JP4432953B2

JP4432953B2 - 半導体電力変換装置

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Inventors: 修治加藤; 敏彦松田; 高志伊君; 寛永田
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Description

本発明は半導体素子を用いた半導体電力変換装置に係り、特にスイッチング動作時の過電圧の抑制を行う半導体電力変換装置に関する。

ＩＧＢＴ電力変換装置などＭＯＳゲート半導体を有する半導体電力変換装置では、IGBT素子をスイッチングすることにより、交直電力変換や、直流電圧変換，交流電圧・周波数変換などを実施する。しかし、ＩＧＢＴをターンオフすると、電流通流時に配線の寄生インダクタンスに蓄えられたエネルギーによって、ＩＧＢＴにサージ電圧が印加される。
ＩＧＢＴターンオフ時のサージ電圧などによって、ＩＧＢＴに過電圧が印加され、IGBT素子が破壊してしまうのを防止する方法が、例えば、特開平１１−１７８３１号公報に開示されている。この従来技術では、ＩＧＢＴのＣＧ間にクランプ素子と抵抗器の直列体を設置して、該ＩＧＢＴの電圧が該クランプ素子電圧を超えるとクランプ素子からＩＧＢＴのゲートに充電電流を供給し、ＩＧＢＴのゲート電圧を高くすることにより、ＩＧＢＴのインピーダンスを低下させ、ＩＧＢＴを過電圧から保護する。さらに、本従来技術では、クランプ素子と抵抗体からなる直列体を複数設置し、それぞれのクランプ素子のクランプ電圧を異なる電圧に設定することにより、コレクタ電圧が高いほど充電電流をより多く供給する手段を開示している。一般には、クランプ素子から、ゲート充電電流を供給しても、ゲートドライバに電流が分流してしまい、ゲートの充電電流を十分確保できないが、本従来例は、コレクタ電圧が高くなるとさらに、大きな充電電流を供給できるので、過電圧印加時に確実にＩＧＢＴを保護するという観点において、優れているといえる。

特開平１１−１７８３１号公報

ＩＧＢＴを確実に過電圧から保護するためには、ＩＧＢＴに過電圧が印加されたときに、該ＩＧＢＴのゲートにすみやかに充電電流を供給して、ゲート電圧を高めて、ＩＧＢＴのインピーダンスを低下させる必要がある。そのためには、該ＩＧＢＴのＣＧ間を接続するクランプ素子と抵抗器の配線のインダクタンスを極力小さくする必要がある。配線のインダクタンスを小さくするには、配線の長さを小さくすればよい。したがって、配線距離を短くするために、ＩＧＢＴのＣＧ間に接続するクランプ素子と抵抗器の直列体などの充電電流供給部を極力ＩＧＢＴの近くに設置する。クランプ素子と抵抗器の直列体をIGBTの近くに実装するためには、該クランプ素子と抵抗器の直列体等の充電電流供給部を小型にする必要がある。しかし、前記従来技術では、クランプ素子と抵抗器の直列体を複数実装する必要があるため、充電電流供給部（過電圧保護回路）が大型化して、ＩＧＢＴの直近実装が困難になる。本発明は、過電圧保護回路の小型化を可能にし、ＩＧＢＴのゲートに充電電流を供給して、ＩＧＢＴを過電圧から保護する技術を提供することを目的とする。

前記の課題を達成するために、本発明はＭＯＳゲート半導体を有する半導体電力変換装置において、
ＭＯＳゲート半導体のコレクタ・ゲート間に接続された過電圧保護回路を備え、該過電圧保護回路は、直列接続された複数のクランプ素子を有し、該クランプ素子のうち、複数のクランプ素子のアノードに抵抗器がそれぞれ接続されたことを特徴とするものである。

また、前記の課題を達成するために、本発明はＭＯＳゲート半導体を有する半導体電力変換装置において、
ＭＯＳゲート半導体のコレクタ・ゲート間に接続された過電圧保護回路を備え、該過電圧回路から供給される電流が大きいほど、ゲートドライバの出力段の半導体素子の飽和電流値が小さくなることを特徴とするものである。

