JP6375845B2 - モータ制御装置、及びモータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置、及びモータ制御方法に関するものである。

特許文献１には、交流電動機の制御装置が開示されている。特許文献１では、交流電動機が直流電源にインバータを介して接続されている。そして、インバータの各相には、スイッチング素子が設けられている。スイッチング素子をスイッチングするタイミングをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御することで、交流電動機が駆動する。

インバータの直流側電圧が基準値以上になった場合に、回生制御スイッチのオンと同時に、インバータの上アームの各スイッチング素子をオンさせている。そして、交流電動機の一次巻線の中性点とインバータの上アームの各スイッチング素子との間に回生電流としての出力零相電流を流している。この構成では、回生時に発熱する回生抵抗を無くすことができるため、装置を小型化することができる。さらに、インバータの交流側の各相に設けられた電流検出手段が、回生時にインバータに流れる零相電流を検出している。

特開２００９−２２０６０号公報

ところで、アーム機構に用いられるアクチュエータのモータ制御には、上記のようなＰＷＭ制御が広く用いられている。このような、モータ制御方式は、工場設備機器用（以下、Ｆ／Ａ（Ｆａｃｔｏｒｙ Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ）用途）のアーム機構に広く適用されている。さらに、モータ制御方式は、Ｆ／Ａ用途のアーム機構だけに限らず、歩行ロボット等のヒューマノイドロボット（以下、ロボット用途）にも適用されている。

Ｆ／Ａ用途では、図１４に示すように、アーム機構４０のアクチュエータ４１を制御するＥＣＵ４２（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）等のシステム構成要素の一部を床置きすることが可能であるため、可搬重量が大きくなる。また、Ｆ／Ａ用途では、ＥＣＵ４２は、別体外置きが可能であるため、大型で大出力のシステム設計が可能である。Ｆ／Ａ用途では、図１５に示すように、アクチュエータ４１が定格動作領域５１内での決まった動作パターン５３を繰り返し行う。なお、定格動作領域５１とは、モータが連続動作可能な領域である。

一方、ロボット用途では、図１６に示すように、アーム機構４０を搭載するロボット４３が移動する。このため、全てのシステム構成要素をロボット４３に搭載する必要があり、可搬重量が小さくなる。また、ロボット用途では、ＥＣＵ４２をロボット４３に内蔵する必要がある。このため、ＥＣＵ４２を小型化して、ＥＣＵサイズと出力の最適バランス設計を行う必要がある。ロボット用途では、ロボット４３の環境や使われ方に依存して、動作パターンが変化する。そのため、瞬間的に定格を越える大出力が必要となる。ロボット用途では、図１７に示すように、動作パターン５３が一定ではなく、モータが定格動作領域５１を超えた瞬時領域５２で使用されることがある。なお、瞬時領域５２とは、モータが連続動作不可能な領域である。瞬時領域５２は、定格動作領域５１を包含している。

図１８に示すように、モータの回生領域５４を拡大することで、瞬時領域５２を拡大することができる。これにより、モータの出力性能を向上することができる。小型かつ瞬時大出力が可能なモータ制御システムを実現することができる。回生領域５４の拡大には、以下の４つの手法がある。

（１）バッテリ（電源）に回生電力を蓄積する。（図１９参照）
（２）回生抵抗で回生電力を消費する。（図２０参照）
（３）モータで回生電力を消費する。（図２１参照）
（４）ＥＣＵで回生電力を消費する。（図２２参照）

図１９では、電源（バッテリ）１３で回生電力を蓄積する構成を示している。モータ１１と電源（バッテリ）１３との間には、ＥＣＵ１０が接続されている。モータ１１で発生した回生電力はＥＣＵ１０を介して、電源１３に蓄積される。バッテリ回生技術は、自動車のハイブリッドシステムで実用化されている。しかしながら、満充電状態では電力を回生することができず、ロボットの動作が制限される。また、ロボットの使われ方や使用環境に応じて回生電力が変動し、受電電流を一定量に制御するシステムが複雑であり、コスト増加を招いてしまう。

図２０に示すように、回生抵抗１２がＥＣＵ１０に接続されている。モータ１１で発生した回生電力は回生抵抗１２にて熱に変換される。これにより、回生電力を消費することができる。この手法では、図１９で示したバッテリ回生に比べて比較的容易に回生電力を消費することができる。しかしながら、小型化が要求されるロボット用途では、ロボット本体に回生抵抗１２を搭載するために、ＥＣＵ１０の搭載スペースを圧迫してしまう。さらに、回生抵抗１２の熱容量が小さいため、筐体等への強固な熱結合が必要となってしまう。

図２１に示すように、回生電力はｄ軸電流を使った低効率化運転によって、モータ１１にて熱に変換される。本手法は、既存のベクトル制御のシステム構成で実現可能であり、回生抵抗１２のような回生専用部品を必要としないことから有効な手法である。小型化が要求されるロボット用途においては、モータ１１の許容熱損失が限られるため、モータ１１の熱管理が必要となる。熱管理対策として、例えば、温度センサの設置を行うとコストが増加してしまう。さらに、モータハウジング温度とモータ巻線温度は、特に熱過渡領域での乖離が大きいという課題がある。モータ巻線へ温度センサを直接貼り付けると、コストが増加してしまうという課題がある。

図２２では、回生電力はＥＣＵ１０にて熱に変換される。例えば、ＥＣＵ１０にはインバータが設けられている。特許文献１に示すインバータでは、インバータに設けられたスイッチング素子を強制的にオンしている。より具体的には、インバータの上アームのＵ、Ｖ、Ｗ相のスイッチング素子をオンする。オンしたスイッチング素子に零相電流が流れるため、回生電力を消費することができる。

