DE112018003721T5

DE112018003721T5 - Leistungsumwandlungsvorrichtung

Info

Publication number: DE112018003721T5
Application number: DE112018003721.5T
Authority: DE
Inventors: Masaya Takahashi; Nobuhisa Yamaguchi; Masaki Kanesaki; Shoichi Takemoto
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2017-07-20
Filing date: 2018-07-18
Publication date: 2020-04-02
Also published as: US10862403B2; JP6708175B2; JP2019022378A; US20200153342A1; WO2019017361A1

Abstract

Eine Schaltersteuerung (40) eines Resonanzwechselrichters berechnet das Tastverhältnis der Brückenschaltungsschalter (Q1 bis Q4) und steuert deren Betrieb. Ein Tastverhältnis-Rechner eines unteren Zweigs (51) berechnet ein Tastverhältnis des unteren Zweigs mit Hilfe eines Kennfeldes oder eines mathematischen Ausdrucks durch Vorsteuerung auf der Basis der Eingangsspannung (Vin). Ein Tastverhältnis-Rechner des oberen Zweigs (53) gibt einen festen Wert, der gleich oder größer als ein Maximalwert des Tastverhältnisses des unteren Zweigs innerhalb eines Variationsbereichs der Eingangsspannung (Vin) ist, als Tastverhältnis des oberen Zweigs aus. Ein PWM-Generator (70) erzeugt ein PWM-Signal auf der Grundlage des Ausgangssignals des Tastverhältnis-Rechners eines unteren Zweigs (51) und des Tastverhältnis-Rechners eines oberen Zweigs (53) aus und gibt das PWM-Signal an die Schalter der Brückenschaltungsschalter (Q1 bis Q4) aus.

Description

[Querverweis auf eine ähnliche Anmeldung]
Die vorliegende Anmeldung basiert auf der japanischen Patentanmeldung Nr. 2017-140673 , die am 20. Juli 2017 eingereicht wurde und deren Beschreibungen hier durch Verweis aufgenommen werden.
[Technisches Gebiet]
Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf eine Leistungsumwandlungsvorrichtung.
[Stand der Technik]
Herkömmlich ist eine Leistungsumwandlungsvorrichtung bekannt, die elektrische Leistung, die durch einen Schaltvorgang auf die Primärseite eines Wandlers bzw. Transformators geliefert wird, umwandelt und die umgewandelte elektrische Leistung auf eine Sekundärseite ausgibt, an die eine Last angeschlossen ist. In einem Hochspannungserzeugungsgerät, das in PTL 1 beschrieben ist, wird z.B. eine Staubsammelelektrode eines elektrostatischen Luftfilters an die Sekundärseite eines Wandlers zur Hochspannungserzeugung angeschlossen. Das Gerät erfasst einen Strom, der zu Schaltelementen (im Folgenden Schalter) fließt, die zur Hochspannungserzeugung an die Primärseite des Wandlers angeschlossen sind, und führt den erfassten Strom an einen Steuerschaltkreis zurück. Der Regelkreis steuert ein Tastverhältnis der Schalter auf der Basis eines Rückmeldewertes des elektrischen Stromes. Die Staubsammelleistung des elektrostatischen Luftfilters wird dadurch konstant gehalten.
[Zitatliste]
[Patentliteratur]
[PTL 1] JP-A-2001-251854
Kurzfassung der Erfindung
Wenn sich die Eingangsspannung aufgrund eines Betriebszustandes oder ähnlichem plötzlich ändert, muss der Strom auf der Primärseite des Wandlers sofort kompensiert und der Ausgang auf der Sekundärseite des Wandlers stabilisiert werden. Da bei der herkömmlichen Technik der PTL 1 die Rückkopplungsregelung des Schalterstroms auf die plötzliche Änderung der Eingangsspannung erfolgt, wird die Reaktion jedoch verzögert. Als Folge der Ansprechverzögerung kommt es zu Über- oder Unterschwingungen der Ausgangsleistung oder zu einem Überstrom gegenüber einem Befehlswert bzw. einem Sollwert.
Darüber hinaus ist konventionell ein Schwingwechselrichter bekannt, der eine Gegentaktschaltung verwendet. Eine typische konventionelle Gegentaktschaltung beinhaltet einen Glättungskondensator und zwei Schalter. Durch die abwechselnde Betätigung der beiden Schalter wird ein primärseitiger Strom des Wandlers gesteuert, der durch die erste und zweite Primärspule fließt, die an einen gemeinsamen Mittelabgriff angeschlossen sind. An eine Sekundärspule des Wandlers wird eine kapazitive Last angeschlossen. Ein Ausgangsstrom, der zur Last fließt, schwingt durch einen LC-Anteil eines Sekundärkreises mit. In einem solchen Resonanzwechselrichter wird der Strom, der der ersten und zweiten Primärspule zugeführt wird, hauptsächlich dem Glättungskondensator entnommen. Daher ist die Belastung des Glättungskondensators groß und der Welligkeitsstrom steigt tendenziell an.
In diesem Zusammenhang kann die Verwendung einer aktiv geclampten Gegentaktschaltung in Betracht gezogen werden. Wie in 1 dargestellt, enthält die Gegentakt-Aktiv-Clampschaltung zwei Schalter des unteren Zweigs Q1 und Q2, zwei Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4 und einen Clampkondensator C2. Die Source-Anschlüsse der Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4 und die Drain-Anschlüsse der Schalter des unteren Zweigs Q1 und Q2 sind jeweils mit den schalterseitigen Endabschnitten 23 und 24 einer ersten Primärspule 21 und einer zweiten Primärspule 22 verbunden. Der Clampkondensator C2 wird zwischen die Drain-Anschlüssen der Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4 und einem niederpotentialseitigen Eingangsanschluss 12 geschaltet.
In der Gegentakt-Aktiv-Clampingschaltung wird ein Vorgang mit einer Periode, in der der Schalter des oberen Zweigs Q1 und der Schalter des oberen Zweigs Q4 gleichzeitig eingeschaltet sind, und ein Vorgang mit einer Periode, in der der Schalter des unteren Zweigs Q2 und der Schalter des oberen Zweigs Q3 gleichzeitig eingeschaltet sind, abwechselnd wiederholt. Dabei unterstützt der Clampkondensator C2 die Entladung des Glättungskondensators C1. Dadurch kann die Belastung des Glättungskondensators C1 reduziert und der Welligkeitsstrom verringert werden.
Hier wird im Hinblick auf die Problematik der Rückkopplungsregelung in PTL 1 eine Konfiguration verwendet, bei der die Vorsteuerung des Tastverhältnisses der Schalter des unteren Zweigs Q1 und Q2 in Abhängigkeit von der Eingangsspannung erfolgt. In diesem Fall kann es zu einem diskontinuierlichen Betrieb des Ausgangsstroms kommen, wenn das Tastverhältnis der Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4 so verändert wird, dass es dem Tastverhältnis der Schalter des unteren Zweigs Q1 und Q2 folgt. Insbesondere bei einer Konfiguration, bei der die Schaltfrequenz in Abhängigkeit von der Ausgangsleistung geändert wird, sind mehrere Kennfelder in Abhängigkeit von den Frequenzen erforderlich, da das Tastverhältnis bei der Vorsteuerung von der Schaltfrequenz abhängig ist.
Ein Gegenstand der vorliegenden Offenbarung ist die Bereitstellung einer resonanten Wechselrichter-Leistungsumwandlungsvorrichtung, das eine Gegentaktschaltung mit aktiven Clamping verwendet, wobei das Leistungsumwandlungsgerät Ausgangsschwankungen und Überstrom, die durch plötzliche Änderungen der Eingangsspannung verursacht werden, unterdrückt, den Welligkeitsstrom reduziert und das Auftreten eines diskontinuierlichen elektrischen Stromes verhindert.
Eine Leistungsumwandlungsvorrichtung der vorliegenden Offenbarung umfasst einen Glättungskondensator, eine erste Primärspule, eine zweite Primärspule, eine Sekundärspule, erste bis vierte Schalter, einen Clampkondensator und eine Schaltersteuerung.
Der Glättungskondensator wird zwischen einem hochpotentialseitigen Eingangsanschluss und einem niederpotentialseitigen Eingangsanschluss geschaltet, an die die Eingangsspannung einer Gleichstromleistungsversorgung angelegt wird. Die erste Primärspule und die zweite Primärspule bilden die Primärseite eines Wandlers bzw. Transformators. Eines der Enden der ersten Primärspule und eines der Enden der zweiten Primärspule sind mit einem gemeinsamen Mittelabgriff verbunden, die mit dem Hochpotential-Eingangsanschluss verbunden ist. Die Sekundärspule bildet eine Sekundärseite des Wandlers und wird an eine Last angeschlossen.
Der erste Schalter und der zweite Schalter bilden einen unteren Zweig einer Brückenschaltung und werden abwechselnd mit einem vorgegebenen Schaltzyklus betätigt. Der erste und der zweite Schalter haben jeweils einen hochpotentialseitigen und einen niederpotentialseitigen Anschluss. Beim ersten Schalter wird der hochpotentialseitige Anschluss mit einem schalterseitigen Endabschnitt verbunden, das ein Endabschnitt der ersten Primärspule auf der dem Mittelabgriff gegenüberliegenden Seite ist, und der niederpotentialseitige Anschluss wird mit dem niederpotentialseitigen Eingangsanschluss verbunden. Beim zweiten Schalter wird der hochpotentialseitige Anschluss mit einem schalterseitigen Endabschnitt verbunden, das ein Endabschnitt der zweiten Primärspule auf einer dem Mittelabgriff gegenüberliegenden Seite ist, und der niederpotentialseitige Anschluss wird mit dem niederpotentialseitigen Eingangsanschluss verbunden.
Der dritte Schalter und der vierte Schalter bilden einen oberen Zweig der Brückenschaltung und werden abwechselnd mit dem gleichen Schaltzyklus wie der erste und der zweite Schalter betätigt. Der dritte und der vierte Schalter haben jeweils Anschlüsse bzw. Klemmen. Einer der Anschlüsse des dritten Schalters ist mit dem schalterseitigen Endabschnitt der ersten Primärspule verbunden. Einer der Anschlüsse des vierten Schalters ist mit dem schalterseitigen Endabschnitt der zweiten Primärspule verbunden. Der Clampkondensator wird zwischen den anderen Anschlüssen des dritten Schalters und den niederpotentialseitigen Eingangsanschluss und zwischen den anderen Anschlüssen des vierten Schalters und dem niederpotentialseitigen Eingangsanschluss angeschlossen.
Der erste Schalter, der zweite Schalter, der dritte Schalter und der vierte Schalter konfigurieren Brückenschaltungsschalter. Die Schaltersteuerung berechnet ein Tastverhältnis, das ein Verhältnis der Einschaltzeit jedes Brückenschaltungsschalters zum Schaltzyklus ist, und steuert den Betrieb der Brückenschalter so, dass mindestens der vierte Schalter während einer Einschaltzeit des ersten Schalters und der dritte Schalter während einer Einschaltzeit des zweiten Schalters eingeschaltet ist.
Die Schaltersteuerung kann das gleichzeitige Einschalten des ersten und zweiten Schalters sowie das gleichzeitige Einschalten des dritten und vierten Schalters verhindern.
Die Schaltersteuerung enthält einen Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs, einen Tastverhältnis-Rechner des oberen Zweigs und einen Pulsweitenmodulationsgenerator (PWM). Der Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs berechnet ein Tastverhältnis des unteren Zweigs, d.h. ein Tastverhältnis des ersten Schalters und des zweiten Schalters anhand eines Kennfeldes oder eines mathematischen Ausdrucks bzw. einer Formel durch Vorsteuerung auf der Basis der Eingangsspannung. Der Tastverhältnis-Rechner des oberen Zweigs gibt einen festen Wert aus, der gleich oder größer als ein Maximalwert des Tastverhältnisses des unteren Zweigs innerhalb eines Variationsbereichs der Eingangsspannung ist, als Tastverhältnis des oberen Zweigs, das ein Tastverhältnis des dritten Schalters und des vierten Schalters ist. Der PWM-Generator erzeugt ein PWM-Signal, das auf dem Ausgang des Tastverhältnis-Rechners des unteren Zweigs und dem Ausgang des Tastverhältnis-Rechners des oberen Zweigs basiert, und gibt das PWM-Signal an die Brückenschaltungsschalter aus.
In der vorliegenden Offenbarung berechnet der Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs das Tastverhältnis des unteren Zweigs durch Vorsteuerung auf Basis der Eingangsspannung. Daher können Ausgangsschwankungen und Überstrom, die durch plötzliche Änderungen der Eingangsspannung verursacht werden, entsprechend unterdrückt werden. Außerdem wird anstelle einer typischen Gegentaktschaltung, die nur den Glättungskondensator und die Schalter des unteren Zweigs enthält, eine aktive Clamping-Gegentaktschaltung verwendet, die den Clampkondensator und die Schalter des oberen Zweigs enthält. Da der Clampkondensator die Entladung vom dem Glättungskondensator unterstützt, kann die Belastung des Glättungskondensators reduziert und der Welligkeitsstrom verringert werden.
Außerdem wird das Tastverhältnis des oberen Zweigs auf einen festen Wert eingestellt, der gleich oder größer als der Maximalwert des Tastverhältnisses des unteren Zweigs innerhalb des Variationsbereichs der Eingangsspannung ist. Das Tastverhältnis des oberen Zweigs wird vorzugsweise auf einen Maximalwert eingestellt, der sich dadurch ergibt, dass von 0,5 ein Wert abgezogen wird, der einer Totzeit entspricht, wobei die Totzeit eine Zeitspanne ist, die zwischen der Einschaltzeit des dritten Schalters und der Einschaltzeit des vierten Schalters gewährleistet ist. Als Ergebnis bildet die am Wandler anliegende Spannung eine Ein-Impuls-Wellenform. Das Auftreten eines diskontinuierlichen elektrischen Stromes kann so weit wie möglich verhindert werden. Insbesondere bei einer Konfiguration, bei der die Schaltfrequenz in Abhängigkeit von der Ausgangsleistung geändert wird, kann die Frequenzabhängigkeit bei der Vorsteuerung des Tastverhältnisses eliminiert werden. Die Erfassung und Anpassung von Kennfeldern anhand der Schalthäufigkeiten wird überflüssig.
Figurenliste
Der oben beschriebene Gegenstand, andere Objekte, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Offenbarung werden durch die nachfolgende detaillierte Beschreibung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen weiter verdeutlicht. Die Zeichnungen sind wie folgt:

