CN1909319A - 具有双栅极双向hemt的高效涌流限制电路 - Google Patents

Abstract

根据本发明的一个实施例的升压变换器，包括适于整流输入交流电压的输入整流桥，与输入整流桥连接的第一感应器，连接到第一感应器用于连接直流母线的输出电容器，连接在输出电容器和第一感应器之间的第一双向半导体开关，设置于第一感应器附近并且具有连接到公共接地的第一端的第二感应器，以及设置在第二感应器和输出电容器之间的第二双向半导体开关。涌流控制装置可以用于控制第一和第二双向半导体开关以防止电流涌入。

Description

具有双栅极双向HEMT的高效涌流限制电路

相关申请的参考

[0001]本申请是2005年8月11日申请的发明名称为“SELF-DRIVENSYNCHRONOUS RECTIFIED BOOST CONVERTER WITH INRUSHCURRENT PROTECTION USING BIDIRECTIONAL NORMALLY ONDEVICE”的美国系列专利申请No.11/202,134中的一部分，并且要求于2004年8月12日申请的美国临时申请60/600,914的权利和优先权，在此其全部内容并入本文以供参考。

[0002]本申请还要求于2005年6月27日申请的发明名称为“EFFICIENT IN-RUSH CURRENT LIMITING CIRCUIT WITH DUALGATED BIDIRECTIONAL HEMTs：REGUAR BOOST AND FLYBACKSTRUCTURES INTEGRATION THROUGH CONTROLLEDCASCODED RECTIFIER”的美国临时专利申请No.60/694,329的优先权，在此其全部内容并入本文以供参考。

背景技术

[0003]功率因素校正(PFC)是减少交流电路驱动系统中谐波发射的国际标准(EN61000-3-2)中所必需的。最普通的解决这一问题的传统方式是使用一个输入整流器电桥，跟一个由电压和电流回路控制的升压式开关变换器。图1所示的是一典型的PFC整流级，通常标示为10，其包括输入电路12，通过升压扼流圈18给MOSFET16馈电的二极管桥式整流器14，和通过电容22提供输出功率的升压二极管20。一个负载电路，如示意性示出的电阻24，跨接在电容22两端。

[0004]MOSFET16的门控和PFC由一合适的逻辑电路26来提供。通过这个电路，变换器输入12上的电压和电流总是成比例的，从而在系统输入中产生需要的阻性。

[0005]在升压拓扑结构中会出现两个典型的问题，即高的逆回复损耗和启动涌流的控制。对于第一个问题，当MOSFET 16在正常运行中打开时，升压二极管20的逆回复电荷引起大量的切换损耗，严重地限制了切换频率的最大值。

[0006]第二个问题典型地出现在系统启动时，当输出电容22放电时：输出电容由整流后的交流电线充电。充电电流的振幅由输入回路的阻抗限制，这产生了能够导致元件故障的大量涌流。

[0007]在传统的拓扑结构中，没有在必要时能通过切断电路来控制充电电流的开关。解决这个问题的传统方法是采取一些带继电器的负温度系数(NTC)、或标准电阻器，或一些SCR，如图1中整流器桥的输入侧所示。

[0008]在升压变换器中PFC的具体传统实施方案，可以在下列美国专利中找到：Matsumoto等人的US6285170 B1“SWITCHING POWERSUPPLY”；Bernstein等人的US5420780“APPARATUS FOR LIMITINGINRUSH CURRENT”；Ma的US5994882“SYNCHRONOUS RECTIFIERFOR BOOST CONVERTERS”。然而，在所有的这些专利中，解决方案仅涉及两种主要问题中的一个(涌流和逆回复损耗)，并且它们都要使用并不能便利地制作成逆变器集成电路(IC)一部分的附加元件。很显然，必需存在一个更好的解决两方面问题的办法，并且还便于集成。

发明内容

[0009]本申请旨在满足上述需求，其中通过用一个双向常导通半导体开关取代图1中所示的升压二极管。这个已知的装置可以在两个方向通导和阻塞电流，它有时被称为四象限开关，因为该开关可以在两方向通导电流和阻塞电压，从而可在VI平面的四个象限内起作用。这样一个装置的示意图如图2所示，通常指示为32。

