３の充電方法に関するものである。図において、１１は電源側の開閉器、１２はこの開閉器１１と第１の電力変換器１との間に接続されるリアクトル、１３と１４は端子Ｐ、Ｎ間に互いに直列に接続された第２の放電抵抗と第２のスイッチ（第３の自己消弧素子を使用）、１６はこの第２のスイッチ１４の両端に並列接続された第３の電圧検出器、１７は第２のスイッチ１４を制御する充電制御回路、１８は直流コンデンサ３の両端に並列接続された第２の電圧検出器である。
【００４１】
次に動作について説明する。第１のスイッチ４のゲート信号Ｓ４はオン指令状態で第１のスイッチ４がオン状態であるときに、開閉器１１を投入すると、リアクトル１２及び第１の電力変換器１を介して、破線の経路で示される直流コンデンサ３の充電電流Ｉｃｈが流れる。このときの直流コンデンサ３の電圧Ｖｃ及び電流Ｉｃｈの動作波形を図７（ａ）および（ｂ）に示す。図において、第２のスイッチ１４がない場合には一点鎖線で示すように、リアクトル１２と直流コンデンサ３の共振現象により、直流コンデンサ３は電源電圧のピーク値の約２倍まで充電されるために、第１及び第２の電力変換器１及び２の素子を破損する可能性が生じる。そこでこの過充電を抑制するために、第２の放電抵抗１３と第２のスイッチ１４を設けている。直流コンデンサ３の電圧Ｖｃが図７（ａ）に示すような直流定格電圧に相当する電圧レベルＶ２を越え、この電圧レベルＶ２よりも少し高い値に設定した電圧レベルＶｌに達した時刻ｔｌで第２のスイッチ１４をオンして直流コンデンサ３の充電電圧Ｖｃを実線波形で示すように抑制する。
【００４２】
具体的な制御方法は、充電制御回路１７において、第２及び第３の電圧検出器１８及び１６の出力信号ｖｃ及びｖｃｅ１４を比較器１７ａ及び１７ｂで電圧レベルＶｌに相当する電圧基準ｖｌｒと比較し、この電圧基準ｖｌｒを越えるとＯＲ回路１７ｄを介して保持回路１７ｅでその出力信号Ｓ１４がＨに保持され、ゲート回路１５を介して第２のスイッチ１４をオンする。
次に放電電流ＩＲにより、直流コンデンサ３の電圧Ｖｃが減衰して電圧レベルＶ２になると、第２の電圧検出器１８の出力信号ｖｃと電圧レベルＶ２に相当する電圧基準ｖ２ｒを比較器１７ｃで比較して保持回路１７ｅをリセットする。このとき、その出力信号Ｓ１４がＬに反転して第２のスイッチ１４をオフする。
なお、リアクトル１２の代わりに変圧器が設けられてあってもよく、また第１の電力変換器１は自励式であっても同様な効果を奏する。
【００４３】
以上のように、直流回路の端子Ｐ、Ｎ間に第２の放電抵抗１３と第２のスイッチ１４との直列接続体を設け、直流コンデンサ３の電圧が直流定格電圧より少し高い設定値を越えると、第２のスイッチ１４をオンし、直流コンデンサ３の電圧が減衰して直流定格電圧まで減衰すると第２のスイッチ１４をオフするように制御することにより、直流コンデンサ３の過充電が抑制でき、信頼性が高く、また安価な充電手段が得られる。
なお、図６では、第２の電圧検出器１８と第３の電圧検出器１６を用いて直流コンデンサ３の電圧を検出しその検出の信頼性を上げているが、簡単に、第２の電圧検出器１８のみを用いて直流コンデンサ３の電圧を検出するようにしてもよい。
【００４４】
実施の形態６．
図８はこの発明の実施の形態６を示す電力変換装置で、実施の形態１に付随するものであって、特に直流コンデンサ３の放電方式に関するものである。図５に示す実施の形態４が第２の電力変換器２を利用して直流コンデンサ３を放電させているのに対して、第１のスイッチ４に並列に第１の放電抵抗９を備え、また端子Ｐ、Ｎ間に接続された第２の放電抵抗１３と第２のスイッチ１４を利用して直流コンデンサ３を放電するものである。
【００４５】
次に動作について説明する。開閉器１１、第２の電力変換器２及び第１のスイッチ４をオフにした状態で、第２のスイッチ１４をオンすると、一点鎖線の経路で放電電流ＩＤＳが流れて直流コンデンサ３を放電する。このときの放電時間は第１の放電抵抗９の抵抗値を変えることにより調整できる。
図５の実施の形態４の場合は、第２の電力変換器２の全アーム内素子の一斉点弧が必要であり、その動作に高い信頼性が必要となるが、この実施の形態６では、第２のスイッチ１４の第３の自己消弧素子のみを点弧すれば足り、直流コンデンサ３の放電動作がより簡便確実になされる。
なお、リアクトル１２の代わりに変圧器が設けられてあってもよく、また第１の電力変換器１は自励式であっても同様な効果を奏する。
【００４６】
以上のように、第１のスイッチ４をオフにした状態で、第２のスイッチ１４をオンして直流コンザンサ３を第１及び第２の放電抵抗９及び１３を介して放電するようにしたので、放電時間を調整でき、信頼性が高く、また安価な放電手段が得られる。
【００４７】
実施の形態７．
図９はこの発明の実施の形態７を示す電力変換装置であって、実施の形態１では第２の電力変換器２が端子Ｐ、Ｎを有する２レベルインバータに適用した場合について説明したが、この実施の形態７は、直流回路として端子Ｐ、Ｃ、Ｎを有する３レベルインバータへ適用したものである。図において、２０は変圧器であって、２次側と３次側が３０゜の位相差を有する多相変圧器で構成され、それぞれＰ側の第１の電力変換器１ＰとＮ側の第１の電力変換器１Ｎに接続されて、いわゆる１２相整流回路を構成する。このＰ側及びＮ側の第１の電力変換器１Ｐ及び１Ｎは直列接続されて、両端が端子Ｐ、Ｎに、中間接続点が端子Ｃに接続される。２Ａは３レベルインバータで構成された第２の電力変換器であって、電圧駆動型自己消弧素子からなるアームＴ１〜Ｔ４で１相分が構成される。このアームＴｌ〜Ｔ４は具体的には逆並列に接続されたダイオードを有するＩＧＢＴであって、端子Ｐ、Ｎ間に直列接続される。ＣＤｌおよびＣＤ２はクランプダイオードであって、アームＴｌとＴ２との中間点とアームＴ３とＴ４との中間点との間に直列接続され、このクランプダイオードＣＤｌとＣＤ２との中間点は端子Ｃに接続される。
【００４８】
３Ｐと４ＰはそれぞれＰ側の直流コンデンサとＰ側の第１のスイッチであって、端子Ｐ、Ｃ間に直列接続される。３Ｎと４ＮはそれぞれＮ側の直流コンデンザとＮ側の第１のスイッチであって、端子Ｃ、Ｎ間に直列接続される。７Ｐ及び７ＮはＰ側及びＮ側の第１の電圧検出器であって、それぞれＰ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎに並列接続される。５Ｐ及び５Ｎはゲート回路であって、それぞれＰ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎのゲートに接続され、実施の形態１のゲート回路５と同じ構成機能を有する。６Ｔｌ〜６Ｔ４はゲート回路であって、それぞれ第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ４内素子のゲートに接続され、実施の形態１のゲート回路６Ｕ、６Ｘと同じ構成機能を有する。１９は直流短絡制御回路であって、実施の形態３の直流短絡制御回路８とほぼ同様の機能を有する。
【００４９】
次に動作について説明する。第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ３内素子が導通し、直流端子Ｐ、Ｃ間で直流短絡が発生した場合には破線の経路で直流短絡電流Ｉｓが流れる。このとき、Ｐ側の第１のスイッチ４Ｐのコレクタ電圧Ｖｃｅ４Ｐが増加し、図２で示すようにＶｃｅＲを越えると、直流短絡制御回路１９の比較器１９ａの出力がＨに反転し、保持回路１９ｅの出力はＬの状態に保持され、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ４内素子をオフする。また、第２の電力変換器２ＡのアームＴ２〜Ｔ４内素子が導通し、直流端子Ｃ、Ｎ間で直流短絡が発生した場合にはＮ側の第１のスイッチ４Ｎのコレクタ電圧Ｖｃｅ４Ｎが増加し、図２で示すようにＶｃｅＲを越えると、直流短絡制御回路１９の比較器１９ｂの出力がＨに反転し、保持回路１９ｅの出力はＬの状態に保持され、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ４内素子をオフする。また、第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ４内素子が導通し、直流端子Ｐ、Ｎ間で直流短絡が発生した場合にはＰ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎのコレクタ電圧Ｖｃｅ４Ｐ及びＶｃｅ４Ｎが増加し、図２で示すようにＶｃｅＲを越えると、直流短絡制御回路１９の比較器１９ａ及び１９ｂの出力がＨに反転し、保持回路１９ｅの出力はＬの状態に保持され、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ４内素子をオフする。
【００５０】
なお、図９では簡単のため、変圧器２０とＰ側及びＮ側の第１の電力変換器１Ｐ及び１Ｎで１２相整流回路を構成したものを示したが、２４相以上の多相整流回路を構成したものであってもよく、同様の効果を奏する。
以上のように、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎの電圧を監視して直流短絡の発生を検出し、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２Ａの全アーム内素子をオフすることにより、速やかに直流短絡電流を遮断できるので、信頼性が高く、また安価に直流短絡保護が行える。
【００５１】
実施の形態８．
