JP2005051960A - 電力用半導体素子のゲート駆動方法および回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力短絡等による強制遮断時のサージ電圧を低減して信頼性を向上させ、耐圧の低い素子の使用を可能としてコストの低減化を図る。
【解決手段】図はインバータの2相分の回路を示し、上アーム側ゲート駆動回路の過電流設定値Vceoc1と、下アーム側ゲート駆動回路の過電流設定値Vceoc2とを異ならせる、つまり、Vceoc1≠Vceoc2とする例を示す。こうすることで、例えばU,V相が短絡し短絡電流が図示の点線経路で流れていたとすると、上記の差によってスイッチング素子であるIGBT4a,4dが、互いに異なるVce値(電流相当値)で強制遮断されることになるので、IGBT4a,4dが同時に遮断されることで生じるサージ電圧を低減することが可能となる。
【選択図】図1
【解決手段】図はインバータの2相分の回路を示し、上アーム側ゲート駆動回路の過電流設定値Vceoc1と、下アーム側ゲート駆動回路の過電流設定値Vceoc2とを異ならせる、つまり、Vceoc1≠Vceoc2とする例を示す。こうすることで、例えばU,V相が短絡し短絡電流が図示の点線経路で流れていたとすると、上記の差によってスイッチング素子であるIGBT4a,4dが、互いに異なるVce値(電流相当値)で強制遮断されることになるので、IGBT4a,4dが同時に遮断されることで生じるサージ電圧を低減することが可能となる。
【選択図】図1
Description
この発明は、IGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)などの電力用半導体素子のゲート駆動方法および回路、特に過電流保護機能を備えたゲート駆動方法および回路に関する。
図4にIGBTを用いたインバータの主回路図を示す。同図において、1は直流電源回路(交流入力のインバータの場合は、整流器+電解コンデンサとなる)、2は直流から交流に変換するIGBTおよびダイオードからなるインバータ回路、31,32は各素子毎に設けられるIGBTのドライブ回路(駆動回路)、4はIGBT、5は逆並列に接続されているダイオード、6はモータなどの負荷である。また、CTはIGBTをオン,オフさせるための制御信号で、図示されない制御回路より与えられる。
図5−1に、ドライブ回路の第1の具体例を示す。
Eは本回路駆動用電源、10,11はIGBTをそれぞれターンオン,ターンオフさせるためのスイッチ素子、12,13はターンオン,ターンオフ用のゲート抵抗で、制御信号CTを絶縁器7にて絶縁した信号S1によって動作する。また、IGBTのコレクタに接続されたダイオード8は、IGBT4の過電流検出を目的としたオン電圧(Vce)検出用で、IGBT4のオン電圧相当の電位V0と過電流設定値Vceocとを比較回路9により比較し、電位V0が過電流設定値Vceoc以上の場合(IGBT5に過電流設定値以上の電流が流れている状態で、強制遮断が必要になる)は、比較回路9の出力はハイ(H)に、また論理回路(ナンドゲート)14の出力もHとなるためスイッチ素子10がオフ、スイッチ素子11がオンする結果、IGBT4が強制遮断される。
Eは本回路駆動用電源、10,11はIGBTをそれぞれターンオン,ターンオフさせるためのスイッチ素子、12,13はターンオン,ターンオフ用のゲート抵抗で、制御信号CTを絶縁器7にて絶縁した信号S1によって動作する。また、IGBTのコレクタに接続されたダイオード8は、IGBT4の過電流検出を目的としたオン電圧(Vce)検出用で、IGBT4のオン電圧相当の電位V0と過電流設定値Vceocとを比較回路9により比較し、電位V0が過電流設定値Vceoc以上の場合(IGBT5に過電流設定値以上の電流が流れている状態で、強制遮断が必要になる)は、比較回路9の出力はハイ(H)に、また論理回路(ナンドゲート)14の出力もHとなるためスイッチ素子10がオフ、スイッチ素子11がオンする結果、IGBT4が強制遮断される。
図5−2に、ドライブ回路の第2の具体例を示す。図5−1の比較回路9に対し、ツェナーダイオード15、MOSFET(電界効果トランジスタ)やトランジスタなどのスイッチ素子16、抵抗17,18等より構成される。その動作は、電位V0がツェナーダイオード15のツェナー電圧(過電流設定値相当:Vz=Vceoc0)以上になった場合にスイッチ素子16がオンし、電位V1がロー(L)となることで論理回路14の出力がHとなり、図5−1と同様IGBT4が強制遮断されるものである。なお、図5のようなダイオードを用いた過電流検出と強制遮断回路は、例えば特許文献1,2に開示されている。
また、IGBTに流れている電流の検出手段としては、図5−1,2のようにVceを検出する方法以外に、図6(a)のようにセンスIGBT(センス線)20と直列に接続された抵抗21の両端の電圧を検出する方法や、図6(b)のようにIGBTと直列にシャント抵抗22を接続し、その両端の電圧を検出する方法や、図6(c)のようにIGBTと直列に変流器(CT)23を接続する方法などがある。これらの回路により検出される電流のレベルから、図5と同様の過電流保護が可能となる。なお、図6のような方式は、例えば特許文献3に開示されている。