しかしながら、特許文献１の制御では、スイッチング素子を強制的にオンオフしているため、スイッチング素子での発熱量を大きくすることができないという問題点がある。

本発明は、上記の問題点を鑑みてなされたものであり、効率よく回生電力を消費することができるモータ制御装置、及びモータ制御方法を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係るモータ制御装置は、電源電圧を供給する電源に接続された電源コンデンサと、前記電源とモータとの間に接続され、オン電圧又はオフ電圧が供給されることによってオンオフ制御されるスイッチング素子を複数有するインバータと、前記電源電圧をしきい値と比較する比較器と、前記モータに流れる電流を検出する電流センサと、を備え、前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、前記スイッチング素子にオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給し、前記電流センサが検出した電流が目標値になるように前記スイッチング素子に供給する電圧を前記オン電圧と前記オフ電圧との間で調整するものである。この構成によれば、スイッチング素子での発熱量を大きくすることができ、効率よく回生電力を消費することができる。

上記のモータ制御装置において、前記モータの角度を検出する角度センサをさらに備え、前記角度センサで検出されたモータの角度に応じて、前記オン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給するスイッチング素子を切替えるようにしてもよい。これにより、効率よく回生電力を消費することができる。

上記のモータ制御装置において、前記インバータが、前記電源電圧の第１の電位側に設けられたスイッチング素子で構成される上アームと、前記電源電圧の第２の電位側に設けられたスイッチング素子で構成される下アームと、を備え、前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、前記上アームと前記下アームの一方のスイッチング素子をオフするようにしてもよい。これにより、簡便な構成で回生電力を消費することができる。

上記のモータ制御装置において、前記電源電圧がしきい値を越えていない場合に、ＰＷＭ制御信号によってオン電圧又はオフ電圧が前記スイッチング素子に供給されることで、前記スイッチング素子がオンオフ制御されていてもよい。これにより、電源電圧がしきい値を越えていない場合に、モータをＰＷＭ制御することができる。

上記のモータ制御装置において、前記スイッチング素子がトランジスタを有しており、前記オン電圧と前記オフ電圧との間の電圧が前記トランジスタの線形領域におけるゲート電圧であるようにしてもよい。これにより、効率よく回生電力を消費することができる。

本発明の一態様に係るモータ制御方法は、電源電圧を供給する電源に接続された電源コンデンサと、前記電源とモータとの間に接続され、オン電圧又はオフ電圧が供給されることによってオンオフ制御されるスイッチング素子を複数有するインバータと、を用いてモータを制御するモータ制御方法であって、前記電源電圧をしきい値と比較し、前記電源電圧が前記しきい値を越えた場合に、前記スイッチング素子にオン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給し、前記モータに流れる電流が目標値になるように前記スイッチング素子に供給する電圧を前記オン電圧と前記オフ電圧との間で調整するものである。この方法によれば、スイッチング素子での発熱量を大きくすることができ、効率よく回生電力を消費することができる。

上記のモータ制御方法において、角度センサで検出されたモータの角度に応じて、前記オン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給するスイッチング素子を切替えるようにしてもよい。これにより、効率よく回生電力を消費することができる。

上記のモータ制御方法において、前記インバータが、前記電源電圧の第１の電位側に設けられたスイッチング素子で構成される上アームと、前記電源電圧の第２の電位側に設けられたスイッチング素子で構成される下アームと、を備え、前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、前記上アームと前記下アームの一方のスイッチング素子をオフするようにしてもよい。これにより、簡便な構成で回生電力を消費することができる。

前記電源電圧がしきい値を越えていない場合に、ＰＷＭ制御信号によってオン電圧又はオフ電圧が前記スイッチング素子に供給されることで、前記スイッチング素子がオンオフ制御されるようにしてもよい。これにより、電源電圧がしきい値を越えていない場合に、モータをＰＷＭ制御することができる。

前記スイッチング素子がトランジスタを有しており、前記オン電圧と前記オフ電圧との間の電圧が前記トランジスタの線形領域における電圧であるようにしてもよい。これにより、効率よく回生電力を消費することができる。

本発明によれば、効率よく回生電力を消費することができるモータ制御装置、及びモータ制御方法を提供することができる。

ＰＷＭ制御方式におけるインバータ回路を模式的に示す図である。 ＰＷＭ制御方式におけるスイッチング素子の動作波形を示すタイミングチャートである。 インバータに用いられるＭＯＳＦＥＴの特性を示すグラフである。 モータの電気角と相電圧との関係を示すグラフである。 期間１でのインバータの動作を示す回路図である。 本実施の形態にかかるモータの制御方法を示すフローチャートである。 スイッチング素子に流れる電流波形等を示す図である。 期間２でのインバータの動作を示す回路図である。 本実施の形態にかかるモータの制御方法を示すフローチャートである。 期間３でのインバータを示す回路図である。 本実施の形態にかかるモータの制御方法を示すフローチャートである。 モータ制御装置の構成例１を示す回路図である。 モータ制御装置の構成例２を示す回路図である。 Ｆ／Ａ用途のアクチュエータを模式的示す図である。 Ｆ／Ａ用途のアクチュエータの定格動作領域を示す図である。 ロボット用途のアクチュエータを模式的に示す図である。 ロボット用途のアクチュエータの定格動作領域と瞬時領域を示す図である。 拡大した回生領域を示す図である。 バッテリに回生電力を蓄積する様子を示す図である。 回生抵抗で回生電力を消費する様子を示す図である。 モータで回生電力を消費する様子を示す図である。 ＥＣＵで回生電力を消費する様子を示す図である。

