JP6362996B2 - 半導体駆動装置ならびにそれを用いた電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明は、過電圧保護機能を搭載した半導体駆動装置、およびその半導体駆動装置を用いた電力変換装置に関する。
インバータをはじめとする電力変換装置は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作によって電力変換を実現している。その半導体スイッチング素子の代表例としては、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴをはじめとする電圧駆動型半導体素子が広く用いられている。特に、高速のスイッチングが可能で大電力を制御できるＩＧＢＴは、家電用の小容量インバータから鉄道用等の大容量インバータまで幅広い分野で使われている。
このような半導体スイッチング素子を制御するためには、半導体駆動装置が必要となる。一般に、電圧駆動型半導体の駆動装置は、半導体スイッチング素子のゲートに電圧を印加することで、素子の導通状態を制御する機能を有する。また、半導体駆動装置は、駆動する半導体スイッチング素子の過電圧を防止する機能を有することが一般的である。
図１０は、ＩＧＢＴとダイオードで構成されるＩＧＢＴモジュール用の駆動装置の従来例である。ゲート信号に基づいて、ＩＧＢＴ１のゲートＧに適切な電圧を印加し、ＩＧＢＴ１のコレクタＰ−エミッタＮ間を導通するコレクタ電流Ｉｃを制御する。
ここで、ゲート抵抗６および７は、ゲートＧに流れる電流Ｉｒｇを制限することで、ゲートＧとエミッタＥ間の電圧Ｖｇｅの変化率を調整するものである。これにより、ＩＧＢＴ１のスイッチング速度、すなわちコレクタ電流Ｉｃの変化率およびコレクタＣとエミッタＥ間の電圧Ｖｃｅの変化率を適切に規定できる。
過電圧防止機能としては、ＩＧＢＴ１のコレクタＣとゲートＧ間に、定電圧ダイオード等の電圧クランプ素子３を接続する方式が広く採用されている。これは、ＩＧＢＴ１のターンオフ時などにコレクタ電圧が過大になった場合に、定電圧ダイオードが降伏することでゲートに電流が流れ、ＩＧＢＴを過渡的にオンさせることでコレクタ電圧を一定にクランプするものである。また、ＩＧＢＴ１のゲートの過電圧を防止するため、ゲート-エミッタ間に過電圧保護ダイオード９を備えることが一般的である。
図１１に、図１０の構成におけるＩＧＢＴのターンオフ時のコレクタ電流Ｉｃ，コレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅ，ゲート電流Ｉｒｇ及びゲート‐エミッタ間電圧Ｖｇｅの模式波形を示す。ＩＧＢＴのコレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅおよびコレクタ電流Ｉｃが遷移する期間中に、ＩＧＢＴにはターンオフ損失が発生する。また、この遷移期間中には、ゲート電圧波形にミラー期間と呼ばれるテラスが現れることが知られている。
図１２は、ＩＧＢＴのコレクタサージ電圧が過大となり、電圧クランプ素子３がクランプ動作した場合の各電流及び電圧の模式波形を示す。コレクタ‐エミッタ間に過電圧が発生する期間中は、コレクタ-ゲート間に接続した電圧クランプ素子３が降伏してクランプ回路に電流Ｉｃｌが流れ、ゲート電圧がオン閾値電圧Ｖｔｈ以上に上昇することでＩＧＢＴがオンし、コレクタ‐エミッタ間の過電圧を防止する。一方で、電圧クランプによってターンオフ動作期間が長くなるため、ターンオフ損失が大きくなるという副作用が生じる。
ここで、半導体駆動装置のオフゲート電圧をＶｍ、オフゲート抵抗をＲｇ１とすると、クランプ回路電流Ｉｃｌは下記の関係を満たす必要がある。
Ｉｃｌ≧（Ｖｔｈ−Ｖｍ）／Ｒｇ１ … （式１）
従って、オフゲート抵抗Ｒｇ１を大きくすることは、クランプ電流Ｉｃｌを低減することに寄与し、従ってクランプ効果を高めることに寄与する。一方で、ターンオフ損失の更なる増加を引き起こす。
従って、オフゲート抵抗Ｒｇ１を大きくすることは、クランプ電流Ｉｃｌを低減することに寄与し、従ってクランプ効果を高めることに寄与する。一方で、ターンオフ損失の更なる増加を引き起こす。
特許文献１には、クランプ効果を高める別の方法として、スイッチング動作期間中の所定の期間に、ゲート駆動回路の出力電圧を、閾値電圧Ｖｔｈより小さい正電圧に保持する方法が示されている。このようにゲート電圧を正電圧に保持する方法は、駆動回路の正負電源間を抵抗で接続するため、抵抗の過剰な発熱を防止するためにハイインピーダンスで電圧を保持する必要がある。このため、ゲートにノイズが混入した場合の電位変動が大きくなり、ゲートが誤オンすることで余剰な損失を生むリスクが生じる。さらに、この方法では前記の正電圧を保持する期間をあらかじめ定めておくフィードフォワード制御であるが、必要なクランプ期間Ｔｃｌ（図１２参照）は発生するサージの状況によって変化するため、十分なマージンを確保してクランプ期間Ｔｃｌを設定する必要がある。そのため、ターンオフの過剰な遅延を招き、損失増加をもたらす問題があった。