[0010]在此，双向电流路径在第一源极端34和第二源极端36之间。由连接在第一栅极(gate)端40和源极端34之间的第一电压源38和连接在第二栅极端44和源极端36之间的第二电压源42提供的偏电压进行控制。这种装置的特征在于：当负偏压施加到这对栅极源中的一个或者两个上时，该装置将被关闭。只有两栅极的电压都为零时，电流才能在两个源极端之间流动。

[0011]根据本发明的第一方面，同步整流功能和涌流限制功能通过单个双向常开开关在升压变换器中实现。更优选地，根据本发明的这个方面，升压变换器应用的是自驱动(升压)的拓扑结构。更有利地，双向开关和关联电路是本身实现升压变换器的IC的组成部分。

[0012]根据本发明的第二方面，具有涌流限制保护的自驱动升压变换器，通过使用一个具有连接在这对线路侧端的栅极和源极端之间的低压肖特基二极管的常开双向半导体开关替代传统的升压二极管来实现。

[0013]根据本发明的第三方面，涌流限制保护通过在升压变换器中使用一个常开双向半导体开关替代传统的升压二极管来实现，其中当负荷电流达到危险水平时利用一个栅极(优选为负载侧栅极)在相配的逻辑电路的控制下关断该双向开关。

[0014]进一步根据本发明的第三方面，这里可提供连接在双向开关的栅极及源极端子对中的一对之间的低压肖特基二极管，优选为线路侧端对，其中该双向开关具有将负载侧栅极端连接到电路保护逻辑电路的第二个肖特基二极管。

[0015]根据发明各方面的电路只需增加最少的额外元件以保证装置既经济又容易实现具有升压变换器的集成电路。传统操作上的功能性改进仍然可以实现。由于同步整流的作用使电路非常高效，仅仅低压肖特基二极管的小正向电压(0.2-0.3V)和开关的R_DSon损耗有助于导通损耗。优于表现出高导通损耗的最先进的宽带隙整流二极管相比(SIC和GaAs)，。而且，也没有逆回复损耗，仅仅是开关电容的电容性放电。

[0016]考虑到涌流的限制功能，一个重要的优点是电路路径可以在任何给定时间内打开，这可以提供一个固体状态的保险丝作用。因此，可以进行完善且精确的涌流控制。

[0017]根据本申请的另外实施例，升压逆变器包括适于整流输入交流电压的输入整流桥，与输入整流桥相连的第一感应器，与第一感应器连接的用于连接到直流母线的输出电容器，在输出电容器和第一感应器之间连接的第一双向半导体开关，靠近第一感应器、第一端连接到公共接地的第二感应器，以及位于第二感应器和输出电容器之间的第二双向半导体开关。

[0018]本发明的其他特性和优点可以从以下根据附图的本发明的描述中变得明显。

附图说明

[0019]图1是具有升压变换器拓扑结构的典型PFC整流器部分的示意性电路图。

[0020]图2是表现一个双向常开开关功能的示意图。

[0021]图3是对根据本发明实现涌流限制的同步升压变换器的简化示意图。

[0022]图4是根据本发明的自驱动同步整流器升压变换器的示意图。

[0023]图5是图4的设备执行涌流保护的电路图。

[0024]图6是表现预先电容器充电回路的示意图。

[0025]图7是根据发明一实施例用于在不同电压源之间控制电流的双向开关装置的示意图。

[0026]图8是一个简化的示意图，其表现了根据本发明另一实施例的实现涌流限制的同步升压变换器。

[0027]图9是模拟图8中电路所得到的结果的图表。

[0028]贯穿这些附图，相同的部分由相同的附图标记表示。

具体实施方式

现在参考图3，一般由表示为50的同步升压变换器的基本原理是具有与图1的传统电路有着同样的一般体系结构，即具有二极管整流器桥14，下侧(low side)的MOSFET16，升压扼流圈18和与负载电路24并联的输出电容22。然而，图1的升压二极管由如前所述类型且如图2所示的双向常开开关52所取代。涌流和同步整流控制是逻辑单元54提供的，这一逻辑单元可以是任何合适或需要的类型，或者如下面所述实施例所描述的，对开关52产生适当的控制信号。MOSFET16由合适的脉冲宽度调制逻辑电路(未显示)以传统的方式驱动。