以下、本発明に係る電動機（モータ）の制御装置、制御方法の実施形態を、図面に基づいて詳細に説明する。但し、本発明が以下の実施形態に限定される訳ではない。また、説明を明確にするため、以下の記載及び図面は、適宜、簡略化されている。各図において同一の符号は実質的に同じ構成を示す。

まず、一般的なモータのＰＷＭ制御方式について説明する。図１は、モータのＰＷＭ制御に用いられるインバータを示す回路図である。図２は、ＰＷＭ制御におけるスイッチング素子の動作波形を示すタイミングチャートである。図１に示すように、インバータ２０は、モータ１１に接続されている。モータ１１はＵ相、Ｖ相、Ｗ相を備えた三相モータである。

インバータ２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を備えている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのパワートランジスタである。ここでは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がパワーＭＯＳＦＥＴであり、ゲート（制御端子）にゲート電圧（ＰＷＭ制御信号）が供給されることによって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオンオフする。例えば、マイコン（不図示）などのコントローラが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を出力する。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との間の接続点が、モータ１１のＵ相に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との間の接続点が、モータ１１のＶ相に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との間の接続点が、モータ１１のＷ相に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６とグランドとの間には抵抗が接続されている。なお、抵抗によって、各相に流れる電流を検出してもよい。

図２の波形において、期間Ａでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ６がオンしており、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５がオフしている。したがって、電源電圧からの電流が、スイッチング素子Ｑ１を介して、モータ１１のＵ相に供給される。また、モータ１１のＶ相の電流が、スイッチング素子Ｑ４を介して、グランドに引き込まれる。同様に、モータ１１のＷ相の電流が、スイッチング素子Ｑ６を介して、グランドに引き込まれる。このように、モータ１１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相には、それぞれ電流Ｉｕ、電流Ｉｖ、及びＩｗがスイッチング素子を介して流れる。そして、ＰＷＭ制御信号の電圧レベルに応じて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオンオフ制御される。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、ＭＯＳＦＥＴが用いられる。図３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として用いられるＭＯＳＦＥＴの特性を示すグラフである。図３では、横軸がＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間電圧Ｖ_ＧＳ（以下、ゲート電圧）を示し、縦軸がソース−ドレイン間抵抗（以下、抵抗Ｒ_ＯＮ）を示している。なお、図３に示す数値は、ＭＯＳＦＥＴ特性の一例であり、ＭＯＳＦＥＴ特性は図３に示す数値に限られるものではない。

ゲート電圧Ｖ_Ｇｓが５Ｖになると、スイッチング素子がＯＮし、ゲート電圧Ｖ_ＧＳが０Ｖとなるとスイッチング素子がＯＦＦする。図３に示す例では、ゲート電圧Ｖ_Ｇｓが５Ｖのとき、抵抗Ｒ_ＯＮが１０ｍΩとなっている。図３に示す例では、５Ｖがスイッチング素子のオン電圧Ｖ_ＯＮとなり、０Ｖがオフ電圧Ｖ_ＯＦＦとなる。オン電圧は、トランジスタの閾値電圧以上の電圧であり、ゲート電圧Ｖ_Ｇｓに対して抵抗がほとんど変動しない。すなわち、オン電圧付近では、ゲート電圧Ｖ_Ｇｓが増加しても、流れる電流がほぼ一定の飽和領域となる。

オン電圧とオフ電圧との間には、ゲート電圧Ｖ_Ｇｓに対して抵抗Ｒ_ＯＮがほぼ線形に変化する線形領域が存在する。例えば、ゲート電圧Ｖ_Ｇｓが１Ｖ付近では、ゲート電圧と抵抗Ｒ_ＯＮとの関係が線形になる。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６における損失は、Ｒ_ＯＮ×Ｉ_Ｄ ^２となる。したがって、スイッチング素子の抵抗が低い飽和領域では、スイッチング素子の通電電流による損失が小さくなる。一方、スイッチング素子の抵抗が大きい線形領域では、スイッチング素子の通電電流による損失が大きくなる。このように、飽和領域では電力の損失が小さくなり、線形領域では電力の損失が大きくなる。線形領域では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が抵抗として機能する。したがって、線形領域で動作するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に電流が流れることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が発熱する。これにより、回生電力を消費することができる。

本実施の形態では、一部のスイッチング素子のゲート電圧をオフ電圧とオン電圧との間の中間電圧とすることで、通電電流による損失を大きくしている。なお、中間電圧は、オフ電圧とオン電圧との間の電圧であればよく、オン電圧とオフ電圧との真ん中の電圧でなくてもよい。中間電圧は、線形領域の電圧であることが好ましい。

具体的には、電源電圧がしきい値を越えた場合、スイッチング素子のゲートに中間電圧が供給される。こうすることで、モータ１１で発生した回生電力を熱として消費することができる。すなわち、スイッチング素子の通電電流が、熱に変換される。こうすることで、回生電力を消費することができ、回生領域を拡大することができる（図１８参照）。

図４は、モータ１１の電気角と相電圧を示すグラフである。図４では、横軸はモータ１１の電気角を示し、縦軸は相電圧を示している。モータ１１の相電圧は、モータ１１の電気角によって変化する。各相の相電圧はサイン波となっており、位相が１２０°ずれている。ここでは、３相モータを用いているため、区間１〜３に分けている。各区間は、１２０°の電気角に対応している。

区間１では、Ｕ相の相電圧ＶｕがＶ相の相電圧ＶｖとＷ相の相電圧Ｖｗよりも高くなる。区間２では、Ｖ相の相電圧ＶｖがＵ相の相電圧ＶｕとＷ相の相電圧Ｖｗよりも高くなる。区間３では、Ｗ相の相電圧ＶＷがＵ相の相電圧ＶｕとＶ相の相電圧Ｖｖよりも高くなる。区間に応じて、通電状態を切り替えることで、ＥＣＵで回生電力を消費することができる。