1 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Leistungsumwandlungsvorrichtung, die eine Gegentaktschaltung mit aktivem Clamping verwendet;
2 ist eine schematische Darstellung einer Entladungsspule bzw. Entladungsdrossel, der in einem Ozonerzeugungsapparat eingesetzt wird;
3 ist ein Zeitdiagramm eines Beispiels für den Betrieb der Gegentaktschaltung mit aktiv geclampten Anschluss;
4A ist ein Diagramm eines Strompfades während einer Zeitspanne der Timings A bis B;
4B ist ein Diagramm eines Strompfades während der Zeitabschnitte B bis C und F bis A;
5A ist ein Diagramm eines Strompfades in den Zeitabschnitten C bis D und E bis F;
5B ist ein Diagramm eines Strompfades während einer Zeitspanne der Zeitpunkte D bis E;
6 ist ein Steuerblockschaltbild einer Schaltersteuerung nach der ersten und zweiten Ausführungsform;
7 ist ein Kennfeld, das einen Zusammenhang zwischen Eingangsspannung und Tastverhältnis vorschreibt;
8 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Funktionsweise zur Aufrechterhaltung einer konstanten Leistung durch eine Steuerung des Tastverhältnisses;
9 ist ein Steuerblockschaltbild eines Leistungsreglers nach der ersten Ausführungsform;
10 ist ein Kennfeld für den Zusammenhang zwischen Schaltfrequenz und elektrischer Leistung;
11 ist ein Schema zur Erläuterung eines Gate-Ansteuerverfahrens nach der ersten Ausführungsform;
12 ist ein Wellenformdiagramm eines primärseitigen Wandlerstroms und einer an den Wandler angelegten Spannung entsprechend der ersten Ausführungsform;
13A ist ein Eingangsspannungs- und Tastverhältnis-Kennfeld bzw. eine - Speicherabbildung entsprechend der ersten Ausführungsform;
13B ist ein Diagramm der Schaltfrequenzabhängigkeit des Tastverhältnisses gemäß der ersten Ausführungsform;
14 ist ein Ein-Impuls-Wellenformdiagramm, das zur theoretischen Ableitung des Tastverhältnisses verwendet wird;
15 ist ein Steuerblockschaltbild eines Leistungsreglers nach der zweiten Ausführungsform;
16 ist ein Schema eines intermittierenden Treiberimpulssignals;
17A ist ein Diagramm über den Zusammenhang zwischen Schaltfrequenz und Momentanleistung;
17B zeigt den Zusammenhang zwischen Burst-Tastverhältnis und mittlerer Leistung;
18 ist ein Diagramm zur Erläuterung des Gate-Ansteuerverfahrens in einem Vergleichsbeispiel;
19 ist ein Kurvendiagramm des primärseitigen Wandler- bzw. Wandlerstroms und der am Wandler anliegenden Spannung im Vergleichsbeispiel;
20A ist die Eingangsspannung und das Tastverhältnis-Kennfeld in dem Vergleichsbeispiel; und
20B ist ein Diagramm der Schaltfrequenzabhängigkeit des Tastverhältnisses im Vergleichsbeispiel.