一方で特許文献２には、クランプ回路が動作した場合に、次周期の出力段回路のオフ抵抗を大きくすることでスイッチング動作を遅くし、サージ電圧を抑制する方法が示されている。このような方法では、クランプ回路の動作を検知するフィードバック制御によってオフ抵抗を大きくする期間を最適化し、ターンオフ損失の過剰な増加を抑制できると期待できる。しかしながらこの方法では、クランプ回路から出力段回路へフィードバック配線を引く必要がある。このため、半導体駆動装置とＩＧＢＴ間を配線接続する際に必要な配線数が増加するのみならず、引きまわした配線にノイズが重畳することで出力段回路が誤動作し、ターンオフ損失の増加やアーム短絡などの問題を引き起こす懸念が生じる。
前記した課題を解決するために、本発明に係る半導体駆動装置は、半導体スイッチング素子のオン・オフ状態を制御する半導体駆動装置において、スイッチング素子のゲート制御端子に制御信号を伝達する制御信号出力段回路と、スイッチング素子の入力端子とゲート制御端子間に接続した電圧クランプ回路と、スイッチング素子の出力端子とゲート制御端子間の電圧またはゲート制御端子電流を検出する検出回路とを備え、制御信号出力段回路は、半導体スイッチング素子のターンオフ期間中に、検出回路の検出結果に基づいて、制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを低下させるものである。
なお、本発明における半導体スイッチング素子としては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの素子に適用可能であり、入力端子は、ＩＧＢＴにおけるコレクタ端子及びＭＯＳＦＥＴにおけるドレイン端子に対応し、出力端子は、ＩＧＢＴにおけるエミッタ端子及びＭＯＳＦＥＴにおけるソース端子にそれぞれ対応するものとする。
本発明によれば、制御回路のインピーダンスを切り替えるタイミングを制御端子の電圧または電流で検知することにより、クランプ動作期間Tclに応じた制御を実現して、ターンオフ損失の増加を最小限に抑制すると共に、電圧または電流の検知点からインピーダンス切替部までの信号線の長さを抑えて信号線にノイズが重畳することを抑制することができる。
以下、本発明を実施する形態として、実施例１から３について、図面を参照して順に説明する。なお、以下では半導体としてＩＧＢＴを例にとって説明するが、それに限定されるものではなく、その他一般の半導体の駆動装置にも適用できるものである。
［半導体駆動装置の構成］
図１は本発明の実施例１に係る半導体駆動装置の基本構成を示すブロック図である。本実施例では、ＩＧＢＴのゲート制御端子Ｇと半導体駆動装置のゲート制御端子Ｇｄ間、およびＩＧＢＴのエミッタ制御端子Eaと半導体駆動装置のエミッタ制御端子Ｅｄ間をツイスト配線等でそれぞれ接続する場合を想定している。ＩＧＢＴモジュール側では、コレクタセンス端子Caとゲート端子G間に電圧クランプ回路を接続し、IGBT素子の過電圧を防止する。また、ＩＧＢＴのゲート制御端子Ｇとエミッタ制御端子Eaは、定電圧ダイオードであるアバランシェダイオードＤｚ１，Ｄｚ２を介して接続される。アバランシェダイオードＤｚ１，Ｄｚ２は、ゲート電圧が所定電圧を超えた場合にゲート制御端子からエミッタ制御端子へ電流を導通させ、半導体駆動装置から出力される電圧及び電圧クランプ回路から出力される電圧によって、半導体スイッチング素子のゲートの耐電圧を超えないようにする。半導体駆動装置は、指令部から受けた駆動指令ＳＩＮに応じて、インピーダンスを可変できる出力段回路がＩＧＢＴのゲートに電圧を印加する。ここで、出力段回路のインピーダンスを変化させる方法としては、本実施例では、ゲート-エミッタ間の電圧をモニタする電圧検出回路の検出結果に基づいてインピーダンスを制御する。
［半導体駆動装置の動作］
図２は本発明の実施例１の第１の動作例に係る半導体駆動装置の動作模式波形図である。ゲートオフの駆動指令ＳＩＮを受けて、ゲート‐エミッタ電圧Vgeを低下させると、コレクタ電圧Ｖｃｅが増加し始める（ｔ１）。その後、大電流遮断時などにコレクタ電圧が更に増加して、コレクタ‐ゲート間電圧が電圧クランプ回路の動作電圧レベルに到達すると（ｔ２）、電圧クランプ回路を介してコレクタ側からゲート側へ電流が流れる。これによりゲート電圧がゲート閾値電圧Ｖｔｈ以上に上昇し、ＩＧＢＴがオンして、コレクタ電圧が一定電圧Vclにクランプされる。ここで、出力段回路のインピーダンスはあらかじめ大きい値Ｚ１に設定されているため、式１を満たすのに必要なクランプ電流は小さく抑えることができる。