以下、本実施の形態にかかるモータの制御装置、及び制御方法について、図面を参照して説明する。図５、図８、図１０は、モータ制御装置１００の構成を示す回路図である。図６、図９、図１１は、制御方法を示すフローチャートである。図７は、電流波形、ゲート電圧、発熱量の波形を示す図である。区間１については、図５〜７を用いて説明を行う。区間２については、図７〜図９を用いて説明を行う。区間３については、図７、図１０、図１１を用いて説明を行う。

まず、モータ制御装置１００の構成について、図５を用いて説明する。モータ制御装置１００は、電源１３とインバータ２０と電源コンデンサ２１とを備えている。モータ１１は、上記の通り、三相モータであり、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相を備えている。モータ１１としては、例えば、ＡＣブラシレスモータを用いることができる。電源１３は、充放電可能なバッテリであり、例えば、リチウムイオン電池等である。電源１３は、インバータ２０に電源電圧を供給する。なお、電源１３とインバータ２０との間には、ダイオードなどの整流素子が設けられていてもよい。

電源コンデンサ２１は、電源１３と並列に接続されている。すなわち、電源コンデンサ２１の一端は、電源１３の電源電位（第１の電位）となり、他端はグランド電位（第２の電位）となる。電源コンデンサ２１は、モータ１１の回生電力により充電される。インバータ２０は電源１３と、モータ１１との間に接続されている。そして、インバータ２０は、電源１３からのモータ１１に供給される駆動電流を制御する。電源１３の電源電圧はモニタされている。そして、比較器（不図示）が、電源電圧がしきい値を越えたか否かを判定している。モータ１１の各相に流れるモータ電流（相電流ともいう）はモニタされている。モータ１１の回転角度（電気角）はモニタされている。

インバータ２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を備えている。上記の通り、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、パワーＭＯＳトランジスタなどのパワー素子である。ここでは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＮＭＯＳトランジスタとして説明するが、ＮＭＯＳトランジスタの代わりにＰＭＯＳトランジスタを用いてもよい。もちろん、ＭＯＳトランジスタ以外のトランジスタをスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として用いてもよい。

インバータ２０は、電源１３と並列に接続されている。インバータ２０は、電源１３とモータ１１との間に設けられている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とが電源電圧とグランドとの間に直列接続されている。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のドレインが電源１３の電源電位となっている。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のソースが電源１３のグランド電位となっている。スイッチング素子Ｑ１のソースは、スイッチング素子Ｑ２のドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの間の接続点が、モータ１１のＵ相に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインとの間の接続点が、モータ１１のＶ相に接続されている。スイッチング素子Ｑ５のソースとスイッチング素子Ｑ６のドレインとの間の接続点が、モータ１１のＷ相に接続されている。

電源電位側に設けられたスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がインバータ２０の上アーム２２を構成する。グランド電位側に設けられたスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がインバータ２０の下アーム２３を構成する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート（制御端子）には、マイコン（不図示）などからのＰＷＭ制御信号（ゲート電圧）が入力される。ＰＷＭ制御信号によって、各トランジスタのゲートにオン電圧又はオフ電圧が供給される。ゲートにＨレベルのＰＷＭ制御信号（オン電圧）が供給されると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はオンし、ゲートにＬレベルのＰＷＭ制御信号（オフ電圧）が供給されると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はオフする。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は独立にオンオフ制御される。

ＰＷＭ制御においては、スイッチング素子Ｑ１、及びスイッチング素子Ｑ２のオンオフ状態によって、モータ１１のＵ相に流れる電流の方向が決まる。スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、電源１３からの電流がモータ１１のＵ相に供給される。スイッチング素子Ｑ１がオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、モータ１１のＵ相の電流がグランドに引き込まれる。Ｖ相についても同様に、スイッチングＱ３、Ｑ４のオンオフ状態によって、電流の方向が決まる。Ｗ相についても同様に、スイッチングＱ５、Ｑ６のオンオフ状態によって、電流の方向が決まる。このように、上アーム２２と下アーム２３のうち、一方のスイッチング素子がオンし、他方がオフすることで、各相の電流の方向が決まる。なお、各相の電流の向きが変わる場合、上アーム２２のスイッチング素子と下アーム２３のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイム期間が存在する。これにより、電源電位側からグランド電位側に直接電流が流れるのを防ぐことができる。

以下、モータ制御装置１００の動作について説明する。まず、期間１における動作について図５〜図７を用いて説明する。期間１では、Ｕ相のモータ電圧がＶ相、及びＷ相のモータ電圧よりも高くなっている（図４参照）。まず、回生電力によって電源電圧が上昇する（図６のＳ１１）。そして、電源電圧がしきい値を越えると、下アーム２３のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオフとなる（Ｓ１２）。

スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５の線形領域にて、モータ電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を制御する（Ｓ１３）。線形領域では、スイッチング素子のゲート電圧に対して、抵抗Ｒ_ＯＮが線形に変化する。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５のゲートにオン電圧とオフ電圧との間に中間電圧が供給される。このように、電源電圧をモニタして、電源電圧としきい値とを比較する。電源電圧がしきい値以上となった場合に、下アーム２３のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオフするとともに、上アーム２２のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ５に中間電圧を供給する。これにより、モータ電流が上アーム２２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５に流れる。すなわち、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５に中間電圧を供給することで、Ｉｖ、Ｉｗを制御することができる。２つの相に流れる電流を制御することで、３相電流を制御することができる。

