WO2013005457A1

WO2013005457A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2013005457A1
Application number: PCT/JP2012/056345
Authority: WO
Inventors: 真央川村
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2011-07-06
Filing date: 2012-03-13
Publication date: 2013-01-10
Also published as: US9608535B2; US20160036346A1; US9484831B2; CN103493353A; EP2731248B1; US20160036347A1; EP2731248A4; US20130336028A1; EP2731248A1; US9608536B2; US20160036348A1; JP2013017346A; US9634574B2; JP5230777B2; CN103493353B

Abstract

【課題】構成部品の数を減らし、小型且つ安価な電力変換装置を提供する。【構成】交流電源１の後段に接続されインバータ回路１４と、前記インバータ回路１４の後段に整流素子２０を介して接続された平滑コンデンサ２２と、前記インバータ回路１４の前段に接続され、オンのとき前記交流電源１の出力に基づく電気量を前記インバータ回路１４へ入力し、オフのとき前記インバータ回路１４への前記電気量の入力を遮断する充電スイッチ２と、突入電流防止スイッチ３と前記突入電流防止スイッチ３の後段に直列接続された突入電流防止抵抗４とを有する突入電流防止回路７とを備え、前記突入電流防止回路７は、前記充電スイッチ２に並列接続されていることを特徴とする。

Description

電力変換装置

　この発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、更に詳しくは、入力力率を改善する回路を備えた電力変換装置に関するものである。

　従来の電力変換装置としては、特許文献１に開示されている技術が知られている。この従来の電力変換装置は、図１７に示すように、交流電源１にメインリレー１０を介して接続されるダイオードブリッジ１２と、ダイオードブリッジ１２の後段に突入電流防止抵抗４とリアクトル１３を介して接続され、直流電圧源１９とダイオード１５、１６、及び半導体スイッチ素子１７、１８からなる単相インバータにより構成されたインバータ回路１４と、インバータ回路１４の後段に整流ダイオード２０と短絡スイッチ２１を介して接続された平滑コンデンサ２２とを備えている。

　突入電流防止抵抗４には充電リレー２ａが並列接続されている。又、平滑コンデンサ２２の正極は、放電抵抗１１と放電リレー５ａを介して突入電流防止抵抗４とリアクトル１３との間に接続されている。尚、３１は整流電圧検出回路、３２は直流電圧検出回路、３３は平滑コンデンサ電圧検出回路である。

　このように構成された従来の電力変換装置に於いて、交流電源１からの交流入力は、ダイオードブリッジ１２により全波整流され、リアクトル１３を介してインバータ回路１４に入力される。インバータ回路１４は、交流電源１からの入力力率が概ね「１」になるようにダイオードブリッジ１２からの入力電流をＰＷＭ制御し、直流電圧源１９にエネルギーを蓄積すると共に平滑コンデンサ２２の直流電圧を所定の目標電圧に追随させる。このような従来の電力変換装置によれば、入力力率の改善、電力損失及びノイズの低減化を図ることができる。

特開２００９－９５１６０号公報

　しかしながら、前述の従来の電力変換装置は、平滑コンデンサ２２を充電する充電動作を行なうためには、交流電源１と電力変換装置との間を遮断又は接続するためのメインリレー１０と、動作開始時の突入電流を防止する突入電流防止抵抗４をバイパスするための充電リレー２ａとの、２つのリレーを必要としている。

　一般に、電子部品に対してシロキサンが不具合を誘発する例としてはリレーの接点不良が多く、密閉された部品に低分子シロキサンを発生させるシリコーンを使用していると、部品の動作熱によりシロキサンが発生し、リレー接点上に付着する。特にオン／オフ回数の多いリレー接点では、常時、接点に衝撃が与えられるので、接点の表面に付着したシロキサンが酸化分解して二酸化珪素（ＳｉＯ２）となり、これが電気絶縁物として作用して接点障害を引き起こすという課題がある。例えば、部品の接着剤や放熱シートにシリコーンを含有する素材を使用している場合に前述の課題が発生する。このため、リレーは極力使用しないほうがよいとされている。

　一方、リレーの代わりにＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）、或いはＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）等の半導体素子をスイッチとして使用すると、半導体スイッチ素子のオン抵抗はリレーのオン抵抗に比べて高いため、電力損失が大きくなってしまう。従って、電力変換装置の高効率化のためには半導体スイッチ素子よりリレーを使用した方がよい。

　又、前述の従来の電力変換装置は、動作開始時の突入電流を防止するための突入電流防止抵抗４と動作終了時の平滑コンデンサ２２に蓄えられた電荷を放電するための放電抵抗１１を夫々設ける必要があり、各抵抗はコストが高く、さらに通常の動作時は使用しないため無駄である。このため、電力変換装置が大型化し、製造コストが高くなるという課題があった。

　この発明は、従来の電力変換装置に於ける前述のような課題を解消するために成されたものであって、構成部品の数を減らし、小型且つ安価な電力変換装置を提供することを目的とする。

　この発明による電力変換装置は、交流電源の後段に接続されインバータ回路と、前記インバータ回路の後段に整流ダイオードを介して接続された平滑コンデンサと、前記インバータ回路の前段に接続され、オンのとき前記交流電源の出力に基づく電気量を前記インバータ回路へ入力し、オフのとき前記インバータ回路への前記電気量の入力を遮断する充電スイッチと、突入電流防止スイッチと、前記突入電流防止スイッチの後段に直列接続された突入電流防止抵抗とを有する突入電流防止回路とを備え、前記突入電流防止回路は、前記充電スイッチに並列接続されていることを特徴とするものである。

　又、この発明による電力変換装置は、交流電源の後段に接続され前記交流電源の出力を整流する整流回路と、前記整流回路の出力端子間に接続された半導体スイッチ素子とにより構成されたＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの後段に整流ダイオードを介して接続された平滑コンデンサと、前記整流回路の後段と前記半導体スイッチ素子との間に接続され、オンのとき前記整流回路の出力を前記半導体アスイッチ素子へ入力し、オフのとき前記半導体スイッチ素子への入力を遮断する充電スイッチと、突入電流防止スイッチと、前記突入電流防止スイッチの後段に接続された抵抗とを有する突入電流防止回路とを備え、前記突入電流防止回路は、前記充電スイッチに並列接続されていることを特徴とするものである。

　この発明による電力変換装置は、交流電源の後段に接続されインバータ回路と、前記インバータ回路の後段に整流ダイオードを介して接続された平滑コンデンサと、前記インバータ回路の前段に接続され、オンのとき前記交流電源の出力に基づく電気量を前記インバータ回路へ入力し、オフのとき前記インバータ回路への前記電気量の入力を遮断する充電スイッチと、突入電流防止スイッチと、前記突入電流防止スイッチの後段に直列接続された突入電流防止抵抗とを有する突入電流防止回路とを備え、前記突入電流防止回路は、前記充電スイッチに並列接続されているので、突入電流防止スイッチに半導体スイッチ素子を使用することができ、又、電力変換時に使用する充電スイッチを１つにする構成をとることができ、低分子シロキサンによるリレーの接点不良の問題を軽減し、回路の安全性の向上、大規模化及びコストアップの防止を図ることができる。

　又、この発明による電力変換装置は、交流電源の後段に接続され前記交流電源の出力を整流する整流回路と、前記整流回路の出力端子間に接続された半導体スイッチ素子とにより構成されたＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの後段に整流ダイオードを介して接続された平滑コンデンサと、前記整流回路の後段と前記半導体スイッチ素子との間に接続され、オンのとき前記整流回路の出力を前記半導体アスイッチ素子へ入力し、オフのとき前記半導体スイッチ素子への入力を遮断する充電スイッチと、突入電流防止スイッチと、前記突入電流防止スイッチの後段に接続された抵抗とを有する突入電流防止回路とを備え、前記突入電流防止回路は、前記充電スイッチに並列接続されているので、突入電流防止スイッチに半導体スイッチ素子を使用することができ、又、電力変換時に使用する充電スイッチを１つにする構成をとることができ、低分子シロキサンによるリレーの接点不良の問題を軽減し、回路の安全性の向上、大規模化及びコストアップの防止を図ることができる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、突入電流防止動作を説明する説明図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、電力変換時に流れる電流の経路を示す説明図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、平滑コンデンサを放電するときに流れる電流の経路を示す説明図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、直流電圧源を放電するときに流れる電流の経路を示す説明図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、放電経路の切り替え判定アルゴリズムを示すフローチャートである。この発明の実施の形態１による電力変換装置の変形例を示す構成図である。

