JP6457800B2 - 電力変換装置およびこれを備えた鉄道車両 - Google Patents

Description

本発明は電力変換装置に関する。

近年のインバータやコンバータに代表される電力変換装置では、損失を低減するためにＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｃｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを複数搭載した半導体モジュールが適用されている。

半導体モジュールを構成する材料はＳｉ（Ｓｉｌｉｃｏｎ）を中心に発展してきたが、さらなる損失の低減に向けてＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）やＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）などのワイドバンドギャップ半導体の適用が検討されている。ＳｉＣはＳｉに比べてスイッチング速度を高速化することができ、スイッチング損失を低減することができる。

一方、電力変換装置を構成するコンデンサと半導体モジュールを接続する配線の寄生インダクタンスに起因して、スイッチング時に瞬間的な高電圧であるサージ電圧が発生する。一般的に、スイッチング速度を高速化するとサージ電圧は増大する。このサージ電圧が各半導体モジュールで異なる或いは半導体モジュールの最大定格を超過すると、劣化や故障の原因となる。

本技術分野の背景技術として特開２００９−１５３２４６号公報（特許文献１）がある。この公報には、「出力段に対して各相並列に接続された半導体モジュールにより直流−交流変換回路を構成するとともに、各相の半導体モジュールの上方にコンデンサ支持具を介して複数の電解コンデンサを接続電極の位置を互い違いにして支持し、各相半導体モジュールを並列に接続するように取り付けられた直流導体の接続部に各電解コンデンサを並列に接続し、かつ各相半導体モジュールの出力側に各相交流導体を接続する。」と記載されている。

特開２００９−１５３２４６号公報

上記のように半導体素子に発生するサージ電圧を抑制する方法として、上記の特許文献１のように配線の長さを短くすることで、配線の寄生インダクタンスを低減する方法がある。しかし、配線の寄生インダクタンスが低減されても、コンデンサと半導体モジュール間の配線長に偏りがあると、各半導体モジュールとコンデンサ間の寄生インダクタンスにばらつきが生じて、各半導体モジュールに発生するサージ電圧にアンバランスが生じ、特定の半導体モジュールに劣化や故障が発生し易くなり、結果として電力変換装置としての信頼性が低下するという課題がある。
そのため、本発明では、コンデンサと半導体モジュールを接続する配線の寄生インダクタンスを均一化にして各半導体モジュールに発生するサージ電圧の均一化を図ることを目的とする。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、第一及び第二のコンデンサと、第一及び第二の半導体モジュールを備え、第一及び前記第二のコンデンサの正極端子と、第一及び前記第二の半導体モジュールの正極端子が、正側配線と接続され、第一及び第二のコンデンサの負極端子と、第一及び第二の半導体モジュールの負極端子が、負側配線で接続され、第一のコンデンサは、正極端子と負極端子を介して、正側配線及び負側配線の一方端に接続され、第二のコンデンサは、正極端子と負極端子を介して、正側配線及び負側配線の他方端に接続され、第一及び第二の半導体モジュールは、正側及び負側配線上における一方端と他方端の間の領域で、正極端子を介して正側配線と、負極端子を介して負側配線と接続されていることを特徴とする電力変換装置である。

電力変換装置の各半導体モジュールで発生するサージ電圧の均一化を図る。

本発明の実施例１による電力変換装置の適用例となる鉄道車両の駆動装置の概略図である。 本発明の実施例１に記載の単相電力変換装置の回路図である。 本発明の実施例１に記載の単相電力変換装置の動作波形である。 本発明の実施例１に記載の単相電力変換装置の分解鳥瞰図である。 本発明の実施例１に記載の単相電力変換装置の鳥瞰図である。 本発明の実施例１に記載のコンデンサである。 本発明の実施例１に記載のコンデンサモジュールである。 本発明の実施例２に記載の単相電力変換装置の分解鳥瞰図である。 本発明の実施例３に記載の三相電力変換装置の回路図である。 本発明の実施例３に記載の三相電力変換装置の鳥瞰図である。 本発明の実施例４に記載の単相電力変換装置の分解鳥瞰図である。 比較例である単相電力変換装置の分解鳥瞰図である。