そして、モータ電流Ｉｖ、Ｉｗが目標値に対して少ない場合は、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５のゲート電圧Ｖ_ＧＳを上げる。一方、モータ電流Ｉｖ、Ｉｗが目標値に対して多い場合は、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５のゲート電圧Ｖ_ＧＳを下げる（Ｓ１４）。ただし、ゲート電圧Ｖ_ＧＳはオン電圧Ｖ_ＯＮ未満となっている。こうすることで、モータ電流Ｉｖ、Ｉｗを目標値に近づけることができる。このように、モータ電流をモニタして、期間１では、Ｖ相とＷ相のモータ電流が目標値になるようにゲート電圧Ｖ_ＧＳを調整する。

図５に示すように、スイッチング素子Ｑ３にてＲ×Ｉｖ^２が熱として消費され、スイッチング素子Ｑ５にてＲ×Ｉｗ^２が熱として消費される（Ｓ１５）。回生電力が熱によって消費され、電源電圧が低下する（Ｓ１６）。

例えば、モータ電流の目標値は、図７に示すように変化している。そして、モータ電流の測定値と目標値とを比較して、ゲート電圧Ｖ_ＧＳを図７のように増減させる。すなわち、モータ電流の測定値が目標値となるようにゲート電圧Ｖ_ＧＳが制御される。なお、ゲート電圧Ｖ_ＧＳは、オン電圧Ｖ_ＯＮよりも低くなっている。図５に示すように電源電位側からモータ１１に向かって流れるモータ電流Ｉｖ、Ｉｗによって、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５が発熱する。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５での発熱量は、図７に示すように電流が高く、ゲート電圧Ｖ_ＧＳが低い場合に高くなる。回生電力を消費することができ、モータ電流Ｉ_Ｕによって上昇した電源電圧を低下することができる。

次に、期間２の動作について図７〜図９説明する。期間２では、Ｖ相のモータ電圧がＵ相、及びＷ相のモータ電圧よりも高くなっている（図４参照）。まず、回生電力によって電源電圧が上昇する（図９のＳＳ１７）。そして、電源電圧がしきい値を越えると、下アーム２３のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオフとなる（Ｓ１８）。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５の線形領域にて、モータ電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を制御する（Ｓ１９）。線形領域では、スイッチング素子のゲート電圧に対して、抵抗Ｒ_ＯＮが線形に変化する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５のゲートにオン電圧とオフ電圧との間に中間電圧が供給される。なお、スイッチング素子Ｑ３は、オン電圧が供給されている。このように、電源電圧をモニタして、電源電圧としきい値とを比較する。電源電圧がしきい値以上となった場合に、下アーム２３のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオフするとともに、上アーム２２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ５に中間電圧を供給する。これにより、モータ電流が上アーム２２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５に流れる。

そして、モータ電流Ｉｕ、Ｉｗが目標値に対して少ない場合は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５のゲート電圧Ｖ_ＧＳを上げる。一方、モータ電流Ｉｕ、Ｉｗが目標値に対して多い場合は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５のゲート電圧Ｖ_ＧＳを下げる（Ｓ２０）。ただし、ゲート電圧Ｖ_ＧＳはオン電圧Ｖ_ＯＮ未満となっている。こうすることで、モータ電流Ｉｕ、Ｉｗを目標値に近づけることができる。このように、モータ電流をモニタして、期間２では、Ｕ相とＷ相のモータ電流が目標値になるようにゲート電圧Ｖ_ＧＳを調整する。

図８に示すように、スイッチング素子Ｑ１にてＲ×Ｉｕ^２が熱として消費され、スイッチング素子Ｑ５にてＲ×Ｉｗ^２が熱として消費される（Ｓ２１）。従って、回生電力が熱によって消費され、電源電圧が低下する（Ｓ２２）。

例えば、モータ電流の目標値は、図７に示すように変化している。そして、モータ電流の測定値と目標値とを比較して、ゲート電圧Ｖ_ＧＳを図７のように増減させる。すなわち、モータ電流の測定値が目標値となるようにゲート電圧Ｖ_ＧＳが制御される。なお、ゲート電圧Ｖ_ＧＳは、オン電圧Ｖ_ＯＮよりも低くなっている。図８に示すように電源電位側からモータ１１に向かって流れるモータ電流Ｉｕ、Ｉｗによって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５が発熱する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５での発熱量は、図７に示すように電流が高く、ゲート電圧Ｖ_ＧＳが低い場合に高くなる。回生電力を消費することができ、モータ電流Ｉｖによって上昇した電源電圧を低下することができる。

次に、期間３の動作について図７、図１０、図１１説明する。期間３では、Ｗ相のモータ電圧がＵ相、及びＶ相のモータ電圧よりも高くなっている（図４参照）。まず、回生電力によって電源電圧が上昇する（図１１のＳ２３）。そして、電源電圧がしきい値を越えるとスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオフとなる（Ｓ２４）。すなわち、下アーム２３のスイッチング素子スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオフとなる。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の線形領域にて、モータ電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を制御する（Ｓ２５）。線形領域では、スイッチング素子のゲート電圧に対して、抵抗Ｒ_ＯＮが線形に変化する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のゲートにオン電圧とオフ電圧との間に中間電圧が供給される。なお、スイッチング素子Ｑ５は、オン電圧が供給されている。このように、電源電圧をモニタして、電源電圧としきい値とを比較する。電源電圧がしきい値以上となった場合に、下アーム２３のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオフするとともに、上アーム２２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ５に中間電圧を供給する。これにより、モータ電流が上アーム２２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５に流れる。