また、前記の課題を達成するために、本発明はＭＯＳゲート半導体を有する半導体電力変換装置において、
ＭＯＳゲート半導体のコレクタ・ゲート間に接続された過電圧保護回路を備え、該過電圧保護回路とゲートドライバの間にリアクトルが接続されたことを特徴とするものである。

また、前記の課題を達成するために、本発明はＭＯＳゲート半導体を有する半導体電力変換装置において、
ＭＯＳゲート半導体のコレクタ・ゲート間に接続された過電圧保護回路を備え、該過電圧保護回路とゲートドライバの間の配線の長さが、該過電圧保護回路とＩＧＢＴのゲート間の距離よりも長い構造を有することを特徴とするものである。

また、前記の課題を達成するために、本発明はＭＯＳゲート半導体を有する半導体電力変換装置において、
ＭＯＳゲート半導体のコレクタ・ゲート間に接続された過電圧保護回路を備え、ゲートに流れ込む電流値を所定の電流値に制限することを特徴とするものである。

ＩＧＢＴのＣＧ間にクランプ素子電圧を超える電圧が印加されると、第１の抵抗器から充電電流が供給され、また、クランプ素子電圧２個分の電圧を超える電圧がＩＧＢＴの
ＣＧ間に印加されると、第２の抵抗器からも充電電流が供給されるので、電圧が高いほどより多くのゲート充電電流を供給できる。

これにより、従来例のように、クランプ素子を並列する必要がなく、クランプ素子の員数を少なくできるので、充電電流供給部（過電圧保護回路）を小型化することができる。

また、ゲートドライバに分流する電流を抑制すれば、ゲートへの充電電流をより多く確保できるので、ゲートドライバに分流する電流を抑制することによって、過電圧保護回路を大型化しなくても、ＩＧＢＴを過電圧から保護することが実現できるようになる。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施例を説明する図では、同一の機能を有するものには同一の符号をつけた。また、電位は各ＩＧＢＴのエミッタ電位を基準とする。なお、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に過電圧が印加されるような条件では、コレクタ−エミッタ間電圧は、ゲート−エミッタ間電圧に比べて十分に高く、コレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ−ゲート間電圧はほぼ等しいとみなせるので、以後、両者ともコレクタ電圧と呼ぶ。以下の実施例ではＩＧＢＴを例にとって説明するが、ＩＧＢＴをＩＧＢＴ以外のＭＯＳゲートデバイスに置き換えても同様の効果を得ることができる。

（実施例１）
まず、図１と図５を用いて本実施例のＩＧＢＴ電力変換装置の構成を説明する。図５は本発明を適用する電力変換装置の主要部を、図１は図５のアーム２０の主要部を示す。

まず、図５を用いて、第１の実施例の電力変換装置の構成について説明する。本実施例の電力変換装置は、２直列接続されたアーム２０が３並列され、それぞれ配線２０１，配線２０２を介して直流電圧源２１に接続している。配線２０１と２０２を配線と表現したが、通常は寄生インダクタンスを小さくするために、アーム２０はブスバーなどを介して、直流電圧源２１に接続される。また、直流電圧源２１は直流コンデンサでもかまわない。一方、対となったアームの各中点２０３は、電力変換装置が交直変換装置の場合、通常はインピーダンスを介して交流系統もしくは交流負荷に接続される。図５では、一例として、対となったアームの各中点２０３がインダクタンスを有する負荷２２に接続された構成を示した。なお、直流電圧源２１や、直流電圧源２１とアーム２０を接続する配線などは、寄生インダクタンスを有する。図５ではそれらの寄生インダクタンスをＰ側にまとめて、寄生インダクタンス２３として図示した。なお、図５は、３相の交直変換の変換装置を示したが、本発明は、３相の交直変換装置に限定されず、フルブリッジ構成の交直変換ＩＧＢＴ電力変換装置や、チョッパ装置などの直流・直流ＩＧＢＴ電力変換装置にも有効である。

次に図１を用いて、アーム２０の構成を説明する。大きな点線で囲まれた部分をIGBTセット６００と呼ぶことにする。本実施例では、図５の各アーム２０の構成は図１のIGBTセット６００で示す構成となる。図１の配線２１１や、配線２１２は、図５の配線２０１もしくは配線２０２、もしくは対となったアームの中点２０３と接続される。ここで、配線といった表現を用いたが、通常は配線２１１や配線２１２は寄生インダクタンスを小さくするためにブスバーで構成され、配線２０１や配線２０２などと一体化されて、必ずしも明確な区切りが存在するわけではない。