この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置に於ける、平滑コンデンサを放電するときに流れる電流の経路を示す説明図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置に於ける、直流電圧源を放電するときに流れる電流の経路を示す説明図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置の変形例を示す構成図である。

この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置に於ける、突入電流防止動作を説明する説明図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置に於ける、平滑コンデンサを放電するときに流れる電流の経路を示す説明図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置に於ける、直流電圧源を放電するときに流れる電流の経路を示す説明図である。この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。従来の電力変換装置の構成図である。

実施の形態１．
　以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図1はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。図1に於いて、電力変換装置は、交流電源１からの交流入力を全波整流する整流回路としてのダイオードブリッジ１２から後述する複数の要素を経て平滑コンデンサ２２までの要素で構成されている。以下の説明に於いて、ダイオードブリッジ１２から平滑コンデンサ２２側を見て、ダイオードブリッジ１２に近い側、つまり平滑コンデンサ２２から遠い側を前段、ダイオードブリッジ１２から遠い側、つまり平滑コンデンサ２２に近い側を後段、と称する。従って、平滑コンデンサ２２は、電力変換装置の最も後段に配設されていることになる。

　ダイオードブリッジ１２の後段には、充電スイッチとしての充電リレー２、電流検出手段としての整流電流検出回路３０、限流手段としてのリアクトル１３が、順次直列に接続されている。突入電流防止回路７は、突入電流防止スイッチ３と突入電流防止抵抗４との直列接続体により構成され、充電リレー２に並列に接続されている。突入電流防止スイッチ３は、ダイオードが逆並列に接続されたＭＯＳＦＥＴ、若しくはダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴにより構成されている。電圧検出手段としての整流電圧検出回路３１は、ダイオードブリッジ１２に対して並列に設けられている。

　ダイオードブリッジ１２の正極側に接続されたリアクトル１３の後段には、単相インバータにより構成されたインバータ回路１４が接続されている。インバータ回路１４は、第１のダイオード１５と、この第１のダイオード１５のアノードに接続された第１の半導体スイッチ素子１７と、第２のダイオード１６と、この第２のダイオード１６のカソードに接続された第２の半導体スイッチ素子１８とから成るブリッジ回路により構成されている。第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ素子１８は、夫々、ダイオードが逆並列に接続されたＭＯＳＦＥＴ若しくはＩＧＢＴにより構成されている。

　インバータ回路１４は、第１の半導体スイッチ素子１７と第１のダイオード１５とを直列接続してなる第１の直列回路と、第２の半導体スイッチ素子１８と第２のダイオード１６とを直列接続してなる第２の直列回路と、直流電圧源１９とを備えた単相インバータ回路により構成され、第１の直列回路と第２の直列回路は並列接続され、直流電圧源１９は、第１の直列回路と第２の直列回路の並列接続点の間に接続されている。

　インバータ回路１４の第１の半導体スイッチ素子１７と第１のダイオード１５との接続点である一端１４１は、前述のリアクトル１３の出力端に接続されている。尚、前述のリアクトル１３は、インバータ回路１４の後段に直列接続されてもよい。

　インバータ回路１４の第２の半導体スイッチ素子１８と第２のダイオード１６との接続点である他端１４２は、短絡スイッチ２１の一端と整流素子としての整流ダイオード２０のアノードに接続されている。平滑コンデンサ２２の一端である正極は、整流ダイオード２０のカソードと後述する放電スイッチ５の一端に夫々接続され、平滑コンデンサ２２の他端である負極は、短絡スイッチ２１の他端とダイオードブリッジ１２の負極側端子に夫々接続されている。電圧検出手段としての平滑コンデンサ電圧検出回路３３は、平滑コンデンサ２２に並列に接続されている。尚、短絡スイッチ２１は、ダイオードが逆並列に接続されたＭＯＳＦＥＴ若しくはＩＧＢＴにより構成されている。

　放電スイッチ５の一端は、平滑コンデンサ２２の正極と整流ダイオード２０のカソードに接続され、他端は、突入電流防止抵抗４と突入電流防止スイッチ３との接続点に接続されている。放電スイッチ５は、ダイオードが逆並列に接続されたＭＯＳＦＥＴ若しくはＩＧＢＴにより構成されている。

　電流検出手段としての整流電流検出回路３０は、ダイオードブリッジ１２の出力電流の検出値を信号線４１ｂを介して制御部６に入力し、整流電圧検出回路３１は、ダイオードブリッジ１２の出力電圧の検出値を制御線４１ａを介して制御部６に入力する。又、直流電圧源電圧検出回路３２は、直流電圧源１９の電圧の検出値を制御線４１ｃを介して制御部６に入力し、平滑コンデンサ電圧検出回路３３は、平滑コンデンサ２２の電圧の検出値を制御線４１ｄを介して制御部６に入力する。

　又、制御部６は、制御線４０ａ、４０ｂ、４０ｄ、４０ｅ、４０ｆを介して、夫々、放電スイッチ５、突入電流防止スイッチ３、第１の半導体スイッチ１７、第２の半導体スイッチ素子１８、及び短絡スイッチ２１のゲート端子に接続されており、放電スイッチ５、突入電流防止スイッチ３、第１の半導体スイッチ１７、第２の半導体スイッチ素子１８、及び短絡スイッチ２１のオン／オフの制御を行う。

　尚、短絡スイッチ２１は、ダイオードが逆並列接続されたＭＯＳＦＥＴ若しくはＩＧＢＴにより構成したものを示したが、これに限るものではなく、機械式のスイッチ等であっても良い。

　次に、この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する。電力変換装置の動作開始時である起動時に於いて、交流電源１を投入した直後は電力変換装置に突入電流が流れるため、制御部６は制御線４０ｃを介して充電リレー２をオフとし、制御線４０ｂを介して突入電流防止スイッチ３をオンとする。図２は、この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、突入電流防止動作を説明する説明図である。動作開始時には充電リレー２をオフとし、突入電流防止スイッチ３をオンとすることにより、図２に太い実線で示すように、交流電源１、ダイオードブリッジ１２、突入電流防止スイッチ３、突入電流防止抵抗４、リアクトル１３、インバータ１４の第１のダイオード１４、第２の半導体スイッチ１８、整流ダイオード２０、平滑コンデンサ２２、及びダイオードブリッジ１２を順次経由する経路で突入電流が流れる。この突入電流は、突入電流防止抵抗４により低減される。

　次に、制御部６は、制御線４１ｃ、４１ｄを介して直流電圧源電圧検出回路３２、及び平滑コンデンサ電圧検出回路３３から入力された直流電圧源１９の電圧値、及び平滑コンデンサ２２の電圧値が、所定値以上であることを確認して後、制御線４０ｃを介して充電リレー２をオンとし、制御線４０ｄを介して突入電流防止スイッチ３をオフとして電力変換動作に入る。

　図３は、この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、電力変換動作時に流れる電流の経路を示す説明図である。充電リレー２をオンとし、突入電流防止スイッチ３をオフにすることにより、電流の流れる経路が、図３に太い実線で示す経路、又は太い実線の一部が点線で示す経路に変更された経路で示すように、交流電源１、ダイオードブリッジ１２、リアクトル１３、インバータ回路１４、平滑コンデンサ２２、ダイオードブリッジ１２、及び交流電源１に至る経路となり、次に述べる通常の電力変換動作が行なわれる。