以下、実施例を図面を用いて説明する。なお、図面及び実施例では半導体モジュールとしてＭＯＳＦＥＴを取り上げるが、本発明はＩＧＢＴにも適用可能である。

図１は本発明の適用先の一例となる鉄道車両の駆動装置の概略図である。鉄道車両の駆動装置は架線２から集電装置を介して電力が供給され、電力変換装置１を経由して可変電圧可変周波数の交流電力がモータ１１１に供給されることでモータ１１１を駆動する。モータ１１１は鉄道車両の車軸と連結されており、モータ１１１により鉄道車両の走行が制御される。電気的なグランドはレール３を介して接続されている。ここで、架線２の電圧は直流および交流のどちらでもよく、以下では直流電圧が１５００Ｖとして説明する。架線２の電圧が交流である場合には、駆動装置は、電力変換装置１と架線の間に交流を直流に変換するコンバータ装置を搭載する。

図２は本発明の実施例１に示す単相電力変換装置４の回路図である。単相電力変換装置４は直流電源１０１を平滑するコンデンサ１０２〜１０３と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２およびＱ３，Ｑ４がそれぞれ同一のパッケージである２ｉｎ１パッケージを使用した場合、単相電力変換装置４はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を有する半導体モジュール１０８と、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を有する半導体モジュール１０９で構成される。コンデンサ１０２〜１０３は電解コンデンサ、フィルムコンデンサのどちらでもよく、コンデンサ１０２〜１０３を大容量化するために、その内部で小容量のコンデンサセルを多数並列接続して構成しても良い。ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＩＧＢＴである場合には、ＩＧＢＴとは逆向きにダイオードＤ１〜Ｄ４をそれぞれ並列接続する必要があり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＭＯＳＦＥＴである場合にはダイオードＤ１〜Ｄ４としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。また、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電極をＤ、ゲート電極をＧ、ソース電極をＳで記載している。

半導体モジュール１０８は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２が直列に接続されて構成され、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点は、モータ１１１への交流出力点となる。同様に、半導体モジュール１０９は、スイッチング素子Ｑ３とＱ４が直列に接続されて構成され、スイッチング素子Ｑ３とＱ４の接続点は、モータ１１１への交流出力点となる。

コンデンサ１０２〜１０３と半導体モジュール１０８、１０９を電気的に接続するために配線が用いられる。この配線には寄生インダクタンス１０４、１０５、１０６が存在し、その値は配線の材料、長さや形状に依存している。 図３は本発明の実施例１の動作波形である。単相電力変換装置４の動作としては直流電源１０１から直流電力が供給され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチング動作することで交流電力に変換し、モータ１１１を駆動する構成である。以下ではスイッチング素子Ｑ１を例にして説明する。

ｔ＝ｔ０において、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＳは０Ｖである。このときスイッチング素子Ｑ１はオフ状態であるため、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは直流電源１０１の１５００Ｖが印加されており、ドレイン電流ＩＤは流れていない。

ｔ＝ｔ１において、ゲート−ソース間電圧ＶＧＳがスイッチング素子Ｑ１のターンオンのしきい値電圧以上の電圧、例えば１５Ｖが印加されると、スイッチング素子Ｑ１はオン状態となりドレイン電流ＩＤが流れ始める。スイッチング素子Ｑ１のオン時間はモータ１１１に流れる電流によって制御され、例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御される。

ｔ＝ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＳが０Ｖとなり、オフ状態へ移行する。このとき、ドレイン電流ＩＤは電流変化率ｄｉ／ｄｔに伴って電流が０Ａへ減少するため、コンデンサ１０２〜１０３と半導体モジュール１０８、１０９の間の配線の寄生インダクタンス１０４、１０５、１０６には誘導起電力が発生する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは瞬間的なサージ電圧１１が発生し、スイッチング素子Ｑ１の最大定格電圧を超過すると単相電力変換装置４が故障する。