配線２１１や配線２１２には、ＩＧＢＴ１が接続される。変換装置が交直変換装置の場合、ＩＧＢＴ１に逆並列に環流ダイオード２を接続する。各ＩＧＢＴ１のゲートは、ゲート抵抗８を経由し、ゲートドライバ１６に接続される。なお、ゲート抵抗８はゲートドラバ１６に内蔵しても構わない。

ＩＧＢＴ１のコレクタ・ゲート間には、過電圧保護回路６５を接続する。過電圧保護回路６５はクランプ素子６１ａ，クランプ素子６１ｂ，抵抗器６２ｂからなる直列体と、接続点６３ａとＩＧＢＴ１のゲートの間に接続した、抵抗器６２ａで構成される。

次に本実施例の電力変換装置の動作を説明する。ゲートドライバ１６は上位制御計から伝達された信号７に基づき、ＩＧＢＴ１にオンオフパルスを供給して、ＩＧＢＴ１をスイッチングさせる。ＩＧＢＴ１をオンもしくはオフさせることにより、アーム２０をオンオフして、交流電圧を作り出し、インダクタンスを有する負荷２２に印加する。対となったアーム、例えば、アーム２０（Ｐ）とアーム２０（Ｎ）とは同時にオンにしない。

ここでアーム２０（Ｎ）とアーム２０（Ｐ）を交互にオンオフ制御し、アーム２０(Ｐ)へのドライブ信号がオン状態、アーム２０（Ｎ）がオフ状態である場合に着目する。電流が直流電圧源２１からアーム２０（Ｐ）、インダクタスを有する負荷２２という経路で流れている時に、アーム２０（Ｐ）をターンオフさせると、アーム２０（Ｐ）には、主回路（直流電圧源２１→アーム２０（Ｐ）→アーム２０（Ｎ）→直流電圧源２１）の経路に存在する配線インダクタンス２３にサージ電圧が発生し、直流電圧源２１の電圧に重畳され、ＩＧＢＴ１にコレクタ−エミッタ間印加される。

図９を使って、ターンオフ時のＩＧＢＴ１のコレクタ電圧及びゲート電圧波形をより詳細に説明する。ゲートドライバ１６がオフパルスを出力して、ＩＧＢＴ１がターンオフする状態を想定する。ゲートドライバ１６がオフパルス、すなわち、ＩＧＢＴ１の閾値以下の電位を出力すると、ＩＧＢＴ１のゲートに蓄えられた電荷がゲート抵抗８を介して引き抜かれ、ＩＧＢＴ１のゲート電圧３２が低下し、ＩＧＢＴ１はターンオフ状態に移行し、コレクタ電圧（コレクタ・エミッタ間電圧）３１が上昇する。ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧３１が上昇し、クランプ素子６１ａのクランプ電圧よりも高くなると、クランプ素子61ａが導通して、クランプ素子６１→抵抗器６２ａの経路で、ＩＧＢＴ１のゲートに充電電流が供給され、ゲート電圧３２が上昇する。なお、一部の電流は分流して、ゲートドライバ１６に流れ込んでしまい、ゲート電圧の上昇に十分寄与しない。しかし、ＩＧＢＴ１のゲート電圧が十分高くなる前に、ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧がさらに上昇して、ＩＧＢＴのコレクタ電圧がクランプ素子６１ａとクランプ素子６２ａのクランプ電圧の総和を超えると、クランプ素子６１ｂも導通して、クランプ素子６１ａ→クランプ素子６１ｂ→抵抗器６２ｂという経路からもゲート電流を供給できるので、ＩＧＢＴ１のゲート電圧をさらに高めて、ＩＧＢＴ１のインピーダンスを低下させることにより、ＩＧＢＴ１を過電圧から保護することができる。

抵抗器６２ｂの抵抗値を抵抗器６２ａより大きく設定すると、ＩＧＢＴのクランプ電圧は高くなるが、確実にＩＧＢＴ１を過電圧から保護することができる。ＩＧＢＴ１の過電圧を高くするとＩＧＢＴのターンオフ損失を小さくできるというメリットがある。

