DE102016119523A1 - Leistungswandlungsverfahren und Leistungswandler - Google Patents

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Abstract

Ein Leistungswandler und ein Verfahren zum Betreiben eines Leistungswandlers sind beschrieben. Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren zum Betreiben eines Leistungswandlers das Ausgeschaltet-Halten eines ersten elektronischen Schalters und ein Entmagnetisiert-Halten einer Induktivität für eine Pausendauer vor wenigstens einem der mehreren Ansteuerzyklen, ein Vormagnetisieren der in Reihe zu dem ersten elektronischen Schalter geschalteten Induktivität und ein Entladen einer parasitären Kapazität des ersten elektronischen Schalters unter Verwendung von durch das Vormagnetisieren in der Induktivität gespeicherten Energie. Das Verfahren umfasst außerdem das Einschalten des ersten elektronischen Schalters für eine Ein-Dauer nach dem Entladen der parasitären Kapazität.

Description

  • Die vorliegende Beschreibung betrifft ein Leistungswandlungsverfahren, insbesondere das Betreiben eines Leistungswandlers unter Niedriglastbedingungen.
  • Schaltleistungswandler (Schaltleistungsversorgungen, Switched Mode Power Supplies, SMPS) sind zur Leistungswandlung in Automobil-, Industrie- oder Unterhaltungselektronikanwendungen weit verbreitet. Ein Schaltleistungswandler umfasst wenigstens einen elektronischen Schalter und wenigstens eine Induktivität. Eine durch den Leistungswandler erhaltene Eingangsleistung, und damit eine durch den Leistungswandler bereitgestellte Ausgangsleistung kann durch einen Schaltbetrieb des wenigstens einen elektronischen Schalters gesteuert werden. Die Induktivität dient als Puffer, die Energie, die von einem Eingang des Leistungswandlers erhalten wird, wenn der elektronische Schalter in einem Ein-Zustand ist, magnetisch speichert und die gespeicherte Energie an einen Ausgang weitergibt, wenn der elektronische Schalter in einem Aus-Zustand ist.
  • Die Größe der Induktivität bildet einen erheblichen Anteil der Gesamtgröße des Leistungswandlers. Um die Gesamtgröße zu reduzieren kann es daher wünschenswert sein, die Größe der Induktivität zu reduzieren. Da die Fähigkeit einer Induktivität, Energie magnetisch zu speichern, abnimmt, wenn deren Größe abnimmt, erfordert ein Reduzieren der Größe der Induktivität ein Erhöhen der Schaltfrequenz. Der Schaltbetrieb des wenigstens einen elektronischen Schalters ist mit Verlusten verbunden, die üblicherweise als Schaltverluste bezeichnet werden. Diese Schaltverluste nehmen zu, wenn die Schaltfrequenz zunimmt. Grundsätzlich ist es wünschenswert, niedrige Schaltverluste zu haben, um eine hohe Effizienz des Leistungswandlers zu erreichen. Es ist insbesondere wünschenswert, eine hohe Effizienz zur Wahrung der Niedriglastbedingungen zu haben, bei denen eine Ausgangsleistung des Leistungswandlers wesentlich unterhalb einer Nennleistung liegt.
  • Ein Beispiel betrifft ein Verfahren. Das Verfahren umfasst in wenigstens einem von mehreren Ansteuerzyklen eines Leistungswandlers, eine in Reihe zu einem ersten elektronischen Schalter geschaltete Induktivität vorzumagnetisieren, eine parasitäre Kapazität des ersten elektronischen Schalters unter Verwendung von Energie, die durch das Vormagnetisieren in der Induktivität gespeichert wurde, zu entladen, und den ersten elektronischen Schalter nach dem Entladen der parasitären Kapazität für eine Ein-Dauer einzuschalten. Das Verfahren umfasst außerdem vor wenigstens einem der mehreren Ansteuerzyklen, den ersten elektronischen Schalter in einer Pausendauer ausgeschaltet und die Induktivität entmagnetisiert zu halten.
  • Ein weiteres Beispiel betrifft einen Leistungswandler. Der Leistungswandler umfasst eine Induktivität, die in Reihe zu einem ersten elektronischen Schalter geschaltet ist, und eine Steuerschaltung. Die Steuerschaltung ist dazu ausgebildet, in wenigstens einem von mehreren Ansteuerzyklen ein Vormagnetisieren der Induktivität, ein Entladen einer parasitären Kapazität des ersten elektronischen Schalters unter Verwendung von Energie, die durch das Vormagnetisieren in der Induktivität gespeichert wurde, und ein Einschalten des ersten elektronischen Schalters für eine Ein-Dauer nach dem Entladen der parasitären Kapazität zu steuern. Außerdem ist die Steuerschaltung dazu ausgebildet, vor wenigstens einem der mehreren Ansteuerzyklen für eine Pausendauer den ersten elektronischen Schalter ausgeschaltet und die Induktivität entmagnetisiert zu halten.
  • Beispiele sind unten anhand von Zeichnungen erläutert. Die Zeichnungen dienen zum Veranschaulichen bestimmter Prinzipien, so dass nur Aspekte, die zum Verständnis dieser Prinzipien notwendig sind, dargestellt sind. Die Zeichnungen sind nicht maßstabsgerecht. In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Merkmale.