[0029]一个优选但并非限制性的实施使用连接在双向开关64的线路侧端栅极60和源极终端62之间的肖特基二极管58。在该实施中，负载端栅极66不被驱动，并且因此直接与负载侧源极68连接。

[0030]开关64需要能够在两个方向上阻止电压。在升压变换器中，当输出电容22放电时，输出电压比输入电压低。但是，当电路运行时，输出电压总是大于输入电压。相应地，开关64需要至少能在一个方向传导电流。

[0031]这一功能通过使用产生打开开关64的栅极信号的低压肖特基二极管58来实现。当MOSFET16打开时，电流将转向其漏极。一旦开始在肖特基二极管58两端建立起电压，开关64则关断，阻碍输出电压。当MOSFET16关断时，发生相反的过程。

[0032]如前面提到的，在图4的电路中，第二栅极66不被使用并且不会影响运行。但是，因为栅极66能独立用于控制开关64的运行，所以它也可以实现涌流的保护，如图5所示。

[0033]如图5所示，涌流保护执行电路70与电路56不同，在电路56中二极管72(优选为齐纳击穿类型)设置在开关64的负载电路栅极端66和漏极端68之间，并且从MOSFET16到下侧轨线80(rail)的电流路径由电阻器74和电容器76的一系列组合来提供。另外，开关78并联电容器76。这由PFC逻辑电路78运转来控制栅极66的电压。另外，如下所述，还可以提供串联的涌流二极管82和涌流电阻器84。

[0034]运行中，在系统启动时，当交流电线应用到跨接在桥14两端的系统时，输出电容器22仍然放电。不管开关78的位置如何，仍然会出现0伏偏压施加于栅极66并且开关68因此被打开。

[0035]当电流开始流过感应器18、二极管58和开关64(假定涌流二极管82和电阻器84不存在)时，电压开始在输出电容器22上产生。当控制开关78关闭，同样的输出电压将会出现在钳位二极管72上并因此施加于开关68的栅极66。当输出电压达到开关68的阀值电压时，开关关闭，从而阻止充电电流路径。

[0036]当控制开关78打开时，电容器76开始充电直到与电容器22相同的电压，当电容器76充电时，栅极66将会追踪电压。充电的时间由电阻器74和电容器76的RC时间常量决定，并且可以任意地延长以将涌流限制到期望值。可选择地，开关78可以被脉宽调制(PWM)以控制输入电流的上升率。涌流二极管82和涌流电阻器84也可以用来为输出电容器22充电提供一个额外路径。

[0037]运行中，开关78可以在任何时候闭合以打开从输入到输出的电流路径。PFC控制通常可以控制母线(bus)电流。当达到规定的电流限制时，开关78将关闭，这将引起栅极66上的负偏压并打开开关64。

[0038]根据本申请的另一实施例，涌流保护可以通过在升压变换器电路中使用一个或多个双向开关装置实现。如前所述，例如当图1中输出电容22放电时，输出电容器通过整流后的交流线充电或再充电。放电电流的振幅由输入回线的阻抗限制，但是，如果给定一相当低的输入回线阻抗，就会产生很大的涌流并导致元件故障。相似地，大量的涌流也可以引发触发器(trigger)的保护特性和/或过热。

[0039]图6是说明电容器的预充电回路的示意性图表。也就是，图6示意性地说明了给输出电容器(图1中的电容器22)充电的电流途经的路径，为了便于说明该电容器由图6中母线电容器Cbus所表示。因为直流母线电压优选由此电容器提供，所以母线电容器Cbus也是如此。然后，各种装置可以通过直流电母线供电以提供阻性负载。来自交流电压电源162(AC主线)的电流穿过任何传统或期望的能消除或减少电磁器干扰的电磁器干扰(EMI)消除设备164。然后，电流穿过一适当的整流器163到达感应器18和升压二极管20，然后到达母线电容器Cbus。这样，在图6中可以看出电容器Cbus和交流电压电源162之间的路径有一个相当低的阻抗，这导致启动时产生相当大的电流峰值。这些峰值不仅会损坏元件，还会在主要线路中引发保护特性并因此中断供电。