（実施例２）
次に、第２の実施例を示す。本実施例は、クランプ素子からゲートドライバに分流してしまう電流を制限し、クランプ素子からＩＧＢＴ１のゲートにより多くのゲート充電電流を供給することにより、ＩＧＢＴ１を過電圧から保護するものである。

本実施例では、図５の各アーム２０の構成は図２のＩＧＢＴセット６００で示す構成となる。第２の実施例では、ゲートドライバの出力段のＭＯＳＦＥＴ９ｂとゲートドライバ低圧側電源ライン４の間に抵抗器１９を設置する。ＭＯＳＦＥＴ９ａをオンに、MOSFET
９ｂをオフにすると、ＩＧＢＴ１のゲート電位がゲートドライバ１６の高圧側側電源ラインの電位となり、ＩＧＢＴ１のゲート電圧が閾値を越えて、ＩＧＢＴがオン状態になる。一方、ＭＯＳＦＥＴ９ａをオフにＭＯＳＦＥＴ９ｂをオンにすると、ＩＧＢＴ１のゲートから電荷が、ゲート抵抗８を経由してゲートドライバ１６に引き抜かれ、ＩＧＢＴ１がターンオフしてオフ状態となる。ＩＧＢＴ１がターンオフするとＩＧＢＴ１のコレクタ電圧が上昇して、クランプ素子６１ａが降伏して電流が通流し、ゲートドライバ１６にも電流が流れ込む。この時、抵抗器１９に電流が流れると、抵抗器１９の両端に電位差が発生する。抵抗器１９の両端に電位差が発生すると、ＭＯＳＦＥＴ９ｂのソース電位が上昇するので、ＭＯＳＦＥＴ９ｂのゲート・ソース間の電圧が下がる。ゲート・ソース間電圧が下がるので、ＭＯＳＦＥＴ９ｂの飽和電流が小さくなる。クランプ素子６１ａから流れ込む電流は、ＩＧＢＴ１のゲートの充電電流と、ＭＯＳＦＥＴ９ｂを経由してゲートドライバ１６に流れ込む電流に分流されるが、前述のようにＭＯＳＦＥＴ９ｂの飽和電流が小さくなるので、ゲートドライバ１６に流れ込む電流が制限され、より多くの電流をＩＧＢＴ１のゲートに供給できる。したがって、より確実にＩＧＢＴを過電圧から保護できる。

図２では、過電圧保護回路６５の構成は、クランプ素子６１ａ，６１ｂと抵抗器６２ａの直列体としたが、過電圧保護回路６５の構成は図１の過電圧保護回路６５のような構成でも構わない。

なお、ＭＯＳＦＥＴ９ｂの飽和電流値は次のように設定するとより好ましい。

図２のＩＧＢＴセット６００と同様の回路構成にて、過電圧保護回路が存在しない点のみがＩＧＢＴセット６００において、ＩＧＢＴターンオフ時にＭＯＳＦＥＴ９ｂを流れる電流の最大値の電流値を通常ターンオフ電流値と仮に定義する。図２において、MOSFET
９ｂの飽和電流値を通常ターンオフ電流値以下にすると、より多くの充電電流をＩＧＢＴ１のゲートに供給することができる。

なお、抵抗器１９の抵抗値が十分小さいときは、該通常ターンオフ電流値は、オンゲート電圧とオフゲート電圧の電位差（ゲートドライバ用の電圧源１３ａと１３ｂの電圧の総和）をゲート抵抗８の抵抗値で割った値におよそ等しくなる。

（実施例３）
次に、第３の実施例について説明する。本実施例も、第２の実施例と同様に、クランプ素子からゲートドライバに分流する電流を制限し、クランプ素子からＩＧＢＴ１のゲートにより多くのゲート充電電流を供給することにより、ＩＧＢＴ１を過電圧から保護する。

本実施例では、図３の各アーム２０の構成は図２のＩＧＢＴセット６００で示す構成となる。第３の実施例では、過電圧保護回路６５とゲートドライバ１６の間にリアクトル
２８を接続することを特徴とする。