そして、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖが目標値に対して少ない場合は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のゲート電圧Ｖ_ＧＳを上げる。一方、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖが目標値に対して多い場合は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のゲート電圧Ｖ_ＧＳを下げる（Ｓ２６）。ただし、ゲート電圧Ｖ_ＧＳはオン電圧Ｖ_ＯＮ未満となっている。こうすることで、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖを目標値に近づけることができる。このように、モータ電流をモニタして、期間３では、Ｕ相とＶ相のモータ電流が目標値になるようにゲート電圧Ｖ_ＧＳを調整する。

図１０に示すように、スイッチング素子Ｑ１にてＲ×Ｉｕ^２が熱として消費され、スイッチング素子Ｑ３にてＲ×Ｉｖ^２が熱として消費される（Ｓ２７）。従って、回生電力が熱によって消費され、電源電圧が低下する（Ｓ２８）。

例えば、モータ電流の目標値は、図７に示すように変化している。そして、モータ電流の測定値と目標値とを比較して、ゲート電圧Ｖ_ＧＳを図７のように増減させる。すなわち、モータ電流の測定値が目標値となるようにゲート電圧Ｖ_ＧＳが制御される。なお、ゲート電圧Ｖ_ＧＳは、オン電圧Ｖ_ＯＮよりも低くなっている。図１０に示すように電源電位側からモータ１１に向かって流れるモータ電流Ｉｕ、Ｉｖによって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３が発熱する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５での発熱量は、図７に示すように電流が高く、ゲート電圧Ｖ_ＧＳが低い場合に高くなる。回生電力を消費することができ、モータ電流Ｉｖによって上昇した電源電圧を低下することができる。

このように、本実施の形態では、ＰＷＭ制御によりモータ１１を駆動する場合において、回生電力が電源コンデンサ２１に蓄積して、電源電圧がしきい値電圧以上となると、上アームのスイッチング素子に中間電圧をゲート電圧として供給している。そして、モータ電流の目標値に応じてゲート電圧を調整している。例えば、目標値は矩形制御やベクトル制御に基づいて求めることができる。これにより、モータ１１を所望の回転速度、例えば、一定速度で回転させることができる。回生電力によって電源電圧がしきい値を越えると、スイッチング素子にオン電圧とオフ電圧の間の中間電圧が供給される。

さらに、モータ制御装置１００が、スイッチング素子の線形領域を利用した電流制御を行っている。すなわち、目標値となるようにゲート電圧が線形領域内で増減している。このようにすることで、モータ１１の各相に目標電流を供給することができる。スイッチング素子にアーム電流を通電することができるため、効率よく回生電力を消費することができる。上アーム２２のスイッチング素子で、熱として消費されるため、電源電圧の上昇を防ぐことができる。

さらに、モータ１１の電気角に応じて、ゲート電圧を制御するスイッチング素子を切替えている。すなわち、上アーム２２において、相電圧が最も高くなる相ではスイッチング素子をオンし、残りの２つの相において、スイッチング素子のゲート電圧を調整している。オン電圧よりも低いゲート電圧を供給した場合、オン電圧を供給した場合よりも抵抗が高くなる。これにより、回生電力の消費を大きくすることができ、電源電圧を速やかに下降させることができる。

また、本実施の形態にかかるモータ制御装置１００は、回生電力を電源１３に蓄積する構成（図１９参照）とはなっていないため、電池充電状態に依存しない回生が可能となる。さらに、充電制御用のシステムが不要となり、低コスト化を図ることができる。

本実施の形態にかかるモータ制御装置１００は、回生抵抗１２で回生電力を消費する構成（図２０参照）となっていないため、回生抵抗１２を設ける必要がなくなる。よって、追加ハードにより、ＥＣＵ４２のスペースを圧迫するのを防ぐことができる。さらに、発熱するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を有するインバータ２０は、通常、ＥＣＵ４２（図１６参照）の筐体と強固に熱結合している。よって、放熱のために、新たな部材を設ける必要がなくなる。これにより、コスト上昇を防ぐことができる。

また、本実施の形態にかかるモータ制御装置１００は、モータ１１で回生電力を消費する構成（図２１参照）とはなっていない。したがって、モータ１１を熱管理するための温度センサなどが不要となる。これにより、コスト上昇を防ぐことができる。

（構成例１）
上記したモータ制御装置の構成の一例を図１２に示す。図１２は、モータ制御装置１０１の構成を示す回路図である。図１２のモータ制御装置１０１は、電源１３、インバータ２０、及び電源コンデンサ２１を備えている。電源１３、インバータ２０、及び電源コンデンサ２１の構成、及び動作は、上記と同様であるため、説明を省略する。モータ制御装置１０１は、マイコン３０、切替え制御器３１、比較器３２、アンプ３４、切替えスイッチ３５、電流センサ３８、及び角度センサ３９を備えている。

マイコン３０は、マイコン３０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に供給されるＰＷＭ制御信号（図１２中の矩形パルス）をそれぞれ生成する。マイコンは、モータ指令値に基づいて、ＰＷＭ制御信号を生成する。例えば、マイコン３０からのＰＷＭ制御信号は、切替えスイッチ３５を介して、アンプ３４に入力される。アンプ３４はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６毎に設けられている。アンプ３４で増幅されたＰＷＭ制御信号は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に入力される。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がＰＷＭ制御信号によって、独立にオンオフ制御される。すなわち、モータ１１がＰＷＭ動作によって駆動する。

さらに、マイコン３０は、上記のように、線形領域内においてゲート電圧を調整するためのゲート信号をスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５に出力する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５とマイコン３０との間には、切替えスイッチ３５が設けられている。切替えスイッチ３５は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５に出力信号を切替えている。すなわち、切替えスイッチ３５は、ＰＷＭ制御信号又はゲート信号をスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５に出力する。