図１０はこの発明の実施の形態８を示す電力変換装置で、実施の形態７に付随するものであって、特にＰ側及びＮ側の直流コンデンザ３Ｐ及び３Ｎの充電方式に関するものである。図において、１３Ｐと１４Ｐは端子Ｐ、Ｃ間に直列接続されたＰ側の第２の放電抵抗とＰ側の第２のスイッチ、１６ＰはこのＰ側の第２のスイッチ１４Ｐの両端に並列接続されたＰ側の第３の電圧検出器、１８ＰはＰ側の直流コンデンサ３Ｐの両端に並列接続されるＰ側の第２の電圧検出器である。１３Ｎと１４Ｎは端子Ｃ，Ｎ間に直列接続されたＮ側の第２の放電抵抗とＮ側の第２のスイッチ、１６ＮはこのＮ側の第２のスイッチ１４Ｎの両端に並列接続されたＮ側の第３の電圧検出器、１８ＮはＮ側の直流コンデンサ３Ｎの両端に並列接続されたＮ側の第２の電圧検出器である。１７Ｐ及び１７ＮはＰ側及びＮ側の第２のスイッチ１４Ｐ及び１４Ｎを制御する充電制御回路である。２１は充電完了検出回路である。
【００５２】
次に動作について説明する。Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎのゲート信号Ｓ４はオン指令状態でＰ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎがオン状態であるときに、開閉器１１を投入すると、変圧器２０及びＰ側及びＮ側の第１の電力変換器１Ｐ及び１Ｎを介して、破線の経路で示されるＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの充電電流Ｉｃｈが流れる。このときのＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの電圧Ｖｃの動作波形を図１１に示す。変圧器２０の２次と３次の電圧は３０゜の位相差を有するために、図に示すようにＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの電圧ＶｃＰ及びＶｃＮは時間変化が異なったものとなる。
そのためにＰ側及びＮ側の第２のスイッチ１４Ｐ及び１４Ｎは実施の形態５で説明した充電制御回路１７と同じ動作機能を有する充電制御回路１７Ｐ及び１７Ｎにより、個別に制御される。充電完了検出回路２１はＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの電圧ＶｃＰ及びＶｃＮが一致したことを検出する一致検出回路２１ａを有し、一致すればその出力信号Ｓ２１ｃはＨになる。ここで、この一致検出回路２１ａは、例えば減算器２１ｂと０レベル検出器２１ｃで構成される。また図１１に示すような運転可能な直流電圧の下限レベルの電圧Ｖ３ｒを越えたことを検出する比較器２１ｅ及び２１ｆ、この比較器２１ｅ及び２１ｆの出力信号により、ＯＲ回路２１ｇを介して遅延信号Ｓ２１ｈを出力する遅延回路２１ｈを有する。
【００５３】
次に充電完了検出回路２１の動作を図１１に基づいて説明する。Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの電圧ＶｃＰ及びＶｃＮのいずれかがＶ３を越えた時刻ｔｌでＯＲ回路２１ｇの出力信号Ｓ２１ｇはＨになり、遅延回路２１ｈの出力信号Ｓ２１ｈは時刻ｔｌから遅延時間ｔｄだけ遅れた時刻ｔ５にＨになる。充電制御回路１７Ｐ及び１７Ｎの出力信号Ｓ１５Ｐ及びＳ１５Ｎはそれぞれ時刻ｔ２〜ｔ６および時刻ｔ３〜ｔ７の期間にＨになり、それぞれＰ側及びＮ側の第２のスイッチ１４Ｐ及び１４Ｎをオンする。Ｐ側及びＮ側の直流コンデンザ３Ｐ及び３Ｎの電圧ＶｃＰ及びＶｃＮの差電圧△Ｖｃは図示のようになり、時刻ｔ４で一瞬、Ｈになるので、遅延回路２１ｈにより、過渡的な一致検出を殺している。２１ｋはＡＮＤ回路であって、充電制御回路１７Ｐ及び１７Ｎの出力信号Ｓ１５Ｐ及びＳ１５Ｎの反転信号、一致検出回路２１ａの出力信号Ｓ２１ｃ、遅延回路２１ｈの出力信号Ｓ２１ｈのＡＮＤ演算を行い、定常的に一致したことが検出される時刻ｔ７にて、Ｈになる充電完了信号Ｓ２１ｋを出力する。この充電完了信号Ｓ２１ｋがＨになることにより、第２の電力変換器２Ａの運転が開始される。
【００５４】
以上のように、直流端子Ｐ、ＣおよびＣ、Ｎ間に第２の放電抵抗１３と第２のスイッチ１４の直列接続体をそれぞれ設けて、直流端子Ｐ、ＣおよびＣ、Ｎ間にそれぞれ接続された直流コンデンザ３の電圧が直流定格電圧より少し高い設定値を越えると、第２のスイッチ１４をオンし、直流コンデンサ３の電圧が減衰して直流定格電圧まで減衰すると第２のスイッチ１４をオフするように個別に制御することにより、直流コンデンサ３の過充電が抑制できるとともに、両直流コンデンサの電圧が定常的に一致したことを検出する手段を備えたので、速やかに運転を開始でき、また信頼性が高く、安価な充電手段が得られる。
【００５５】
実施の形態９．
図１２はこの発明の実施の形態９を示す電力変換装置で、実施の形態７に付随するものであって、特に直流短絡発生後の電源側からの続流抑制手段ならびにＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの充電方式に関するものである。図において、２２Ｐは第４の自己消弧素子からなるＰ側の第３のスイッチで、端子ＣとＰ側の第１の電力変換器１Ｐの負極端間に接続される。２３ＰはＰ側の限流抵抗で、Ｐ側の第３のスイッチ２２Ｐに並列接続される。２２Ｎは第４の自己消弧素子からなるＮ側の第３のスイッチで、端子ＣとＮ側の第１の電力変換器１Ｎの正極端間に接続される。２３ＮはＮ側の限流抵抗で、Ｎ側の第３のスイッチ２２Ｎに並列接続される。
【００５６】
次に動作について説明する。第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ３内素子が導通し、直流端子Ｐ、Ｃ間で直流短絡が発生した場合には破線の経路でＰ側の直流コンデンサ３Ｐから直流短絡電流Ｉｓが流れる。この直流短絡電流Ｉｓに対して実施の形態７のようにＰ側の第１のスイッチ４Ｐをオフすることにより抑制できるが、最悪、第２の電力変換器２ＡのアームＴｌ〜Ｔ３内素子が破損した場合には、開閉器１１が遮断するまでの期間は電源側から２点鎖線の経路で続流ＩＳＬが流れるため、他の健全素子、例えばクランプダイオードＣＤ２やＰ側の第１の電力変換器１Ｐ内の素子を過電流で２次破損させて被害を拡大する恐れがある。
【００５７】
そこで、この実施の形態９においては、Ｐ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎは運転中は常時オン状態であるが、直流短絡が発生した場合には、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎをオフすると同時にＰ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎもオフすることにより、電源からの続流ＩＳＬを限流抵抗２３Ｐ及び２３Ｎで抑制できる。
また、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを充電する際も、Ｐ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎと限流抵抗２３Ｐ及び２３Ｎを利用できる。すなわち、開閉器１１を投入する際にはＰ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎをオフしておき、例えばＰ側の直流コンデンサ３Ｐの充電では１点鎖線の経路で充電電流Ｉｃｈを流して充電する。この場合には直流コンデンサ３Ｐに直列に限流抵抗２３Ｐが接続されるために、変圧器２０のインダクタンス成分と直流コンデンサ３Ｐ間の共振現象が緩和され、直流コンデンサ３Ｐの過充電を抑制できる。その後、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎの充電が完了すれば、Ｐ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎをオンして運転を開始する。
【００５８】
なお、Ｐ側及びＮ側の第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎはそれぞれ直流端子Ｐ、Ｎ側に設けてあっても同様の効果を奏するが、図１２に示すように、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと同様に直流端子Ｃ側に設けた場合には直流線路Ｃの対アース電位が直流端子Ｐ、Ｎの対アース電位より直流回路電圧分だけ低くなるため、ノイズの影響で誤動作する可能性が小さくなる効果がある。
【００５９】
以上のように、第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎをそれぞれ第１の電力変換器１Ｐ及び１Ｎに直列に接続して設け、限流抵抗２３Ｐ及び２３Ｎをそれぞれ第３のスイッチ２２Ｐ及び２２Ｎに並列接続して構成することにより、直流短絡発生時に電源側からの続流を抑制できるとともにＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎの過充電を抑制できるために、信頼性が高く、安価な電力変換装置が得られる。
なお、この第３のスイッチ２２および限流抵抗２３は、３レベルの電力変換装置に限らず、先の実施の形態で説明した２レベルの電力変換装置においても同様の考えにより適用することが出来、同等の効果を奏するものである。
【００６０】
実施の形態１０．