ゲートドライバ１６の出力段１７のＭＯＳＦＥＴ９ａをオンに、ＭＯＳＦＥＴ９ｂをオフにすると、ＩＧＢＴ１のゲート電位がゲートドライバ高圧側側電源ラインの電位となり、ＩＧＢＴ１のゲート電圧が閾値を越えて、ＩＧＢＴ１がオン状態になる。一方、MOSFET９ａをオフにＭＯＳＦＥＴ９ｂをオンにすると、ＩＧＢＴ１のゲートから電荷が、ゲート抵抗８を経由してゲートドライバ１６に引き抜かれ、ＩＧＢＴ１がターンオフしてオフ状態となる。ＩＧＢＴ１がターンオフするとＩＧＢＴ１のコレクタ電圧が上昇して、クランプ素子６１ａが降伏して電流が通流し、ゲートドライバ１６にも電流が流れ込む。

この時、リアクトル２８へ分流する電流も増えるが、該電流の電流上昇率とリアクトル２８のインダクタンスの積に相当する電圧がリアクトル２８の両端に印加され、リアクトル２８を経由してゲートドライバ１６に分流する電流が制限される。したがって、より多くの電流をＩＧＢＴ１のゲートに供給できるので、より確実にＩＧＢＴを過電圧から保護できる。

通常、ＩＧＢＴのサージ電圧が印加される時間は０.５μｓ程度である。ゲートドライバに流れ込む電流を８Ａ程度に制限すると、Ｖ＝Ｌ＊ｄｉ／ｄｔなので、リアクトルに印加される電圧を１５Ｖとすると、１５Ｖ＝Ｌ＊１６Ａ／１μｓＬ≒１μＨ程度となる。したがって、リアクトル２８のインダクタンスを１μＨ以上にすると、ＩＧＢＴ１の過電圧保護に、より効果がある。

図３では、過電圧保護回路６５の構成は、クランプ素子６１ａ，６１ｂと抵抗器６２ａの直列体としたが、過電圧保護回路６５の構成は図１の過電圧保護回路６５のような構成でも構わない。

（実施例４）
第４の実施例では、図５の各アーム２０の構成は図４のＩＧＢＴセット６００で示す構成となる。第４の実施例では、過電圧保護回路６５とゲートドライバ１６の間の配線の長さ５０１を、過電圧保護回路６５とＩＧＢＴ１のゲート間の配線の長さ５００よりも十分に長くしたことを特徴とする。過電圧保護回路６５とゲートドライバ１６の間の配線501が長いと、配線の寄生インダクタンスが第３の実施例のリアクトル２８と同様に機能して、第３の実施例と同様の効果を得ることができる。

図７は本実施例のＩＧＢＴセット６００を実装した場合の模式図を示す。冷却フィン
１０１上にＩＧＢＴ１とクランプダイオード２を内蔵したパッケージ１０（以後ＩＧＢＴパッケージ１０と呼ぶ）搭載し、ＩＧＢＴパッケージ１０の上に過電圧保護回路６５を搭載する。コレクタ端子２３４とエミッタ端子２３３に接続されるブスバーは省略したが、それぞれのブスバーは過電圧保護回路６５の上に設置される（ブスバーとＩＧＢＴ１のパッケージの間に、過電圧保護回路６５が存在。）ゲートドライバ１６とＩＧＢＴパッケージ１０の間は、配線２０５及び２０６で接続され、過電圧保護回路６５とＩＧＢＴ１のゲート間の配線の長さ５００より、配線２０５，２０６の長さ、すなわち、過電圧保護回路６５とゲートドライバ１６の間の配線の距離５０１よりも十分長く、実施例３と同様の効果をえることができる。過電圧保護回路６５とゲートドライバ１６の間の配線の長さ501を往復１ｍ程度以上にするとインダクタンスが１μＨ程度以上となり、より顕著な効果を得ることができる。

また、配線２０５，２０６の長さを長くできるのでゲートドライバを自由な位置に実装できる利点もある。

図４では、過電圧保護回路６５の構成は、クランプ素子６１ａ，６１ｂと抵抗器６２ａの直列体としたが、過電圧保護回路６５の構成は図１の過電圧保護回路６５のような構成でも構わない。