  • 1 zeigt einen Leistungswandler mit einer Hochsetztopologie gemäß einem Beispiel;
  • 2A–2B zeigen Beispiele, wie elektronische Schalter in dem Leistungswandler realisiert werden können;
  • 3 zeigt ein Beispiel einer Steuerschaltung in dem Leistungswandler;
  • 4A–4D zeigen Signalverläufe, die eine Betriebsart (Niedriglastbetrieb) des Leistungswandlers veranschaulichen, wobei bei dieser Betriebsart eine Pausendauer vor einer Zyklusdauer vorhanden ist;
  • 5–6 zeigen Signalverläufe, die verschiedene Betriebsarten basierend auf der in den 4A–4D gezeigten Betriebsart veranschaulichen;
  • 7A–7C zeigen Signalverläufe, die eine weitere Betriebsart basierend auf der in den 4A–4D gezeigten Betriebsart veranschaulichen;
  • 8 zeigt Signalverläufe, die das Einstellen einer Zeitdauer der Pausendauer durch Talschalten (engl.: valley switching) veranschaulichen;
  • 9 veranschaulicht eine Zeitdauer der Pausendauer über einer Ausgangsleistung des Leistungswandlers, wenn ein Talschalten angewendet wird;
  • 10 veranschaulicht eine Schaltfrequenz über der Ausgangsleistung des Leistungswandlers gemäß einem Beispiel;
  • 11 veranschaulicht die Schaltfrequenz über der Ausgangsleistung des Leistungswandlers gemäß einem weiteren Beispiel;
  • 12 zeigt Zeitdiagramme eines Eingangsstroms des Leistungswandlers basierend auf einer Eingangsspannung;
  • 13 zeigt ein weiteres Beispiel der Steuerschaltung in dem Leistungswandler;
  • 14A–14B zeigen Zeitverläufe, die Variationen einer Eingangsspannung und entsprechende Variationen einer Eingangsleistung in einem Leistungswandler mit einer PFC-(Power Factor Correction)-Funktionalität veranschaulichen;
  • 15A–15B zeigen eine Schaltfrequenz über einem Phasenwinkel einer sinusförmigen Eingangsspannung sowohl in einem herkömmlichen Leistungswandler als auch in einem Leistungswandler der gemäß einem der in den 4A–12 gezeigten Verfahren arbeitet;
  • 16 zeigt einen Leistungswandler mit einer Hochsetztopologie gemäß einem weiteren Beispiel;
  • 17A–17C zeigen Zeitverläufe, die eine Betriebsart des in 16 gezeigten Leistungswandlers veranschaulichen; und
  • 18 zeigt einen Leistungswandler mit einer Tiefsetztopologie gemäß einem Beispiel.
  • In der nachfolgenden detaillierten Beschreibung wird auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen. Die Zeichnungen bilden einen Teil der Beschreibung und zeigen zur Veranschaulichung spezielle Beispiele, wie die Erfindung angewendet werden kann. Selbstverständlich können die Merkmale der verschiedenen hierin beschriebenen Beispiele miteinander kombiniert werden, sofern nicht explizit etwas anderes angegeben ist.
  • 1 zeigt einen Leistungswandler (Schaltleistungsversorgung, Switched-Mode Power Supply, SMPS) gemäß einem Beispiel. Der Leistungswandler, der auch als Spannungswandler bezeichnet werden kann, umfasst einen Eingang, der dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung VIN und einen Eingangsstrom IIN zu erhalten, und einen Ausgang, der dazu ausgebildet ist, eine Ausgangsspannung VOUT und einen Ausgangsstrom IOUT zur Verfügung zu stellen. Eine Last Z (in 1 in gestrichelten Linien dargestellt) kann an den Ausgang angeschlossen werden, um die Ausgangsspannung VOUT und den Ausgangsstrom IOUT zu erhalten. Gemäß einem Beispiel ist der Leistungswandler dazu ausgebildet, die Ausgangsspannung VOUT oder den Ausgangsstrom IOUT derart zu regeln, dass ein Signalpegel der Ausgangsspannung VOUT oder des Ausgangsstroms IOUT im Wesentlichen gleich einem vordefinierten Referenzpegel ist.
  • Der in 1 gezeigte Leistungswandler umfasst eine Hochsetztopologie. Allerdings ist das Realisieren des Leistungswandlers mit einer Hochsetztopologie nur ein Beispiel. Die nachfolgend erläuterten Betriebsarten können ebenso in einem Leistungswandler mit einer anderen Topologie, wie beispielsweise einer Tiefsetztopologie oder einer Tiefsetz-Hochsetz-Topologie verwendet werden. Dies ist nachfolgend weiter im Detail erläutert.