[Beschreibung der Ausführungsformen]
Eine Leistungsumwandlungsvorrichtung nach mehreren Ausführungsformen wird im Folgenden anhand der Zeichnungen beschrieben. Die erste und zweite Ausführungsform werden gemeinsam als eine vorliegende Ausführungsform bezeichnet. Die Leistungsumwandlungsvorrichtung nach der vorliegenden Ausführungsform ist ein Resonanzwechselrichter, der Gleichstromleistung, die durch einen Schaltvorgang einer Gegentaktschaltung auf die Primärseite eines Wandlers geliefert wird, umwandelt und Wechselstromleistung auf eine Sekundärseite ausgibt, an die eine kapazitive Last angeschlossen ist. Im Resonanzwechselrichter kann durch den Schaltvorgang der Gegentaktschaltung, der bei einer Frequenz nahe der Resonanzfrequenz eines Ausgangsstroms erfolgt, eine hohe elektrische Leistung abgegeben werden.
[Konfiguration und Betrieb des Resonanzwechselrichters]
Zunächst werden ein Aufbau und die Funktionsweise des Resonanzwechselrichters, auf den die vorliegende Ausführungsform angewendet wird, anhand von 1 bis 5 beschrieben. Wie in 1 dargestellt, enthält ein Resonanzwechselrichter 100 einen Wandler 20 bzw. Transformator 20, der zwei Primärspulen 21 und 22 und eine Sekundärspule 26 enthält. Jeweils ein Ende der beiden Primärspulen 21 und 22 sind mit einem gemeinsamen Mittelabgriff 25 verbunden. Die Endabschnitte der ersten Primärspule 21 und der zweiten Primärspule 22 auf den dem Mittelabgriff 25 gegenüberliegenden Seiten werden jeweils als schalterseitige Endabschnitte 23 und 24 bezeichnet. Ein hochpotentialseitiger Eingangsanschluss 11 und eine niederpotentialseitiger Eingangsanschluss 12 des Resonanzwechselrichters 100 werden mit einer positiven und einer negativen Elektrode einer Batterie 10 verbunden, an die eine Eingangsspannung Vin der Batterie 10 angelegt wird. Die Batterie 10 dient als Gleichstromversorgung. So kann z.B. der niederpotentialseitiger Eingangsanschluss 12 auf Erdpotential liegen, d.h. im geerdeten Zustand vorliegen. Der Mittelabgriff 25 des Wandlers 20 wird an den hochpotentialseitigen Eingangsanschluss 11 angeschlossen.
Ein Glättungskondensator C1, ein erster Schalter Q1 und ein zweiter Schalter Q2 sind auf der Primärseite des Wandlers 20 vorgesehen. Der erste Schalter Q1 und der zweite Schalter Q2 bilden eine einfache Gegentaktschaltung. Der Glättungskondensator C1 wird zwischen dem hochpotentialseitigen Eingangsanschluss 11 und den niederpotentialseitigen Eingangsanschluss 21 geschaltet und glättet die Eingangsspannung Vin der Batterie 10. Der Glättungskondensator C1 hat eine hochpotentialseitige Elektrode 17 und eine niederpotentialseitige Elektrode 18. Der Glättungskondensator C1 hat eine relativ hohe Kapazität.
Zusätzlich sind als charakteristische Konfiguration entsprechend der vorliegenden Ausführungsform ein Clampkondensator C2, ein dritter Schalter Q3 und ein vierter Schalter Q4 auf der Primärseite des Wandlers 20 vorgesehen. In der vorliegenden Beschreibung wird diese Konfiguration als Aktiv-Clamping-Push-Pull-Schaltung bezeichnet. Der erste Schalter Q1 und der zweite Schalter Q2 konfigurieren einen unteren Zweig einer Brückenschaltung. Daher werden der erste Schalter Q1 und der zweite Schalter Q2 auch als Schalter des unteren Zweigs Q1 und Q2 bezeichnet. Der dritte Schalter Q3 und der vierte Schalter Q4 konfigurieren einen oberen Zweig der Brückenschaltung. Deshalb werden der dritte Schalter Q3 und der vierte Schalter Q4 auch als Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4 bezeichnet. Außerdem werden die Schalter der oberen und unteren Zweige zusammen als Brückenschaltungsschalter bzw. Brückenschalter Q1 bis Q4 bezeichnet.
Die Brückenschaltungsschalter Q1 bis Q4 werden beispielsweise durch Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) konfiguriert. Wenn ein Gate-Signal zugeführt wird, erfolgt die Erregung zwischen einem Drain und einer Source. Zusätzlich wird eine Body-Diode hinzugefügt, die einen Stromfluss von dem Source zum Drain ermöglicht. Hier kann ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT), zu dem eine Freilaufdiode parallel geschaltet ist, als Schalter verwendet werden. In diesem Fall kann die vorliegende Offenbarung so interpretiert werden, dass die Namen der Anschlüsse gegebenenfalls durch Kollektor, Emitter und Ähnliches ersetzt werden.
Im ersten Schalter Q1 wird ein Drainanschluss an den schalterseitigen Endabschnitt 23 der ersten Primärspule 21 angeschlossen. Ein Sourceanschluss wird an den niederpotentialseitigen Eingangsanschluss 12 angeschlossen. Beim zweiten Schalter Q2 wird der Drainanschluss mit dem schalterseitigen Endabschnitt 24 der zweiten Primärspule 22 verbunden. Der Sourceanschluss wird an den Niederpotential-Eingangsanschluss 12 angeschlossen. Der erste Schalter Q1 und der zweite Schalter Q2 werden abwechselnd mit einem vorgegebenen Schaltzyklus Ts betätigt, wie in 8 u. ä. dargestellt. Als Ergebnis fließen ein erster Strom I1 und ein zweiter Strom 12, die in entgegengesetzter Richtung zueinander verlaufen, zur ersten Primärspule 21 und zur zweiten Primärspule 22. In der Begleitung fließt ein Ausgangsstrom Io, dessen Richtung wechselt, auf die Sekundärseite des Wandlers 20.
Beim dritten Schalter Q3 wird der Source-Anschluss mit dem schalterseitigen Endabschnitt 23 der ersten Primärspule 21 und dem Drain-Anschluss des ersten Schalters Q1 verbunden. Beim vierten Schalter Q4 wird der Source-Anschluss mit dem schalterseitigen Endabschnitt 24 der zweiten Primärspule 22 und dem Drain-Anschluss des zweiten Schalters Q2 verbunden. Der dritte Schalter Q3 und der vierte Schalter Q4 werden abwechselnd mit dem gleichen Schaltzyklus Ts wie der erste Schalter Q1 und der zweite Schalter Q2 betrieben. Die Einzelheiten der Operation werden im Folgenden beschrieben.
Der Clampkondensator C2 wird zwischen die Drain-Anschlüsse des dritten Schalters Q3 und des vierten Schalters Q4 und den niederpotentialseitigen Eingangsanschluss 12 geschaltet. Der Clampkondensator C2 hat eine hochpotentialseitige Elektrode 27 und eine niederpotentialseitige Elektrode 28. Der Clampkondensator C2 bietet eine Funktion zur Unterstützung des Entladeverhaltens des Clamp- bzw. Glättungskondensators C1 und zur Reduzierung des Welligkeitsstroms.
Auf der Sekundärseite des Wandlers sind die Elektroden 31 und 32 einer kapazitiven Last C3 an beiden Enden der Sekundärspule 26 angeschlossen. Ein Endabschnitt der Sekundärspule 26 auf der Seite, die mit der Elektrode 32 verbunden ist, wird an den Niederpotential-Eingangsanschluss 12 angeschlossen. Infolge eines Induktivitätsanteils der Sekundärspule 26 und eines Kapazitätsanteils der Last C3 wird im Ausgangsstrom Io, der durch den Sekundärkreis fließt, eine Resonanz erzeugt. Wenn die Induktivität L und die Kapazität C ist, wird eine Resonanzfrequenz davon durch 1/(2π√LC) ausgedrückt.
Wie in 2 dargestellt, ist z.B. die Last C3 nach der vorliegenden Ausführungsform eine Entladungsspule, die in einer Ozonerzeugungsapparatur 30 eingesetzt wird. In der Entladungsspule C3 sind entlang eines Strömungsweges 33 mehrere Elektrodenpaare 31 und 32 vorgesehen. Bei der Zuführung von Hochspannungsimpulsen zwischen den Elektroden 31 und 32 werden Sauerstoffmoleküle, die den Strömungsweg 33 passieren, zersetzt und Sauerstoffradikale erzeugt. Dann entsteht durch die Reaktion der Sauerstoffradikale (O) mit anderen Sauerstoffmolekülen (O2) Ozon (O3). Zum Beispiel ist das Ozonerzeugungsgerät 30 des Ausgangsstroms in einem Fahrzeug montiert, dessen Motor eine Energiequelle ist. Die Ozonerzeugungsvorrichtung 30 erzeugt Ozon zur Zersetzung von unverbranntem CH im Abgas. Der Resonanzwechselrichter 100 regelt eine Produktionsmenge an Ozon durch die Steuerung der elektrischen Leistung, die an die Entladungsspule C3 abgegeben wird.
Um auf 1 zurückzukommen, ist auf der Seite der Batterie 10 des Resonanzwechselrichters 100 ein Eingangsspannungsdetektor 15 vorgesehen. Zusätzlich ist mindestens ein Eingangsleistungsdetektor 16 auf der Primärseite des Wandlers 20 und ein Ausgangsleistungsdetektor 36 auf der Sekundärseite vorgesehen. Eine Schaltersteuerung 40 nach der vorliegenden Ausführungsform beinhaltet einen Tastverhältnis-Rechner 50, einen Leistungsregler 60 und einen Pulsweitenmodulations-(PWM-) Generator 70. Der Tastverhältnis-Rechner 50 führt die Vorsteuerung durch. Der Leistungsregler 60 übernimmt die Rückkopplungsregelung. Der PWM-Generator 70 erzeugt ein PWM-Signal und gibt das PWM-Signal an die Gates der Brückenschaltungsschalter Q1 bis Q4 aus.
Der Tastverhältnis-Rechner 50 berechnet das Tastverhältnis anhand eines Kennfeldes oder einer mathematischen Formel durch Vorsteuerung auf der Grundlage der vom Eingangsspannungsdetektor 15 erfassten Eingangsspannung Vin. Dabei ist das Tastverhältnis das Verhältnis einer Einschaltzeit jedes der Schalter Q1 bis Q4 zum Schaltzyklus Ts. Hier wird die in 1 gezeigte Konfiguration des Tastverhältnis-Rechners 50 mit einem Vergleichsbeispiel, das mit der vorliegenden Ausführungsform verglichen wird, geteilt. Konfigurationen, die charakteristisch für die vorliegende Ausführungsform sind, sind in der nachfolgend beschriebenen 6 dargestellt.
Der Leistungsregler 60 führt die Rückkopplungsregelung so durch, dass die vom Eingangsleistungsdetektor 16 oder vom Ausgangsleistungsdetektor 36 erfasste Ist-Leistung P mit der Sollleistung Pref übereinstimmt. Eine detaillierte Konfiguration des Leistungsreglers 60 wird im Folgenden ebenfalls beschrieben. Der PWM-Generator 70 erzeugt das PWM-Signal auf Basis der Ausgabe des Tastverhältnis-Rechners 50 und des Leistungsreglers 60.
Als nächstes wird eine Übersicht über die Funktionsweise der Gegentaktschaltung der mit aktiven Clamping anhand von 3 bis 5 beschrieben. In 1 ist der Strom, der durch die erste Primärspule 21 fließt, der erste Strom I1. Der Strom, der durch die zweite Primärspule 22 fließt, ist der zweite Strom 12. Der Strom, der durch die Sekundärspule 26 fließt, ist der Ausgangsstrom Io. Für den ersten Strom I1 und den zweiten Strom I2 ist eine Richtung von dem Mittelabgriff 25 zu den schalterseitigen Endabschnitten 23 und 24 positiv definiert. Bezüglich des Ausgangsstroms Io ist eine Richtung von der Elektrode 31 der Last C3 durch die Sekundärspule 26 zur Elektrode 32 als positiv definiert.
Ein Zeitdiagramm in 3 zeigt den Zusammenhang zwischen der Betätigung der Schalter Q1 und Q2 und den Änderungen des ersten Stromes I1, des zweiten Stromes I2 und des Ausgangsstromes Io. Dabei wird eine erste Periode T1, während der der erste Schalter Q1 und der vierte Schalter Q4 eingeschaltet sind, und eine zweite Periode T2, während der der zweite Schalter Q2 und der dritte Schalter Q3 eingeschaltet sind, abwechselnd geschaltet. Die Totzeit wird ignoriert.
In diesem Beispiel werden in diesem Beispiel der erste Strom I1 und der zweite Strom I2 erkannt. Jeder Schalter wird zu einem Zeitpunkt ein- und ausgeschaltet, bei dem der erste Strom I1 und der zweite Strom I2 gleich einem positiven Schaltwert ISHIFT werden. Die Schaltzeit des Schalters ist jedoch nicht darauf beschränkt. Wenn der zweite Strom I2 größer als der erste Strom I1 ist, ist der Ausgangsstrom Io positiv. Wenn der erste Strom I1 größer als der zweite Strom I2 ist, ist der Ausgangsstrom Io negativ.