（実施例５）
第５の実施例は、ＩＧＢＴ１が直列に接続されたことを特徴とする。図６は本実施例でのアーム２０の構成を示す。本実施例では、図５の各アーム２０の構成は図６のＩＧＢＴセット６００が２直列された構成となる。

ＩＧＢＴ１を直列に接続すると、素子特性ばらつきにより、最初にターンオフした素子が直流電圧を背負い、素子故障する可能性がある。ＩＧＢＴを確実に過電圧保護できれば、ＩＧＢＴを直列に接続した変換器でＩＧＢＴの素子故障させることなく、電力変換装置を運転することが可能である。したがって、ＩＧＢＴの過電圧保護機能はＩＧＢＴ１を直列に接続した構成を有する変換器に特に必要性が高い。

図６のＩＧＢＴセット６００の構成は、図１のＩＧＢＴ６００の構成と同じなのでIGBTを過電圧から保護することが可能である。

また、ＩＧＢＴセット６００の構成を図２〜図４の構成に置き換えても、実施例２〜４と同様に、ＩＧＢＴ１を過電圧保護できるので、ＩＧＢＴを直列に接続した変換器でIGBTの素子故障させることなく、電力変換装置を運転することが可能である。

（実施例６）
本実施例の電力変換器の上下アーム２５の構成を図８に示す。本実施例は電力変換装置が３レベル変換器であることを特徴とする。２レベル変換器では、ＰアームとＮアームの導体を向い合せの構造とすることにより比較的容易に小型化とインダクタンス低減を両立することが可能であり、ＩＧＢＴ１の直近にゲートドライバ１６を比較的設置しやすい。

図１０は本実施例の上下アーム２５の構成を示す。３レベルインバータは図１１に示すように、クランプダイオード３が必要になるため、配線２１１や配線２１２などの他、配線２１３〜２１５の配線が必要であり、導体実装が複雑になるので、配線のインダクタンスが大きくなり、ＩＧＢＴにサージ電圧が印加されやすい。したがって、ＩＧＢＴ１を過電圧から保護するためには、２レベル変換器よりも、より多くの充電電流をＩＧＢＴ１のゲートに供給する必要がある。

この為、図１０のＩＧＢＴセット６００の構成を図１〜図４のＩＧＢＴセット６００の構成にすればＩＧＢＴを過電圧から保護することができる。

例えば、ＩＧＢＴセット６００の構成を図４の構成とすると、配線５０１の長さを長くして、ＩＧＢＴ１のゲートドライバ１６をＩＧＢＴ１から離れた箇所に設置できるので、実装の自由度が増し、導体のインダクタンス低減が容易となり、ＩＧＢＴを過電圧から保護しやすくなる。

更に、図１１のように、電力変換装置が３レベル変換器であり、且つ、ＩＧＢＴ１が直列に接続された電力変換装置でも、ＩＧＢＴセット６００の構成を図１〜図４の構成にすればＩＧＢＴを過電圧から保護できる。

本発明によれば、特にスイッチング動作時の過電圧の抑制を行う半導体電力変換装置を提供することが可能になる。

本発明の第１の実施例であるＩＧＢＴ電力変換装置の１アーム分の主要部である。本発明の第２の実施例であるＩＧＢＴ電力変換装置の１アーム分の主要部である。本発明の第３の実施例であるＩＧＢＴ電力変換装置の１アーム分の主要部である。本発明の第４の実施例であるＩＧＢＴ電力変換装置の１アーム分の主要部である。本発明の実施例であるＩＧＢＴ電力変換装置の主要部を示す。本発明の第５の実施例であるＩＧＢＴ電力変換装置の１アーム分の主要部である。本発明の第４の実施例であるＩＧＢＴ電力変換装置の１アーム分の主要部の実装構造を示す。本発明の第６の実施例であるＩＧＢＴ電力変換装置の主要部を示す。第１の実施例の説明図である。本発明の第６の実施例であるＩＧＢＴ電力変換装置の上下アームの主要部である。本発明の第６の実施例であるＩＧＢＴ電力変換装置の上下アームの主要部である。