  • Bezugnehmend auf 1 umfasst der in 1 gezeigte Leistungswandler eine Induktivität (induktives Speicherelement) 2, wie beispielsweise eine Drossel, und einen ersten elektronischen Schalter 3 1, der in Reihe zu der Induktivität 2 geschaltet ist. Eine Reihenschaltung mit der Induktivität 2 und dem ersten elektronischen Schalter 3 1 ist an den Eingang angeschlossen. Insbesondere ist die Reihenschaltung zwischen einen ersten Eingangsknoten 11 und einen zweiten eingangsknoten 12 des Eingangs geschaltet. Die Ausgangsspannung VOUT steht über einem Kondensator 4 zur Verfügung, der nachfolgend als Ausgangskondensator 4 bezeichnet wird. Der Ausgangskondensator 4 ist an den Ausgang angeschlossen. Insbesondere ist der Ausgangskondensator 4 zwischen einen ersten Ausgangsknoten 13 und einen zweiten Ausgangsknoten 14 des Ausgangs geschaltet. Ein Gleichrichter 3 2, 5 2 ist zwischen die Induktivität 2 und den Ausgangskondensator 4 geschaltet. Insbesondere ist bei diesem Beispiel der Gleichrichter 3 2, 5 2 zwischen einen Schaltungsknoten 15, der der Induktivität 2 und dem ersten elektronischen Schalter 3 1 gemeinsam ist, und den ersten Ausgangsknoten 13 geschaltet. Der Gleichrichter 3 2, 5 2 umfasst eine zweiten elektronischen Schalter 3 2 und ein Gleichrichterelement 5 2, wie beispielsweise eine Diode, die parallel zu dem zweiten elektronischen Schalter 3 2 geschaltet ist. Dieser Gleichrichter wird nachfolgend als Synchrongleichrichter (Synchronous Rectifier, SR) bezeichnet.
  • Gemäß einem Beispiel kann ein Gleichrichterelement 5 1, wie beispielsweise eine Diode parallel zu dem ersten elektronischen Schalter 3 1 geschaltet werden. Im Zusammenhang mit dem ersten elektronischen Schalter 3 1, ebenso wie dem zweiten elektronischen Schalter 3 2, bedeutet „parallel geschaltet“, parallel zu einer Laststrecke des jeweiligen Schalters 3 1, 3 2 geschaltet. Der erste elektronische Schalter 3 1 kann gesteuert werden durch Erhalten eines ersten Ansteuersignals S31 an einem Steuerknoten und der zweite elektronische Schalter 3 2 kann gesteuert werden durch Erhalten eines zweiten Ansteuersignals S32 an einem Steuerknoten. Jeder von dem ersten elektronischen Schalter 3 1 und dem zweiten elektronischen Schalter 3 2 kann ein herkömmlicher elektronischer Schalter sein, wie beispielsweise ein MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor), ein IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), ein BJT (Bipolar Junction Transistor, Bipolar-Sperrschichttransistor), ein JFET (Junction Fielt-Effect Transistor, Sperrschicht-Feldeffekttransistor), ein HEMT (High Electron-Mobility Transistor) oder ähnliches. 2A zeigt ein Beispiel des ersten elektronischen Schalters 3 1 oder des zweiten elektronischen Schalters 3 2, der als MOSFET realisiert ist. In 2A bezeichnet das Bezugszeichen 3 einen von dem ersten elektronischen Schalter 3 1 und dem zweiten elektronischen Schalter 3 2. Bezugnehmend auf 2A umfasst der MOSFET einen Gateknoten G, einen Drainknoten D und einen Sourceknoten S. Eine Laststrecke des MOSFET ist ein interner Strompfad zwischen dem Drainknoten D und dem Sourceknoten S, ein Steuerknoten des MOSFET ist der Gateknoten. Der in 2A gezeigte MOSFET ist als n-leitender Anreicherungs-MOSFET bezeichnet. Dies ist jedoch nur ein Beispiel; eine andere Art von MOSFET, wie beispielsweise ein n-leitender Verarmungs-MOSFET oder ein p-leitender Anreicherungs- oder Verarmungs-MOSFET kann ebenso verwendet werden. Ein MOSFET umfasst eine interne Diode, die üblicherweise als Bodydiode bezeichnet wird. Diese Bodydiode kann als Gleichrichterelement (vgl. die Bezugszeichen 5 1, 5 2 in 1) verwendet werden, die parallel zu dem jeweiligen Schalter 3 geschaltet ist, so dass kein zusätzliches Gleichrichterelement benötigt wird, wenn der elektronische Schalter 3 als MOSFET realisiert ist. D. h., der MOSFET bildet den jeweiligen elektronischen Schalter 3 und das parallel zu dem jeweiligen elektronischen Schalter geschaltete Gleichrichterelement 5 (d. h., das parallel zu dem elektronischen Schalter 3 1 geschaltete Gleichrichterelement 5 1 oder das parallel zu dem zweiten elektronischen Schalter 3 2 geschaltete Gleichrichterelement 5 2).
  • 2B zeigt ein Beispiel des elektronischen Schalters 3, der als HEMT – wie beispielsweise als GaN-HEMT – realisiert ist. Der HEMT umfasst einen Gateknoten G, einen Drainknoten D und einen Sourceknoten S. Eine Laststrecke des HEMT ist ein interner Strompfad zwischen dem Drainknoten D und dem Sourceknoten S, ein Steuerknoten des HEMT ist der Gateknoten. Anders als ein MOSFET umfasst ein HEMT keine interne Diode zwischen dem Drainknoten D und dem Sourceknoten S, so dass ein zusätzliches Element, dass das Gleichrichterelement 5 bildet, parallel zu der Laststrecke des HEMT geschaltet ist.