　即ち、充電リレー２がオンとなり突入電流防止スイッチ３がオフとなることにより、ダイオードブリッジ１２により全波整流された交流電源１の出力は、充電リレー２を介してインバータ回路１４の一端１４１と、平滑コンデンサ２２の負極間に印加される。尚、インバータ回路１４に入力される入力電圧のピーク値は、目標電圧に制御される平滑コンデンサ２２の直流電圧よりも僅かに高い値に設定されている。

　ここで、制御部６が制御線４０ｄ、４０ｅを介してインバータ回路１４の第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ１８を共にオフにすると、ダイオードブリッジ１２からの入力電流は、リアクトル１３を介してインバータ回路１４の一端１４１から第１のダイオード１５を経由して直流電圧源１９を充電し、他端１４２から出力される。又、制御部６が第１の半導体スイッチ素子１７のみをオンとしたときは、ダイオードブリッジ１２からの入力電流は、第１の半導体スイッチ素子１７と第２のダイオード１６を経由してインバータ回路１４の他端１４２から出力される。

　更に、制御部６がインバータ回路１４の第２の半導体スイッチ素子１８のみをオンとしたときは、ダイオードブリッジ１２からインバータ回路１４の一端１４１に入力された入力電流は、第１のダイオード１５と第２の半導体スイッチ素子１８を経由して、インバータ回路１４の他端１４２から出力される。又、制御部６が第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ素子１８を同時にオンとしたときは、ダイオードブリッジ１２からインバータ回路１４の一端１４１に入力された入力電流は、第１の半導体スイッチ１７を経由して直流電圧源１９を放電し、第２の半導体スイッチ１８を経由して出力端１４２から出力される。

　このように、制御部１６は、第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ素子１８の４種類の組み合わせ制御を行なう。そして、制御部６は、インバータ回路１４のＰＷＭ制御により、交流電源１からの入力力率が概ね「１」となるように入力電流を制御すると共に、インバータ１４の発生電圧を入力電圧に重畳させる。短絡スイッチ２１は、入力電圧及び入力電流のゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲でのみオンとなるように、制御線４０ｆを介して制御部６により制御され、平滑コンデンサ２２の直流電圧を所定の目標電圧に追従させる。この発明の実施の形態１による電力変換装置は、このような制御により、入力力率の改善、及び電力損失及びノイズの低減化を図るように動作する。

　次に、この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、平滑コンデンサ２２と直流電圧源１９の放電時の動作について説明する。平滑コンデンサ２２を放電させる場合、及び直流電圧源１９を放電させる場合には、制御部６は、充電リレー２及び突入電流防止スイッチ３をオフとして、交流電源１から電力を供給しない状態とする。

　平滑コンデンサ２２と直流電圧源１９の放電を同時に行うことは好ましくない。これは、直流電圧源１９と平滑コンデンサ２２を同時に放電させると、突入電流防止抵抗４に過大な電流が流れることになり、突入電流防止抵抗４はそれに耐えうる定格のものを選定しなければならず、突入電流防止抵抗４は大型化しコストもかかるというデメリットがあるからである。

　又、例えば、直流電圧源１９の定格電圧以上の電圧が平滑コンデンサ２２に印加されている場合、直流電圧源１９と平滑コンデンサ２２を同時に放電させると、平滑コンデンサ２２の電圧が直流電圧源１９に印加されることになり、定格オーバーとなって直流電圧源１９や周囲の素子が破壊する恐れがあり、これを回避するために、結局、直流電圧源等の定格を上げる必要があり、大型化してしまう。

　そこで、平滑コンデンサ２２と直流電圧源１９の放電を別々に行うように、以下述べるように第１の半導体スイッチ素子１７、第２の半導体スイッチ素子１８、及び短絡スイッチ２１を制御し、突入電流防止抵抗４の小型化を図る。

　先ず、平滑コンデンサ２２の放電時の動作について説明する。図４は、この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、平滑コンデンサを放電するときに流れる電流の経路を示す説明図であり、放電開始直後に平滑コンデンサ２２に充電されていた電荷がこの発明の実施の形態１に係る電力変換装置に流れる経路を太い実線で示したものである。

　図４に於いて、平滑コンデンサ２２の放電時、若しくは直流電圧源１９の放電時には、前述したように、制御装置６は、最初に、充電リレー２、突入電流防止スイッチ３を夫々オフとして、交流電源１から電力変換装置に電力を供給しない状態とし、且つ、放電スイッチ５をオンとする。次に、制御装置６は、第１の半導体スイッチ素子１７をオン、第２の半導体スイッチ１８をオフ、短絡スイッチ２１をオンとする。これにより、図４に太い実線にて示すように、平滑コンデンサ２２に充電されている電荷が、平滑コンデンサ２２の正極、放電スイッチ５、突入電流防止抵抗４、リアクトル１３、第１の半導体スイッチ１７、第２のダイオード１６、短絡スイッチ２１、平滑コンデンサ２２の負極の順で構成される第１の放電経路を流れ、平滑コンデンサ２２の放電が行なわれる。

　尚、第１の半導体スイッチ素子１７をオフとし、第２の半導体スイッチ素子１８をオンとしたときには、図４に点線にて示すように、平滑コンデンサ２２の正極、放電スイッチ５、突入電流防止抵抗４、リアクトル１３、第１のダイオード１５、第２の半導体スイッチ１８、短絡スイッチ２１、平滑コンデンサ２２の負極、の順で構成される放電経路を平滑コンデンサ２２の電荷が放電される。この放電経路も、ここでは、第１の放電経路と称する。

　次に、直流電圧源１９の放電時の動作について説明する、図５は、この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、直流電圧源を放電するときに流れる電流の経路を示す説明図であり、直流電圧源１９に充電されている電荷がこの発明の実施の形態１に係る電力変換装置に流れる経路を太い実線で示している。

　図５に於いて、前述したように、制御部６は、充電リレー２と突入電流防止スイッチ３は、夫々、オフとし、放電スイッチ５をオンとする。次に、制御部６は、第１の半導体スイッチ素子１７、第２の半導体スイッチ１８を夫々オンとし、短絡スイッチ２１をオフとする。これにより、図５に太い実線で示すように、直流電圧源１９に充電されている電荷が、直流電圧源１９の正極、第２の半導体スイッチ素子１８、整流ダイオード２０、放電スイッチ５、突入電流防止抵抗４、リアクトル１３、第１の半導体スイッチ素子１７、直流電圧源１９の負極の順で構成される第２の放電経路に流れ、直流電圧源１９の放電を行う。

　以上述べたように、平滑コンデンサ２２と直流電圧源１９とは、異なる放電経路で放電を行なうので、その放電経路の切り替えが必要である。図６は、この発明の実施の形態１による電力変換装置に於ける、放電経路の切り替え判定アルゴリズムを示すフローチャートである。図６に示す放電経の路切り替え判定は、制御部６に於いて行われる。図６に示す判定アルゴリズムは、制御部６に於ける切り替え手段に相当する。

　図６に於いて、先ず、ステップＳ１では、平滑コンデンサ２２の電圧値が直流電圧源１９の電圧値より大きいか否かを判定し、平滑コンデンサ２２の電圧値が直流電圧源１９の電圧値以上と判定された場合（Ｙｅｓ）は、ステップＳ２に進み、第１の放電経路が有効、第２の放電経路が無効となるように電力変換装置の回路設定を行なう。即ち、前述したように、充電リレー２、突入電流防止スイッチ３を夫々オフとし、且つ、放電スイッチ５をオンにすると共に、第１の半導体スイッチ素子１７をオン、第２の半導体スイッチ１８をオフ、短絡スイッチ２１をオンとし、図４の太い実線で示す第１の放電経路を形成する。尚、第１の半導体スイッチ素子１７をオフ、第２の半導体スイッチ素子１８をオンとしてもよく、この場合は第１の放電経路の一部が図４の点線で示す経路となる。このようにして第１の放電経路を形成することにより、平滑コンデンサ２２は第１の放電経路により放電を行なう。