図１は本発明の実施例１に係る半導体駆動装置の基本構成を示すブロック図である。本実施例では、ＩＧＢＴのゲート制御端子Ｇと半導体駆動装置のゲート制御端子Ｇｄ間、およびＩＧＢＴのエミッタ制御端子Eaと半導体駆動装置のエミッタ制御端子Ｅｄ間をツイスト配線等でそれぞれ接続する場合を想定している。ＩＧＢＴモジュール側では、コレクタセンス端子Caとゲート端子G間に電圧クランプ回路を接続し、IGBT素子の過電圧を防止する。また、ＩＧＢＴのゲート制御端子Ｇとエミッタ制御端子Eaは、定電圧ダイオードであるアバランシェダイオードＤｚ１，Ｄｚ２を介して接続される。アバランシェダイオードＤｚ１，Ｄｚ２は、ゲート電圧が所定電圧を超えた場合にゲート制御端子からエミッタ制御端子へ電流を導通させ、半導体駆動装置から出力される電圧及び電圧クランプ回路から出力される電圧によって、半導体スイッチング素子のゲートの耐電圧を超えないようにする。半導体駆動装置は、指令部から受けた駆動指令ＳＩＮに応じて、インピーダンスを可変できる出力段回路がＩＧＢＴのゲートに電圧を印加する。ここで、出力段回路のインピーダンスを変化させる方法としては、本実施例では、ゲート-エミッタ間の電圧をモニタする電圧検出回路の検出結果に基づいてインピーダンスを制御する。
［半導体駆動装置の動作］
図２は本発明の実施例１の第１の動作例に係る半導体駆動装置の動作模式波形図である。ゲートオフの駆動指令ＳＩＮを受けて、ゲート‐エミッタ電圧Vgeを低下させると、コレクタ電圧Ｖｃｅが増加し始める（ｔ１）。その後、大電流遮断時などにコレクタ電圧が更に増加して、コレクタ‐ゲート間電圧が電圧クランプ回路の動作電圧レベルに到達すると（ｔ２）、電圧クランプ回路を介してコレクタ側からゲート側へ電流が流れる。これによりゲート電圧がゲート閾値電圧Ｖｔｈ以上に上昇し、ＩＧＢＴがオンして、コレクタ電圧が一定電圧Vclにクランプされる。ここで、出力段回路のインピーダンスはあらかじめ大きい値Ｚ１に設定されているため、式１を満たすのに必要なクランプ電流は小さく抑えることができる。
その後、サージが緩和されると（ｔ３）、クランプ電流が減少することでゲート電圧が低下する。ミラー期間が終了してゲート-エミッタ間電圧が規定電圧値以下に低下したことを電圧検出回路が検知した場合に（図４中ｔ４）、電圧検出回路はゲート判定信号ＳＦを生成して制御信号出力段回路に送信する。このゲート判定信号ＳＦに基づいて、出力段回路はゲート出力インピーダンスをＺ２に低下させ、ターンオフ動作を加速させる。ここで、規定電圧値は、ミラー期間が終了する時のゲート-エミッタ間電圧に設定すると良い。
図３は本発明の実施例１の第２の動作例に係る半導体駆動装置の動作模式波形図である。図２と比べて、ゲート電圧Vgeを低下させ始めるｔ１以前のゲート出力段のインピーダンスＺ３がクランプ期間中のインピーダンスＺ１よりも小さい点が異なる。つまり、上述したｔ１のタイミングでインピーダンスをＺ３からＺ４へ上昇させ、上述したｔ４のタイミングでインピーダンスをＺ４からＺ５へ減少させる。インピーダンスを低下させるタイミングは上述した電圧検出回路で同様に実現できるため、詳細な説明は割愛する。ここで、Ｚ３はＺ５よりも大きくＺ４よりも小さい値に設定される。
また、図３の例では３つの値のインピーダンスＺ３〜Ｚ５を線形に切り替える例を示しているが、さらに多い多段制御や、非線形制御、低電流制御などにも応用できることは明白である。多段制御を行う場合の具体例としては、電圧検出回路は、規定電圧値を複数個備えて、エミッタ端子とゲート制御端子間の電圧検出値Vgeが各所定電圧値以下となる度に、ゲート判定信号を制御信号出力段回路へ複数回出力し、制御信号出力段回路は、検出回路から複数回受信したゲート判定信号に基づいて、制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを複数回切り替えて、徐々にインピーダンスを低下させる。
［実施例１による効果］
本発明が提供する半導体駆動装置は、クランプ動作時の出力段インピーダンスを高く設定できるため、クランプ動作時にゲート電圧が直ぐに立ち上がる。そのため、半導体駆動装置の過電圧保護を担う電圧クランプ回路の電流Iｃｌを低減することができ、小型のクランプ素子の適用による回路の小型化を実現できる。また、クランプ機能が高まることでクランプ期間中のコレクタ電圧の上昇を抑制するため、クランプ電圧の設定値をより高くすることができ、従ってアクティブクランプ動作が発生する頻度を減らしてスイッチング素子の自己発熱を低減する。
［実施例１による効果］