図7に、図4のシステムにおいて、何らかの原因(例えば配線の絶縁破壊など)で、インバータとモータ間の配線内に、線間短絡(例えばU相とV相)が生じた場合の電流経路を示す。この場合、直流電源1からU相上アームIGBT4a,短絡箇所SS,V相下アームIGBT4dを経て電流が流れる。このとき、短絡電流を抑制するのはその電流経路の配線インダクタンス成分のみとなるため、その際のdi/dtは、直流電源1の電圧をEd、短絡電流経路のインダクタンスをLMとして、次式のようになる。
di/dt=Ed/LM …(1)
di/dt=Ed/LM …(1)
一般には、LMは配線インダクタンスであるため、数μH〜数10μH程度となることが多く、IGBTに流れている過電流を速やかに検出し強制遮断しないと、IGBTの定格電流の10倍以上の電流が流れることになり、その電流を遮断した際のサージ電圧でIGBTが破壊するおそれがある。そのため、図5のように、ある設定値以上の電流が流れたら過電流検出を行ない、速やかにIGBTを遮断している。
ところが、図7の例では、図5のシステムの場合、IGBT4aとIGBT4dに同じ電流が流れるため、IGBT4aとIGBT4dは同時に遮断されることになる。
ところが、図7の例では、図5のシステムの場合、IGBT4aとIGBT4dに同じ電流が流れるため、IGBT4aとIGBT4dは同時に遮断されることになる。
その際、IGBTに印加される電圧は、
Vce=Ed+2・Ls・di/dt …(2)
Ls :中間回路の配線インダクタンス
di/dt:IGBT単独遮断時の電流変化率
となり、IGBTが同時に遮断すると、サージ電圧部の項に係数2が掛かり、IGBTには高い電圧が印加される(別々に遮断されれば係数2は掛からない)。
Vce=Ed+2・Ls・di/dt …(2)
Ls :中間回路の配線インダクタンス
di/dt:IGBT単独遮断時の電流変化率
となり、IGBTが同時に遮断すると、サージ電圧部の項に係数2が掛かり、IGBTには高い電圧が印加される(別々に遮断されれば係数2は掛からない)。
そのため、IGBTとしてはこの現象を考慮して高耐圧のものを必要とするだけでなく、ゲート駆動回路としてはソフト遮断回路を必要とするなどの問題がある。
したがって、この発明の課題は、出力短絡等による強制遮断時のサージ電圧を低減し、耐圧の低いIGBTを適用できるようにし、信頼性を向上させることにある。
したがって、この発明の課題は、出力短絡等による強制遮断時のサージ電圧を低減し、耐圧の低いIGBTを適用できるようにし、信頼性を向上させることにある。
このような課題を解決するため、請求項1の発明では、電力用半導体素子の直列回路を少なくとも2つ備え、その中間電位点から出力線を引き出されて負荷に給電する電力変換回路の、前記電力用半導体素子の各々をゲート駆動回路によりオン,オフ駆動するとともに、前記電力用半導体素子の各々に流れている電流値または電流相当値を検出し、その検出値が所定の設定値以上になったときは、前記電力用半導体素子を強制的にオフさせてその保護を図るにあたり、前記設定値を、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることを特徴とする。
上記請求項1の発明における前記設定値の代わりに、前記電流が設定値以上になってから前記電力用半導体素子をオフさせるまでの設定時間を、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることができ(請求項2の発明)、または、ターンオフ用のゲート抵抗値,ゲート電流値,ゲート電源電圧値,ゲート・エミッタ間容量またはゲート駆動回路と電力用半導体素子間のインピーダンスのうちの少なくとも1つを、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることができる(請求項3の発明)。
請求項4の発明では、電力用半導体素子の直列回路を少なくとも2つ備え、その中間電位点から出力線を引き出されて負荷に給電する電力変換回路に対し、前記電力用半導体素子の各々をオン,オフ駆動するゲート駆動回路と、前記電力用半導体素子の各々に流れている電流値または電流相当値を検出し、その検出値が所定の設定値以上になったときは、前記電力用半導体素子を強制的にオフさせる保護回路とを設けてなる電力用半導体素子のゲート駆動回路において、前記設定値を、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることを特徴とする。