Im Schaltzyklus Ts werden die Symbole A bis F für Zeitpunkte angegeben, bei denen der erste Strom I1 oder der zweite Strom I2 den Nullpunkt durchquert, und für Zeitpunkte, bei denen der erste Strom I1 und der zweite Strom I2 sich kreuzen und gleich werden. Bei den Zeitpunkten A und B während der ersten Periode T1 durchquert der zweite Strom I2 jeweils den Nullpunkt von positiv nach negativ und von negativ nach positiv. Zum Zeitpunkt C, an dem die erste Periode T1 in die zweite Periode T2 übergeht, kreuzen sich der ansteigende zweite Strom I2 und der abfallende erste Strom I1. Zu den Zeitpunkten D und E während der zweiten Periode T2 durchquert der erste Strom I1 jeweils den Nullpunkt von positiv nach negativ und von negativ nach positiv. Zum Zeitpunkt F, an dem die zweite Periode T2 in die erste Periode T1 übergeht, kreuzen sich der ansteigende erste Strom I1 und der abfallende zweite Strom 12.
4A, 4B, 5A und 5B zeigen die Pfade des ersten Stroms I1 und des zweiten Stroms I2 zu jedem Zeitpunkt. Im Glättungskondensator C1 und im Clampkondensator C2 zeigt ein Pfeil von den Niederpotential-Elektroden 18 und 28 zu den Hochpotential-Elektroden 17 und 27 die Entladung an. Ein Pfeil von den Hochpotential-Elektroden 17 und 27 zu den Niederpotential-Elektroden 18 und 28 zeigt die Aufladung an. Außerdem ist hinsichtlich der Richtung des Stroms, der durch die Schalter Q1 bis Q4 fließt, eine Richtung, die vom Drain zur Source fließt, eine Vorwärtsrichtung und eine Richtung, die von der Source zum Drain fließt, eine Rückwärtsrichtung.
Während der in 4A dargestellten Zeitabschnitte A bis B wird der positive erste Strom I1 vom Glättungskondensator C1 entladen, fließt vom Mittelabgriff 25 durch die erste Primärspule 21 und fließt durch den ersten Schalter Q1 in Vorwärtsrichtung. Der negative zweite Strom I2 wird aus dem Clampkondensator C2 entladen, fließt durch den vierten Schalter Q4 in Vorwärtsrichtung, durchläuft die zweite Primärspule 22 und den Mittelabgriff 25 und lädt den Glättungskondensator C1 auf. Während dieser Zeit fließt der erste Strom 11, der durch die Entladung des Glättungskondensators C1 erzeugt wird, durch die erste Primärspule 21. Zusätzlich fließt der zweite Strom 12, der durch die Entladung des Clampkondensators C2 erzeugt wird, durch die zweite Primärspule 22.
Während der in 4B dargestellten Zeiten B bis C und F bis A fließt der positive erste Strom I1 über den gleichen Weg wie in 4A in der gleichen Richtung wie in 4A. Der positive zweite Strom I2 fließt über den gleichen Weg wie in 4A in einer Richtung, die der in 4A entgegengesetzt ist. Das heißt, der zweite Strom I2 wird vom Glättungskondensator C1 entladen, fließt vom Mittelabgriff 25 durch die zweite Primärspule 11, durchfließt den vierten Schalter Q4 in umgekehrter Richtung und lädt den Clampkondensator C2 auf.
Während der in 5A dargestellten Zeitabschnitte C bis D und E bis F wird der positive zweite Strom I2 vom Glättungskondensator C1 entladen, fließt von dem Mittelabgriff 25 durch die zweite Primärspule 22 und fließt durch den zweiten Schalter Q2 in Vorwärtsrichtung. Der positive erste Strom I1 wird vom Glättungskondensator C1 entladen, fließt von dem Mittelabgriff 25 durch die erste Primärspule 21, durchfließt den dritten Schalter Q3 in umgekehrter Richtung und lädt den Clampkondensator C2 auf.
Während der in 5B dargestellten Zeitabschnitte D bis E fließt der positive Zweitstrom I2 über den gleichen Weg wie in 5A in der gleichen Richtung wie in 5A. Der negative erste Strom I1 fließt über den gleichen Weg wie in 5A in einer Richtung, die der in 5A entgegengesetzt ist. D.h. der negative erste Strom I1 wird aus dem Clampkondensator C2 entladen, fließt durch den dritten Schalter Q3 in Vorwärtsrichtung, durchläuft die erste Primärspule 21 und den Mittelabgriff 25 und lädt den Glättungskondensator C1 auf. Während dieser Zeit fließt der zweite Strom 12, der durch die Entladung des Glättungskondensators C1 erzeugt wird, durch die zweite Primärspule 22. Zusätzlich fließt der erste Strom 11, der durch die Entladung des Clampkondensators C2 erzeugt wird, durch die erste Primärspule 21.
Bei dem Resonanzumrichter, der eine typische Gegentaktschaltung verwendet, die nur durch den Glättungskondensator C1 und die Schalter des unteren Zweigs Q1 und Q2 konfiguriert ist, wird der Strom, der der ersten Primärspule 21 und der zweiten Primärspule 22 zugeführt wird, hauptsächlich dem Glättungskondensator C1 entnommen. Daher stellt sich das Problem, dass die Belastung des Glättungskondensators C1 groß ist und der Welligkeitsstrom tendenziell groß ist. Im Gegensatz dazu fließen beim Gegentakt-Aktivclamp-Schaltkreis in den Zeitabschnitten A bis B und D bis E sowohl der Strom, der durch die Entladung des Glättungskondensators C1 als auch der Strom, der durch die Entladung des Clampkondensators C2 erzeugt wird, durch die Primärspulen 21 und 22. Dadurch kann die Entladungslast durch den Glättungskondensator C1 verringert und der Welligkeitsstrom reduziert werden.
(Erste Ausführungsform)
Die Konfiguration der Schaltersteuerung 40 gemäß der vorliegenden Ausführungsform in der Leistungsumwandlungsvorrichtung, die die oben beschriebene Gegentaktschaltung mit aktivem Clamping verwendet, wird anhand der 1 und 6 bis 10 beschrieben. 6 zeigt die Konfiguration des Tastverhältnis-Rechners 50 der Schaltersteuerung 40 detaillierter als die in 1. Der Tastverhältnis-Rechner 50 nach der vorliegenden Ausführungsform beinhaltet einen Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs 51 und einen Tastverhältnis-Rechner des oberen Zweigs 53. Im Folgenden wird das Tastverhältnis des ersten Schalters Q1 und des zweiten Schalters Q2, die die Schalter des unteren Zweigs sind, als Tastverhältnis des unteren Zweigs bezeichnet. Außerdem wird die Einschaltzeit des dritten Schalters Q3 und des vierten Schalters Q4, die die Schalter des oberen Zweigs sind, als Tastverhältnis des oberen Zweigs bezeichnet.
Der Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs 51 berechnet das Tastverhältnis des unteren Zweigs anhand eines Kennfeldes oder einer mathematischen Formel durch Vorsteuerung auf der Grundlage der vom Eingangsspannungsdetektor 15 ermittelten Eingangsspannung Vin. 7 zeigt ein Kennfeld, das einen Zusammenhang zwischen der Eingangsspannung Vin und dem Tastverhältnis bei der Vorsteuerung vorschreibt. Dieses Kennfeld zeigt eine negative Korrelation, bei der das Tastverhältnis mit steigender Eingangsspannung Vin innerhalb eines Variationsbereichs der Eingangsspannung Vin abnimmt. Daher ist das Tastverhältnis bei einem unteren Grenzwert Vin_min der Eingangsspannung innerhalb des Variationsbereichs maximal und das Tastverhältnis bei einem oberen Grenzwert Vin_max der Eingangsspannung minimal. Hier wird ein Maximalwert des Tastverhältnisses durch [α] angegeben. Hier werden Beschreibungen von (dmax/2), [β] u.ä. in den nachfolgenden Beschreibungen zitiert.
Vorgänge, bei denen die Leistung durch eine Tastverhältnisregelung konstant gehalten wird, werden anhand von 8 beschrieben. Eine relativ niedrige Spannung innerhalb des Variationsbereichs der Eingangsspannung Vin wird mit Vin_L bezeichnet, eine relativ hohe Spannung mit Vin_H. Als Spannung der Batterie 10 wird z.B. Vin_L mit ca. 10 V und Vin_H mit ca. 16 V angenommen. 8 zeigt eine Operation, bei der der erste Schalter Q1 für eine erste Hälfte des Schaltzyklus Ts und der zweite Schalter Q2 für eine zweite Hälfte des Schaltzyklus Ts eingeschaltet ist. Bei der niedrigen Spannung Vin_L, die durch eine gestrichelte Linie angezeigt wird, ist die Einschaltzeit Ton der Schalter Q1 und Q2 nahe der Hälfte (Ts/2) des Schaltzyklus und das Tastverhältnis liegt nahe 0,5. Von diesem Zustand aus wird bei einem Anstieg der Eingangsspannung Vin auf die Hochspannung Vin_H, die durch eine durchgezogene Linie angezeigt wird, so gesteuert, dass die Einschaltzeit der Schalter Q1 und Q2 kurz ist, d.h. das Tastverhältnis ist klein. Folglich wird die Ausgangsleistung auch bei Änderung der Eingangsspannung Vin durch die Tastverhältnisregelung konstant gehalten.
Rückkehrend zu 6, gibt der Tastverhältnis-Rechner des oberen Zweigs 53 einen festen Wert als Tastverhältnis des oberen Zweigs aus. D.h. die Vorsteuerung des Tastverhältnisses in Bezug auf 7 und 8 wird nach der vorliegenden Ausführungsform nur auf das Tastverhältnis des unteren Zweigs angewendet und spiegelt sich nicht in der Einstellung des Tastverhältnisses des oberen Zweigs wider. Auf diese Weise wird nach der vorliegenden Ausgestaltung das Tastverhältnis des oberen Zweigs als fester Wert ausgegeben. Die spezifische Einstellung des Wertes des Tastverhältnisses des oberen Zweigs und die Arbeitseffekte dieser Konfiguration werden im Folgenden beschrieben.
Die erste Ausführung und die zweite Ausführung unterscheiden sich in der Konfiguration des Leistungsreglers 60. Die Referenznummern des Leistungsreglers 60 gemäß der ersten und zweiten Ausführung sind 601 bzw. 602. Wie in 9 dargestellt, enthält der Leistungsregler 601 nach der ersten Ausführungsform einen Schaltfrequenzregler 65 und einen PWM-Frequenzgenerator 66. Der Leistungsregler 601 übernimmt die Rückkopplungsregelung der elektrischen Leistung. Der Schaltfrequenzregler 65 steuert die Schaltfrequenz so, dass die ermittelte Leistung P mit der Zielleistung Pref übereinstimmt. Der PWM-Frequenzgenerator 66 erzeugt eine PWM-Frequenz basierend auf den Regelergebnissen des Schaltfrequenzreglers 65 und gibt die PWM-Frequenz an den PWM-Generator 70 aus.
Wie in 10 dargestellt, haben die Schaltfrequenz und die elektrische Leistung ein zick-zack-förmiges Verhältnis, bei dem die Resonanzfrequenz die Spitze ist. Wenn die Eingangsspannung Vin von Vin_L auf der Niederspannungsseite auf Vin_H auf der Hochspannungsseite ansteigt, verschiebt sich die Gesamtkurve in Form eines Chevrons auf die Seite der höheren Leistung. Beispielsweise wird bei der Eingangsspannung Vin_L mit einer Schaltfrequenz f1 gefahren, bei der die Zielleistung Pref erfasst werden kann. Anschließend, wenn die Eingangsspannung Vin auf die Eingangsspannung Vin_H ansteigt, überschreitet die elektrische Leistung P entsprechend der Schaltfrequenz f1 die Zielleistung Pref. Hier ändert der Schaltfrequenzregler 65 die Schaltfrequenz auf f2, so dass die elektrische Leistung P mit der Sollleistung Pref übereinstimmt.
Im Folgenden wird die Konfiguration und Wirkungsweise der Schaltersteuerung 40 nach der vorliegenden Ausführungsform vor allem anhand der 11 bis 13 beschrieben, im Vergleich zur Konfiguration und Arbeitsweise des in 18 bis 20 gezeigten Vergleichsbeispiels. Der Tastverhältnis-Rechner 50 in 1 wird als Konfiguration des Tastverhältnis-Rechners des Vergleichsbeispiels referenziert. 18 zeigt eine Ansteuerung der Brückenschaltungsschalter Q1 bis Q4 im Vergleichsbeispiel. Ts ist der Schaltzyklus. Ton_L ist die Einschaltzeit der Schalter des unteren Zweigs Q1 und Q2. Ton_U ist die Einschaltzeit der Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4. Ein Blockpfeil zeigt an, dass sich die Einschaltzeit der Schalter Q1 bis Q4 von einem Zustand, der durch gestrichelte Linien angezeigt wird, auf einen Zustand verkürzt, der durch durchgezogene Linien angezeigt wird, wenn die Eingangsspannung Vin von einem niedrigen zu einem hohen Zustand ansteigt.