ｔ＝ｔ４，ｔ６，ｔ８のゲートオフのタイミングにおいてもｔ＝ｔ２と同様に、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧ＶＧＳが０Ｖとなりオフ状態へ移行するときにサージ電圧１１が発生する。 このサージ電圧は電流変化率ｄｉ/ｄｔと配線寄生インダクタンスの値の乗算で計算される。一般的に電流変化率ｄｉ/ｄｔはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４毎に差があるものの、コンデンサ１０２、１０３と半導体モジュール１０８、１０９の間の配線寄生インダクタンスの差の方がサージ電圧１１に与える影響が大きい。すなわち、配線寄生インダクタンスの差によってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に生じるサージ電圧１１が異なる。そのため、各半導体モジュール間の配線寄生インダクタンスの差が大きい場合には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の劣化や故障の進度が異なるという問題が生じる。そこで、各半導体モジュール間の配線寄生インダクタンスは均一化することが課題となる。また、更に望ましくは低減することが課題となる。

また、スイッチング損失を低減するためにスイッチング速度を高速化、すなわち電流変化率ｄｉ／ｄｔを大きくすると、コンデンサ１０２、１０３と半導体モジュール１０８、１０９の間の寄生インダクタンスに生じる誘導起電力が大きくなるため、単相電力変換装置４が故障する原因となる。すなわち、従来のＳｉスイッチング素子に比べてスイッチング速度を高速化できるＳｉＣやＧａＮを用いたスイッチング素子を用いる場合には、上記した課題が顕著となる。

図４は本発明の実施例１に示す単相電力変換装置４の分解傾斜図、図５は本発明の実施例１に示す単相電力変換装置４の傾斜図である。コンデンサ１０２、１０３の正側電極と半導体モジュール１０８、１０９の正側電極は正側バスバー２０１を用いて電気的に接続され、コンデンサ１０２、１０３の負側電極と半導体モジュール１０８、１０９の負側電極は負側バスバー２０２を用いて電気的に接続される。ここで、正側バスバー２０１、負側バスバー２０２には、それぞれ寄生インダクタンスが存在し、寄生インダクタンスの大きさは電流経路の材料、長さや形状に依存する。

配線の材料や形状を半導体モジュール毎に変更することは設計や製造工程が複雑化するため現実的では無い。そのため、前記の通り、各半導体モジュール１０８、１０９におけるコンデンサ１０２、１０３までの配線の寄生インダクタンスを均一化するためには、半導体モジュール１０８の正側電極からコンデンサ１０２を介して半導体モジュール１０８の負側電極に戻る配線長と半導体モジュール１０８の正側電極からコンデンサ１０３を介して半導体モジュール１０８の負側電極に戻る配線長の総和を、半導体モジュール１０９の正側電極からコンデンサ１０２を介して半導体モジュール１０９の負側電極に戻る配線長と半導体モジュール１０９の正側電極からコンデンサ１０３を介して半導体モジュール１０９の負側電極に戻る配線長の総和とほぼ同等にする必要がある。

そこで本発明では、図４に示すように、正側配線によって、各半導体モジュールの正側電極と二つのコンデンサ１０２、１０３の正側電極を接続し、負側配線によって、各半導体モジュールの負側電極と二つのコンデンサ１０２、１０３の負側電極を接続すると共に、正側配線及び負側配線上において、各半導体モジュールの各電極との接続点を、二つのコンデンサ１０２、１０３の各電極との接続点の間となるように配置している。つまり、コンデンサ１０２の各電極は、正側及び負側配線の一方端に接続され、コンデンサ１０３の各電極は、正側及び負側配線の他方端に接続されると共に、半導体モジュール１０８，１０９の各電極は、正側及び負側配線の中央部に接続されている。