上記請求項4の発明における前記設定値の代わりに、前記電流が設定値以上になってから前記電力用半導体素子をオフさせるまでの設定時間を、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることができ(請求項5の発明)、または、ターンオフ用のゲート抵抗値,ゲート電流値,ゲート電源電圧値,ゲート・エミッタ間容量またはゲート駆動回路と電力用半導体素子間のインピーダンスのうちの少なくとも1つを、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることができる(請求項6の発明)。
この発明によれば、出力短絡等による電流遮断時に発生するサージ電圧が、従来のものに比べて低減するため信頼性が向上するだけでなく、耐圧の低い素子(IGBT)の適用による安価なシステムの構築が可能となる。
図1はこの発明の第1の実施の形態を示す回路図で、インバータの2相分を示している。
図1からも明らかなように、これは上アーム側ゲート駆動回路の過電流設定値Vceoc1と、下アーム側ゲート駆動回路の過電流設定値Vceoc2との関係を、
Vceoc1≠Vceoc2
のようにするものである。3相インバータの場合、各アーム毎に異なった値とする必要ななく、例えば上アーム側を全てVceoc1、下アーム側を全てVceoc2にすれば良い。
図1からも明らかなように、これは上アーム側ゲート駆動回路の過電流設定値Vceoc1と、下アーム側ゲート駆動回路の過電流設定値Vceoc2との関係を、
Vceoc1≠Vceoc2
のようにするものである。3相インバータの場合、各アーム毎に異なった値とする必要ななく、例えば上アーム側を全てVceoc1、下アーム側を全てVceoc2にすれば良い。
図1で、点線の経路で短絡電流が流れていた場合、IGBT4aとIGBT4dは異なるVce値(異なる電流相当値)で、各ゲート駆動回路が過電流を検出することになるため、設定値が低く設定されているゲート駆動回路側のIGBTの方が早く強制遮断されることになり、IGBT4aとIGBT4dが同時に遮断されることはなく、サージ電圧が低減される。
図2はこの発明の第2の実施の形態を示す回路図で、同じくインバータの2相分を示している。
これは、上アーム側ゲート駆動回路が過電流状態検出をしてから、強制遮断するまでの遅延時間t1と、同じく下アーム側の遅延時間t2について、
t1≠t2
とする例である。3相インバータの場合、各アーム毎に異なった値とする必要はなく、例えば上アーム側を全てt1、下アーム側を全てt2にすれば良い。
これは、上アーム側ゲート駆動回路が過電流状態検出をしてから、強制遮断するまでの遅延時間t1と、同じく下アーム側の遅延時間t2について、
t1≠t2
とする例である。3相インバータの場合、各アーム毎に異なった値とする必要はなく、例えば上アーム側を全てt1、下アーム側を全てt2にすれば良い。
このケースで、図1の点線の経路で短絡電流が流れていた場合、IGBT4aとIGBT4dのゲート駆動回路が、比較回路9により同時に過電流状態を検出をしても、各遅延回路24と25の設定時間が異なっているため、遅延時間が短く設定されているゲート駆動回路側のIGBTの方が早く強制遮断されることになり、IGBT4aとIGBT4dが同時に遮断されることはなく、サージ電圧が低減される。
図3−1はこの発明の第3の実施の形態のその1を示す回路図で、上記と同様インバータの2相分を示している。
これは、上アーム側ゲート駆動回路のターンオフ用ゲート抵抗値R1と、下アーム側ゲート駆動回路のターンオフ用ゲート抵抗値R2について、
R1≠R2
とする例である。3相インバータの場合、各アーム毎に異なった値とする必要はなく、例えば上アーム側を全てR1、下アーム側を全てR2にすれば良い。
これは、上アーム側ゲート駆動回路のターンオフ用ゲート抵抗値R1と、下アーム側ゲート駆動回路のターンオフ用ゲート抵抗値R2について、
R1≠R2
とする例である。3相インバータの場合、各アーム毎に異なった値とする必要はなく、例えば上アーム側を全てR1、下アーム側を全てR2にすれば良い。
このケースで、図1の点線の経路で短絡電流が流れていた場合、IGBT4aとIGBT4dのゲート駆動回路が、同時に過電流状態を検出し同時にスイッチ素子がオフされても、抵抗値R1,R2が異なっているため、ターンオフ用ゲート抵抗値が小さく設定されているゲート駆動回路側のIGBTの方が早く強制遮断されることになり、IGBT4aとIGBT4dが同時に遮断されることはなく、サージ電圧が低減される。
同様に、図3−2,図3−3,図3−4,図3−5にゲート駆動条件として、ゲート電流値(図3−2のI1,I2参照)、ゲート電源電圧値(図3−3のVg1,Vg2参照)、ゲート・エミッタ間容量(図3−4のC1,C2参照)、ゲート駆動回路とIGBT間のインピーダンス(図3−5のインダクタンスLg1,Lg2参照)を上アーム側と下アーム側で異なる値に設定した例を示す。なお、これらの各条件を適宜組み合わせることもできる。いずれの場合も上記と同様、上アーム側IGBTと下アーム側IGBTのターンオフするタイミングが異なり、同時にスイッチングすることはなくなる。