　次に、ステップＳ３に於いて平滑コンデンサ２２の電圧値が予め定められた所定値としての所定の閾値Ｖｔｈ以上か否かを判定する。ステップＳ３に於いて、平滑コンデンサ２２の電圧値が閾値Ｖｔｈ未満と判定された場合（Ｎｏ）は、ステップＳ４に進み、第１の放電経路が無効、第２の放電経路が有効となるように電力変換装置の回路設定を行なう。即ち、前述したように、充電リレー２及び、突入電流防止スイッチ３を夫々オフとし、放電スイッチ５をオンにすると共に、第１の半導体スイッチ素子１７、第２の半導体スイッチ１８を夫々オンとし、且つ、短絡スイッチ２１をオフとし、図５に太い実線で示す第２の放電経路を形成する。これにより、直流電圧源１９は第２の放電経路により放電を行なう。

　一方、ステップＳ３に於いて平滑コンデンサ２２の電圧値が閾値Ｖｔｈ以上と判定された場合（Ｙｅｓ）は、ステップＳ３を繰り返す。次に、ステップＳ４からステップＳ５に進み、直流電圧源１９の電圧値が閾値Ｖｔｈ以上か否かを判定する。ステップＳ５に於いて、直流電圧源１９の電圧値が閾値Ｖｔｈ未満と判定された場合（Ｎｏ）は、ステップＳ６に進み、第１の放電経路及び第２の放電経路を夫々無効とし、放電動作を終了する。第１の放電経路及び第２の放電経路を共に無効とするには、第１の半導体スイッチ素子１７及び第２の半導体スイッチ素子１８を共にオフとすればよい。一方、ステップＳ６に於いて、直流電圧源１９の電圧値が閾値Ｖｔｈ以上と判定された場合（Ｙｅｓ）は、ステップＳ５を繰り返す。

　前述のステップＳ１に於いて、平滑コンデンサ２２の電圧値が直流電圧源１９の電圧値未満と判定されたとき（Ｎｏ）は、ステップＳ７に於いて、第１の放電経路を無効、第２の放電経路を有効とし、直流電圧源１９の放電を開始する。即ち、充電リレー２及び、突入電流防止スイッチ３を夫々オフとし、放電スイッチ５をオンにすると共に、第１の半導体スイッチ素子１７、第２の半導体スイッチ１８を夫々オンとし、且つ、短絡スイッチ２１をオフとし、図５に太い実線で示す第２の放電経路を形成する。これにより、直流電圧源１９は第２の放電経路により放電を行なう。

次に、ステップＳ８に於いて、直流電圧源１９の電圧値が所定の閾値Ｖｔｈ以上か否かを判定する。ステップＳ８に於いて、直流電圧源１９の電圧値が閾値Ｖｔｈ未満と判定された場合（Ｎｏ）は、ステップＳ９に於いて、第１の放電経路が有効、第２の放電経路が無効と設定され、平滑コンデンサ２２の放電を開始する。即ち、前述したように、充電リレー２、突入電流防止スイッチ３を夫々オフとし、且つ、放電スイッチ５をオンにすると共に、第１の半導体スイッチ素子１７をオン、第２の半導体スイッチ１８をオフ、短絡スイッチ２１をオンとし、図４の太い実線で示す第１の放電経路を形成し、平滑コンデンサ２２の放電を行う。

　一方、ステップＳ８に於いて直流電圧源１９の電圧値が閾値Ｖｔｈ以上と判定された場合（Ｙｅｓ）は、ステップＳ８を繰り返す。次に、ステップＳ１０に於いて、平滑コンデンサ２２の電圧値が閾値Ｖｔｈ以上か否かを判定する。ステップS１０に於いて、平滑コンデンサ２２の電圧値が閾値Ｖｔｈ未満と判定された場合（Ｎｏ）は、ステップＳ６に進み、第１の放電経路を無効、第２の放電経路を無効とし、放電動作を終了する。ステップＳ６に於ける第１の放電経路を無効、第２の放電経路を無効とするには、放電スイッチＳ５、及び短絡スイッチＳ２１を、夫々オフとすることで行なうことができる。一方、ステップＳ１０に於いて平滑コンデンサ２２の電圧値が閾値Ｖｔｈ以上と判定された場合（Ｙｅｓ）は、ステップＳ１０を繰り返す。

　尚、前述の制御部６に於いて実行される切り替え判定アルゴリズムは、電圧値を閾値とした場合のフローチャートを図示したが、これに限るものではなく、例えば、電流値を閾値として切り替え判定を行ってもよい。即ち、第１の放電経路と第２の放電経路を流れる電流を検出する電流検出手段３０を備え、制御部６に於ける切り替え手段は、前述のようにして第１の放電経路と第２の放電経路とのうちの何れか一方を有効として平滑コンデンサと直流電圧源とのうちの何れか一方を放電した後に、電流検出手段３０により検出した電流値が予め定めた所定値を下回った場合に、有効としている一方の放電経路を無効とし、且つ無効としている他方の放電経路を有効とするように放電経路を切り替えるものである。

　尚、以上述べたこの発明の実施の形態１による電力変換装置では、突入電流防止抵抗４をダイオードブリッジ１２の出力段とインバータ回路１４との間に直列に接続しているが、これに限るものではなく、リアクトル１３の後段、或いはインバータ回路１４の後段に接続しても良い。又、前述の実施の形態１では、整流ダイオード２０のカソード側を平滑コンデンサ２２の正極に接続していたが、整流ダイオード２０のアノード側を平滑コンデンサ２２の負極側に接続しても、前述の実施の形態１の場合と同様の動作を得ることができる。

　更に、前述の実施の形態１では、インバータ回路１４は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、実施の形態１の変形例として、複数個の単相インバータを直列に接続してインバータ回路を構成するようにしても良い。即ち、図７は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の変形例を示す構成図である。

　図７に於いて、インバータ回路１００は、第１の単相インバータ１４ａと、第２の単相インバータ１４ｂとにより構成されている。第１の単相インバータ１４ａの一端１４ａ１はリアクトル１３の後段に接続され、他端１４ａ２は第２の単相インバータ１４ｂの一端１４ｂ１に接続されている。第２の単相インバータ１４ｂの他端１４ｂ２には、短絡スイッチ２１と整流ダイオード２０とが並列に接続されている。第１の単相インバータ１４ａの直流電圧源１９と第２の単相インバータ１４ｂの直流電圧源１９は、同一の電圧値に設定される。このように、第１の単相インバータ１４ａと第２の単相インバータ１４ｂは、その交流側端子で相互に直列接続されている。その他の構成は、図１と同様である。

　図７に示す実施の形態１の変形例に於いても、平滑コンデンサ２２と、第１の単相インバータ１４ａと第２の単相インバータ１４ｂの夫々の直流電圧源１９とは、異なる放電経路で放電を行なうので、その放電経路の切り替えが必要であるが、その切り換えは前述の図６に示す放電経路の切り替え判定アルゴリズムと基本的には同様である。以下の説明では、図６に示すステップＳ２とステップＳ９に於ける第１の放電経路を有効、第２の放電経路を無効とする設定、及びステップＳ４とステップＳ７に於ける第１の放電経路を無効、第１の放電経路を有効とする設定、並びに、ステップＳ６に於ける第１の放電経路を無効、第２の放電経路を無効とする設定についてのみ説明する。

　先ず、ステップＳ２とステップＳ９に於ける第１の放電経路を有効、第２の放電経路を無効とする設定は、充電リレー２、突入電流防止スイッチ３を夫々オフとし、且つ、放電スイッチ５をオンとし、更に、第１の単相インバータ１４ａに於ける第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ素子１８のうちの何れか一方をオン、他方をオフとし、第２の単相インバータ１４ｂに於ける第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ素子１８のうちの何れか一方をオン、他方をオフとし、そして短絡スイッチ２１をオンにすることにより行われる。これにより第１の単相インバータ１４ａと第２の単相インバータ１４ｂの直流電圧源１９を経由せずに第１の放電経路が形成され、平滑コンデンサ２２は第１の放電経路により放電を開始する。