[0040]图7是说明使用与前述参考图2类似的双向半导体开关170以控制不同电压源Vin和Vbus之间的电流的电路图。Vin和Vbus能被简单地想象成与输入电压和输出电压或直流电母线两端的电压一样。如图7所描述的一样，开关170包括两个源极S1和S2，并且具有两个相应的栅极G1和G2。当Vin比Vbus大时，比如在输出电容器或母线电容器放电时启动，源极S2是开关170的负端。这样，开关170能利用开关M4有效地打开和关闭，电阻器172和二极管DZ在G2上施加一个负电压。当开关M4关闭，栅极G2通过电阻器172放电，在G2上产生电压不比在S2上的更低，开关170保持打开。当开关M4打开，二极管MZ控制G2和S2之间的栅极电源电压在-15伏，这样提供关闭开关170必须的负偏压电压。需注意的是，当启动后电路工作的大部分时间中Vin比Vbus低时，S1是开关170的主要负性终端，这样栅极G2不再影响开关170的功能。

[0041]利用上述原理，将关于图8详细描述根据本发明另一实施例的升压变换器电路。图8的电路包括许多与图5电路相同的元件，相同的元件附图标记用于表示相同的元件。

[0042]在图8的电路中，交流线电压通过二极管桥14应用于感应器18。功率因素校正可以由PFC控制装置78中的逻辑电路提供，比如控制开关M1。在图8的电路中，传统的升压电容器被与上面图7中描述的开关170类似的方式提供的双向半导体开关180(共基放大器主组)所取代。开关180的第二栅极G2与包括两个电阻器182、184，齐纳二极管DZ¹和功率MOSFET M2的外部电路相连。图5中的涌流二极管82和电阻器84被与另一个包括两个电阻器192、194，齐纳二极管DZ²和MOSFET M3的外部电路连接的第二双向开关190(共基放大器附属)取代。第二感应器195被安置在感应器18的附近。与一次绕阻电感连接的第二感应器195的第一侧接地或与下侧轨线相连，而另一侧与第二开关190的第一源极S1′相连。第一和第二开关180、190的第二源极S2、S2′与输出电容器相连，这再次被表示为母线电容器Cbus。涌流控制装置196控制MOSFET M2和M3以分别控制第一和第二双向开关180、190。

[0043]图8的电路以两种模式运行。在模式A中，电容器预先充电，PFC控制停止，母线电容器Cbus被放电并将被充电。也就是说，模式A对应着启动。涌流控制装置196使M3关闭并有效地转换M2。随着M3的关闭，开关190类似于传统二极管一样工作。涌流控制调制M2控制涌流。连接的第二感应器195保持第二开关190反偏置。

[0044]当M2关闭时，开关180类似于二极管一样工作。电流从交流主线流过，通过桥14、感应器18、开关180到母线电容器Cbus为电容器充电。当M2打开时，开关180以与如前图7中描述的方式相似的方式关闭。也就是说，二极管DZ¹将在开关180的G2和S2之间的栅极到源极电压-嵌位到直流母线的底部轨线，这样提供了关闭开关180所需的负偏压。第二感应器185中的磁能量贮存允许电流通过第二感应器195流经开关190流向Cbus。这样，当电流被提供为电阻器Cbus充电时，贮存在感应器核心的磁能量通过线圈195和开关190释放。

[0045]在第二种方式中，涌流控制装置196保持M2关闭而打开M3。因此，可防止第二双向开关190打开，这样将第二感应器195从母线电容器Cbus断开。另一方面，开关180起了传统升压二极管的作用。因为这一点，母线电容器Cbus已经被充电，涌流的危险不存在了，这样就允许开关180如普通二极管一样安全运行。