図１３はこの発明の実施の形態１０を示す電力変換装置で、実施の形態７に付随するものであって、特にＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの放電方式に関するものである。図において、９Ｐ及び９ＮはＰ側及びＮ側の第１の放電抵抗で、それぞれＰ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎに並列接続される。
運転停止後、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎをオフするとともに第２の電力変換器２Ａの１相分のアームＴｌ〜Ｔ４内素子をオンすることにより、破線の経路で放電電流ＩＤＳを流して、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを放電する。
以上のように、放電経路を構成することで、信頼性が高く、安価な電力変換装置を得られる。
【００６１】
実施の形態１１．
図１４はこの発明の実施の形態１１を示す電力変換装置であって、実施の形態７に記載した第２の電力変換器２Ａと異なる構成の３レベルインバータである第２の電力変換器２Ｂに適用した場合におけるＰ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの放電方式に関するものである。図において、Ｔ５とＴ６はクランプダイオードＣＤｌとＣＤ２の替わりとして構成されたもので、アームＴｌ〜Ｔ４と同じ電圧駆動型自己消弧素子（第５の自己消弧素子）と逆並列接続されたダイオードとでなり、具体的にはＩＧＢＴである。
直流短絡が発生した場合には、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２ＢのアームＴ１〜Ｔ４内素子をオフすると同時にこのクランプ素子Ｔ５及びＴ６もオフすることにより、直流短絡電流を抑制できる。
この場合の直流短絡としては、Ｔ１−Ｔ２−Ｔ３−Ｔ６の経路、Ｔ１−Ｔ５の経路、Ｔ５−Ｔ２−Ｔ３−Ｔ４の経路、Ｔ６−Ｔ４の経路が考えられる。
【００６２】
次に運転停止後、Ｐ側及びＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎをオフするとともに第２の電力変換器２Ｂの１相分のアームＴ１とＴ４内素子及びクランプ素子Ｔ５とＴ６をオンすることにより、破線の経路で放電電流ＩＤＳを流して、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを放電する。以上のように放電経路を構成したので、信頼性が高く、安価な電力変換装置が得られる。
【００６３】
実施の形態１２．
図１５はこの発明の実施の形態１２を示す電力変換装置であって、実施の形態７に記載した第１の電力変換器１Ｐ及び１Ｎの替わりに、第２の電力変換器２Ａと同じ構成の、第６の自己消弧素子を使用した自励式電力変換器で構成した場合における直流短絡保護方式に関するものである。図において、第２の電力変換器２ＡのアームＴ１〜Ｔ３内素子が導通した場合には破線の経路で直流短絡電流Ｉｓが流れてＰ側の直流コンデンサ３Ｐが放電する。この直流短絡電流ＩｓはＰ側およびＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２Ａの全アーム内素子をオフすることにより抑制できるが、最悪、第２の電力変換器２Ａのアーム内素子Ｔｌ〜Ｔ３が破損した場合には電源側から第１の電力変換器１Ａのアーム内素子のダイオード部を通って図示の１点鎖線の経路で続流ＩＳＬが流れる。このとき、Ｎ側の直流コンデンサ３Ｎはこの続流ＩＳＬにより、直流定格電圧の２倍以上に過充電されるため、他の健全素子が過電圧破壊を生じる可能性が高くなる。
【００６４】
１９Ａは先の直流短絡制御回路１９と同じ構成機能を有する直流短絡制御回路であって、直流短絡が検出されると、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２Ａの全アーム内素子をオフするとともに、第１の電力変換器１Ａの全相アームＴ１およびＴ４内素子をオフし、第１の電力変換器１Ａの全相アームＴ２およびＴ３内素子をオンして続流ＩＳＬを遮断する。すなわち、第１の電力変換器１Ａ内全相アームＴ２およびＴ３内素子をオンすることにより、交流短絡経路を強制的に形成させて２点鎖線の経路（実際は異なる相間に亘る短絡経路となる）で交流短絡電流ＩＳＡが流れるので、第１の電力変換器１ＡのアームＴ２とＴ３内素子の両端電圧は０になり、Ｎ側の直流コンデンサ３Ｎの充電は停止される。
上記説明で、第２の電力変換器２Ａで全アーム内素子をオフするのは、電圧源が存在する場合の負荷側からの続流を抑制するためである。
なお、リアクトル１２の替わりに変圧器で構成されたものであっても、同様な効果を奏する。
【００６５】
以上のように、第１の電力変換器が３レベルインバータと同じ構成である場合には、直流短絡の発生時に全相の外側アームＴ１およびＴ４内素子をオフし、全相の内側アームＴ２およびＴ３内素子を強制的にオンすることにより、直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎの過充電を抑制できるので、信頼性が高く、安価な電力変換装置を得られる。
【００６６】
実施の形態１３．
図１６はこの発明の実施の形態１３を示す電力変換装置であって、実施の形態１２では第１の電力変換器１Ａ及び第２の電力変換器２Ａがともに図９に示すような３レベルインバータで構成されているのに対し、第１の電力変換器１Ｂ及び第２の電力変換器２Ｂがともに図１４に示すような３レベルインバータと同じ構成の自励式電力変換器で構成した場合における直流短絡保護方式に関するものである。図において、第２の電力変換器２ＢのアームＴ１〜Ｔ３内素子が導通した場合には破線の経路で直流短絡電流Ｉｓが流れてＰ側の直流コンデンサ３Ｐが放電する。この直流短絡電流ＩｓはＰ側およびＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２Ｂの全アーム内素子をオフすることにより抑制できるが、最悪、第２の電力変換器２ＢのアームＴ１〜Ｔ３内素子が破損した場合には電源側から第１の電力変換器１Ｂのアーム内素子のダイオード部を通って図示の１点鎖線の経路で続流ＩＳＬが流れる。このとき、Ｎ側の直流コンデンサ３Ｎはこの続流ＩＳＬにより、直流定格電圧の２倍以上に過充電されるために、他の健全素子が過電圧破壊を生じる可能性が高くなる。
【００６７】
１９Ｂは先の直流短絡制御回路１９と同じ構成機能を有する直流短絡制御回路であって、直流短絡が検出されると、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎと第２の電力変換器２Ｂの全アーム内素子をオフするとともに第１の電力変換器１Ｂの全相アームＴ１およびＴ４内素子をオフし、第１の電力変換器１Ｂの全相アームＴ２、Ｔ３、Ｔ５およびＴ６（アームＴ５、Ｔ６には第７の自己消弧素子を使用）内素子をオンして続流ＩＳＬを遮断する。すなわち、第１の電力変換器１Ｂの全相アームＴ２、Ｔ３、Ｔ５およびＴ６内素子をオンすることにより、交流短絡経路を強制的に形成させて２点鎖線の経路（実際は異なる相間に亘る短絡経路となる）で交流短絡電流ＩＳＡが流れるので、第１の電力変換器１ＢのアームＴ２とＴ３内素子の両端電圧は０になり、Ｎ側の直流コンデンサ３Ｎの充電は停止される。この場合、第１の電力変換器１ＢのアームＴ５およびＴ６内素子が両方向通電するので、第１の電力変換器１Ｂの全相アームＴ２、Ｔ３、Ｔ５およびＴ６内素子の交流短絡電流ＩＳＡの電流負担が先の第１の電力変換器１Ａの場合に比べて軽減される。
なお、リアクトル１２の替わりに変圧器で構成されたものであっても、同様な効果を奏する。
【００６８】
以上のように、第１の電力変換器がアームＴｌ〜Ｔ６で構成される３レベルコンバータである場合には、直流短絡の発生時に全相の外側アームＴｌおよびＴ４内素子をオフし、全相の内側アームＴ２およびＴ３内素子と全相のクランプ素子Ｔ５およびＴ６を強制的にオンすることにより、直流コンデンザ３Ｐおよび３Ｎの過充電を抑制でき、信頼性が高く、安価な電力変換装置が得られる。
【００６９】
実施の形態１４．
図１７はこの発明の実施の形態１４を示す電力変換装置で、実施の形態１２に付随するものであって、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンザ３Ｐ及び３Ｎの放電方式に関するものである。図において、運転停止後、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ４Ｐ及び４Ｎをオフし、開閉器１１を開放した状態で、第１の電力変換器１Ａの１相分のアームＴ１〜Ｔ４内素子をオンすることにより、図示の破線の経路で放電電流ＩＤＳが流れて、直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを同時に放電する。
なお、リアクトル１２の替わりに変圧器で構成されたものであっても、同様な効果を奏する。
【００７０】
以上のように、開閉器１１を開放して第１の電力変換器１Ａの１相分のアームＴｌ〜Ｔ４内素子をオンして放電するようにしたので、電源側の影響を全く受けず、信頼性が高く、安価な電力変換装置が得られる。
【００７１】
実施の形態１５．