この構成により、コンデンサ１０２から半導体モジュール１０８までのバスバー配線２０１、２０２の長さと、コンデンサ１０３から半導体モジュール１０９までのバスバー配線２０１、２０２の長さが等しく、コンデンサ１０２から半導体モジュール１０９までのバスバー配線２０１、２０２の長さと、コンデンサ１０３から半導体モジュール１０８までのバスバー配線２０１、２０２の長さを等しくすることができる。つまり、半導体モジュール１０８と二つのコンデンサ１０２，１０３の間の寄生インダクタンス、半導体モジュール１０９と二つのコンデンサ１０２，１０３の間の寄生インダクタンスが同等の値となる。

比較例として図１２を示す。図１２では、正側配線及び負側配線上において、各半導体モジュールの各電極との接続点が、二つのコンデンサ１０２、１０３の各電極との接続点の間ではなく、配線の一方端でコンデンサと、他方端で半導体モジュールと接続されている。このような配置で接続された場合には、半導体モジュール１０９は、半導体モジュール１０８よりも回路上、コンデンサに近い位置に配置されることになるため、配線の寄生インダクタンスに偏りが生じる。

図６は本発明の実施例１に示す単相電力変換装置４で使用されるコンデンサ１０２、１０３である。図５に示すように、正側配線と負側配線を平板状に構成し、かつ、各配線が平行に近い距離で配置されることにより、同じ量の電流が逆向きに流れるため、磁束が相殺されて配線インダクタンスを低減し、サージ電圧を低減することができる。

また、この二つのコンデンサ１０２、１０３は対向する面の反対側の面に電極を有するように構成される。図4や図５に示すように電極面を配置することにより、コンデンサ１０２、１０３を隣接配置することが可能となるため、コンデンサ１０２，１０３を一つのコンデンサモジュールとして構成することが可能となる。

コンデンサ１０３を例に挙げると、コンデンサ１０２と対向する面の反対側の面に正側電極３０１〜３０４および負側電極３０５〜３０８を有している。本発明ではコンデンサ電極３０１〜３０８を８つ設けているが、正側電極、負側電極がそれぞれ１つずつあればよい。ここで、コンデンサ１０３の電極が配置される面において、コンデンサ電極３０１〜３０８の配置に偏りがあると、コンデンサ１０２、１０３から出力される電流にアンバランスが生じ、コンデンサ１０２、１０３の劣化や故障の原因となる。これを解消するために本発明のコンデンサ１０２、１０３の電極は電極が配置される面において等間隔で配置されている。これらのコンデンサ１０２、１０３の正側電極３０１〜３０４と正側バスバー２０１を接続し、コンデンサ１０２、１０３の負側電極３０５〜３０８と負側バスバー２０２を接続することで、正側バスバー２０１、負側バスバー２０２の電流分布を均一化し、コンデンサ電極３０１〜３０８付近の電流集中を抑制することができる。また、正側電極３０１〜３０４および負側電極３０５〜３０８をそれぞれ互い違いに千鳥状に配置することで、正側バスバー２０１と負側バスバーの対向面積が同等になり、正側バスバー２０１、負側バスバー２０２それぞれに流れる電流に起因する磁界を相殺する効果が向上し、寄生インダクタンス１０４、１０５の低減にも寄与することができる。

図８は本発明の実施例２に記載の単相電力変換装置である。一般的に、電力変換装置を大容量化するときには半導体モジュールを複数並列接続することで、電流容量を増大する。図８は半導体モジュールを複数並列接続したときの構成である。コンデンサ１０２、１０３は前記単相電力変換装置４と同様に、正側配線及び負側配線上における各半導体モジュール２０３〜２１０の各電極との接続点を、二つのコンデンサ１０２、１０３の各電極との接続点の間となるように配置している構成は実施例１と同様である。

半導体モジュール２０３〜２１０はそれぞれ並列接続されている。ここで、半導体モジュール２０３〜２０６と半導体モジュール２０７〜２１０がそれぞれ電力変換装置の１レグを構成するとする。このとき、コンデンサ１０２、１０３から半導体モジュール２０３〜２１０それぞれへの配線長が異なると、前記のサージ電圧のバラツキが発生する。