　次に、ステップＳ４とステップＳ７に於ける第１の放電経路を無効、第１の放電経路を有効とする設定は、充電リレー２及び、突入電流防止スイッチ３を夫々オフとし、放電スイッチ５をオンにすると共に、第１の単相インバータ１４ａの第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ１８を同時にオンとし、第２の単相インバータ１４ｂは、第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ素子１８のうちの一方をオン、他方をオフとし、且つ、短絡スイッチ２１をオフにすることにより行なわれる。これにより第１の単相インバータ１４ａの直流電圧源１９は、第２の単相インバータ１４ｂの直流電圧源１９を経由せずに第２の放電経路が形成され、第１の単相インバータ１４ａの直流電圧源１９の放電を開始することができる。次に、第２の単相インバータ１４ｂの第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ１８を同時にオンとし、且つ、第１の単相インバータ１４ａの第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ素子１８のうちの一方をオン、他方をオフとする。これにより第２の単相インバータ１４ｂの直流電圧源１９は、第１の単相インバータ１４ｂの直流電圧源１９を経由せずに第２の放電経路により放電を行なうことができる。

　尚、第１の単相インバータ１４ａと第２の単相インバータ１４ｂの各第１の半導体スイッチ素子１７と各第２の半導体スイッチ素子１８を全て同時にオンとすれば、各単相インバータ１４ａ、１４ｂの各直流電圧源１９を同時に放電させることも可能であるが、この場合は放電電流が大きくなるので、前述のように第１の単相インバータ１４ａと第２の単相インバータ１４ｂの直流電圧源は、別々に放電させたほうがよい。

　次に、ステップＳ６に於ける第１の放電経路を無効、第２の放電経路を無効とするには、放電スイッチＳ５、及び短絡スイッチＳ２１を、夫々オフとすることで行なうことができる。

　尚、この実施の形態１の変形例に於いても、突入電流防止抵抗４はダイオードブリッジ１２の出力段とインバータ回路１４との間に直列に接続されているが、これに限るものではなく、例えば、１の単相インバータ１４ａと第２の単相インバータ１４ｂとの間に直列に接続しても良い。

実施の形態２．
　図８は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置は、実施の形態１による電力変換装置に対して、短絡スイッチ２１ａの接続位置が異なるが、それ以外は同様である。この発明の実施の形態２による電力変換装置では、図８に示すように、インバータ回路１４に於ける直流電圧源１９の負極と平滑コンデンサ２２の負極との間に、短絡スイッチ２１ａが接続されている。更に詳しく述べれば、短絡スイッチ２１ａの一端は直流電圧源１９の負極に接続され、短絡スイッチ２１ａの他端はダイオードブリッジ１２の負極、及び平滑コンデンサ２２の負極に接続されている。

　この発明の実施の形態２による電力変換装置に於いて、平滑コンデンサ２２の放電は以下のようにして行なわれる。即ち、図９は、この発明の実施の形態２による電力変換装置に於ける、平滑コンデンサを放電するときに流れる電流の経路を示す説明図である。図９に於いて、平滑コンデンサ２２を放電するときには、制御部６は、充電リレー２と突入電流防止スイッチ３を夫々オフとし、放電スイッチ５をオンとし、インバータ回路１４の第１の半導体スイッチ素子１７をオン、第２の半導体スイッチ素子１８をオフとし、短絡スイッチ素子２１ａをオンにする。これにより、太い実線で示すように、平滑コンデンサ２２の正極、放電スイッチ５、突入電流防止抵抗４、リアクトル１３、第１の半導体スイッチ素子１７、短絡スイッチ素子２１ａ、平滑コンデンサ２２の負極から構成される第１の放電経路に平滑コンデンサ２２に充電されている電荷が流れ、平滑コンデンサ２２は放電する。

　次に、インバータ回路１４に於ける直流電圧源１９の放電は以下のようにして行なわれる。即ち、図１０は、この発明の実施の形態２による電力変換装置に於ける、直流電圧源を放電するときに流れる電流の経路を示す説明図である。図１０に於いて、直流電圧源１９を放電するときには、制御部６は、充電リレー２と突入電流防止スイッチ３を夫々オフとし、放電スイッチ５をオンとし、第１の半導体スイッチ素子１７及び第２の半導体スイッチ１８を夫々オンとし、短絡スイッチ２１ａをオフとする。これにより、図１０に太い実線で示すように、直流電圧源１９の正極、第２の半導体スイッチ素子１８、整流ダイオード２０、放電スイッチ５、突入電流防止抵抗４、リアクトル１３、第１の半導体スイッチ素子１７、直流電圧源１９の負極から構成される第２の放電経路に、直流電圧源１９に充電されている電荷が流れ、直流電圧源１９は放電する。

　この発明の実施の形態２による電力変換装置は、前述の実施の形態１による電力変換装置と同様の効果が得られると共に、短絡スイッチ２１ａを直流電圧源１９の負極側に接続したため、短絡スイッチ２１ａをオンとしているときに電流が通過する回路素子数を低減することができ、放電時に回路素子にかかる負担を低減できる。又、電力変換装置としても導通損失が低減でき、ひいては電力変換装置全体の変換効率を向上できる効果を奏する。

　尚、前述の実施の形態２では、インバータ回路１４は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、実施の形態２の変形例として、複数個の単相インバータを直列に接続してインバータ回路を構成するようにしても良い。即ち、図１１は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の変形例を示す構成図である。

　図１１に於いて、インバータ回路１００は、第１の単相インバータ１４ａと、第２の単相インバータ１４ｂとにより構成されている。第１の単相インバータ１４ａの一端１４ａ１はリアクトル１３の後段に接続され、他端１４ａ２は第２の単相インバータ１４ｂの一端１４ｂ１に接続されている。第２の単相インバータ１４ｂの他端１４ｂ２には、整流ダイオード２０のアノードが接続されている。このように第１の単相インバータ１４ａと第２の単相インバータ１４ｂは、その交流側端子で相互に直哲に接続されている。尚、第１の単相インバータ１４ａの直流電圧源１９と第２の単相インバータ１４ｂの直流電圧源１９は、同一の電圧値に設定される。

　図１１に示すように、複数個の単相インバータ１４ａ、１４ｂを直列接続してインバータ回路１００を構成した場合は、複数個の単相インバータ１４ａ、１４ｂの内、最終段に接続された単相インバータ１４ｂに於ける直流電圧源１９の負極側に、短絡スイッチ２１ａを接続することで、前述の図１０の場合と同様に動作して同様の効果を奏する。

　尚、平滑コンデンサ２２の放電時、及び第１の単相インバータ１４ａの直流電圧源１９と第２の単相インバータ１４ｂの直流電圧源１９の放電時に於ける、第１の単相インバータ１４ａと第２の単相インバータ１４ｂの第１の半導体スイッチ素子１７、第２の半導体スイッチ素子１８のオン、オフ制御については、前述の図７の場合と同様である。

　又、この実施の形態２の変形例に於いても、突入電流防止回路７はダイオードブリッジ１２の出力段に直列に接続されているが、これに限るものではなく、例えば、第１の単相インバータ１４ａと第２の単相インバータ１４ｂの間に直列に接続しても良い。

実施の形態３．
　図１２は、この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置は、図１２に示すように、実施の形態１及び実施の形態２の場合のようなダイオードブリッジ１２を備えておらず、交流電源１の一端が充電リレー２に直接接続され、突入電流防止スイッチ３及び突入電流防止抵抗４は、充電リレー２と並列に接続されている。充電リレー２の出力段は、整流電流検出回路３０とリアクトル１３に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路２９の一端２９１が直列接続されている。整流電圧検出回路３１は、交流電源１と並列に設けられている。