図１８はこの発明の実施の形態１５を示す電力変換装置で、実施の形態１２および１３に付随するものであって、Ｐ側及びＮ側の直流コンデンサ３Ｐ及び３Ｎの充電方式に関するものである。図において、２４Ｐおよび２４ＮはＰ側およびＮ側の第４のスイッチであって、第８の自己消弧素子にダイオードを逆並列接続して構成され、この自己消弧素子が直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを充電する向きにそれぞれＰ側の直流コンデンサ３ＰおよびＮ側の直流コンデンサ３Ｎに直列接続される。２５Ｐおよび２５Ｎは第３の放電抵抗で、それぞれＰ側およびＮ側の第４のスイッチ２４Ｐおよび２４Ｎに並列接続される。第１の電力変換器１Ａの全アーム内素子をオフにした状態で、第４のスイッチ２４Ｐおよび２４Ｎと第１のスイッチ４Ｐおよび４Ｎをオフにして、開閉器１１を投入すると、図示の破線の経路で充電電流Ｉｃｈが流れて直流コンデンザ３Ｐおよび３Ｎを同時に充電する。
このとき、リアクトル１２と直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎとの間の共振現象は、第３の放電抵抗２５Ｐおよび２５Ｎにより緩和されるために、直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎの過充電はほとんど生じない。充電が完了すると、第４のスイッチ２４Ｐおよび２４Ｎと第１のスイッチ４Ｐおよび４Ｎをオンにして、運転を開始する。
なお、リアクトル１２の替わりに変圧器で構成されたものであってもよく、また第１の電力変換器がクランプ素子Ｔ５およびＴ６を有する電力変換器１Ｂであっても、同様な効果を奏する。
【００７２】
以上のように、第３の放電抵抗２５Ｐおよび２５Ｎをそれぞれ直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎと第１のスイッチ４Ｐおよび４Ｎの直列体に直列接続して構成して直流コンデンサ３Ｐおよび３Ｎを充電し、充電が完了すると、第３の放電抵抗２５Ｐおよび２５Ｎにそれぞれ並列接続された第４のスイッチ２４Ｐおよび２４Ｎをオンして運転を開始するようにしたので、信頼性が高く、安価な電力変換装置が得られる。
【００７３】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係る電力変換装置は、直流コンデンサと第１の自己消弧素子を使用した第１のスイッチ手段との直列接続体からなる直流回路、および第２の自己消弧素子を使用した複数のアームで構成され上記直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換する直流交流変換手段を備え、上記アームの故障で生じる直流短絡時に健全アームに流れる短絡電流を上記第１の自己消弧素子で抑制する電力変換装置において、
上記第１および第２の自己消弧素子として電圧駆動型自己消弧素子を使用し、運転時における上記第１の自己消弧素子の通電責務が上記第２の自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して上記第１の自己消弧素子のオンゲート電圧を上記第２の自己消弧素子のオンゲート電圧より低く設定することにより、上記第１の自己消弧素子による短絡電流抑制効果を増大せしめたので、短絡電流が効果的に抑制され健全素子が確実に保護される。
【００７４】
また、この発明に係る電力変換装置は、直流コンデンサと第１の自己消弧素子を使用した第１のスイッチ手段との直列接続体からなる直流回路、および第２の自己消弧素子を使用した複数のアームで構成され上記直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換する直流交流変換手段を備え、上記アームの故障で生じる直流短絡時に健全アームに流れる短絡電流を上記第１の自己消弧素子で抑制する電力変換装置において、
上記第１および第２の自己消弧素子をほぼ同一の電流容量を有する電圧駆動型自己消弧素子を使用したものとし、運転時における上記第１の自己消弧素子の通電責務が上記第２の自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して上記第１の自己消弧素子を構成する素子並列数を上記第２の自己消弧素子を構成する素子並列数より少なく設定することにより、上記第１の自己消弧素子による短絡電流抑制効果を増大せしめたので、短絡電流が効果的に抑制され健全素子が確実に保護される。
【００７５】
また、この発明に係る電力変換装置の第１のスイッチ手段はその第１の自己消弧素子と逆並列に接続されたダイオードを備えたものとし、交流電源に接続され交流電力を直流電力に変換して直流回路に供給する交流直流変換手段を備えたので、直流を介した交流交流変換設備における直流短絡電流の効果的な抑制が実現する。
【００７６】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段の電圧を検出する第１の電圧検出手段を備え、この第１の電圧検出手段の出力が所定の設定値を越えたとき、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子および直流交流変換手段の第２の自己消弧素子をオフするようにしたので、直流短絡電流の遮断が、簡便確実になされる。
【００７７】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段と並列に接続された第１の放電抵抗を備え、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに直流交流変換手段の第２の自己消弧素子をオンすることにより、直流コンデンサの電荷を上記第１の放電抵抗を介して放電するようにしたので、直流コンデンサの放電動作が簡便確実になされる。
【００７８】
また、この発明に係る電力変換装置は、その第１のスイッチ手段と並列に接続された第１の放電抵抗、および直流回路の端子間に接続された、第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンすることにより、直流コンデンサの電荷を上記第１および第２の放電抵抗を介して放電するようにしたので、直流コンデンサの放電動作が簡便確実になされる。
【００７９】
また、この発明に係る電力変換装置は、その直流コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段、および直流回路の端子間に接続された、第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、
交流電源により上記直流コンデンサをその定格直流電圧に充電する場合、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオン、上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフにした状態で上記交流電源を印加して上記直流コンデンサの充電を開始し、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧より所定量高い所定の設定値を越えたとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンして上記直流コンデンサの電荷を上記第２の放電抵抗を介して放電させ、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧まで下がったとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフするようにしたので、直流コンデンサの充電動作が、過充電になることなく円滑確実になされる。
【００８０】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段の直流出力端と直列に接続され第４の自己消弧素子を使用した第３のスイッチ手段、およびこの第３のスイッチ手段と並列に接続された限流抵抗を備え、直流交流変換手段のアームが故障で直流短絡が発生した場合、上記第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより交流電源からの続流を上記限流抵抗で抑制するとともに、上記交流電源により直流コンデンサを充電する場合、上記第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより上記交流電源からの充電電流を上記限流抵抗で抑制するようにしたので、直流短絡時の続流が抑制されて短絡電流が低減し、直流コンデンサの充電が円滑になされる。
【００８１】
また、この発明に係る電力変換装置の直流回路は、Ｐ、Ｃ、Ｎの３端子を備え、上記端子Ｐ、Ｃ間にＰ側の直流コンデンサおよび第１のスイッチ手段を、上記端子Ｃ、Ｎ間にＮ側の直流コンデンサおよび第１のスイッチ手段を備え、直流交流変換手段は、上記端子Ｐ、Ｎ間に接続された、それぞれ第２の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなる第１〜第４アームの直列接続体と、上記第１、第２アームの接続点および第３、第４アームの接続点と上記端子Ｃとの間に接続された第１、第２クランプダイオードとからなり、上記第２、第３アームの接続点から交流出力を得る３レベル変換手段であるので、３レベル電力変換装置における直流短絡電流が効果的に抑制される。