そこで、実施例１に記載のバスバー２０１、２０２を用いて、複数のコンデンサ１０２、１０３と半導体モジュール２０３〜２１０を接続する。ここで、半導体モジュール２０３〜２０６の高電位側電極および低電位側電極をそれぞれ同一方向にそろえ、半導体モジュール２０７〜２１０の高電位電極および低電位電極をそれぞれ同一方向に揃える。この構成によって、コンデンサ１０２と半導体モジュール２０３〜２０６を接続するバスバーの配線長と、コンデンサ１０３と半導体モジュール２０７〜２１０を接続するバスバーの配線長が等しく、コンデンサ１０２と半導体モジュール２０７〜２１０を接続するバスバーの配線長と、コンデンサ１０３と半導体モジュール２０３〜２０６を接続するバスバーの配線長が等しくなる。すなわち、寄生インダクタンスが同等となるため、サージ電圧のバラツキは発生しない。

図９は、電力変換装置１として三相電力変換装置５を適用した本発明の他の実施形態である。三相電力変換装置５はコンデンサ１０２、１０３と半導体モジュール１０８〜１１０で構成される。三相電力変換装置５は直流電源１０１の直流電力を交流電力に変換し、三相モータ３１１を駆動する構成である。ここで、スイッチング素子Ｑ１の動作は前記と同様であるため、省略する。前記の単相電力変換装置４と同様に、コンデンサ１０２、１０３の正側電極と半導体モジュール１０８〜１１０の正側電極はバスバー２０１を用いて電気的に接続され、コンデンサ１０２、１０３の負側電極と半導体モジュール１０８〜１１０の負側電極は負側バスバー２０２を用いて電気的に接続され、その配線には寄生インダクタンス１０４〜１０６が存在する。この寄生インダクタンス１０４〜１０６は配線の形状に依存しており、寄生インダクタンス１０４〜１０６の値が異なると半導体モジュール１０８〜１１０に発生するサージ電圧にバラツキが生じ、三相電力変換装置５の劣化や故障の原因となる。

図１０は本発明の実施例２に記載の三相電力変換装置５の鳥瞰図である。コンデンサ１０２、１０３は前記の単相電力変換装置４と同様に、正側配線及び負側配線上における各半導体モジュール１０８，１０９，１１０の各電極との接続点を、二つのコンデンサ１０２、１０３の各電極との接続点の間となるように配置していることが特徴である。また、半導体モジュール１０８〜１１０は同一平面状に並列に並べられている。この構成により、コンデンサ１０２と半導体モジュール１０８を接続するバスバーの配線長とコンデンサ１０３と半導体モジュール１０９を接続するバスバーの配線長が等しい。ここで、コンデンサ１０２と半導体モジュール１１０を接続するバスバーの配線長は前記のコンデンサ１０２と半導体モジュール１０８を接続するバスバーの配線長に比べて半導体モジュール１０８の大きさの分だけ物理的に長くなる。しかしながら、正側バスバー２０１と負側バスバー２０２が平行平板構造を形成しており、正側バスバー２０１に流れる電流の方向と負側バスバー２０２に流れる電流の方向は互いに逆向きとなるため、磁界が相殺され寄生インダクタンス１０４〜１０６の絶対値は数ｎＨと小さな値となる。すなわち、寄生インダクタンス１０５と寄生インダクタンス１０６の差は非常に小さくなり、サージ電圧のばらつきの問題は発生しない。同様に、コンデンサ１０２と半導体モジュール１０９を接続するバスバーの配線長とコンデンサ１０３と半導体モジュール１０８を接続するバスバーの配線長は等しくなるのに対して、コンデンサ１０３と半導体モジュール１１０を接続するバスバーの配線長はコンデンサ１０２と半導体モジュール１０９を接続するバスバーの配線長に比べて短くなり、寄生インダクタンスも小さくなる。前記と同様に、平行平板構造により寄生インダクタンスの差は非常に小さくなり、サージ電圧がばらつく問題は発生しない。