Als Voraussetzung für das Fahren, die sich das Vergleichsbeispiel und die vorliegende Ausführungsform teilen, werden der erste Schalter Q1 und der zweite Schalter Q2 des unteren Zweigs abwechselnd gleichermaßen betätigt. Der dritte Schalter Q3 und der vierte Schalter Q4 des oberen Zweigs werden abwechselnd gleichwertig betätigt. Damit die in 4 und 5 gezeigte Entladungsunterstützung durch den Clampkondensator C1 funktioniert, muss außerdem mindestens der vierte Schalter Q4 während einer Einschaltzeit des ersten Schalters Q1 und der dritte Schalter Q3 während der Einschaltzeit des zweiten Schalters Q2 eingeschaltet sein. Dabei ist es allgemein bekannt, dass der erste Schalter Q1 und der dritte Schalter Q3 sowie der zweite Schalter Q2 und der vierte Schalter Q4, die Paare des oberen und unteren Zweigs sind, nicht gleichzeitig eingeschaltet werden dürfen, um einen Kurzschluss zu verhindern.
Darüber hinaus wird bei der Gegentaktschaltung mit aktivem Clamping beim gleichzeitigen Einschalten des ersten Schalters Q1 und des zweiten Schalters Q2 oder beim gleichzeitigen Einschalten des dritten Schalters Q3 und des vierten Schalters Q4 der magnetische Fluss zwischen den Primärspulen 21 und 22 des Wandlers 20 aufgehoben. Die Folge ist, dass keine elektrische Leistung an die Sekundärseite abgegeben wird. Auf der Primärseite fließt ein großer Strom. Um diese Situation zu verhindern, verhindert die Schaltersteuerung 40, dass der erste Schalter Q1 und der zweite Schalter Q2 gleichzeitig und der dritte Schalter Q3 und der vierte Schalter Q4 gleichzeitig eingeschaltet werden können. Dadurch kann ein anormaler Stromfluss auf der Primärseite verhindert und die elektrische Leistung auf der Sekundärseite entsprechend an eine Last C3 abgegeben werden.
Unter der oben beschriebenen Prämisse werden im Vergleichsbeispiel der erste Schalter Q1 und der vierte Schalter Q4 gleichzeitig und der zweite Schalter Q2 und der dritte Schalter Q3 gleichzeitig ein-/ausgeschaltet. D.h. die Einschaltzeit Ton_U der Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4 ist immer gleich der Einschaltzeit Ton_L der Schalter des unteren Zweigs Q1 und Q2, unabhängig von der Eingangsspannung Vin. Daher wird das Tastverhältnis des oberen Zweigs immer gleich dem Tastverhältnis des unteren Zweigs eingestellt, und zwar unabhängig von der Eingangsspannung Vin.
Wie in 11 dargestellt, wird die Einschaltzeit Ton_L der Schalter des unteren Zweigs Q1 und Q2 entsprechend der vorliegenden Ausführungsform ähnlich wie im Vergleichsbeispiel mit der Erhöhung der Eingangsspannung Vin verkürzt. Die Einschaltzeit Ton_U der Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4 ist jedoch relativ zum Schaltzyklus Ts fest, unabhängig von den Änderungen der Eingangsspannung Vin. Das heißt, das Tastverhältnis des oberen Zweigs wird unabhängig von den Änderungen der Eingangsspannung Vin auf einen festen Wert eingestellt. Der feste Wert des Tastverhältnisses des oberen Zweigs wird so eingestellt, dass er gleich oder größer als ein Maximalwert des Tastverhältnisses des unteren Zweigs ist, und dieser wird vorzugsweise auf einen Wert eingestellt, der sich durch Subtraktion eines Wertes ergibt, der der Totzeit DT von 0,5 entspricht.
Die Totzeit DT ist zwischen der Einschaltzeit des dritten Schalters Q3 und der Einschaltzeit des vierten Schalters Q4 gewährleistet. Die Totzeit DT ist eine Mindestzeitspanne, die benötigt wird, um einen gleichzeitigen Einschaltzustand zu verhindern. Die Totzeit DT wird aufgrund der Elementeigenschaften der Schalter Q3 und Q4 und der Fertigungsabweichungen bestimmt. Im Allgemeinen wird eine Zeitspanne innerhalb von mehreren % des Schaltzyklus Ts, z.B. innerhalb von 5 %, erwartet. Wenn beispielsweise der Wert, der der Totzeit DT entspricht, 5% des Schaltzyklus Ts beträgt, wird 0,45, der sich durch Abzug von 0,05 von 0,5 ergibt, als Tastverhältnis des oberen Zweigs eingestellt.
In einem Kennfeld in 7 wird der Wert, der sich durch Subtraktion eines Totzeitäquivalents von 0,5 ergibt, mit [β] bezeichnet. Nach der vorliegenden Ausführungsform wird das Tastverhältnis des oberen Zweigs als ein fester Wert angegeben, der gleich oder größer als das maximale Tastverhältnis [α] ist, die dem unteren Grenzwert Vin_min der Eingangsspannung entspricht und gleich oder kleiner als der Wert [β] ist, der sich durch Subtraktion des Totzeitäquivalents von 0,5 ergibt. Vorzugsweise wird das Tastverhältnis des oberen Zweigs auf einen Wert eingestellt, der gleich [β] ist, d.h. der maximale Wert innerhalb dieses Bereichs.
Auf diese Weise ergibt sich als Tastverhältnis des oberen Zweigs für realistisches Fahren nach der vorliegenden Ausführungsform der Wert, der sich durch Subtraktion des Totzeitäquivalents von 0,5 ergibt. Wenn die Totzeit jedoch idealistisch als Null betrachtet wird, kann man das Ansteuerverfahren nach der vorliegenden Ausführungsform als ein Verfahren bezeichnen, bei der die Ansteuerung mit vollem Tastverhältnis erfolgt, bei der einer der oberen Schalter Q3 und Q4 immer eingeschaltet ist. Mittlerweile ist das Ansteuerverfahren des Vergleichsbeispiels ein Verfahren, bei der das Tastverhältnis des oberen Zweigs dem Tastverhältnis des unteren Zweigs folgt.
Bezüglich der Unterschiede in der Ansteuerwellenform aufgrund solcher Unterschiede in dem Ansteuerverfahrens, siehe 19 des Vergleichsbeispiels und 12 entsprechend der vorliegenden Ausführungsform. 19 und 12 zeigen den Schalterstrom, den primärseitigen Wandlerstrom, die am Wandler anliegende Spannung und die Gatebefehle für die Brückenschaltungsschalter Q1 bis Q4. Hinsichtlich des Schalterstroms ist der Strom, der zu einem der Schalter Q1 bis Q4 fließt, in einer einzigen Zeichnung dargestellt. Der Schalter, durch den der Strom fließt, wird zu einem Zeitpunkt geschaltet, der durch eine vertikale Linie angezeigt wird. Bezüglich des primärseitigen Wandlerstroms fließt der Schaltstrom in den Perioden ohne Schaltzeitpunkt kontinuierlich.
Bei der Ansteuerung im Vergleichsbeispiel in 19 werden während einer Zeit t10 bis t11, die etwa einem Viertel des Schaltzyklus Ts entspricht, der erste Schalter Q1 und der vierte Schalter Q4 eingeschaltet. Während einer Zeitspanne t12 bis t13 werden der zweite Schalter Q2 und der dritte Schalter Q3 eingeschaltet. Während einer Zeitspanne t11 bis t12 und einer Zeitspanne t13 bis t14 sind alle Schalter Q1 bis Q4 abgeschaltet. Als Ergebnis einer solchen Ansteuerung entsteht unmittelbar vor dem Übergang vom Zustand, in dem alle Schalter Q1 bis Q4 ausgeschaltet sind, in den Zustand, in dem der erste und vierte Schalter Q1 und Q4 oder der zweite und dritte Schalter Q2 und Q3 eingeschaltet sind, ein diskontinuierlicher Modus, in dem sich der Strom diskontinuierlich ändert. Während der Periode des diskontinuierlichen Betriebs wird eine Polarität der an den Wandler angelegten Spannung invertiert und die Wellenform ist so gestaltet, dass während des Schaltzyklus Ts jeweils zweimal ein positiver und ein negativer Spannungsimpuls enthalten ist.
Im Gegensatz dazu wird bei der Ansteuerung nach der vorliegenden Ausführungsform in 12 der vierte Schalter Q4 während einer Zeitspanne t0 bis t2 eingeschaltet, über eine Zeitspanne t0 bis t1 hinaus, in der der erste Schalter Q1 eingeschaltet ist. Der dritte Schalter Q3 wird während einer Zeitspanne t2 bis t4 eingeschaltet, über die Zeitspanne t2 bis t3 hinaus, während der der zweite Schalter Q2 eingeschaltet ist. Durch das volle Tastverhältnis bzw. der kompletten Einschaltzeit der Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4 wird das Auftreten eines diskontinuierlichen Strombetriebs verhindert. Zusätzlich bildet die am Wandler anliegende Spannung eine Ein-Impuls-Wellenform, in der der positive und der negative Spannungsimpuls jeweils einmal während des Schaltzyklus Ts enthalten sind. Die Ein-Impuls-Wellenform bedeutet, dass die Impulse wie befohlen an den Wandler angelegt werden.
Zu den Auswirkungen der Frequenzabhängigkeit im Tastverhältnis-Rechner 50 siehe auch 20A und 20B des Vergleichsbeispiels sowie 13A und 13 entsprechend der vorliegenden Ausführungsform. 20A und 13A zeigen Kennfelder des durch Simulation ermittelten Tastverhältnisses, das für die Ausgabe konstanter elektrischer Leistung bei Änderung der Eingangsspannung Vin für jede Schaltfrequenz erforderlich ist. 20B und 13B zeigen ein in ein Verhältnis von Schaltfrequenz zu Tastverhältnis umgewandeltes Kennfeld für jeden Pegel der Eingangsspannung Vin, d.h. niedrig, mittel und hoch. Dabei gibt das relative Tastverhältnis auf einer vertikalen Achse einen Wert an, der im Vergleichsbeispiel sowohl für das Tastverhältnis des unteren Zweigs als auch für das Tastverhältnis des oberen Zweigs verwendet wird. Nach der vorliegenden Ausführungsform gibt die relative Einschaltzeit auf der vertikalen Achse das Tastverhältnis des unteren Zweigs an.
Im Vergleichsbeispiel steigt bei gleicher Eingangsspannung Vin das Tastverhältnis tendenziell mit abnehmender Frequenz, und das Tastverhältnis sinkt tendenziell mit zunehmender Frequenz. D.h. das Tastverhältnis ist abhängig von der Schaltfrequenz. Im Vergleichsbeispiel sind daher mehrere Kennfelder auf Basis der Frequenzen für die Vorsteuerung des Tastverhältnisses erforderlich. Wenn die Last C3 eine Entladungsspule o.ä. ist, können sich außerdem die Eigenschaften aufgrund von Schwankungen der Lastkapazität o.ä. und Temperaturänderungen ändern und die Resonanzfrequenz kann sich ändern. Auch in diesem Fall werden bei der Vorsteuerung des Tastverhältnisses Effekte durch Änderungen der Charakteristik der Last aufgenommen.
In 13A hingegen überlappen sich nach der vorliegenden Ausführungsform die Kennfelder für mehrere Schaltfrequenzen auf einer einzigen Linie. Hier in 13A ist die Pluralität der Linien absichtlich leicht verschoben, um anzuzeigen, dass sich eine Vielzahl von Kennfeldern überlagert. Darüber hinaus ist das Tastverhältnis, wie in 13B dargestellt, nicht von der Schaltfrequenz bei jeder Eingangsspannung Vin abhängig. Da die Frequenzabhängigkeit nicht vorhanden ist, auch wenn sich die Charakteristik der Last C3 ändert und die Resonanzfrequenz sich ändert, werden die Auswirkungen davon nicht empfangen. Daher ist nach der derzeitigen Ausführungsform die Erfassung und Anpassung von Kennfeldern, die auf den Eigenschaften der Last C3 und der Schaltfrequenz basieren, nicht erforderlich. Die Vorsteuerung des Tastverhältnisses kann mit einem einzigen Kennfeld durchgeführt werden.
Hier wird das Kennfeld in 13A durch Simulation erfasst. Der Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs 51 kann jedoch das Tastverhältnis des unteren Zweigs mit Hilfe einer mathematischen Formel berechnen, in dem eine polynomische Annäherung an eine durch Simulation oder Experiment ermittelte Wellenform durchgeführt wird. Dadurch kann ein optimales Tastverhältnis im Voraus berechnet werden. Darüber hinaus kann der Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs 51 auch das Tastverhältnis ableiten, das dem Kennfeld in 13A durch eine theoretische Formel entspricht. Als nächstes wird die Ableitung der theoretischen Formel zur Berechnung des Tastverhältnisses anhand der Eingangsspannung Vin beschrieben.
Zunächst werden die Symbole in den Ausdrücken wie folgt definiert.