  • Bezugnehmend auf 1 umfasst der Leistungswandler außerdem eine Steuerschaltung 6, die dazu ausgebildet ist, das erste Ansteuersignal S31, das durch den Steuerknoten des ersten elektronischen Schalters 3 1 erhalten wird, und das zweite Ansteuersignal S32, das durch den Steuerknoten des zweiten elektronischen Schalters 3 2 erhalten wird, zu erzeugen. Die Steuerschaltung 6 ist dazu ausgebildet, den ersten elektronischen Schalter 3 1 und den zweiten elektronischen Schalter 3 2 basierend auf einem Ausgangssignal SOUT zu erzeugen. Das Ausgangssignal SOUT repräsentiert einen Signalpegel des Ausgangsparameters, der geregelt werden soll. Dieser Ausgangsparameter ist beispielsweise die Ausgangsspannung VOUT oder der Ausgangsstrom IOUT. Nachfolgend wird lediglich zum Zweck der Erläuterung angenommen, dass der Leistungswandler dazu ausgebildet ist, die Ausgangsspannung VOUT zu regeln. In diesem Fall repräsentiert das Ausgangssignal SOUT den Spannungspegel der Ausgangsspannung VOUT.
  • Grundsätzlich ist der Leistungswandler gesteuert durch die Steuerschaltung 6 dazu ausgebildet, die Ausgangsspannung VOUT durch einen Schaltbetrieb (getakteten Betrieb) des ersten elektronischen Schalters 3 1 zu regeln. Jedes Mal, wenn die Steuerschaltung 6 den ersten elektronischen Schalter 3 1 einschaltet, wird Energie, die von dem Eingang 11, 12 erhalten wird, magnetisch in der Induktivität 2 gespeichert. Wenn die Steuerschaltung 6 den ersten elektronischen Schalter 3 1 ausschaltet, wird die zuvor in der Induktivität 2 gespeicherte Energie über den Synchrongleichrichter 3 2, 5 2 an den Ausgang 13, 14 übertragen, d. h. an den Ausgangskondensator 4 bzw. die Last Z. Diese Energieübertragung über den Synchrongleichrichter 3 2, 5 2 kann das Einschalten des zweiten elektronischen Schalters 3 2 umfassen. Eine durchschnittliche Eingangsleistung, die von dem Eingang 11, 12 erhalten und an den Ausgang 13, 14 übertragen wird, kann durch Einstellen einer Zeitdauer der Ein-Dauern des ersten elektronischen Schalters 3 1 eingestellt werden. „Ein-Dauern“ des ersten elektronischen Schalters 3 1 sind solche Zeitdauern, in denen der elektronische Schalter 3 1 eingeschaltet ist. Bei einem gegebenen Spannungspegel der Eingangsspannung VIN nimmt die durchschnittliche Eingangsleistung, die von dem Eingang 11, 12 erhalten wird, beispielsweise zu, wenn die Zeitdauer dieser Ein-Dauern zunimmt.
  • 3 veranschaulicht schematisch ein Beispiel der Steuerschaltung 6. Insbesondere zeigt 3 ein Blockdiagramm der Steuerschaltung 6 gemäß einem Beispiel. Es sei erwähnt, dass ein solches Blockdiagramm eher die funktionalen Blöcke der Steuerschaltung als die Realisierung der Steuerschaltung veranschaulichen. Solche funktionalen Blöcke können unter Verwendung dedizierter Schaltungen realisiert werden. Gemäß einem anderen Beispiel kann die Steuerschaltung unter Verwendung von Hardware und Software, wie beispielsweise einem Mikrocontroller und auf dem Mikrocontroller laufender Software realisiert werden. Bezugnehmend auf 3 umfasst die Steuerschaltung 6 ein Fehlerfilter 61, welches das Ausgangssignal SOUT und ein Referenzsignal SREF erhält. Das Fehlerfilter 61 ist dazu ausgebildet, das Ausgangssignal SOUT mit dem Referenzsignal SREF zu vergleichen und ein Fehlersignal SERR basierend auf diesem Vergleich zu erzeugen. Das Fehlerfilter 61 kann das Fehlersignal SERR insbesondere basierend auf einer Differenz SREF – SOUT zwischen dem Referenzsignal SREF und dem Ausgangssignal SOUT erzeugen. Das Fehlerfilter 61 kann eines von einem Proportional-(P)-Verhalten einem Integral-(I)-Verhalten und einem Proportional-Integral-(PI)-Verhalten haben. Eine Ansteuerschaltung 62 erhält das Fehlersignal SERR und ist dazu ausgebildet, den ersten elektronischen Schalter 3 1 und den zweiten elektronischen Schalter 3 2 basierend auf dem Fehlersignal SERR zu erzeugen.