本発明が提供する半導体駆動装置は、クランプ動作時の出力段インピーダンスを高く設定できるため、クランプ動作時にゲート電圧が直ぐに立ち上がる。そのため、半導体駆動装置の過電圧保護を担う電圧クランプ回路の電流Iｃｌを低減することができ、小型のクランプ素子の適用による回路の小型化を実現できる。また、クランプ機能が高まることでクランプ期間中のコレクタ電圧の上昇を抑制するため、クランプ電圧の設定値をより高くすることができ、従ってアクティブクランプ動作が発生する頻度を減らしてスイッチング素子の自己発熱を低減する。
さらに、半導体駆動装置の出力段インピーダンスを低下させるタイミングを、ゲート電圧の検知結果に基づいて、クランプ動作期間Tclに順応させることができるため、ターンオフ損失の増加を最小限に抑制することができる。従来技術がターンオフ損失の増加を招くフィードフォワード制御（特許文献１）や、余分な検知信号線が必要なフィードバック制御（特許文献２）であったのに対し、本発明はIGBTモジュールと半導体駆動装置間を接続している既存のゲート配線を利用して電圧クランプ回路の動作を間接的に検知する準フィードバック制御を採用することにより、半導体駆動装置により近い位置で電圧クランプ回路の動作を間接的に検知することが可能となるため、前記した従来技術よりも検知信号線の長さを短縮させて、ノイズの影響を受けにくい安定した制御を可能とする。
＜実施例１の出力段回路の具体例＞
図４を参照して、実施例１における出力段回路の具体例を示す。出力段回路は、二つの出力段Ｔ１とＴ２、３つのゲート抵抗Ｒｇ１とＲｇ２とＲｇ３、スピードアップコンデンサＣｇ１、およびゲート判定信号ＳＦに基づいて出力抵抗を切り替える抵抗切り替え制御部で構成される。
＜実施例１の出力段回路の具体例＞
図４を参照して、実施例１における出力段回路の具体例を示す。出力段回路は、二つの出力段Ｔ１とＴ２、３つのゲート抵抗Ｒｇ１とＲｇ２とＲｇ３、スピードアップコンデンサＣｇ１、およびゲート判定信号ＳＦに基づいて出力抵抗を切り替える抵抗切り替え制御部で構成される。
出力段Ｔ１は、受信した駆動指令ＳＩＮに基づいて、高圧側電圧Vpと低圧側電圧Vmのいずれかを出力する。出力段Ｔ１の出力側は、直列に接続された抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇ２を介してゲート制御端子Ｇｄに接続される。抵抗Ｒｇ１にはスピードアップコンデンサＣｇ１が並列接続される。また、抵抗切替制御部は、受信したゲート判定信号ＳＦに基づいて出力段Ｔ２を動作させて、低圧側電圧Vmを出力または回路を遮断する。出力段Ｔ２の出力側は、抵抗Ｒｇ３を介してゲート制御端子Ｇｄに接続される。また、２つの電圧源VpとVmの中間電位は、エミッタ制御端子Ｅｄと接続される。
図３におけるｔ１以前の時刻では、Ｒｇ１に並列接続したスピードアップコンデンサＣｇ１をゲート電流がバイパスすることで、出力段Ｔ１のオフゲート抵抗はＲｇ２（Ｚ３）となる。ここで、ミラー期間に到達するｔ１のタイミングで充電が終わるようにスピードアップコンデンサＣｇ１の容量を選択することで、図３中ｔ１以降のオフゲート抵抗は[Ｒｇ１＋Ｒｇ２]（Ｚ４）に増加する。一方で、ミラー期間が終了してゲート電圧が低下すると（図３中ｔ４）、ゲート電圧が規定値以下に低下したことを示すゲート判定信号ＳＦが電圧検出回路から入力された場合には、抵抗切り替え制御部が出力段Ｔ２をオンさせ、低圧側電圧Vmと抵抗Ｒｇ３を接続させて、Ｒｇ３とＲｇ１＋Ｒｇ２の並列回路を構成し、オフゲート抵抗をＺ５に低下させる。ここで、Ｒｇ３＜Ｒｇ１＋Ｒｇ２であり、ｔ４以降のターンオフを加速してスイッチング損失の増加を抑制する。
図４では、図３に示した第２の動作例を実現するために、スピードアップコンデンサＣｇ１を備える構成について説明したが、図４からスピードアップコンデンサＣｇ１を除いた構成により、図２に示した第１の動作例を実現することができる。
ここで、抵抗Ｒｇ１＋Ｒｇ２により決定されるオフゲート抵抗（Ｚ１，Ｚ４）は、「（［ゲート閾値電圧Ｖｔｈ］−［低圧側電圧Vm］）／［電圧クランプ回路の電流Iｃｌ］」以上となる抵抗値であって、望ましくはこの抵抗値と同程度となるように設定すると良い。
＜実施例１の電圧クランプ回路の第１の具体例＞
図５は、本実施例の電圧クランプ回路の第１の具体例を示している。複数のアバランシェダイオードＤｚ３〜Ｄｚ８を直列接続した構成であり、もっともシンプルな構成である。
＜実施例１の電圧クランプ回路の第２の具体例＞
図６は、本実施例の電圧クランプ回路の第２の具体例を示している。直列接続した複数のアバランシェダイオードＤｚ３〜Ｄｚ８に、更にコンデンサＣｚ１を直列接続した構成である。図５に対して、直流電流をカットするコンデンサを付加したことにより、万が一、主回路の電源電圧が増加したことでコレクタ電圧Ｖｃｅがクランプ電圧Ｖｃｌを上回った場合でも、電圧クランプ回路に持続的に電流が流れることを防止できる。