【００８２】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段はその第１の自己消弧素子に逆並列接続されたダイオードを備えたものとし、交流電源に接続され交流電力を直流電力に変換して直流回路に供給する交流直流変換手段を備え、上記交流直流変換手段は、直流回路の端子Ｐ、Ｃ、Ｎに対応する３個の出力端子を備え、上記端子Ｐ、Ｃ間および端子Ｃ、Ｎ間にそれぞれ直流電圧を出力するものであるので、直流を介した交流交流３レベル電力変換装置における直流短絡電流が効果的に抑制される。
【００８３】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の電圧を検出するＰ側およびＮ側の第１の電圧検出手段を備え、上記Ｐ側またはＮ側の第１の電圧検出手段の出力が所定の設定値を越えたとき、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子および直流交流変換手段の第１〜第４アームの第２の自己消弧素子をオフするようにしたので、直流短絡電流の遮断が、簡便確実になされる。
【００８４】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の直流コンデンサの電圧を検出するＰ側およびＮ側の第２の電圧検出手段、および直流回路の端子Ｐ、Ｃ間およびＣ、Ｎ間に接続された、Ｐ側およびＮ側の第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、
交流電源により上記両直流コンデンサをその定格直流電圧に充電する場合、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオン、上記両第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフにした状態で上記交流電源を印加して上記両直流コンデンサの充電を開始し、Ｐ側およびＮ側のそれぞれにおいて、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧より所定量高い所定の設定値を越えたとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンして上記直流コンデンサの電荷を上記第２の放電抵抗を介して放電させ、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧まで下がったとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフするようにしたので、直流コンデンサの充電動作が、過充電になることなく円滑確実になされる。
【００８５】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第２の電圧検出手段の出力差が零になったとき充電完了信号を出力する電圧差検出手段、および上記第２の電圧検出手段の出力のいずれかが直流コンデンサの定格直流電圧より低い所定の設定値を越えた時点から所定の設定時間が経過するまで上記電圧差検出手段の出力を停止させる出力停止手段を備えたので、両直流コンデンサの充電動作完了時点が確実に把握できる。
【００８６】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段のＰ側およびＮ側の直流出力端のそれぞれと直列に接続され第４の自己消弧素子を使用したＰ側およびＮ側の第３のスイッチ手段、およびこの両第３のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の限流抵抗を備え、直流交流変換手段のアームが故障で直流短絡が発生した場合、上記両第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより交流電源からの続流を上記限流抵抗で抑制するとともに、上記交流電源によりＰ側およびＮ側の直流コンデンサを充電する場合、上記両第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより上記交流電源からの充電電流を上記両限流抵抗で抑制するようにしたので、直流短絡時の続流が抑制されて短絡電流が低減し、直流コンデンサの充電が円滑になされる。
【００８７】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに直流交流変換手段の第１〜第４アームの第２の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電荷を上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたので、両直流コンデンサの放電動作が簡便確実になされる。
【００８８】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、直流交流変換手段の第１および第２クランプダイオードのそれぞれと逆並列接続された第５の自己消弧素子を備え、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに上記直流交流変換手段の第１、第４アームの第２の自己消弧素子および上記第５の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電荷を上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたので、両直流コンデンサの放電動作が簡便確実になされる。
【００８９】
また、この発明に係る電力変換装置の交流直流変換手段は、直流回路の端子Ｐ、Ｎ間に接続された、それぞれ第６の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなる第１〜第４アームの直列接続体と、上記第１、第２アームの接続点および第３、第４アームの接続点と上記直流回路の端子Ｃとの間に接続された第１、第２クランプダイオードとからなり、上記第２、第３アームの接続点に交流入力を得る３レベル変換手段であるので、直流を介し３レベル変換手段を備えた交流交流電力変換装置における直流短絡電流が効果的に抑制される。
【００９０】
また、この発明に係る電力変換装置は、その直流交流変換手段のＰ側またはＮ側の直流短絡が生じた場合、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、交流直流変換手段の全相第１、第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、全相第２、第３アームの第６の自己消弧素子をオンすることにより、直流短絡が生じていない極性側の直流コンデンサが過充電されることを防止するようにしたので、直流短絡時、交流電源により直流コンデンサが過充電される現象が効果的に抑制される。
【００９１】
また、この発明に係る電力変換装置は、その交流直流変換手段の第１および第２クランプダイオードのそれぞれと逆並列接続された第７の自己消弧素子を備え、直流交流変換手段のＰ側またはＮ側の直流短絡が生じた場合、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、上記交流直流変換手段の全相第１、第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、全相第２、第３アームの第６の自己消弧素子をオン、上記第７の自己消弧素子をオンすることにより、直流短絡が生じていない極性側の直流コンデンサが過充電されることを防止するようにしたので、直流短絡時、交流電源により直流コンデンサが過充電される現象が効果的に抑制される。
【００９２】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列にＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、装置の運転停止後、交流電源と交流直流変換手段との接続を断つとともに、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、上記交流直流変換手段の第１〜第４アームの第６の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサを上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたので、両直流コンデンサの充電動作が円滑になされる。
【００９３】
また、この発明に係る電力変換装置は、そのＰ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと直列にかつ上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子と逆極性に接続された第８の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなるＰ側およびＮ側の第４のスイッチ手段、およびこれら両第４のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第３の放電抵抗を備え、交流電源によりＰ側およびＮ側の直流コンデンサを充電する場合、交流直流変換手段の第１〜第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、上記両第４のスイッチ手段の第８の自己消弧素子をオフすることにより、上記交流直流変換手段の第１〜第４アームのダイオード、上記両第１のスイッチ手段のダイオード、および上記両第３の放電抵抗を介して上記両直流コンデンサを充電し、充電が完了すると、上記両第４のスイッチ手段の第８の自己消弧素子をオンするようにしたので、両直流コンデンサの充電動作が円滑になされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の主回路図である。