Vin: Eingangsspannung
Vin min: unterer Grenzwert innerhalb des Variationsbereichs der Eingangsspannung
x: erforderlicher Dämpfungsbetrag
Vt: an den Wandler angelegte Spannung 20
Vt_min: Minimalwert der am Wandler anliegenden Spannung
Vc: Spannung des Clampkondensators, die eine Zwischenelektrodenspannung des Clampkondensators C2 ist
Vc min: Minimalwert der Clampkondensatorspannung
d: zweifacher Wert des Tastverhältnisses (d = 2× Tastverhältnis)
dmax: maximaler Wert von d innerhalb des Variationsbereichs der Eingangsspannung
k: Basis-Effektivwert-Verhältnis

Wie auf einer vertikalen Achse in 7 angegeben, wird der Maximalwert des relativen Tastverhältnisses am unteren Grenzwert Vin_L der Eingangsspannung mit (dmax/2) angegeben. Der erforderliche Dämpfungsbetrag x ist eine erforderliche Dämpfung des Tastverhältnisses (= d/2), die mit der Erhöhung des Eingangswertes Vin vom Eingangsspannungs-Untergrenzwert Vin_L benötigt wird. Zusätzlich wird der d-Wert nach der vorliegenden Ausführungsform wie in 14 definiert, basierend auf der am Wandler angelegten Spannung Vt, die die Ein-Impuls-Kurve bildet. Das heißt, wenn die Einschaltzeit des Schalters die Hälfte (2/Ts) des Schaltzyklus beträgt, ist d = 1. In der Realität wird der d-Wert im Bereich von 0 ≤ d 1 <eingestellt.
Da die an den Wandler angelegte Spannung Vt die Clampkondensatorspannung Vc ist, wird in der Aktiv-Clamping-Schaltung der erforderliche Dämpfungsbetrag x durch die Formel (1) ausgedrückt.
[Formel 1] $x = \frac{V_{t_min}}{V_{t}} = \frac{V_{c_min}}{V_{c}}$
Da der Primärkreis ein Aufwärtswandler ist, wird außerdem ein Zusammenhang bzw. eine Beziehung zwischen der Eingangsspannung Vin und der Spannung des Clampkondensators Vc durch die Ausdrücke (2) und (3) ausgedrückt.
[Formel 2] $V_{c} = \frac{1}{1 - (d / 2)} V_{i n}$
[Formel 3] $V_{c_min} = \frac{1}{1 - (d_{max} / 2)} V_{i n_min}$
Wenn die Formeln (2) und (3) in Formel (1) eingesetzt bzw. ersetzt werden, wird der erforderliche Dämpfungsbetrag x durch die Eingangsspannung Vin und den d-Wert ausgedrückt. Wenn der erforderliche Dämpfungsbetrag x in die Formel (4) eingesetzt wird, wird der d-Wert berechnet. Aus dem d-Wert wird das Tastverhältnis ermittelt. Dadurch kann aus der theoretischen Formel das optimale Tastverhältnis berechnet werden.
[Formel 4] $d = \frac{2}{π} \cdot arcsin (2 x \cdot sin (π \cdot \frac{d_{max}}{2}))$
Die Ableitung der Formel (4) wird zusätzlich beschrieben. Wenn die Fourier-Expansion an der Ein-Puls-Kurvenform in 14 durchgeführt wird und eine Grundwellenkomponente extrahiert wird, werden die Ausdrücke (5.1) bis (5.3) unten abgeleitet. Wenn die Ausdrücke (5.1) bis (5.3) angeordnet sind, erhält man die Formel (4).
[Formel 5] $d = \frac{2}{π} \cdot arcsin (\frac{π}{4} \cdot a)$
$a = \sqrt{2} \cdot x \cdot k$
$k = \sqrt{2} \cdot \frac{4}{π} \cdot sin (π \cdot \frac{d_{max}}{2})$
(Wirkungen entsprechend der vorliegenden Ausführungsform)
(1) Bei der konventionellen Technik in PTL 1 ( JP-A-2001-251854 ) wird das Tastverhältnis auf Basis eines rückgekoppelten Stromwertes gesteuert. Daher kann es aufgrund der Ansprechverzögerung, die bei einer plötzlichen Änderung der Eingangsspannung auftritt, zu Ausgangsschwankungen und Überstrom kommen. Im Gegensatz dazu berechnet der Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs 51 nach der vorliegenden Ausführungsform das Tastverhältnis durch Vorsteuerung auf Basis der Eingangsspannung Vin. Dadurch können Ausgangsschwankungen und Überstrom, die durch plötzliche Änderungen der Eingangsspannung verursacht werden, unterdrückt werden.
(2) Im Schwingrichter, der den Gegentaktkreis verwendet, wird der Strom, der der ersten Primärspule 21 und der zweiten Primärspule 22 zugeführt wird, hauptsächlich dem Glättungskondensator C1 entnommen. Daher stellt sich die Frage, dass die Belastung des Glättungskondensators C1 groß ist und der Welligkeitsstrom tendenziell groß ist. Nach der vorliegenden Ausführungsform unterstützt der Clampkondensator C2 durch die Verwendung der aktiven Gegentaktschaltung, die den Clampkondensator C2 und die Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4 enthält, die Entladung durch den Glättungskondensator C1. Dadurch wird der Glättungskondensator C1 entlastet. Der Ripple bzw. Welligkeitsstrom kann reduziert werden.
(3) Bei dem Ansteuerungsverfahren der Gegentakt-Aktiv-Clamping-Schaltung, wenn das Tastverhältnis der Schalter des oberen Zweigs Q3 und Q4 so verändert wird, dass es dem Tastverhältnis der Schalter des unteren Zweigs Q1 und Q2 folgt, entsteht das Problem, dass der Ausgangsstrom diskontinuierlich verläuft. Der Tastverhältnis-Rechner des oberen Zweigs 53 gibt nach der vorliegenden Ausführungsform einen festen Wert aus, der gleich oder größer als der Maximalwert des Tastverhältnisses des unteren Zweigs innerhalb des Variationsbereichs der Eingangsspannung Vin als Tastverhältnis des oberen Zweigs ist. Vorzugsweise wird das Tastverhältnis des oberen Zweigs auf den Maximalwert eingestellt, von dem der Wert, der der Totzeit DT entspricht, abgezogen wurde. Als Ergebnis bildet die am Wandler anliegende Spannung eine Ein-Impuls-Wellenform. Das Auftreten von diskontinuierlichem elektrischem Strom kann so weit wie möglich verhindert werden.
(4) Der Leistungsregler 601 kann nach der vorliegenden Ausführungsform die elektrische Leistung durch Regelung der Schaltfrequenz mittels Rückkopplungsregelung der elektrischen Leistung konstant halten. Da die am Wandler anliegende Spannung in dieser Konfiguration eine Ein-Impuls-Wellenform bildet, kann außerdem die Frequenzabhängigkeit bei der Vorsteuerung des Tastverhältnisses eliminiert werden. Damit entfällt die Erfassung und Anpassung der Kennfelder auf Basis der Schaltfrequenzen.
(Zweite Ausführungsform)
Die Leistungsumwandlungsvorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform wird anhand der 15 bis 17B beschrieben. Die zweite Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform in der Konfiguration der Leistungs-Rückkopplungsregelung. Wie in 15 dargestellt, enthält der Leistungsregler 602 nach der zweiten Ausführungsform neben dem Schaltfrequenzregler 65 und dem PWM-Frequenzgenerator 66, die im Leistungsregler 601 nach der ersten Ausführungsform enthalten sind, noch einen Burst-Tastverhältnis-Regler 67 und einen Burst-Tastverhältnis-Generator 68.
Der Schaltfrequenzregler 65 und der PWM-Frequenzgenerator 66 führen eine Rückkopplungsregelung der Schaltfrequenz durch, so dass ein Erfassungswert der Momentanleistung Pinst mit der Soll-Momentanleistung Prefinst übereinstimmt, und geben die Schaltfrequenz an den PWM-Generator 70 aus. Der Burst-Tastverhältnis-Regler 67 und der Burst-Tastverhältnis-Generator 68 führen die Rückkopplungsregelung eines Burst-Tastverhältnis so durch, dass ein Erfassungswert der mittleren Leistung Pavr mit der mittleren Zielleistung Prefavr und gibt das Burst-Tastverhältnis an den PWM-Generator 70 aus. Der PWM-Generator 70 erzeugt das PWM-Signal, das die Brückenschaltungsschalter Q1 bis Q4 intermittierend ansteuert, basierend auf der Schaltfrequenz und dem vom Leistungsregler 602 erzeugten Burst-Tastverhältnis.
Wie in 16 dargestellt, werden die Brückenschaltungsschalter Q1 bis Q4 intermittierend mit einem vorgegebenen Burst-Zyklus TB angesteuert, der eine Ansteuerungsperiode TDRIVE und eine Stopp-Periode TSTOP beinhaltet. D.h. die Brückenschaltungsschalter Q1 bis Q4 werden entsprechend des vorgegebenen Tastverhältnisses und Schaltfrequenz während der Ansteuerungsperiode TDRIVE auf Ein/Aus geschaltet. Die Brückenschaltungsschalter Q1 bis Q4 sind während der Stopp-Periode TSTOP alle ausgeschaltet. Das Burst-Tastverhältnis ist ein Verhältnis der Ansteuerungsperiode TDRIVE zum Burst-Zyklus TB. Wenn z.B. die Ansteuerzeit bzw. -periode TDRIVE und die Stopp-Periode TSTOP gleich sind, beträgt das Burst-Tastverhältnis 0,5. Die Burst-Frequenz (Hz) ist hier eine Umkehrung des Burst-Zyklus (s). Zusätzlich ist die elektrische Leistung beim Einschalten des Ausgangsimpulses während der Ansteuerungsperiode TDRIVE die Momentanleistung Pinst. Ein Wert, der sich aus der Momentanleistung Pinst multipliziert mit dem Burst-Tastverhältnis ergibt, ist die mittlere Leistung Pavr.
Die in 17A dargestellte Allschichtentladungsleistung bezieht sich auf die Momentanleistung, die für die Entladung in allen Schichten der Entladungsspule C3, d.h. zwischen allen Elektroden 31 und 32, bereitgestellt werden muss. Ein unterer Grenzwert der Allschichtentladungsleistung wird als Soll-Durchschlagsleistung Prefinst eingestellt. Der Leistungsregler 602 steuert zunächst die Momentanleistung Pinst, indem er die Schaltfrequenz von f4 auf f3 so ändert, dass die Ziel-Momentanleistung Prefinst auf einer Schaltfrequenz und Leistungskennlinie erreicht wird. Dadurch kann die Entladung in allen Schichten der Entladungsspule C3 realisiert werden.
Als nächstes erzeugt der Leistungsregler 602 das Tastverhältnis, das der angestrebten mittleren Leistung Prefavr entspricht, basierend auf einer Beziehung zwischen einer Burst-Tastverhältnis- und Leistungskennlinie, wie in 17B dargestellt. Mit anderen Worten, der Anteil der mittleren Zielleistung Prefavr relativ zur momentanen Zielleistung Prefinst wird als Burst-Tastverhältnis erzeugt. Auf diese Weise, so die zweite Ausführungsform, lässt sich durch die Steuerung der Schaltfrequenz und des Burst-Tastverhältnisses die mittlere Leistung Pavr steuern, wobei die effiziente Entladung in allen Schichten erhalten bleibt. Zusätzlich kann, ähnlich wie bei der ersten Ausführungsform, das Auftreten eines diskontinuierlichen Betriebs des Ausgangsstroms verhindert werden. Die Frequenzabhängigkeit bei der Vorsteuerung des Tastverhältnisses des unteren Zweigs kann reduziert werden.
(Andere Ausführungsformen)