電源１３の電源電圧は比較器３２に入力されている。さらに、比較器３２には、しきい値が入力されている。比較器３２はしきい値と電源電圧を比較して、その比較結果を切替え制御器３１に出力する。すなわち、比較器３２は電源電圧がしきい値を越えたことを検出する。そして、比較器３２は、電源電圧がしきい値を越えたこと示す比較信号を切替え制御器３１、及びマイコン３０に出力する。

切替え制御器３１は、比較器３２からの比較信号に基づいて、切替えスイッチ３５に切替え信号を出力する。したがって、電源電圧がしきい値を越えた場合に、切替えスイッチ３５は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のうちの１つにオン電圧を供給し、残りの２つの中間電圧を供給する。電源電圧がしきい値を越えた場合に、マイコン３０は、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオフするようなＰＷＭ制御信号を出力する。

モータ１１の各相には、モータ電流を検出する電流センサ３８が設けられている。電流センサ３８は検出したモータ電流をマイコン３０に出力する。また、モータ１１にはエンコーダなどの角度センサ３９が設けられている。角度センサ３９は検出したモータ角度（電気角）をマイコン３０に出力する。

マイコン３０は、電流センサ３８で検出したモータ電流が目標値になるようにゲート信号を出力する。こうすることで、スイッチング素子のゲート電圧を調整することが可能になる。なお、マイコン３０は、ＰＷＭ制御信号に基づいて目標値を算出する。目標値と電流センサ３８との測定値とに基づいて、ゲート電圧を調整する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５に対して、目標値と電流値との差分に基づくゲート信号を出力して、ゲート電圧を調整する。

マイコン３０は、角度センサ３９で検出した角度に応じて、ゲート電圧を調整するスイッチング素子を決定する。すなわち、区間１の場合、マイコン３０及び切替え制御器３１は、スイッチング素子Ｑ１にオン電圧を供給して、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５のゲート電圧を調整する。区間２の場合、マイコン３０及び切替え制御器３１は、スイッチング素子Ｑ３にオン電圧を供給して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５のゲート電圧を調整する。区間３の場合、マイコン３０及び切替え制御器３１は、スイッチング素子Ｑ５にオン電圧を供給して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のゲート電圧を調整する。

角度センサ３９で検出されたモータの角度に応じて、オン電圧とオフ電圧との間の電圧を供給するスイッチング素子を切替える。これにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のうち、２つのスイッチング素子のゲート電圧が中間電圧となる。よって、２つのスイッチング素子が発熱し、効率よく回生電力を消費することができる。

マイコン３０、比較器３２からの比較信号及び角度センサ３９からの角度に応じて切替え制御器３１を制御する。具体的には、電源電圧がしきい値を越えた場合に、上アーム２２の一部のスイッチング素子については、切替えスイッチ３５が中間電圧を出力する。具体的には、電源電圧がしきい値を越えた場合に、上アーム２２の２つのスイッチング素子のゲート電圧を調整する。また、電源電圧がしきい値を越えた場合に、マイコン３０は、下アーム２３のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６には、オフ電圧を供給する。電源電圧がしきい値を越えていない場合に、切替えスイッチ３５がＰＷＭ制御信号を出力する。

こうすることで、中間電圧が供給された２つのスイッチング素子に電源コンデンサ２１からの電流が流れるため、回生電力をスイッチング素子で消費することができる。また、よって、図１９に示したように回生領域を適切に拡大することができる。目標値に応じた電流をスイッチング素子に流すことができるため、モータ１１の回転速度を制御することができる。すなわち、モータ１１を所望の回転角度で回転するように、マイコン３０が目標値を設定している。

（構成例２）
次に、モータ制御装置の第２の構成例について、図１３を参照して説明する。図１３は、モータ制御装置１０２の構成を示す回路図である。構成例１では、デジタル処理によって切替えスイッチ３５を切替えていたが、構成例２ではアナログ回路によって切替えスイッチ３５を切替えている。なお、モータ制御装置１０２の基本的構成は、構成例１のモータ制御装置１０１と同様であるため、適宜説明を省略する。

構成例２では、切替え制御器として、ＡＮＤ回路３７が設けられている。ＡＮＤ回路３７は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５に対して設けられている。ＡＮＤ回路３７には、ＰＷＭ制御信号が入力されている。比較器３２には、電源電圧が入力されている。また、比較器３２には、抵抗分割によってしきい値が入力されている。比較器３２は、電源電圧としきい値との比較結果を示す比較信号をＡＮＤ回路３７に出力する。そして、ＡＮＤ回路３７は比較器からの比較信号とＰＷＭ制御信号の反転信号のＡＮＤを取って、切替えスイッチ３５に切替え信号として出力する。こうすることで、構成例１と同様のタイミングで、切替えスイッチ３５が切り替わる。

例えば、電源電圧がしきい値を越えた場合に、マイコン３０は、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がオフ電圧となるＰＷＭ制御信号を出力する。電源電圧がしきい値を越えた場合に、マイコン３０は、区間に応じてＨレベルとＬレベルが切り替わるＰＷＭ制御信号をスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５に出力する。区間１において、スイッチング素子Ｑ１に対するＰＷＭ制御信号がＨレベルとなり、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５に対するＰＷＭ制御信号がＬレベルとなる。よって、スイッチング素子Ｑ１にオン電圧となり、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５にゲート信号が供給される。区間２において、スイッチング素子Ｑ３に対するＰＷＭ制御信号がＨレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５に対するＰＷＭ制御信号がＬレベルとなる。よって、スイッチング素子Ｑ３にオン電圧となり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５にゲート信号が供給される。区間３において、スイッチング素子Ｑ５に対するＰＷＭ制御信号がＨレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３に対するＰＷＭ制御信号がＬレベルとなる。よって、スイッチング素子Ｑ５にオン電圧となり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３にゲート信号が供給される。したがって、上記したモータ制御を実現することができる。