【図２】 この発明の実施の形態１を示す自己消弧素子の特性図である。
【図３】 この発明の実施の形態２を示す自己消弧素子の特性図である。
【図４】 この発明の実施の形態３を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図５】 この発明の実施の形態４を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図６】 この発明の実施の形態５を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図７】 この発明の実施の形態５を示す電力変換装置の主回路動作波形図である。
【図８】 この発明の実施の形態６を示す電力変換装置の主回路図である。
【図９】 この発明の実施の形態７を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図１０】 この発明の実施の形態８を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図１１】 この発明の実施の形態８を示す電力変換装置の主回路動作波形図である。
【図１２】 この発明の実施の形態９を示す電力変換装置の主回路図である。
【図１３】 この発明の実施の形態１０を示す電力変換装置の主回路図である。
【図１４】 この発明の実施の形態１１を示す電力変換装置の主回路図である。
【図１５】 この発明の実施の形態１２を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図１６】 この発明の実施の形態１３を示す電力変換装置の主回路および制御回路図である。
【図１７】 この発明の実施の形態１４を示す電力変換装置の主回路図である。
【図１８】 この発明の実施の形態１５を示す電力変換装置の主回路図である。
【符号の説明】
１，１Ａ，１Ｂ 第１の電力変換器、２，２Ａ，２Ｂ 第２の電力変換器、
３，３Ｐ，３Ｎ 直流コンデンサ、４ 第１のスイッチ、
７ 第１の電圧検出器、８，１９，１９Ａ，１９Ｂ 直流短絡制御回路、
９ 第１の放電抵抗、１３ 第２の放電抵抗、１４ 第２のスイッチ、
１６ 第３の電圧検出器、１７ 充電制御回路、１８ 第２の電圧検出器、
２１ 充電完了検出回路、２２ 第３のスイッチ、２３ 限流抵抗、
２４ 第４のスイッチ、２５ 第３の放電抵抗。
Claims (21)
- 直流コンデンサと第１の自己消弧素子を使用した第１のスイッチ手段との直列接続体からなる直流回路、および第２の自己消弧素子を使用した複数のアームで構成され上記直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換する直流交流変換手段を備え、上記アームの故障で生じる直流短絡時に健全アームに流れる短絡電流を上記第１の自己消弧素子で抑制する電力変換装置において、
上記第１および第２の自己消弧素子として電圧駆動型自己消弧素子を使用し、運転時における上記第１の自己消弧素子の通電責務が上記第２の自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して上記第１の自己消弧素子のオンゲート電圧を上記第２の自己消弧素子のオンゲート電圧より低く設定することにより、上記第１の自己消弧素子による短絡電流抑制効果を増大せしめたことを特徴とする電力変換装置。 - 直流コンデンサと第１の自己消弧素子を使用した第１のスイッチ手段との直列接続体からなる直流回路、および第２の自己消弧素子を使用した複数のアームで構成され上記直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換する直流交流変換手段を備え、上記アームの故障で生じる直流短絡時に健全アームに流れる短絡電流を上記第１の自己消弧素子で抑制する電力変換装置において、
上記第１および第２の自己消弧素子をほぼ同一の電流容量を有する電圧駆動型自己消弧素子を使用したものとし、運転時における上記第１の自己消弧素子の通電責務が上記第２の自己消弧素子の通電責務より低いことを考慮して上記第１の自己消弧素子を構成する素子並列数を上記第２の自己消弧素子を構成する素子並列数より少なく設定することにより、上記第１の自己消弧素子による短絡電流抑制効果を増大せしめたことを特徴とする電力変換装置。 - 第１のスイッチ手段はその第１の自己消弧素子と逆並列に接続されたダイオードを備えたものとし、交流電源に接続され交流電力を直流電力に変換して直流回路に供給する交流直流変換手段を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
- 第１のスイッチ手段の電圧を検出する第１の電圧検出手段を備え、この第１の電圧検出手段の出力が所定の設定値を越えたとき、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子および直流交流変換手段の第２の自己消弧素子をオフするようにしたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電力変換装置。
- 第１のスイッチ手段と並列に接続された第１の放電抵抗を備え、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに直流交流変換手段の第２の自己消弧素子をオンすることにより、直流コンデンサの電荷を上記第１の放電抵抗を介して放電するようにしたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の電力変換装置。
- 第１のスイッチ手段と並列に接続された第１の放電抵抗、および直流回路の端子間に接続された、第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンすることにより、直流コンデンサの電荷を上記第１および第２の放電抵抗を介して放電するようにしたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の電力変換装置。
- 直流コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手段、および直流回路の端子間に接続された、第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、
交流電源により上記直流コンデンサをその定格直流電圧に充電する場合、上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオン、上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフにした状態で上記交流電源を印加して上記直流コンデンサの充電を開始し、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧より所定量高い所定の設定値を越えたとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンして上記直流コンデンサの電荷を上記第２の放電抵抗を介して放電させ、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧まで下がったとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフするようにしたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。 - 交流直流変換手段の直流出力端と直列に接続され第４の自己消弧素子を使用した第３のスイッチ手段、およびこの第３のスイッチ手段と並列に接続された限流抵抗を備え、直流交流変換手段のアームが故障で直流短絡が発生した場合、上記第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより交流電源からの続流を上記限流抵抗で抑制するとともに、上記交流電源により直流コンデンサを充電する場合、上記第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより上記交流電源からの充電電流を上記限流抵抗で抑制するようにしたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
- 直流回路は、Ｐ、Ｃ、Ｎの３端子を備え、上記端子Ｐ、Ｃ間にＰ側の直流コンデンサおよび第１のスイッチ手段を、上記端子Ｃ、Ｎ間にＮ側の直流コンデンサおよび第１のスイッチ手段を備え、直流交流変換手段は、上記端子Ｐ、Ｎ間に接続された、それぞれ第２の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなる第１〜第４アームの直列接続体と、上記第１、第２アームの接続点および第３、第４アームの接続点と上記端子Ｃとの間に接続された第１、第２クランプダイオードとからなり、上記第２、第３アームの接続点から交流出力を得る３レベル変換手段であることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
- Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段はその第１の自己消弧素子に逆並列接続されたダイオードを備えたものとし、交流電源に接続され交流電力を直流電力に変換して直流回路に供給する交流直流変換手段を備え、上記交流直流変換手段は、直流回路の端子Ｐ、Ｃ、Ｎに対応する３個の出力端子を備え、上記端子Ｐ、Ｃ間および端子Ｃ、Ｎ間にそれぞれ直流電圧を出力するものであることを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
- Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の電圧を検出するＰ側およびＮ側の第１の電圧検出手段を備え、上記Ｐ側またはＮ側の第１の電圧検出手段の出力が所定の設定値を越えたとき、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子および直流交流変換手段の第１〜第４アームの第２の自己消弧素子をオフするようにしたことを特徴とする請求項９または１０に記載の電力変換装置。
- Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電圧を検出するＰ側およびＮ側の第２の電圧検出手段、および直流回路の端子Ｐ、Ｃ間およびＣ、Ｎ間に接続された、Ｐ側およびＮ側の第３の自己消弧素子を使用した第２のスイッチ手段と第２の放電抵抗との直列接続体を備え、
交流電源により上記両直流コンデンサをその定格直流電圧に充電する場合、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオン、上記両第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフにした状態で上記交流電源を印加して上記両直流コンデンサの充電を開始し、Ｐ側およびＮ側のそれぞれにおいて、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧より所定量高い所定の設定値を越えたとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオンして上記直流コンデンサの電荷を上記第２の放電抵抗を介して放電させ、上記第２の電圧検出手段の出力が上記定格直流電圧まで下がったとき上記第２のスイッチ手段の第３の自己消弧素子をオフするようにしたことを特徴とする請求項１０記載の電力変換装置。 - Ｐ側およびＮ側の第２の電圧検出手段の出力差が零になったとき充電完了信号を出力する電圧差検出手段、および上記第２の電圧検出手段の出力のいずれかが直流コンデンサの定格直流電圧より低い所定の設定値を越えた時点から所定の設定時間が経過するまで上記電圧差検出手段の出力を停止させる出力停止手段を備えたことを特徴とする請求項１２記載の電力変換装置。
- 交流直流変換手段のＰ側およびＮ側の直流出力端のそれぞれと直列に接続され第４の自己消弧素子を使用したＰ側およびＮ側の第３のスイッチ手段、およびこの両第３のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の限流抵抗を備え、直流交流変換手段のアームが故障で直流短絡が発生した場合、上記両第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより交流電源からの続流を上記限流抵抗で抑制するとともに、上記交流電源によりＰ側およびＮ側の直流コンデンサを充電する場合、上記両第３のスイッチ手段の第４の自己消弧素子をオフすることにより上記交流電源からの充電電流を上記両限流抵抗で抑制するようにしたことを特徴とする請求項１０記載の電力変換装置。
- Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに直流交流変換手段の第１〜第４アームの第２の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電荷を上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたことを特徴とする請求項９または１０に記載の電力変換装置。
- Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、直流交流変換手段の第１および第２クランプダイオードのそれぞれと逆並列接続された第５の自己消弧素子を備え、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフするとともに上記直流交流変換手段の第１、第４アームの第２の自己消弧素子および上記第５の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサの電荷を上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたことを特徴とする請求項９または１０に記載の電力変換装置。
- 交流直流変換手段は、直流回路の端子Ｐ、Ｎ間に接続された、それぞれ第６の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなる第１〜第４アームの直列接続体と、上記第１、第２アームの接続点および第３、第４アームの接続点と上記直流回路の端子Ｃとの間に接続された第１、第２クランプダイオードとからなり、上記第２、第３アームの接続点に交流入力を得る３レベル変換手段であることを特徴とする請求項１０記載の電力変換装置。
- 直流交流変換手段のＰ側またはＮ側の直流短絡が生じた場合、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、交流直流変換手段の全相第１、第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、全相第２、第３アームの第６の自己消弧素子をオンすることにより、直流短絡が生じていない極性側の直流コンデンサが過充電されることを防止するようにしたことを特徴とする請求項１７記載の電力変換装置。
- 交流直流変換手段の第１および第２クランプダイオードのそれぞれと逆並列接続された第７の自己消弧素子を備え、直流交流変換手段のＰ側またはＮ側の直流短絡が生じた場合、Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、上記交流直流変換手段の全相第１、第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、全相第２、第３アームの第６の自己消弧素子をオン、上記第７の自己消弧素子をオンすることにより、直流短絡が生じていない極性側の直流コンデンサが過充電されることを防止するようにしたことを特徴とする請求項１７記載の電力変換装置。
- Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと並列にＰ側およびＮ側の第１の放電抵抗を備え、装置の運転停止後、交流電源と交流直流変換手段との接続を断つとともに、上記両第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子をオフ、上記交流直流変換手段の第１〜第４アームの第６の自己消弧素子をオンすることにより、Ｐ側およびＮ側の直流コンデンサを上記両第１の放電抵抗を介して放電するようにしたことを特徴とする請求項１７記載の電力変換装置。
- Ｐ側およびＮ側の第１のスイッチ手段のそれぞれと直列にかつ上記第１のスイッチ手段の第１の自己消弧素子と逆極性に接続された第８の自己消弧素子と逆並列接続されたダイオードとからなるＰ側およびＮ側の第４のスイッチ手段、およびこれら両第４のスイッチ手段のそれぞれと並列に接続されたＰ側およびＮ側の第３の放電抵抗を備え、交流電源によりＰ側およびＮ側の直流コンデンサを充電する場合、交流直流変換手段の第１〜第４アームの第６の自己消弧素子をオフ、上記両第４のスイッチ手段の第８の自己消弧素子をオフすることにより、上記交流直流変換手段の第１〜第４アームのダイオード、上記両第１のスイッチ手段のダイオード、および上記両第３の放電抵抗を介して上記両直流コンデンサを充電し、充電が完了すると、上記両第４のスイッチ手段の第８の自己消弧素子をオンするようにしたことを特徴とする請求項１７記載の電力変換装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001337330A JP3824907B2 (ja) | 2001-11-02 | 2001-11-02 | 電力変換装置 |
| TW91120692A TW575990B (en) | 2001-11-02 | 2002-09-11 | Power conversion apparatus |
| CA002403161A CA2403161A1 (en) | 2001-11-02 | 2002-09-13 | Power conversion apparatus |
| US10/260,403 US20030086231A1 (en) | 2001-11-02 | 2002-10-01 | Power conversion apparatus |
| DE10250404A DE10250404A1 (de) | 2001-11-02 | 2002-10-29 | Leistungsumwandlungsvorrichtung |