＜実施例１の電圧クランプ回路の第３の具体例＞
図７は、本実施例の電圧クランプ回路の第３の具体例を示している。直列接続した複数のアバランシェダイオードＤｚ３〜Ｄｚ８の一部のアバランシェダイオードに並列にＭＯＳＦＥＴを接続して構成される。ＭＯＳＦＥＴのゲートは、複数のアバランシェダイオードの接続点とゲート制御端子の間に接続されており、並列接続したアバランシェダイオードの電圧又は電流が上昇してＭＯＳＦＥＴのオン電圧を超えるとＭＯＳＦＥＴにより一部のアバランシェダイオードをバイパスする回路を構成する。この具体例では、電圧クランプ回路が動作してもコレクタ電圧Ｖｃｅが上昇を続ける場合に、ＭＯＳＦＥＴがオンしてクランプ電圧Ｖｃｌを低下させ、素子の過電圧を防止することができる。
＜実施例１の電圧クランプ回路の第１の具体例＞
図５は、本実施例の電圧クランプ回路の第１の具体例を示している。複数のアバランシェダイオードＤｚ３〜Ｄｚ８を直列接続した構成であり、もっともシンプルな構成である。
＜実施例１の電圧クランプ回路の第２の具体例＞
図６は、本実施例の電圧クランプ回路の第２の具体例を示している。直列接続した複数のアバランシェダイオードＤｚ３〜Ｄｚ８に、更にコンデンサＣｚ１を直列接続した構成である。図５に対して、直流電流をカットするコンデンサを付加したことにより、万が一、主回路の電源電圧が増加したことでコレクタ電圧Ｖｃｅがクランプ電圧Ｖｃｌを上回った場合でも、電圧クランプ回路に持続的に電流が流れることを防止できる。
＜実施例１の電圧クランプ回路の第３の具体例＞
図７は、本実施例の電圧クランプ回路の第３の具体例を示している。直列接続した複数のアバランシェダイオードＤｚ３〜Ｄｚ８の一部のアバランシェダイオードに並列にＭＯＳＦＥＴを接続して構成される。ＭＯＳＦＥＴのゲートは、複数のアバランシェダイオードの接続点とゲート制御端子の間に接続されており、並列接続したアバランシェダイオードの電圧又は電流が上昇してＭＯＳＦＥＴのオン電圧を超えるとＭＯＳＦＥＴにより一部のアバランシェダイオードをバイパスする回路を構成する。この具体例では、電圧クランプ回路が動作してもコレクタ電圧Ｖｃｅが上昇を続ける場合に、ＭＯＳＦＥＴがオンしてクランプ電圧Ｖｃｌを低下させ、素子の過電圧を防止することができる。
図８は本発明の実施例２に係る半導体駆動装置の基本構成を示すブロック図である。本実施例では、出力段回路のインピーダンスを変化する方法として、ゲート電流をモニタする電流検出回路の検出結果に基づいて制御する点が実施例１と異なる。制御シーケンスや回路の具体例は実施例１と同様であり、説明は割愛する。電流検出回路は、ゲート電流の絶対値が減少して規定電流値以下となった場合（図３中ｔ４）に、ゲート判定信号ＳＦを出力する。あるいは、検出したゲート電流を積分したゲート電荷Qgの絶対値が規定値以下となった場合にゲート判定信号ＳＦを出力する構成であってもよい。ここで、この規定電流値または規定電荷量は、ミラー期間が終了する時のゲート電流またはゲート電荷の絶対値に設定すると良い。
本実施例においても、実施例１と同様に、半導体駆動装置の出力段インピーダンスを低下させるタイミングを、ゲート電流の検知結果に基づいて、クランプ動作期間Tclに順応させることができるため、ターンオフ損失の増加を最小限に抑制することができる。
多段制御を行う場合の具体例としては、電流検出回路は、規定電流値を複数個備えて、ゲート制御端子の電流検出値Irgまたはその積分値Qgが各所定値以下となる度に、ゲート判定信号を制御信号出力段回路へ複数回出力し、制御信号出力段回路は、検出回路から複数回受信したゲート判定信号に基づいて、制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを複数回切り替えて、徐々にインピーダンスを低下させる。
図９は、本発明の半導体駆動装置を適用した電力変換装置を実施例３として示した図である。実施例３係る電力変換装置は、前記した実施例１または実施例２の実施形態に係る半導体駆動装置を、電力変換装置における半導体スイッチング素子の駆動装置として適用したものである。
図９に示すように、実施例３に係る電力変換装置６００は、半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６、ダイオードＤ１１〜Ｄ１６、半導体駆動装置ＧＤ１１〜ＧＤ１６、電圧クランプ回路ＡＣ１１〜ＡＣ１６および、半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６に対してスイッチング動作の制御信号である駆動指令信号を発生する上位論理部Ｌ１を備えて構成されている。なお、実施例３に係る電力変換装置６００は、電圧Ｖｄｃの直流電源６０１の直流電力を交流電力に変換するインバータ装置である。