1…直流電源回路、2…インバータ回路、31,32…ゲート駆動回路、4,4a,4d…電力用半導体素子(IGBT)、5,8…ダイオード、6…モータ(負荷)、7…絶縁回路、9…比較回路、10,11,16…スイッチ素子、12,13…ゲート抵抗、14…論理回路(ナンドゲート)、15…ツェナーダイオード、17,18,21,22…抵抗、20…センス線、23…変流器(CT)、24,25…遅延回路。
Claims (6)
- 電力用半導体素子の直列回路を少なくとも2つ備え、その各中間電位点から出力線を引き出されて負荷に給電する電力変換回路の、前記電力用半導体素子の各々をゲート駆動回路によりオン,オフ駆動するとともに、前記電力用半導体素子の各々に流れている電流値または電流相当値を検出し、その検出値が所定の設定値以上になったときは、前記電力用半導体素子を強制的にオフさせてその保護を図るにあたり、
前記設定値を、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることを特徴とする電力用半導体素子のゲート駆動方法。 - 前記設定値の代わりに、前記電流が所定値以上になってから前記電力用半導体素子をオフさせるまでの設定時間を、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることを特徴とする請求項1に記載の電力用半導体素子のゲート駆動方法。
- 前記設定値の代わりに、ターンオフ用のゲート抵抗値,ゲート電流値,ゲート電源電圧値,ゲート・エミッタ間容量またはゲート駆動回路と電力用半導体素子間のインピーダンスのうちの少なくとも1つを、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることを特徴とする請求項1に記載の電力用半導体素子のゲート駆動方法。
- 電力用半導体素子の直列回路を少なくとも2つ備え、その各中間電位点から出力線を引き出されて負荷に給電する電力変換回路に対し、前記電力用半導体素子の各々をオン,オフ駆動するゲート駆動回路と、前記電力用半導体素子の各々に流れている電流値または電流相当値を検出し、その検出値が所定の設定値以上になったときは、前記電力用半導体素子を強制的にオフさせる保護回路とを設けてなる電力用半導体素子のゲート駆動回路において、
前記設定値を、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることを特徴とする電力用半導体素子のゲート駆動回路。 - 前記設定値の代わりに、前記電流が所低値以上になってから前記電力用半導体素子をオフさせるまでの設定時間を、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることを特徴とする請求項4に記載の電力用半導体素子のゲート駆動回路。
- 前記設定値の代わりに、ターンオフ用のゲート抵抗値,ゲート電流値,ゲート電源電圧値,ゲート・エミッタ間容量またはゲート駆動回路と電力用半導体素子間のインピーダンスのうちの少なくとも1つを、上アーム側のゲート駆動回路と下アーム側のゲート駆動回路とで互いに異ならせることを特徴とする請求項4に記載の電力用半導体素子のゲート駆動回路。
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JP2003283506A JP2005051960A (ja) | 2003-07-31 | 2003-07-31 | 電力用半導体素子のゲート駆動方法および回路 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012029429A (ja) * | 2010-07-22 | 2012-02-09 | Fuji Electric Co Ltd | 3レベル電力変換装置 |
US8810984B2 (en) | 2011-03-09 | 2014-08-19 | Mitsubishi Electric Corporation | Gate circuit |
US20200395867A1 (en) * | 2018-02-20 | 2020-12-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Power semiconductor module and power conversion apparatus including the same |
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2003
- 2003-07-31 JP JP2003283506A patent/JP2005051960A/ja active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012029429A (ja) * | 2010-07-22 | 2012-02-09 | Fuji Electric Co Ltd | 3レベル電力変換装置 |
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