[0046]如同PFC控制装置，涌流控制装置196充分利用了相同的回馈信息，包括可以由电阻器R10和R12之间的点提供的母线电容器Cbus两端的电压。

[0047]图9是模拟图8中电路所得到的结果的图表。可以看出，导通周期被限制到当输入电压比母线电容器Cbus两端的母线电压大的时间周期。

[0048]利用图8的电路可以提供便宜可靠的涌流限制。两个双向半导体开关180、190结合电阻器182、184、192、194以及联合二极管DZ¹和DZ²与涌流控制装置196一起的使用，消除了传统的用来控制涌流的昂贵、不可靠、占用空间的电化学继电器和效率低的NCT电阻器。进一步地，涌流控制可以通过单一的增强的PFC控制装置来实行，该装置提供功率因数校正和进一步简化图8中电路的涌流控制。双向半导体开关180和190的作用更象在系统故障情况下能被切断的固态开关，这比传统的保险丝更加方便。

[0049]虽然已经根据具体实施例描述了本发明，但是根据在此的描述，许多其他变化、修正和其他用途对于本领域技术人员也是显而易见的。因此，本发明不限制于在此具体公开的内容，而是根据所附权利要求给定所允许的全部范围。

Claims (9)

1、一种升压变换器，包括：

适于整流输入交流电压的输入整流桥；

与输入整流桥相连的第一感应器；

连接到第一感应器用于连接直流母线的输出电容器；

连接在输出电容器和第一感应器之间的第一双向半导体开关；

电磁耦合到第一感应器并且具有连接到公共接地的第一端的第二感应器；

设置在第二感应器和输出电容器之间的第二双向半导体开关。

2、根据权利要求1所述的升压变换器电路，进一步包括：

连接第一双向半导体开关且可操作打开或关闭第一双向半导体开关的第一控制开关；

连接第二双向半导体开关且可操作打开或关闭第二双向半导体开关的第二控制开关；

可操作控制第一和第二控制开关的涌流控制装置。

3、根据权利要求2所述的升压变换器电路，进一步包括：

连接在第一双向半导体开关的第一栅极和第一源极之间的第一开关齐纳二极管，其中第一双向半导体开关的第一栅极和第一源极在第一双向半导体开关的输出电容器一侧；

连接在第一双向半导体开关的第一栅极和第一源极之间并且与第一开关齐纳二极管并联的第一开关电阻器；

连接到第一栅极、第一开关齐纳二极管和第一开关电阻器中每的第一中间电阻器，其中第一控制开关连接在第一中间电阻器和直流母线的下侧轨线之间，如此，当打开时为第一双向半导体开关的第一栅极提供负电压而使之关闭。

4、根据权利要求3所述的升压变换器电路，进一步包括：

连接在第二双向半导体开关的第一栅极和第一源极之间的第二开关齐纳二极管，其中第二双向半导体开关的第一栅极和第一源极在第二双向半导体开关的输出电容器一侧；

连接在第二双向半导体开关的第一栅极和第一源平极之间并且与第二开关齐纳二极管并联的第二开关电阻器；

连接到第二双向半导体开关的第一栅极、第二开关齐纳二极管和第二开关电阻器中每一个的第二中间电阻器，其中第二控制开关连接在第二中间电阻器和直流母线的下侧轨线之间，如此，当打开时给第二双向半导体开关的第一栅极提供负电压而使之关闭。

5、根据权利要求2所述的升压变换器，其中涌流控制装置控制第二控制开关使第二双向半导体装置打开，在输入电压比输出电容器两端的电压高时，控制第一控制开关适当地打开或关闭第一双向半导体开关。

6、根据权利要求2所述的升压变换器，其中，当输入电压比输出电容器两端的电压低时，涌流控制装置控制第二控制开关使第二双向半导体装置关闭，控制第一控制开关使第一双向半导体开关打开。

7、根据权利要求1所述的升压变换器，进一步包括：

连接在直流母线的上侧轨线和下侧轨线之间并且设置于第一感应器和第一双向半导体开关之间的功率开关；

功率因数校正控制装置可操作功率开关为升压变换器提供功率因数校正。

8、根据权利要求5所述的升压变换器，其中功率开关是功率MOSFET。

9、根据权利要求1所述的升压变换器，其中第一和第二双向开关和升压变换器的其他部分制造在单独的集成电路上。

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