また、実施例３では、半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６としてＩＧＢＴを用いているが、これに限定されるものではなく、ＭＯＳＦＥＴなど他のスイッチング素子を用いて構成することもできる。
電力変換装置６００は、直流電源６０１の正負の端子間に、２個の半導体スイッチング素子（Ｑ１１およびＱ１２、Ｑ１３およびＱ１４、Ｑ１５およびＱ１６）の極性を揃えて直列に接続した上下アームが３組接続されている。また、各半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のエミッタ−コレクタ間には、負荷電流を還流させるためのダイオードＤ１１〜Ｄ１６が、半導体スイッチング素子と逆極性かつ並列にそれぞれ接続されている。また、各半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のコレクタセンス端子とゲート端子間には、電圧クランプ回路ＡＣ１１〜ＡＣ１６が接続されている。ゲート制御端子には、スイッチングの駆動指令信号を出力する半導体駆動装置ＧＤ１１〜ＧＤ１６がそれぞれ接続されている。また、直列接続された２個の半導体スイッチング素子（Ｑ１１およびＱ１２、Ｑ１３およびＱ１４、Ｑ１５およびＱ１６）の接続点は、それぞれ交流の出力端子となり、負荷である三相交流モータＭ１に接続されている。
そして、電力変換装置６００は、上位論理部Ｌ１によって、半導体駆動装置ＧＤ１１〜ＧＤ１６を介して、それぞれ半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のスイッチング動作を制御して、交流端子に接続された三相交流モータＭ１に交流電力を供給する。 電力変換装置６００は、上位論理部Ｌ１によって、各半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６に対する駆動指令信号を発生し、この半導体駆動装置ＧＤ１１〜ＧＤ１６を介して、この駆動指令信号を半導体スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のゲート端子（制御端子）に送信することで電力変換動作を行う。
ここで、電力変換装置６００で大電流遮断時などにサージ電圧が発生した場合は、電圧クランプ回路によって半導体スイッチング素子のゲートをオンさせ、コレクタ電圧を一定にクランプすることができる。クランプ動作が終わると、ゲート電圧またはゲート電流の変化を即座に検知して、出力段回路のインピーダンスを低下させ、ターンオフ損失の増加を抑制することができる。
なお、実施例３では、本発明の半導体駆動装置を電力変換装置に適用した例として、インバータ装置の場合について説明したが、これに限定されるものではなく、直流−直流コンバータや交流−直流コンバータなど、他の電力変換装置に適用することもできる。
Ｔ１、Ｔ２ ゲート出力段回路
Ｒｇ１〜Ｒｇ３ ゲート抵抗
Ｃｇ１ スピードアップコンデンサ
Ｉｒｇ ゲート抵抗導通電流
Ｄｚ１〜Ｄｚ８ 電圧クランプ素子
Ｖｇｅ ゲート−エミッタ電圧
Ｖｔｈ ゲート閾値電圧
Ｑｇ ゲート電荷
Ｉｃ コレクタ電流
Ｖｃｅ コレクタ−エミッタ電圧
Ｖｃｌ コレクタクランプ電圧
Ｉｃｌ 電圧クランプ回路の電流
Ｔｃｌ 電圧クランプ期間
ＳＩＮ 駆動指令入力信号
ＳＦ ゲート判定信号
Ｚ１〜Ｚ３ 出力段回路インピーダンス
Ｍｚ１ クランプ回路切り替えＭＯＳＦＥＴ
Ｄｚｇ１ クランプ回路ゲート保護素子
Ｄｚｇ２ クランプ回路整流ダイオード
Ｃｚｇ１ クランプ回路ゲート入力容量
Ｒｚ１〜Ｒｚ３ クランプ回路抵抗
Ｃｚ１ クランプ回路直列コンデンサ
Ｖｄｃ 主回路電源電圧
Ｖｐ 半導体駆動装置正電源電圧
Ｖｍ 半導体駆動装置負電源電圧
Ｌｅ モジュール寄生インダクタンス
Ｃ ＩＧＢＴコレクタ主端子
Ｅ ＩＧＢＴエミッタ主端子
Ｇ ＩＧＢＴゲート制御端子
Ｃａ ＩＧＢＴコレクタセンス端子
Ｅａ ＩＧＢＴエミッタ制御端子
Ｇｄ 半導体駆動装置ゲート制御端子
Ｅｄ 半導体駆動装置エミッタ制御端子
６００ 電力変換装置
Ｑ０、Ｑ１１〜Ｑ１６ 半導体スイッチング素子
Ｄ０、Ｄ１１〜Ｄ１６ 整流素子
ＧＤ１１〜ＧＤ１６ 半導体駆動装置
ＡＣ１１〜ＡＣ１６ 電圧クランプ回路
Ｍ１ モータ
Ｌ１ 上位論理部
Ｒｇ１〜Ｒｇ３ ゲート抵抗
Ｃｇ１ スピードアップコンデンサ
Ｉｒｇ ゲート抵抗導通電流
Ｄｚ１〜Ｄｚ８ 電圧クランプ素子
Ｖｇｅ ゲート−エミッタ電圧
Ｖｔｈ ゲート閾値電圧
Ｑｇ ゲート電荷
Ｉｃ コレクタ電流
Ｖｃｅ コレクタ−エミッタ電圧
Ｖｃｌ コレクタクランプ電圧
Ｉｃｌ 電圧クランプ回路の電流
Ｔｃｌ 電圧クランプ期間
ＳＩＮ 駆動指令入力信号
ＳＦ ゲート判定信号
Ｚ１〜Ｚ３ 出力段回路インピーダンス