　インバータ回路２９は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴやソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ等から成る第１の半導体スイッチ素子１７、第２の半導体スイッチ素子１８、第３の半導体スイッチ素子２７、第４の半導体スイッチ素子２８、及び直流電源源１９から構成されている。又、直流電圧源１９に並列に直流電圧源電圧検出回路３２が接続されている。

　又、インバータ回路２９の他端２９２は、ダイオード２５ａが逆並列接続されたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子から成る第１の短絡スイッチ２３ａと第１の整流ダイオード２４ａの直列接続点に接続されている。更に、ダイオード２５ｂが逆並列接続されたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子から成る第２の短絡スイッチ２３ｂと第２の整流ダイオード２４ｂとの直列接続点が、交流電源１の他端に接続されている。第１の短絡スイッチ２３ａと第１の整流ダイオード２４ａは、第１の直列回路２６ａを構成し、第２の短絡スイッチ素子２３ｂと第２の整流ダイオード２４ｂは第２の直列回路２６ｂを構成する。

　第1の直列回路２６ａと第２の直列回路２６ｂは並列接続され、その出力段に平滑コンデンサ２２の両端子が接続されている。又、平滑コンデンサ２２に並列に平滑コンデンサ電圧検出回路３３が接続されている。この場合、第１の短絡スイッチ２３ａと第２の短絡スイッチ２３ｂは、半導体スイッチ素子に限るものではなく、機械式のスイッチ等で構成してもよいが、その場合にはダイオード２５ａ、２５ｂを逆並列接続する。

　この発明の実施の形態３による電力変換装置は、実施の形態１及び実施の形態２による電力変換装置に対して短絡スイッチ等の構成に於いて異なるが、それ以外は同様である。

　図１３は、この発明の実施の形態３による電力変換装置に於ける、突入電流防止動作を説明する説明図であって、動作開始直後に電流が流れる経路を太い実線で示している。図１３に於いて、動作開始時、充電リレー２と放電スイッチ５を夫々オフとし、第１の半導体スイッチ素子２７と第２の半導体スイッチ２８をオンとし、第３の半導体スイッチ素子１７と第４の半導体スイッチ１８をオフとし、第２の短絡スイッチ２３ｂをオンとし、第１の短絡スイッチ２３ａをオフにする。そしてこの状態で突入電流防止スイッチ３をオンとする。

　これにより、太い実線で示すように、交流電源１、突入電流防止スイッチ３、突入電流防止抵抗４、リアクトル１３、第３の半導体スイッチ素子２７、直流電圧源１９、第４の半導体スイッチ素子２８、第１の整流ダイオード２４ａ、平滑コンデンサ２２、第２の短絡スイッチ２３ｂ、交流電源１、という経路に電流が流れて、直流電圧源１９及び平滑コンデンサ２２が充電される。突入電流防止抵抗４により突入電流が低減される。

　その後、充電リレー２をオンとし、突入電流防止スイッチ３をオフとし、第３の半導体スイッチ素子２７をオフとし、第１の半導体スイッチ素子１７をオンとし、第１の短絡スイッチ２３ａをオンにすると、交流電源１から電流が流れる経路が、交流電源１、充電リレー２、リアクトル１３、第１の半導体スイッチ素子１７、第４の半導体スイッチ素子２８、第１の短絡スイッチ２３ａ、第２の短絡スイッチ２３ｂ、交流電源１という経路に変わる。

　次に、平滑コンデンサ２２の放電動作について説明する。図１４は、この発明の実施の形態３による電力変換装置に於ける、平滑コンデンサを放電するときに流れる電流の経路を示す説明図である。最初に、充電リレー２、突入電流防止スイッチ３を夫々オフとし、放電スイッチ５をオンとし、第１の半導体スイッチ素子１７と第４の半導体スイッチ２８をオンとし、第２の半導体スイッチ素子１８と第３の半導体スイッチ２７をオフとし、第１の短絡スイッチ２３ａをオンとし、第２の短絡スイッチ２３ｂをオフとする。

　これにより、図１４に太い実線で示すように、平滑コンデンサ２２に充電されている電荷が、平滑コンデンサ２２の正極、放電スイッチ５、突入電流防止抵抗４、リアクトル１３、第１の半導体スイッチ素子１７、第４の半導体スイッチ素子２８、第１の短絡スイッチ２３ａ、平滑コンデンサ２２の負極、の順で構成される第１の放電経路を流れ、平滑コンデンサ２２の放電を行う。

　次に、インバータ回路２９に於ける直流電圧源１９の放電動作について説明する。図１５は、この発明の実施の形態３による電力変換装置に於ける、直流電圧源を放電するときに流れる電流の経路を示す説明図である。直流電圧源１９を放電させるためには、先ず、充電リレー２、突入電流防止スイッチ３を夫々オフとし、放電スイッチ５をオンとし、第１の半導体スイッチ素子１７と第２の半導体スイッチ素子１８を夫々オンとし、第３の半導体スイッチ素子２７と第４の半導体スイッチ素子２８を夫々オフとし、第１の短絡スイッチ２３ａと第２の短絡スイッチ２３ｂをオフとする。

　これにより、図１５に太い実線で示すように、直流電圧源１９に充電されている電荷が、直流電圧源１９の正極、第２の半導体スイッチ素子１８、第１の整流ダイオード２４ａ、放電スイッチ５、突入電流防止抵抗４、リアクトル１３、第１の半導体スイッチ素子１７、直流電圧源１９の負極、の順で構成される第２の放電経路に流れ、直流電圧源１９の放電を行う。

　この実施の形態３では、前述の実施の形態１と同様の効果が得られると共に、更に、実施の形態１で用いたダイオードブリッジ１２を不要としているため、部品点数を低減でき装置構成が簡単になる。又、電流が通過する素子数が低減できるため導通損失を低減でき、電力変換装置全体の変換効率を向上できる。

　尚、この実施の形態３に於いても、実施の形態１に於ける変形例を示す図７で示したように、複数個の単相インバータを直列接続してインバータ回路１００を構成しても良い。この場合、突入電流防止抵抗４は、第１の単相インバータ１４ａと第２のインバータ１４ｂの間に直列に接続しても良い。

　又、前述の各実施の形態では、平滑コンデンサ２２に、整流素子として整流ダイオード２０、２４ａ、２４ｂを接続したが、これら整流ダイオードに替わって半導体スイッチを接続し、そのオン／オフ制御により同様の動作をさせるようにしても良い。

　又、前述の各実施の形態では、放電スイッチ５の一端は平滑コンデンサ２２の正極側に接続されているが、これに限るものではなく、平滑コンデンサ２２の負極側に接続されても良い。

実施の形態４．
　図１６は、この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。実施の形態１乃至３では、単相インバータにより構成されたインバータ回路を備えていたが、このインバータ回路に代えて、実施の形態４では、ＰＦＣ（Power　Factor　Correction）コンバータを備えたものである。

　図１６に於いて、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴやソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ等から成る半導体アスイッチ素子４２と、この半導体スイッチ素子４２の一端と平滑コンデンサ２２の一端との間に接続されたダイオード４１とは、ＰＦＣコンバータを構成する。尚、その他の構成は前述の実施の形態と同様である。

　次に、実施の形態４に於ける電力変換装置の動作について説明する。充電開始時には、平滑コンデンサ電圧検出回路３３が検出する平滑コンデンサ２２の電圧値が所定の電圧値未満のときは、制御部６は充電リレー２をオフとし、放電スイッチ５をオフとし、突入電流防止スイッチをオンとする。これにより、ダイオードブリッジ１２からの突入電流を防止する。その後、平滑コンデンサ電圧検出回路３３が検出する平滑コンデンサ２２の電圧値が所定の電圧値以上あると判断した場合には、制御部６は充電リレー２をオンとし、突入電流防止スイッチ３をオフとし、放電スイッチ５をオフとする。これにより、交流電源１、ダイオードブリッジ１２、充電抵抗２、リアクトル４０、整流ダイオード４１、平滑コンデンサ２２、ダイオードブリッジ１２、交流電源１の充電経路により、平滑コンデンサ２２の充電が行われる。