  • Das Regeln der Ausgangsspannung VOUT durch die Steuerschaltung 6 kann das Erhöhen der von dem Eingang 11, 12 erhaltenen Eingangsleistung umfassen, wenn das Fehlersignal SERR anzeigt, dass die Ausgangsspannung VOUT abgesunken ist. Dies wirkt einem weiteren Absinken der Ausgangsspannung VOUT entgegen und hilft, den Spannungspegel der Ausgangsspannung VOUT so zu regeln, dass er im Wesentlichen einem durch das Referenzsignal SREF repräsentierten Spannungspegel gleicht. Entsprechend kann die Steuerschaltung 6 den ersten elektronischen Schalter 3 1 derart steuern, dass die von dem Eingang 11, 12 erhaltene Eingangsleistung absinkt, wenn das Fehlersignal SERR anzeigt, dass die Ausgangsspannung VOUT angestiegen ist. Dies wirkt einem weiteren Anstieg der Ausgangsspannung VOUT entgegen und hilft, den Spannungspegel der Ausgangsspannung VOUT so zu regeln, dass er im Wesentlichen einem durch das Referenzsignal SREF repräsentierten Spannungspegel gleicht. Variationen der Ausgangsspannung VOUT können aus einem variierenden Leistungsverbrauch der Last Z resultieren.
  • Unvermeidlich ist das Betreiben des Leistungswandlers mit Leistungsverlusten verbunden. D. h., eine durchschnittliche Ausgangsleistung ist nicht exakt gleich einer durchschnittlichen Eingangsleistung, sondern ist geringer als die durchschnittliche Eingangsleistung. Dies ist aufgrund von Verlusten, die in dem Leistungswandler auftreten. Solche Verluste umfassen beispielsweise Leitungsverluste, aber umfassen auch Schaltverluste. „Leitungsverluste“ sind Verluste, die aus Ohm’schen Widerständen der Schalter und Leiter in dem Leistungswandler resultieren. „Schaltverluste“ sind Verluste, die mit dem Schaltbetrieb der elektronischen Schalter 3 1, 3 2 zusammenhängen, d. h. mit Einschalten und Ausschalten der elektronischen Schalter 3 1, 3 2. Da jeder Schaltvorgang mit einem Verlust an Energie verbunden ist, nehmen Verlustleistungen, die mit dem Schaltbetrieb verbunden sind, zu, wenn die Schaltfrequenz zunimmt.
  • Eine Effizienz des Leistungswandlers kann definiert werden als ein Verhältnis zwischen der Ausgangsleistung, welches die von der Last erhaltene Leistung ist, und der gesamten Eingangsleistung. Die „gesamte Eingangsleistung“ umfasst nicht nur die an dem Eingang 11, 12 erhaltene Eingangsleistung, sondern auch die Leistung, die von der Steuerschaltung 6 benötigt wird, um die elektronischen Schalter 3 1, 3 2 anzusteuern. Die Schaltverluste können als weitgehend unabhängig von der Ausgangsleistung angesehen werden, so dass bei einer gegebenen Schaltfrequenz die Effizienz des Leistungswandlers abnimmt, wenn die Ausgangsleistung abnimmt.
  • Ein Hochsetzwandler, wie beispielsweise der in 1 gezeigte Hochsetzwandler kann in einem kritischen Leitungsbetrieb (Critical Conduction Mode) betrieben werden. In dieser Betriebsart wird die Ein-Dauer des wenigstens einen elektronischen Schalters in dem Leistungswandler, wie beispielsweise des in 1 gezeigten ersten elektronischen Schalters 3 1, so eingestellt, dass er abhängig ist von der Ausgangsleistung. Nachdem der erste Schalter 3 1 ausgeschaltet hat, wird ein durch die Induktivität 2 fließender Strom IIN erfasst und der erste elektronische Schalter 3 1 schaltet wieder ein, wenn dieser Strom IIN Null erreicht. Eine Zeitdauer zwischen dem Einschalten des ersten elektronischen Schalters 3 1 und dem erneuten Einschalten des ersten elektronischen Schalters 3 1 nimmt ab, wenn die Ausgangsleistung, und damit die Ein-Dauer abnimmt. Damit nimmt die Schaltfrequenz, welche der Kehrwert dieser Zeitdauer ist, zu, wenn die Ausgangsleistung abnimmt. Dies verschlechtert weiterhin die Effizienz des Leistungswandlers, wenn die Ausgangsleistung abnimmt.
  • Es ist daher wünschenswert, eine hohe Effizienz des Leistungswandlers sogar unter Niedriglastbedingungen zu haben, was dann der Fall ist, wenn die Ausgangsleistung des Leistungswandlers erheblich unterhalb der maximalen Ausgangsleistung oder der Nenn-Ausgangsleistung des Leistungswandlers ist. Eine Art, den Leistungswandler so zu betreiben, dass er eine hohe Effizienz sogar unter Niedriglastbedingungen besitzt, wird anhand der 4A–4D erläutert. Diese Figuren zeigen Signalverläufe des ersten Ansteuersignals S31, des zweiten Ansteuersignals S32, einer Spannung V31 über dem ersten elektronischen Schalter 3 1 und des Eingangsstroms IIN (welches der Strom durch die Induktivität 2 ist). Zum Zweck der Erläuterung sei angenommen, dass jedes von dem ersten Ansteuersignal S31 und dem zweiten Ansteuersignal S32 einen ersten Signalpegel hat, der den jeweiligen Schalter einschaltet, oder einen zweiten Signalpegel, der den jeweiligen Schalter ausschaltet, haben kann. Nachfolgend wird der erste Pegel als Ein-Pegel bezeichnet und der zweite Pegel wird als Aus-Pegel bezeichnet. Lediglich zum Zweck der Erläuterung ist bei den in den 4A–4B gezeigten Signaldiagrammen der Ein-Pegel ein hoher Signalpegel und der Aus-Pegel ist ein niedriger Signalpegel. Das Betreiben des Leistungswandlers gemäß den in den 4A–4D gezeigten Ansteuerschemata umfasst acht zeitlich aufeinanderfolgende Phasen (Zeitintervalle) I-VIII, die unten erläutert sind.