図１１は、電力変換装置１として単相電力変換装置を適用した本発明の他の実施形態である。実施例１では、二つのコンデンサの電極面を背面側に配置したが、図１１に示すように、同一面に配置することも可能である。この場合においても、正側配線及び負側配線上における各半導体モジュール１０８，１０９の各電極との接続点を、二つのコンデンサ１０２、１０３の各電極との接続点の間となるように配置している点では、他の実施例と共通する。

１ 電力変換装置
２ 架線
３ レール
４ 単相電力変換装置
５ 三相電力変換装置
１１ サージ電圧
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
１０１ 直流電源
１０２、１０３ コンデンサ
１０４〜１０６ 寄生インダクタンス
１０８〜１１０ 半導体モジュール
１１１ 単相モータ
１１２ コンデンサモジュール
２０１ 正側バスバー
２０２ 負側バスバー
２０３〜２１０ 小容量半導体モジュール
３０１〜３０４ コンデンサの正側電極
３０５〜３０８ コンデンサの負側電極
３１１ 三相モータ

Claims (8)

1. 第一及び第二のコンデンサと、第一及び第二の半導体モジュールを備え、
   前記第一及び前記第二のコンデンサの正極端子と、前記第一及び前記第二の半導体モジュールの正極端子が、正側配線と接続され、
   前記第一及び前記第二のコンデンサの負極端子と、前記第一及び前記第二の半導体モジュールの負極端子が、負側配線で接続され、
   前記第一のコンデンサは、前記正極端子と前記負極端子を介して、前記正側配線及び前記負側配線の一方端に接続され、
   前記第二のコンデンサは、前記正極端子と前記負極端子を介して、前記正側配線及び前記負側配線の他方端に接続され、
   前記正側配線および前記負側配線は、平行平板構造を形成しており、
   前記第一及び前記第二の半導体モジュールは、前記正側及び負側配線上における前記一方端と前記他方端の間の領域で、前記正極端子を介して前記正側配線と、前記負極端子を介して前記負側配線と接続され、前記第一のコンデンサから前記第一の半導体モジュールまでの前記正側配線および前記負側配線の長さと、前記第二のコンデンサからの前記第二の半導体モジュールまでの前記正側配線および前記負側配線の長さが等しく、前記第一のコンデンサから前記第二の半導体モジュールまでの前記正側配線と前記負側配線の長さと、前記第二のコンデンサから前記第一の半導体モジュールまでの前記正側配線と前記負側配線の長さが等しいことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   第三の半導体モジュールを更に備え、
   前記第三の半導体モジュールの正極端子は、前記正側配線と接続され、
   前記第三の半導体モジュールの負極端子は、前記負側配線と接続され、
   前記第三の半導体モジュールは、前記正側及び負側配線上における前記一方端と前記他方端の間の領域で、前記正極端子を介して前記正側配線と、前記負極端子を介して前記負側配線と接続されていることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記第一及び第二のコンデンサを一つのコンデンサモジュールとして構成することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１乃至請求項３の何れか一項に記載の電力変換装置において、
   前記第一及び第二の半導体モジュールは、第一のダイオードが逆並列接続された第一のスイッチング素子と、第二のダイオードが逆並列接続された第二のスイッチング素子をそれぞれ備え、前記第一のスイッチング素子の低電位端子と前記第二のスイッチング素子の高電位端子が接続されて構成されたことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１乃至請求項４の何れか一項に記載の電力変換装置において、
   前記第一及び第二の半導体モジュールは、並列接続された複数のスイッチング素子を内部に備えたことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項４または請求項５に記載の電力変換装置において、
   前記スイッチング素子はＩＧＢＴもしくはＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項４または請求項５に記載の電力変換装置において、
   前記スイッチング素子、または前記スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードはシリコン又はシリコンより大きいバンドギャップを有する半導体材料を母材とすることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１乃至請求項７の何れか一項に記載の電力変換装置と、前記電力変換装置により駆動される電動機と、架線から電力を得て前記電力変換装置へ供給する集電装置を備えた鉄道車両。