　次に放電動作時について説明する。即ち、平滑コンデンサ電圧検出回路３３が検出する平滑コンデンサ２２の電圧値が所定値以上のときは、制御部６は充電リレー２をオフとし、突入電流防止スイッチ３をオフとし、放電スイッチ５をオンとする。これにより、平滑コンデンサ２２に蓄えられている電荷は、平滑コンデンサ２２の正極、放電スイッチ５、突入電流防止抵抗４、リアクトル４０、半導体スイッチ素子４２、平滑コンデンサ２２の負極、の順に形成される第５の放電経路を流れ、平滑コンデンサ２２は放電する。

　この実施の形態４では、前述の実施の形態１と同様の効果が得られると共に、部品点数を低減でき装置構成が簡単になる。又、電流が通過する素子数が低減できるため導通損失を低減でき、電力変換装置全体の変換効率を向上できる。

　この発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置の分野に利用可能であり、特に自動車等の車両に搭載される車載用電力変換装置の分野、更には自動車産業等に於いて有用である。

１　交流電源　　　　　　　　　　　２　充電リレー
３　突入電流防止スイッチ　　　　　４　突入電流防止抵抗
５　放電スイッチ　　　　　　　　　６　制御部
７　突入電流防止回路　　　　　　　１２　ダイオードブリッジ
１３　リアクトル　　　　　　　　　１４、２９、１００　インバータ回路
１４ａ　第１の単相インバータ　　　１４ｂ　第２の単相インバータ
１５　第１のダイオード　　　　　　１６　第２のダイオード
１７　第１の半導体スイッチ素子　　１８　第２の半導体スイッチ素子
１９　直流電圧源　　　　　　　　　２０　整流ダイオード
２１、２１ａ　短絡スイッチ　　　　２２　平滑コンデンサ
２３ａ　第１の短絡スイッチ　　　　２３ｂ　第２の短絡スイッチ
２４ａ　第１の整流ダイオード　　　２４ｂ　第２の整流ダイオード
２５ａ、２５ｂ　ダイオード　　　　２６ａ　第１の直列回路
２６ｂ　第２の直列回路　　　　　　２７　第３の半導体スイッチ素子
２８　第４の半導体スイッチ素子　　３０　整流電流検出回路
３１　整流電圧検出回路　　　　　　３２　直流電圧源検出回路
３３　平滑コンデンサ電圧検出回路
４０ａ、４０ｂ、４０ｃ、４０ｄ、４０ｅ、４０ｆ　制御線
４１ａ、４１ｂ、４１ｃ　信号線