  • In einer ersten Phase I hat jedes von dem ersten Ansteuersignal S31 und dem zweiten Ansteuersignal S32 den Aus-Pegel, so dass jeder von dem ersten Schalter 3 1 und dem zweiten Schalter 3 2 ausgeschaltet ist (im Aus-Zustand ist). Außerdem ist der Eingangsstrom IIN in der ersten Phase I Null. In der ersten Phase I ist eine Spannung V31 über dem ersten elektronischen Schalter 3 1 im Wesentlichen gleich der Eingangsspannung VIN und eine Spannung V32 über dem zweiten elektronischen Schalter 3 2 ist im Wesentlichen gleich der Ausgangsspannung VOUT minus der Eingangsspannung VIN (VOUT – VIN). Letzteres basiert auf der Annahme, dass bevor der Leistungswandler in das in den 4A–4D gezeigte Ansteuerschema übergegangen ist, er in einer Betriebsart gearbeitet hat, in der der Ausgangskondensator 4 geladen wurde.
  • In einer zweiten Phase II, die der ersten Phase I folgt, schaltet das zweite Ansteuersignal S32 den zweiten elektronischen Schalter 3 2 für eine Ein-Dauer TONII ein, während der erste elektronische Schalter 3 1 immer noch im Aus-Zustand ist. In dieser zweiten Phase II fließt ein Strom IIN durch die Induktivität 2 in einer Richtung entgegengesetzt der in 1 gezeigten Richtung. Ein in dieser Richtung fließender Eingangsstrom IIN wird nachfolgend als negativer Eingangsstrom IIN bezeichnet. Über dieser Ein-Dauer TONII des zweiten elektronischen Schalters 3 2 steigt der Strompegel des Eingangsstroms IIN an. Dieser Anstieg ist im Wesentlichen proportional zu der Spannungsdifferenz VOUT – VIN und proportional zu dem Kehrwert eines Induktivitätswerts der Induktivität 2. D. h.,
    Figure DE102016119523A1_0002
    wobei VOUT den Spannungspegel der Ausgangsspannung bezeichnet, VIN den Spannungspegel der Eingangsspannung bezeichnet und L den Induktivitätswert der Induktivität 2 bezeichnet.
  • In einer dritten Phase III, die der zweiten Phase II folgt, sind sowohl der erste elektronische Schalter 3 1 als auch der zweite elektronische Schalter 3 2 im Aus-Zustand. Aufgrund der Energie, die während der zweiten Phase magnetisch in der Induktivität 2 gespeichert wurde, bewirkt die Induktivität 2, dass der Eingangsstrom IIN in der dritten Phase III weiter fließt. In der dritten Phase III bewirkt der Strom IIN, dass eine parasitäre Kapazität C31 des ersten elektronischen Schalters 3 1 entladen wird. Diese parasitäre Kapazität wurde in der zweiten Phase derart geladen, dass in der zweiten Phase II die Spannung V31 über dem ersten elektronischen Schalter 3 1 im Wesentlichen gleich der Ausgangsspannung VOUT ist. In der dritten Phase III entlädt der Eingangsstrom IIN die parasitäre Kapazität C31 des ersten elektronischen Schalters 3 1. Am Ende der dritten Phase III ist die parasitäre Kapazität C31 entladen, so dass die Spannung V31 im Wesentlichen auf Null absinkt. Genauer gesagt fällt die Spannung V31 auf die invertierte Flussspannung des parallel zu dem ersten elektronischen Schalter 3 1 geschalteten Gleichrichterelements 3 3. Dies deshalb, weil das Gleichrichterelement 3 3 in einer vierten Phase IV, die der dritten Phase III folgt, den negativen Eingangsstrom IIN übernimmt, nachdem die parasitäre Kapazität C31 entladen wurde. Die Spannung V31 ist dann gleich –VF31, wobei VF31 die Flussspannung des Gleichrichterelements 3 3 ist. Das Gleichrichterelement 3 3 ist beispielsweise eine Diode.