上記の説明では、電源電圧がしきい値を越えると、下アーム２３のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオフしている。このため、上アーム２２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート電圧を調整するだけで、回生電力を消費することができる。よって装置構成を簡素化することができる。さらに、下アーム２３のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をオフして、上アーム２２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート電圧を調整している。

あるいは、上アーム２２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５ではなく、モータ制御装置が、下アームのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を制御してもよい。すなわち、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５をオフして、中間電圧が供給されるスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を電気角に応じて切り替えるようにしてもよい。

さらには、電源電圧がしきい値を越えた場合、上アーム２２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５、及び下アーム２３のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６についてもゲート電圧を調整してもよい。この場合も、上アーム２２と同様に、期間に応じて、中間電圧を供給するスイッチング素子を切替えればよい。

上記したモータ制御装置１００〜１０２は、ロボットの関節に設けられたモータ１１の制御に好適である。例えば、図１６に示すロボット４３においては、モータ制御装置がＥＣＵ４２に搭載されている。すなわち、電源（バッテリ）１３、インバータ２０、及び電源コンデンサ２１等は、ロボット４３に搭載されている。そして、モータ１１がロボット４３の各関節のアクチュエータ４１として設けられている。モータ１１が動作することで、アーム機構４０が駆動される。本実施形態の制御方法によれば、モータ１１の回生領域を広げることが可能にあるため、瞬時領域を拡大することができる。よって、瞬間的に大出力でモータ１１が動作することができるため、ロボット４３の制御に好適である。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。

１１ モータ
１２ 回生抵抗
１３ 電池
２０ インバータ
２１ 電源コンデンサ
２２ 上アーム
２３ 下アーム
３０ マイコン
３１ 切替え制御器
３２ 比較器
３４ アンプ
３５ 切替えスイッチ
４０ アーム機構
４１ アクチュエータ
４２ ＥＣＵ
４３ ロボット
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子

Claims (10)

1. 電源電圧を供給する電源に接続された電源コンデンサと、
   前記電源と三相モータとの間に接続され、オン電圧又はオフ電圧が供給されることによってオンオフ制御されるスイッチング素子を複数有するインバータと、
   前記電源電圧をしきい値と比較する比較器と、
   前記三相モータに流れる電流を検出する電流センサと、
   前記三相モータの角度を検出する角度センサと、を備え、
   前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、三相のうち２つの相が、前記スイッチング素子にオン電圧とオフ電圧との間の電圧が供給される中間電圧供給相となり、中間電圧供給相では前記電流センサが検出した電流が目標値になるように前記スイッチング素子に供給する電圧を前記オン電圧と前記オフ電圧との間で調整されており、
   前記角度センサで検出された前記三相モータの角度に応じて、前記中間電圧供給相となる２つの相を順次切り替えるモータ制御装置。
2. 前記スイッチング素子に供給されるＰＷＭ制御信号をそれぞれ生成するコントローラをさらに備え、
   前記コントローラは、ＰＷＭ制御信号に基づいて前記目標値を算出する請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記インバータが、
   前記電源電圧の第１の電位側に設けられたスイッチング素子で構成される上アームと、
   前記電源電圧の第２の電位側に設けられたスイッチング素子で構成される下アームと、を備え、
   前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、前記上アームと前記下アームの一方のスイッチング素子をオフする請求項１、又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電源電圧がしきい値を越えていない場合に、ＰＷＭ制御信号によってオン電圧又はオフ電圧が前記スイッチング素子に供給されることで、前記スイッチング素子がオンオフ制御される請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記スイッチング素子がトランジスタを有しており、前記オン電圧と前記オフ電圧との間の電圧が前記トランジスタの線形領域におけるゲート電圧であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 電源電圧を供給する電源に接続された電源コンデンサと、
   前記電源と三相モータとの間に接続され、オン電圧又はオフ電圧が供給されることによってオンオフ制御されるスイッチング素子を複数有するインバータと、を用いて三相モータを制御するモータ制御方法であって、
   前記電源電圧をしきい値と比較し、
   前記電源電圧が前記しきい値を越えた場合に、三相のうち２つの相が、前記スイッチング素子にオン電圧とオフ電圧との間の電圧が供給される中間電圧供給相となり、
   中間電圧供給相では、前記三相モータに流れる電流が目標値になるように前記スイッチング素子に供給する電圧を前記オン電圧と前記オフ電圧との間で調整されており、
   前記三相モータの角度に応じて、前記中間電圧供給相となる２つの相を順次切り替えるモータ制御方法。
7. 前記スイッチング素子に供給されるＰＷＭ制御信号に基づいて前記目標値を算出する請求項６に記載のモータ制御方法。
8. 前記インバータが、
   前記電源電圧の第１の電位側に設けられたスイッチング素子で構成される上アームと、
   前記電源電圧の第２の電位側に設けられたスイッチング素子で構成される下アームと、を備え、
   前記電源電圧がしきい値を越えた場合に、前記上アームと前記下アームの一方のスイッチング素子をオフする請求項６、又は７に記載のモータ制御方法。
9. 前記電源電圧がしきい値を越えていない場合に、ＰＷＭ制御信号によってオン電圧又はオフ電圧が前記スイッチング素子に供給されることで、前記スイッチング素子がオンオフ制御される請求項６〜８のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
10. 前記スイッチング素子がトランジスタを有しており、前記オン電圧と前記オフ電圧との間の電圧が前記トランジスタの線形領域における電圧であることを特徴とする請求項６〜９のいずれか１項に記載のモータ制御方法。

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