Claims

　交流電源の後段に接続されインバータ回路と、
　前記インバータ回路の後段に整流素子を介して接続された平滑コンデンサと、
　前記インバータ回路の前段に接続され、オンのとき前記交流電源の出力に基づく電気量を前記インバータ回路へ入力し、オフのとき前記インバータ回路への前記電気量の入力を遮断する充電スイッチと、
　突入電流防止スイッチと、前記突入電流防止スイッチの後段に直列接続された突入電流防止抵抗とを有する突入電流防止回路と、
を備え、
　前記突入電流防止回路は、前記充電スイッチに並列接続されている、
ことを特徴とする電力変換装置。
　前記充電スイッチと前記突入電流防止スイッチのオン／オフを制御する制御部と、
　前記平滑コンデンサの電圧値を検出する電圧検出手段と、
を備え、
　前記制御部は、前記電圧検出手段が検出した前記平滑コンデンサの電圧値に基づいて、前記制御を行なう、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、動作開始時には、前記充電スイッチをオフとし、前記突入電流防止スイッチをオンとする、
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、
　前記電圧検出手段により検出した電圧値が所定値未満ときは、前記充電スイッチをオフとし、前記突入電流防止用スイッチをオンとし、
　前記電圧検出手段により検出した電圧値が前記所定値以上のときは、前記充電スイッチをオンとし、前記突入電流防止スイッチをオフとする、
ことを特徴とする請求項２又は３に記載の電力変換装置。
　前記突入電流防止スイッチと前記突入電流防止抵抗との間に一端が接続され、他端が前記平滑コンデンサの一端に接続された放電スイッチを備え、
　前記放電スイッチは、オンのとき前記平滑コンデンサの一端を前記突入電流防止抵抗の前段に接続し、オフのとき前記平滑コンデンサの一端と前記突入電流防止抵抗の前段との接続を遮断する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のうちの何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記充電スイッチと前記突入電流防止スイッチと前記放電スイッチのオン／オフを制御し、
　前記電圧検出手段が検出した前記平滑コンデンサの電圧値に基づいて、前記制御を行なう、
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、
　前記電圧検出手段により検出した電圧値が所定値以上のときは、前記充電スイッチと前記突入電流防止スイッチを夫々オフとし、前記放電スイッチをンとする、
ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
　前記交流電源の出力を整流する整流回路を備え、
　前記インバータ回路は、第１の半導体スイッチ素子と第１のダイオードとを直列接続してなる第１の直列回路と、第２の半導体スイッチ素子と第２のダイオードとを直列接続してなる第２の直列回路と、直流電圧源とを備えた単相インバータ回路により構成され、
　前記第１の直列回路と前記第２の直列回路は、並列接続され、
　前記直流電圧源は、前記第１の直列回路と前記第２の直列回路の並列接続点の間に接続されている、
ことを特徴とする請求項１乃至７のうちの何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記インバータ回路は、前記単相インバータ回路を複数個直列に接続して構成されている、
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
　前記整流素子の一端はインバータ回路の後段に接続され、前記整流素子の他端は前記平滑コンデンサの一端に接続され、
　前記平滑コンデンサの他端は、短絡スイッチを介して前記整流素子の一端に接続されている、
ことを特徴とする請求項８又は９に記載の電力変換装置。
　前記放電スイッチと、前記突入電流防止抵抗と、前記インバータ回路の少なくとも１つの半導体スイッチ素子と、前記短絡スイッチと、前記平滑コンデンサとを含む第１の放電経路と、
　前記インバータ回路の少なくとも１つの半導体スイッチ素子と、前記整流素子と、前記放電スイッチと、前記突入電流防止抵抗と、前記直流電圧源とを含む第２の放電経路とを備え、
　前記制御部は、前記第１の放電経路と前記第２の放電経路とを切り替える切り替え手段を備えている、
ことを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
　前記平滑コンデンサの電圧値を検出する平滑コンデンサ電圧検出手段と、
　前記直流電圧源の電圧値を検出する直流電圧源電圧検出手段と、
を備え、
　前記切り替え手段は、
　前記検出した前記平滑コンデンサの電圧値と前記検出した直流電圧源の電圧値とを比較し、前記平滑コンデンサの電圧値が前記直流電圧源の電圧値以上の場合は、前記第１の放電経路を有効とし且つ前記第２の放電経路を無効とし、前記平滑コンデンサの電圧値が前記直流電圧源の電圧値未満の場合は、前記第２の放電経路を有効とし且つ前記第１の放電経路を無効として、前記切り替えを行なう、
ことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
　前記切り替え手段は、前記第１の放電経路と前記第２の放電経路とのうちの何れか一方を有効として前記平滑コンデンサと前記直流電圧源とのうちの何れか一方を放電した後に、前記放電した前記平滑コンデンサの電圧値又は前記直流電圧源の電圧値が予め定めた所定値を下回った場合、前記有効としている前記一方の放電経路を無効とし、且つ無効としている他方の放電経路を有効とする、
ことを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
　前記第１の放電経路と前記第２の放電経路を流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
　前記切り替え手段は、前記第１の放電経路と前記第２の放電経路とのうちの何れか一方を有効として前記平滑コンデンサと前記直流電圧源とのうちの何れか一方を放電した後に、前記検出した前記放電経路を流れる電流値が予め定めた所定値を下回った場合、前記有効としている前記一方の放電経路を無効とし、且つ無効としている他方の放電経路を有効とする、
ことを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
　前記充電スイッチの一端は、前記交流電源の一端に接続され、
　前記インバータ回路は、第１の半導体スイッチ素子と第３の半導体スイッチ素子とを直列接続してなる第１の直列回路と、第２の半導体スイッチ素子と第４の半導体スイッチ素子とを直列接続してなる第２の直列回路と、直流電圧源とを備えた単相インバータにより構成され、
　前記第１の直列回路と前記第２の直列回路は、並列接続され、
　前記直流電圧源は、前記第１の直列回路と前記第２の直列回路の並列接続点の間に接続されている、
ことを特徴とする請求項１乃至７のうちの何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記インバータ回路は、前記単相インバータ回路を複数個直列に接続して構成されている、
ことを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
　前記突入電流防止スイッチと前記突入電流防止抵抗との間に一端が接続され、他端が前記平滑コンデンサの一端に接続された放電スイッチを備え、
　前記放電スイッチは、オンのとき前記平滑コンデンサの一端を前記突入電流防止抵抗の前段に接続し、オフのとき前記平滑コンデンサの一端と前記突入電流防止抵抗の前段との接続を遮断する、
ことを特徴とする請求項１５又は１６に記載の電力変換装置。
　前記第２の半導体スイッチ素子と前記第４の半導体スイッチ素子との直列接続点に一端が接続され、他端が前記平滑コンデンサの一端に接続された第１の整流素子と、
　前記交流電源の他端に一端が接続され、他端が前記平滑コンデンサの一端に接続された第２の整流素子と、
　前記第１の整流素子の一端と前記平滑コンデンサの他端との間に接続された第１の短絡スイッチと、
　前記第２の整流素子の一端と前記平滑コンデンサの他端との間に接続された第２の短絡スイッチと、
を備えたことを特徴とする請求項１５乃至１７のうちの何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記放電スイッチと、前記突入電流防止抵抗と、前記インバータ回路の少なくとも１つの半導体スイッチ素子と、前記第１の短絡スイッチと、前記平滑コンデンサとを含む第１の放電経路と、
　前記インバータ回路の少なくとも１つの半導体スイッチ素子と、前記第１の整流素子と、前記放電スイッチと、前記突入電流防止抵抗と、前記直流電圧源とを含む第２の放電経路とを備え、
　前記制御部は、前記第１の放電経路と前記第２の放電経路とを切り替える切り替え手段を備えている、
ことを特徴とする請求項１８に記載の電力変換装置。
　前記平滑コンデンサの電圧値を検出する平滑コンデンサ電圧検出手段と、
　前記直流電圧源の電圧値を検出する直流電圧源電圧検出手段と、
を備え、
　前記切り替え手段は、
　前記検出した前記平滑コンデンサの電圧値と前記検出した直流電圧源の電圧値とを比較し、前記平滑コンデンサの電圧値が前記直流電圧源の電圧値以上の場合は、前記第１の放電経路を有効とし且つ前記第２の放電経路を無効とし、前記平滑コンデンサの電圧値が前記直流電圧源の電圧値未満の場合は、前記第２の放電経路を有効とし且つ前記第１の放電経路を無効として、前記切り替えを行なう、
ことを特徴とする請求項１９記載の電力変換装置。
　前記切り替え手段は、前記第１の放電経路と前記第２の放電経路とのうちの何れか一方を有効として前記平滑コンデンサと前記直流電圧源とのうちの何れか一方を放電した後に、前記放電した前記平滑コンデンサの電圧値又は前記直流電圧源の電圧値が予め定めた所定値を下回った場合、前記有効としている前記一方の放電経路を無効とし、且つ無効としている他方の放電経路を有効とする、
ことを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。
　前記第１の放電経路と前記第２の放電経路を流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
　前記切り替え手段は、前記第１の放電経路と前記第２の放電経路とのうちの何れか一方を有効として前記平滑コンデンサと前記直流電圧源とのうちの何れか一方を放電した後に、前記検出した前記放電経路を流れる電流値が予め定めた所定値を下回った場合、前記有効としている前記一方の放電経路を無効とし、且つ無効としている他方の放電経路を有効とする、
ことを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。
　前記インバータ回路の前段若しくは後段に接続された限流手段を備えている、
ことを特徴とする請求項１乃至２２うちの何れか一項に記載の電力変換装置。
　交流電源の後段に接続され前記交流電源の出力を整流する整流回路と、前記整流回路の出力端子間に接続された半導体スイッチ素子と、により構成されたＡＣ／ＤＣコンバータと、
　前記ＡＣ／ＤＣコンバータの後段に整流素子を介して接続された平滑コンデンサと、
　前記整流回路の後段と前記半導体スイッチ素子との間に接続され、オンのとき前記整流回路の出力を前記半導体スイッチ素子へ入力し、オフのとき前記半導体スイッチ素子への入力を遮断する充電スイッチと、
　突入電流防止スイッチと、前記突入電流防止スイッチの後段に接続された抵抗とを有する突入電流防止回路と、
を備え、
　前記突入電流防止回路は、前記充電スイッチに並列接続されている、
ことを特徴とする電力変換装置。
　前記充電スイッチと前記突入電流防止スイッチのオン／オフを制御する制御部と、
　前記平滑コンデンサの電圧値を検出する電圧検出手段と、
を備え、
　前記制御部は、前記電圧検出手段が検出した前記平滑コンデンサの電圧値に基づいて、前記制御を行なう、
ことを特徴とする請求項２４に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、動作開始時には、前記充電スイッチをオフとし、前記突入電流防止スイッチをオンとする、
ことを特徴とする請求項２５に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、
　前記電圧検出手段により検出した電圧値が所定値未満ときは、前記充電スイッチをオフとし、前記突入電流防止用スイッチをオンとし、
　前記電圧検出手段により検出した電圧値が前記所定値以上のときは、前記充電スイッチをオンとし、前記突入電流防止スイッチをオフとする、
ことを特徴とする請求項２５又は２６に記載の電力変換装置。
　前記突入電流防止スイッチと前記突入電流防止抵抗との間に一端が接続され、他端が前記平滑コンデンサの一端に接続された放電スイッチを備え、
　前記放電スイッチは、オンのとき前記平滑コンデンサの一端を前記突入電流防止抵抗の前段に接続し、オフのとき前記平滑コンデンサの一端と前記突入電流防止抵抗の前段との接続を遮断する、
ことを特徴とする請求項２４乃至２７のうちの何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記充電スイッチと前記突入電流防止スイッチと前記放電スイッチのオン／オフを制御し、
　前記電圧検出手段が検出した前記平滑コンデンサの電圧値に基づいて、前記制御を行なう、
ことを特徴とする請求項２８に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、
　前記電圧検出手段により検出した電圧値が所定値以上のときは、前記充電スイッチと前記突入電流防止スイッチを夫々オフとし、前記放電スイッチをンとする、
ことを特徴とする請求項２８又は２９に記載の電力変換装置。
　前記放電スイッチと、前記突入電流防止抵抗と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチ素子と、前記平滑コンデンサとを含む放電経路を備え、
　前記制御部は、前記検出した平滑コンデンサの電圧値が予め設定した所定値以上の場合は、前記放電経路を有効とし、前記平滑コンデンサの電圧値が前記所定値未満の場合は、前記放電経路を無効とする、
ことを特徴とする請求項２４乃至２９のうちの何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記放電経路を流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
　前記制御部は、前記放電経路を有効として前記平滑コンデンサを放電した後に、前記検出した前記放電経路を流れる電流値が予め定めた所定値を下回った場合、前記有効としている前記放電経路を無効とする、
ことを特徴とする請求項３１に記載の電力変換装置。