  • Eine Phase V beginnt, wenn der erste elektronische Schalter 3 1 einschaltet. Der erste elektronische Schalter 3 1 schaltet ein, wenn der Eingangsstrom IIN immer noch negativ ist. Um die Leitungsverluste gering zu halten, kann es wünschenswert sein, den ersten elektronischen Schalter 3 1 so bald wie möglich einzuschalten, nachdem die parasitäre Kapazität C31 entladen wurde und der negative Eingangsstrom IIN begonnen hat durch das Gleichrichterelement 3 3 zu fließen. In der fünften Phase ist die Spannung V31 gegeben durch einen Einschaltwiderstand des ersten elektronischen Schalters multipliziert mit dem Strompegel des Eingangsstroms IIN. Der „Einschaltwiderstand“ des ersten elektronischen Schalters 3 1 ist der elektrische Widerstand des ersten elektronischen Schalters 3 1 im Ein-Zustand und ist hauptsächlich abhängig von der Art und dem spezifischen Design des ersten elektronischen Schalters 3 1. Gemäß einem Beispiel ist der Betrag dieser Spannung V31 geringer als die Flussspannung VF31. Lediglich zum Zweck der Veranschaulichung ist diese Spannung so gezeichnet, dass sie in der fünften Phase V Null ist. Das Einschalten des ersten elektronischen Schalters 3 1, wenn die parasitäre Kapazität C31 entladen wurde, macht es möglich, den ersten elektronischen Schalter 3 1 einzuschalten, wenn die Spannung V31 über dem ersten elektronischen Schalter 3 1 im Wesentlichen Null ist. Dies hilft, Schaltverluste zu reduzieren und ist als Nullspannungsschalten (Zero Voltage Switching, ZVS) bekannt.
  • Während der fünften Phase entmagnetisiert die Induktivität 2 vollständig und der Strom IIN nimmt auf Null ab. Nachdem die Induktivität 2 vollständig entmagnetisiert wurde, bewirkt die Eingangsspannung VIN in einer sechsten Phase VI, dass der Eingangsstrom IIN in der in 1 gezeigten Richtung fließt und bewirkt, dass die Induktivität 2 magnetisiert, aber mit einer Polarisation entgegen der Polarisation in der zweiten Phase II. Die zeitliche Ableitung des Stroms IIN in der sechsten Phase ist im Wesentlichen gegeben durch
    Figure DE102016119523A1_0003
    wobei L der Induktivitätswert der Induktivität 2 ist. Im Wesentlichen wird die Ausgangsspannung VOUT gesteuert durch Steuern der Zeitdauer dieser sechsten Phase VI. Die Zeitdauer dieser sechsten Phase wird nachfolgend als Ein-Zeit des ersten Schalters 3 1 bezeichnet. Gemäß einem Beispiel wird die Zeitdauer dieser Ein-Zeit durch das Fehlersignal SERR gesteuert.
  • Eine siebte Phase VII beginnt, wenn der erste elektronische Schalter 3 1 ausschaltet und der zweite elektronische Schalter 3 2 immer noch im Aus-Zustand ist. In der siebten Phase VII bewirkt die Induktivität 2, dass der Eingangsstrom IIN weiterhin fließt. Das parallel zu dem zweiten elektronischen Schalter 3 2 geschaltete Gleichrichterelement 3 4 übernimmt den Eingangsstrom IIN in der siebten Phase VII. In dieser Phase wird ein Teil der Energie, die während der sechsten Phase VI in der Induktivität 2 gespeichert wurde, über das parallel zu dem zweiten Schalter 3 2 geschaltete Gleichrichterelement 3 4 an den Ausgang 13, 14 übertragen. Diese Energieübertragung geht in einer achten Phase VIII weiter, wenn der zweite elektronische Schalter 3 2 einschaltet. Das Einschalten des zweiten elektronischen Schalters 3 2 bewirkt, dass das Gleichrichterelement 3 4 umgangen wird, und hilft, die Leitungsverluste während der Energieübertragung von der Induktivität 2 an den Ausgangs 13, 14 zu reduzieren. Die achte Phase VIII endet, wenn die Energie von der Induktivität 2 vollständig an den Ausgang 13, 14 übertragen wurde, d. h. wenn der Eingangsstrom IIN auf Null abgesunken ist. Die zeitliche Ableitung des Eingangsstroms IIN in der achten Phase VIII ist im Wesentlichen gegeben durch Gleichung (1). Um zu detektieren, wann die Induktivität 2 am Ende der achten Periode VIII entmagnetisiert ist, kann die Steuerschaltung eine Hilfsspannung VAUX über eine Hilfswicklung 8 (die in 1 gezeigt ist), die magnetisch mit der Induktivität gekoppelt ist, überwachen.
  • Bei dem anhand der 4A–4D erläuterten Ansteuerschema sind Schaltverluste in dem ersten elektronischen Schalter 3 1 gering, weil der erste elektronische Schalter 3 1 ein Nullspannungsschalten (Zero Voltage Switching, ZVS) durchführt. Außerdem kann durch Einfügen der ersten Phase I die Schaltfrequenz eingestellt werden. Die Schaltfrequenz kann insbesondere so eingestellt werden, dass sie unterhalb einer vordefinierten Frequenzschwelle liegt. Nachfolgend wird eine Zeitdauer zwischen dem Beginn der zweiten Phase II und dem Ende der achten Phase VIII als Zyklusdauer TCYC bezeichnet und die erste Phase I wird als Pausendauer TPAUSE bezeichnet.