Ｍｚ１ クランプ回路切り替えＭＯＳＦＥＴ
Ｄｚｇ１ クランプ回路ゲート保護素子
Ｄｚｇ２ クランプ回路整流ダイオード
Ｃｚｇ１ クランプ回路ゲート入力容量
Ｒｚ１〜Ｒｚ３ クランプ回路抵抗
Ｃｚ１ クランプ回路直列コンデンサ
Ｖｄｃ 主回路電源電圧
Ｖｐ 半導体駆動装置正電源電圧
Ｖｍ 半導体駆動装置負電源電圧
Ｌｅ モジュール寄生インダクタンス
Ｃ ＩＧＢＴコレクタ主端子
Ｅ ＩＧＢＴエミッタ主端子
Ｇ ＩＧＢＴゲート制御端子
Ｃａ ＩＧＢＴコレクタセンス端子
Ｅａ ＩＧＢＴエミッタ制御端子
Ｇｄ 半導体駆動装置ゲート制御端子
Ｅｄ 半導体駆動装置エミッタ制御端子
６００ 電力変換装置
Ｑ０、Ｑ１１〜Ｑ１６ 半導体スイッチング素子
Ｄ０、Ｄ１１〜Ｄ１６ 整流素子
ＧＤ１１〜ＧＤ１６ 半導体駆動装置
ＡＣ１１〜ＡＣ１６ 電圧クランプ回路
Ｍ１ モータ
Ｌ１ 上位論理部
Claims (8)
- 半導体スイッチング素子のオン・オフ状態を制御する半導体駆動装置において、
前記スイッチング素子のゲート制御端子に制御信号を伝達する制御信号出力段回路と、
前記スイッチング素子の入力端子とゲート制御端子間に接続した電圧クランプ回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧または前記ゲート制御端子の電流を検出する検出回路とを備え、
前記制御信号出力段回路は、該制御信号出力段回路の出力段に直列接続された抵抗器と、前記抵抗器に並列接続したスピードアップコンデンサと、を有し、
前記制御信号出力段回路は、前記半導体スイッチング素子のターンオフ期間中に、前記スピードアップコンデンサが充電されることにより、前記抵抗器が前記制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを増加させ、その後前記検出回路の検出結果に基づいて、前記制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを減少させることを特徴とする半導体駆動装置。 - 半導体スイッチング素子のオン・オフ状態を制御する半導体駆動装置において、
前記スイッチング素子のゲート制御端子に制御信号を伝達する制御信号出力段回路と、
前記スイッチング素子の入力端子とゲート制御端子間に接続した電圧クランプ回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧または前記ゲート制御端子の電流を検出する検出回路とを備え、
前記検出回路は、前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧検出値が、ターンオフ時のミラー期間終了時における前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧値に設定された所定電圧値以下となった場合、又は、前記ゲート制御端子の電流検出値の絶対値が、ターンオフ時のミラー期間終了時における前記ゲート制御端子の電流絶対値に設定された所定電流値以下となった場合、又は、前記電流検出値の積分値が、ターンオフ時のミラー期間終了時における前記スイッチング素子のゲート電荷量に設定された所定電荷量以下となった場合に、ゲート判定信号を前記制御信号出力段回路へ出力し、
前記制御信号出力段回路は、前記半導体スイッチング素子のターンオフ期間中に、前記ゲート判定信号を受信した場合に、前記制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを低下させることを特徴とする半導体駆動装置。 - 半導体スイッチング素子のオン・オフ状態を制御する半導体駆動装置において、
前記スイッチング素子のゲート制御端子に制御信号を伝達する制御信号出力段回路と、
前記スイッチング素子の入力端子とゲート制御端子間に接続した電圧クランプ回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧または前記ゲート制御端子の電流を検出する検出回路とを備え、
前記検出回路は、前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧検出値が、所定電圧値以下となった場合、又は、前記ゲート制御端子の電流検出値の絶対値が、所定電流値以下となった場合、又は、前記電流検出値の積分値が、所定電荷量以下となった場合に、ゲート判定信号を前記制御信号出力段回路へ出力し、前記所定電圧値または前記所定電流値または所定電荷量を複数個有し、前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧検出値が各所定電圧値以下となる度に前記ゲート判定信号を前記制御信号出力段回路へ複数回出力し、又は、前記ゲート制御端子の電流検出値の絶対値が、各所定電流値以下となる度に前記ゲート判定信号を前記制御信号出力段回路へ複数回出力し、又は、前記ゲート制御端子の電流検出値の積分値が、各所電荷量以下となる度に前記ゲート判定信号を前記制御信号出力段回路へ複数回出力し、