| CN02148286.1A CN1416211A (zh) | 2001-11-02 | 2002-11-01 | 电力变换装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001337330A JP3824907B2 (ja) | 2001-11-02 | 2001-11-02 | 電力変換装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003143863A JP2003143863A (ja) | 2003-05-16 |
| JP2003143863A5 JP2003143863A5 (ja) | 2005-07-07 |
| JP3824907B2 true JP3824907B2 (ja) | 2006-09-20 |
Family
ID=19151988
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001337330A Expired - Fee Related JP3824907B2 (ja) | 2001-11-02 | 2001-11-02 | 電力変換装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20030086231A1 (ja) |
| JP (1) | JP3824907B2 (ja) |
| CN (1) | CN1416211A (ja) |
| CA (1) | CA2403161A1 (ja) |
| DE (1) | DE10250404A1 (ja) |
| TW (1) | TW575990B (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100456592C (zh) * | 2004-06-18 | 2009-01-28 | Abb瑞士有限公司 | 在切换三个电压电平的转换器电路中进行故障处理的方法 |
| JP4432953B2 (ja) * | 2006-09-27 | 2010-03-17 | 株式会社日立製作所 | 半導体電力変換装置 |
| JP2010074928A (ja) * | 2008-09-18 | 2010-04-02 | Fuji Electric Systems Co Ltd | インバータ装置 |
| US8792261B2 (en) | 2009-03-30 | 2014-07-29 | Hitachi, Ltd. | Power conversion device |
| JP5268739B2 (ja) * | 2009-03-30 | 2013-08-21 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP5268744B2 (ja) * | 2009-03-31 | 2013-08-21 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| CN102055354B (zh) * | 2009-10-30 | 2013-11-13 | 西门子公司 | 一种交流直流转换器以及一种变频器 |
| JP4930582B2 (ja) * | 2009-12-28 | 2012-05-16 | サンケン電気株式会社 | 共振型電力変換装置 |
| JP5454305B2 (ja) * | 2010-03-31 | 2014-03-26 | 株式会社デンソー | 電力変換システムの放電制御装置 |
| JP2013539334A (ja) | 2011-01-06 | 2013-10-17 | 三菱電機株式会社 | 中性点クランプ形コンバータ |
| WO2013061469A1 (ja) * | 2011-10-28 | 2013-05-02 | 三菱電機株式会社 | 直流電源装置および電動機駆動装置 |
| US8830647B2 (en) | 2012-05-24 | 2014-09-09 | Mersen Usa Newburyport-Ma, Llc | Fault current limiter |
| JP2014166033A (ja) * | 2013-02-25 | 2014-09-08 | Toyota Motor Corp | 電源装置 |
| JP2014236530A (ja) | 2013-05-30 | 2014-12-15 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6662163B2 (ja) * | 2016-04-14 | 2020-03-11 | 富士電機株式会社 | ３レベルチョッパ装置 |
| CN105743352B (zh) * | 2016-04-18 | 2018-04-10 | 清华大学 | 一种改进的开关电容接入的双向直流变压器及其控制方法 |
| WO2020057551A1 (zh) * | 2018-09-19 | 2020-03-26 | 郭桥石 | 灭弧电路及装置 |
| JP6935022B2 (ja) * | 2018-09-28 | 2021-09-15 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 |
| CN110299829B (zh) * | 2019-08-06 | 2022-02-15 | 珠海格力电器股份有限公司 | 控制变流器的直流母线电容放电的方法、控制器和系统 |
| US11770066B2 (en) | 2021-06-11 | 2023-09-26 | Hamilton Sundstrand Corporation | Protection circuitry for power converters |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4620271A (en) * | 1984-07-13 | 1986-10-28 | Siemens Aktiengesellschaft | Circuit arrangement for feeding electrical users via a switch controller |
| US4720668A (en) * | 1986-06-20 | 1988-01-19 | Lee Fred C | Zero-voltage switching quasi-resonant converters |
| US4730242A (en) * | 1986-09-25 | 1988-03-08 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Static power conversion and apparatus having essentially zero switching losses |
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-
2001
- 2001-11-02 JP JP2001337330A patent/JP3824907B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-09-11 TW TW91120692A patent/TW575990B/zh active
- 2002-09-13 CA CA002403161A patent/CA2403161A1/en not_active Abandoned
- 2002-10-01 US US10/260,403 patent/US20030086231A1/en not_active Abandoned
- 2002-10-29 DE DE10250404A patent/DE10250404A1/de not_active Withdrawn
- 2002-11-01 CN CN02148286.1A patent/CN1416211A/zh active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2403161A1 (en) | 2003-05-02 |
| US20030086231A1 (en) | 2003-05-08 |
| TW575990B (en) | 2004-02-11 |
| CN1416211A (zh) | 2003-05-07 |
| JP2003143863A (ja) | 2003-05-16 |
| DE10250404A1 (de) | 2003-05-22 |
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| A711 | Notification of change in applicant |
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| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100707 Year of fee payment: 4 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130707 Year of fee payment: 7 |
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