(a) Der Leistungsregler 602 nach der zweiten Ausführungsform steuert die mittlere Leistung Pavr, indem er das Burst-Tastverhältnis bei der Regelung der Momentanleistung Pinst durch die Steuerung der Schaltfrequenz steuert. Dabei kann ein Aspekt berücksichtigt werden, bei dem die Schaltfrequenz z.B. in der Nähe der Resonanzfrequenz des Ausgangsstroms festgelegt wird und die Rückkopplungsregelung nur der mittleren Leistung Pavr durch die Steuerung des Burst-Tastverhältnisses erfolgt. Der Leistungsregler nach diesem Gesichtspunkt muss lediglich so konfiguriert werden, dass er nur den Burst-Tastverhältnis-Regler 67 und den Burst-Tastverhältnis-Generator 68 enthält. Demnach wird die Frequenzabhängigkeit bei der Vorsteuerung des Tastverhältnisses gar nicht erst zum Thema. Ähnliche Effekte wie nach der oben beschriebenen Ausführungsform werden hinsichtlich der Verhinderung des Auftretens eines diskontinuierlichen elektrischen Stromes erzielt.
(b) Die kapazitive Last C3, die an die Sekundärspule 26 des Wandlers 20 angeschlossen ist, ist nicht auf die Entladungsspule begrenzt, die in der Ozonerzeugungsvorrichtung 30 verwendet wird, und kann eine weitere Last sein. Zusätzlich kann eine Induktivität o.ä. zur Einstellung der Resonanzfrequenz der Last C3 an den Sekundärkreis angeschlossen werden.
(c) Wenn z.B. eine strenge Regelung der Ausgangsleistung aufgrund der Eigenschaften der Last C3 nicht erforderlich ist, darf die Schaltersteuerung keine Rückkopplungsregelung der elektrischen Leistung P durchführen. Die Effekte (1) bis (3) gemäß den oben beschriebenen Ausführungsformen können erreicht werden, wenn zumindest nur die Vorsteuerung des Tastverhältnisses auf der Basis der Eingangsspannung Vin durchgeführt wird.