符号の説明

１ＩＧＢＴ
２環流ダイオード
３クランプダイオード
４ゲートドライバ低圧側電源ライン
７上位制御計から伝達された信号
８ゲート抵抗
９ａ，９ｂＭＯＳＦＥＴ
１０ＩＧＢＴパッケージ
１３ａ，１３ｂ電圧源
１６ゲートドライバ
１７ゲートドライバ出力段
１８ＮＯＴ回路
１９，６２ａ，６２ｂ抵抗器
２０（Ｐ），２０（Ｎ）ＩＧＢＴ半導体電力変換器のアーム
２１直流電圧源
２２負荷
２３寄生インダクタス
２５上下アーム
２８リアクトル
３１ＩＧＢＴのターンオフ時コレクタ電圧波形
３２ＩＧＢＴのターンオフ時ゲート電圧波形
３３ＩＧＢＴのターンオフ時分圧点の電圧波形
４０主配線
４０（ｂ）高圧側主配線
４１ゲー
６１ａ，６１ｂクランプ素子
６３ａ，６３ｂ接続点
６５過電圧保護回路
１０１冷却フィン
２０１，２０２，２０５，２０６，２１１，２１２，５０１配線
２０３アームの中点
２０４直流電源の中点
２３３エミッタ端子
２３４コレクタ端子
５００過電圧保護回路とＩＧＢＴのゲート間の配線距離
６００ＩＧＢＴセット

Claims

ＭＯＳゲート半導体を有する半導体電力変換装置において、
ＭＯＳゲート半導体のコレクタ・ゲート間に接続された過電圧保護回路を備え、
該過電圧保護回路は、降伏の方向を揃えて直列接続された複数のクランプ素子を有し、
前記直列接続された複数のクランプ素子のカソード側端は前記ＭＯＳゲート半導体のコレクタに、前記直列接続された複数のクランプ素子のアノード側端は前記ＭＯＳゲート半導体のゲートに接続され、
前記ＭＯＳゲートドライバー半導体のコレクタ・ゲート間電圧が、前記ＭＯＳゲート半導体のコレクタ側の前記複数のクランプ素子の一部のクランプ素子に係る第１の降伏電圧を超えると、前記直列接続された複数のクランプ素子を互いに接続する接続導体部から電流が流れるように前記接続導体部と前記ＭＯＳゲート半導体のゲートとの間に第１の抵抗を設け、
前記ＭＯＳ半導体のコレクタ・ゲート間電圧が前記複数のクランプ素子に係る降伏電圧の和を超えると、前記第１の抵抗の電流のほか、前記ＭＯＳゲート半導体のゲート側のクランプ素子を経由した電流が流れるように前記接続導体部と前記ＭＯＳゲート半導体のゲートとの前記クランプ素子を挟んだ間に第２の抵抗を設けたことを特徴とする半導体電力変換装置。
ＭＯＳゲート半導体を有する半導体電力変換装置において、
ＭＯＳゲート半導体のコレクタ・ゲート間に接続された過電圧保護回路を備え、
該過電圧保護回路は、降伏の方向を揃えて直列接続された複数のクランプ素子を有し、前記直列接続された複数のクランプ素子のカソード側端は前記ＭＯＳゲート半導体のコレクタに、前記直列接続された複数のクランプ素子のアノード側端は前記ＭＯＳゲート半導体のゲートに接続され、
前記ＭＯＳゲートドライバー半導体のコレクタ・ゲート間電圧が、前記ＭＯＳゲート半導体のコレクタ側の前記複数のクランプ素子の一部のクランプ素子の第１の降伏電圧を超えると、前記直列接続された複数のクランプ素子を互いに接続する接続導体部から電流が流れるように前記接続導体部と前記ＭＯＳゲート半導体のゲートとの間に第１の抵抗を設け、
前記ＭＯＳ半導体のコレクタ・ゲート間電圧が前記複数のクランプ素子の降伏電圧の和を超えると、前記第１の抵抗の電流のほか、前記ＭＯＳゲート半導体のゲート側のクランプ素子を経由した電流が流れるように前記接続導体部と前記ＭＯＳゲート半導体のゲートとの前記クランプ素子を挟んだ間に第２の抵抗を設けたことを特徴とする半導体電力変換装置。