前記制御信号出力段回路は、前記半導体スイッチング素子のターンオフ期間中に、前記検出回路から複数回受信した前記ゲート判定信号に基づいて、前記制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを複数回切り替えて、徐々にインピーダンスを低下させることを特徴とする半導体駆動装置。 - 半導体スイッチング素子のオン・オフ状態を制御する半導体駆動装置において、
前記スイッチング素子のゲート制御端子に制御信号を伝達する制御信号出力段回路と、
前記スイッチング素子の入力端子とゲート制御端子間に接続した電圧クランプ回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧または前記ゲート制御端子の電流を検出する検出回路とを備え、
前記電圧クランプ回路は、電圧クランプダイオードを有し、
前記制御信号出力段回路は、前記半導体スイッチング素子のターンオフ期間中に、前記検出回路の検出結果に基づいて、該制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを低下させることを特徴とする半導体駆動装置。 - 半導体スイッチング素子のオン・オフ状態を制御する半導体駆動装置において、
前記スイッチング素子のゲート制御端子に制御信号を伝達する制御信号出力段回路と、
前記スイッチング素子の入力端子とゲート制御端子間に接続した電圧クランプ回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧または前記ゲート制御端子の電流を検出する検出回路とを備え、
前記電圧クランプ回路は、電圧クランプダイオードと、前記電圧クランプダイオードと直列に接続したコンデンサと、を有し、
前記制御信号出力段回路は、前記半導体スイッチング素子のターンオフ期間中に、前記検出回路の検出結果に基づいて、該制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを低下させることを特徴とする半導体駆動装置。 - 半導体スイッチング素子のオン・オフ状態を制御する半導体駆動装置において、
前記スイッチング素子のゲート制御端子に制御信号を伝達する制御信号出力段回路と、
前記スイッチング素子の入力端子とゲート制御端子間に接続した電圧クランプ回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧または前記ゲート制御端子の電流を検出する検出回路とを備え、
前記電圧クランプ回路は、直列接続された複数の電圧クランプダイオードと、前記複数の電圧クランプダイオードの一部と並列接続され、前記電圧クランプダイオードの電流または電圧に基づいてオン・オフするスイッチング素子と、を有し、
前記制御信号出力段回路は、前記半導体スイッチング素子のターンオフ期間中に、前記検出回路の検出結果に基づいて、該制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを低下させることを特徴とする半導体駆動装置。 - 複数の前記半導体スイッチング素子を直列に接続して構成した上下アームを複数備え、
前記複数の半導体スイッチング素子毎のオン・オフを制御する複数の半導体駆動装置を備えた電力変換装置であって、
前記複数の半導体駆動装置は、請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の半導体駆動装置により構成されることを特徴とする電力変換装置。 - 複数の半導体スイッチング素子を直列に接続して構成した上下アームを複数備え、
前記複数の半導体スイッチング素子毎のオン・オフを制御する複数の半導体駆動装置を備えた電力変換装置であって、
前記複数の半導体駆動装置は、
前記スイッチング素子のゲート制御端子に制御信号を伝達する制御信号出力段回路と、
前記スイッチング素子の入力端子とゲート制御端子間に接続した電圧クランプ回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記ゲート制御端子間の電圧または前記ゲート制御端子の電流を検出する検出回路とを備え、
前記制御信号出力段回路は、前記半導体スイッチング素子のターンオフ期間中に、前記検出回路の検出結果に基づいて、該制御信号出力段回路の出力段のインピーダンスを低下させることを特徴とする電力変換装置。
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