Die vorliegende Offenbarung beschränkt sich in keiner Weise auf die oben beschriebenen Ausführungsformen. Verschiedene Aspekte sind möglich, ohne vom Geist der vorliegenden Offenbarung abzuweichen.
Der vorliegende Ausweis wird anhand der Ausführungsform(en) beschrieben. Die vorliegende Offenbarung beschränkt sich jedoch nicht auf diese Ausführungsformen und Konstruktionen. Die vorliegende Offenbarung soll verschiedene Änderungsbeispiele und Modifikationen innerhalb des Äquivalenzbereichs abdecken. Darüber hinaus liegen verschiedene Kombinationen und Konfigurationen und weitere, andere Kombinationen und Konfigurationen, die mehr, weniger oder nur ein einzelnes Element davon enthalten, ebenfalls im Sinne und Umfang dieser Offenbarung.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2017140673 [0001]
JP 2001251854 A [0004, 0071]

Claims

Leistungsumwandlungsvorrichtung, umfassend: einen Glättungskondensator (C1), der zwischen einen Hochpotential-Eingangsanschluss (11) und einen Niedrigpotential-Eingangsanschluss (12) geschaltet ist, an den eine Eingangsspannung (Vin) einer Gleichstromversorgung (10) angelegt wird; eine erste Primärspule (21) und eine zweite Primärspule (22), die eine Primärseite eines Wandlers (20) konfigurieren, wobei eines der Enden der ersten Primärspule und eines der Enden der zweiten Primärspule mit einem gemeinsamen Mittelabgriff (25) verbunden ist, der mit dem Hochpotential-Eingangsanschluss verbunden ist; eine Sekundärspule (26), die eine Sekundärseite des Wandlers konfiguriert, wobei die Sekundärspule mit einer Last (C3) verbunden ist; einen ersten Schalter (Q1) und einen zweiten Schalter (Q2), die einen unteren Zweig einer Brückenschaltung konfigurieren und abwechselnd mit einem vorbestimmten Schaltzyklus (Ts) betätigt werden, wobei der erste Schalter einen hochpotentialseitigen Anschluss und einen niederpotentialseitigen Anschluss aufweist, wobei der hochpotentialseitige Anschluss mit einem schalterseitigen Endabschnitt (23) verbunden ist, der ein Endabschnitt der ersten Primärspule auf einer dem Mittelabgriff gegenüberliegenden Seite ist, wobei der niederpotentialseitige Anschluss mit dem niederpotentialseitigen Eingangsanschluss verbunden ist, und wobei der zweite Schalter einen hochpotentialseitigen Anschluss und einen niederpotentialseitigen Anschluss aufweist, wobei der hochpotentialseitige Anschluss mit einem schalterseitigen Endabschnitt (24) verbunden ist, der ein Endabschnitt der ersten Sekundärspule auf einer Seite gegenüber dem Mittelabgriff ist, wobei der niederpotentialseitige Anschluss mit dem niederpotentialseitigen Eingangsanschluss verbunden ist; einen dritten Schalter (Q3) und einen vierten Schalter (Q4), die einen oberen Zweig der Brückenschaltung konfigurieren und im Schaltzyklus abwechselnd betätigt werden, der dritte Schalter Anschlüsse aufweist, wobei einer der Anschlüsse mit dem schalterseitigen Endabschnitt der ersten Primärspule verbunden ist, und der vierte Schalter Anschlüsse hat, wobei einer der Anschlüsse mit dem schalterseitigen Endabschnitt der zweiten Primärspule verbunden ist; einen Clampkondensator (C2), der zwischen dem anderen der Anschlüsse des dritten Schalters und dem Niedrigpotential-Eingangsanschluss und zwischen dem anderen der Anschlüsse des vierten Schalters und dem Niedrigpotential-Eingangsanschluss verbunden ist; und eine Schaltersteuerung (40), die ein Tastverhältnis berechnet, das ein Verhältnis einer Einschaltzeit jedes der Brückenschaltungsschalter, einschließlich des ersten Schalters, des zweiten Schalters, des dritten Schalters und des vierten Schalters, relativ zu dem Schaltzyklus ist, und diese den Betrieb der Brückenschaltungsschalter so steuert, dass mindestens der vierte Schalter während einer Einschaltperiode des ersten Schalters und mindestens der dritte Schalter während einer Einschaltperiode des zweiten Schalters eingeschaltet wird, wobei die Schaltersteuerung das Folgende beinhaltet: einen Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs (51), der ein Tastverhältnis des unteren Zweigs, das ein Tastverhältnis von jedem des ersten Schalters und des zweiten Schalters ist, unter Verwendung eines Kennfelds oder einer mathematischen Formel durch Vorsteuerung auf der Grundlage der Eingangsspannung berechnet, einem Tastverhältnis-Rechner des oberen Zweigs (53), der einen festen Wert, der gleich oder größer als ein Maximalwert des Tastverhältnisses des unteren Zweigs innerhalb eines Variationsbereichs der Eingangsspannung ist, als Tastverhältnis des oberen Zweigs ausgibt, das ein Tastverhältnis des dritten Schalters und auch des vierten Schalters ist, und einen Pulsbreitenmodulationsgenerator (70), der ein Pulsbreitenmodulationssignal basierend auf der Ausgabe von dem Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs und der Ausgabe von dem Tastverhältnis-Rechner des oberen Zweigs erzeugt und das Pulsbreitenmodulationssignal an die Brückenschaltungsschalter ausgibt.
Leistungsumwandlungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei: die Schaltersteuerung verhindert, dass der erste Schalter und der zweite Schalter gleichzeitig eingeschaltet werden und dass der dritte Schalter und der vierte Schalter gleichzeitig eingeschaltet werden.
Leistungsumwandlungsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei: das Tastverhältnis des oberen Zweigs auf einen Maximalwert eingestellt wird, der sich dadurch ergibt, dass von 0,5 ein Wert abgezogen wird, der einer Totzeit entspricht, wobei die Totzeit eine Zeitspanne ist, die zwischen der Einschaltzeit des dritten Schalters und der Einschaltzeit des vierten Schalters gewährleistet ist.
Leistungsumwandlungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei: der Tastverhältnis-Rechner des unteren Zweigs wie Folgt konfiguriert ist: (i) Berechnen eines erforderlichen Dämpfungsbetrags aus der Eingangsspannung mit Hilfe von Formel (1), Formel (2) und Formel (3), wie folgt: [Formel 1] $x = \frac{V_{t_min}}{V_{t}} = \frac{V_{c_min}}{V_{c}}$
[Formel 2] $V_{c} = \frac{1}{1 - (d / 2)} V_{i n}$
[Formel 3] $V_{c_min} = \frac{1}{1 - (d_{max} / 2)} V_{i n_min}$
wobei das Folgende gilt: Vin ist die Eingangsspannung, Vin min ist ein unterer Grenzwert innerhalb des Variationsbereichs der Eingangsspannung, x ist ein erforderlicher Dämpfungsbetrag, und damit ein Betrag der Dämpfung des Tastverhältnisses, der bei einer Erhöhung der Eingangsspannung vom unteren Grenzwert aus erforderlich ist, Vt ist eine am Wandler angelegte Spannung, die an den Wandler angelegt wird, Vt_min ist ein Mindestwert der am Wandler anliegenden Spannung, Vc ist eine Clampkondensatorspannung, die eine Zwischenelektrodenspannung des Glättungskondensators ist, Vc min ist ein Minimalwert der Clampkondensatorspannung, d ist ein zweifacher Wert des Tastverhältnisses, und dmax ist ein Maximalwert des zweifachen Wertes des relativen Tastverhältnisses innerhalb des Variationsbereichs der Eingangsspannung; ii) Berechnen des d-Werts gemäß der nachstehenden Formel (4); und [Formel 4] $d = \frac{2}{π} \cdot arcsin (2 x \cdot sin (π \cdot \frac{d_{max}}{2}))$
iii) Berechnen des Tastverhältnisses des unteren Zweigs auf der Grundlage des berechneten d-Wertes.
Leistungsumwandlungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei: die Schaltersteuerung weiterhin das Folgende beinhaltet: einen Leistungsregler (60), der eine Rückkopplungsregelung der Eingangsleistung auf der Primärseite des Wandlers oder der Ausgangsleistung auf der Sekundärseite auf eine Zielleistung durchführt; und der Pulsbreitenmodulationsgenerator das Pulsbreitenmodulationssignal auch auf Basis der Ausgabe des Leistungsreglers erzeugt.
Leistungsumwandlungsvorrichtung nach Anspruch 5, wobei: der Leistungsregler (601) die elektrische Ausgangsleistung durch die Steuerung der Schaltfrequenz jedes einzelnen Brückenschaltungsschalters steuert.
Leistungsumwandlungsvorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, wobei: die Schaltersteuerung die Brückenschaltungsschalter intermittierend mit einem vorbestimmten Burst-Zyklus (TB) ansteuert, der eine Ansteuerungsperiode (TDRIVE) und eine Stopp-Periode (TSTOP) umfasst; und der Leistungsregler (602) die elektrische Leistung durch Regelung eines Burst-Tastverhältnisses steuert, das ein Verhältnis der Ansteuerungsperiode relativ zum Burst-Zyklus ist.
Leistungsumwandlungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei: die Last eine Entladungsspule ist, die in einem Ozonerzeugungsgerät (30) verwendet wird.