  • Bei dem in den 4A–4D gezeigten Ansteuerschema ist der Signalverlauf des Eingangsstroms IIN in den Phasen II–V und in den Phasen VI–VIII im Wesentlichen dreieckig, währende der Eingangsstrom IIN in der ersten Phase I im Wesentlichen Null ist. Die in den 4A–4D gezeigte Betriebsart kann daher als intermittierender Dreiecksstrombetrieb (Intermittent Triangular Current Mode, ITCM) oder Burst-TCM bezeichnet werden.
  • Das in den 41–4D gezeigte Ansteuerschema kann auf verschiedene unterschiedliche Weise verwendet werden, um den Leistungswandler im Niedriglastbetrieb (Light Load Mode, LLM) oder Teillastbetrieb anzusteuern (zu steuern). Einige Beispiele sind unten anhand der 5, 6 und 7A–7C erläutert. Diese Figuren zeigen jeweils ein Zeitdiagramm des Eingangsstroms IIN.
  • Bezugnehmend auf 5 umfasst das Ansteuern des Leistungswandlers im LLM das Ansteuern des Leistungswandlers in mehreren Ansteuerzyklen des oben anhand der 4A–4D erläuterten Typs. Jeder dieser Ansteuerzyklen umfasst Ansteuerphasen II-VIII und die einzelnen Ansteuerzyklen sind durch Pausendauern TPAUSE getrennt. Bezugnehmend auf die 4A–4D wird Energie (Eingangsleistung) vom Eingang 11, 12 in der sechsten Phase VI erhalten. Bei dem in 5 gezeigten Verfahren kann die durchschnittliche Eingangsleistung auf verschiedene Weise eingestellt werden. Die „durchschnittliche Eingangsleistung“ ist die vom Eingang 11, 12 in der sechsten Phase VI erhaltene Energie geteilt durch eine Zeitdauer, die die Zeitdauer TCYC des Ansteuerzyklus plus die Dauer TPAUSE der dem Ansteuerzyklus vorangehenden Pausendauer umfasst. Die durchschnittliche Eingangsleistung kann eingestellt werden durch Variieren der Zeitdauer TPAUSE der Pausendauer und/oder der Zeitdauer TONVI der sechsten Phase VI. Bei einem gegebenen Spannungspegel der Eingangsspannung VIN und einer gegebenen Dauer der sechsten Phase VI nimmt die durchschnittliche Eingangsleistung beispielsweise ab, wenn die Zeitdauer TPAUSE der Pausendauer zunimmt.
  • Gemäß einem Beispiel umfasst das Ansteuern des Leistungswandlers gemäß dem in den 4A–4D gezeigten Ansteuerschema, in jedem Ansteuerzyklus das Auswählen der Zeitdauer TONVI der sechsten Phase VI derart, dass sie im Wesentlichen konstant ist, und die Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE zu variieren. Gemäß einem weiteren Beispiel umfasst das Ansteuern des Leistungswandlers gemäß dem in 4 gezeigten Ansteuerschema das Variieren der Zeitdauer der sechsten Phase VI während die Zeitdauer TPAUSE der Pausendauer im Wesentlichen konstant ist. Gemäß einem weiteren Beispiel werden sowohl die Zeitdauer TPAUSE der Pausendauer als auch die Zeitdauer der fünften Phase V variiert, um die durchschnittliche Eingangsleistung zu variieren.
  • Bezugnehmend auf 6 umfasst das Ansteuern des Leistungswandlers gemäß dem in den 4A–4D gezeigten Ansteuerschema mehrere Ansteuerzyklen, die jeweils Phasen II–VIII, die einer Pausendauer I folgen, aufweisen. Bei diesem Verfahren ist die durchschnittliche Eingangsleistung gegeben durch die vom Eingang 11, 12 in den mehreren Ansteuerzyklen erhaltene Energie geteilt durch die Zeitdauer der mehreren Ansteuerzyklen plus die Zeitdauer der den mehreren Ansteuerzyklen vorangehenden Pausendauer. Nachfolgend wird die Zeitdauer mit den mehreren Ansteuerzyklen als Burstdauer bezeichnet, TBU bezeichnet die Zeitdauer der Burstdauer. Mit anderen Worten: Bei diesem Verfahren kann die durchschnittliche Eingangsleistung berechnet werden durch Teilen der in den mehreren Ansteuerzyklen erhaltenen Energie geteilt durch eine Zeitdauer, die gleich der Pausendauer TPAUSE plus der Burstdauer TBU ist. Bei diesem Verfahren kann die durchschnittliche Eingangsleistung variiert werden durch Variieren der Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE, durch Variieren der Anzahl von Ansteuerzyklen, die einer Pausendauer folgen, und durch Variieren der Zeitdauern TONVI der sechsten Phasen der einzelnen Ansteuerzyklen. Gemäß einem Beispiel ist die Anzahl der Ansteuerzyklen, die einer Pausendauer folgen, fest vorgegeben, die Zeitdauer der fünften Phasen der einzelnen Ansteuerzyklen ist fest vorgegeben und die Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE wird variiert. Gemäß einem weiteren Beispiel ist die Zeitdauer TPAUSE der Pausendauer fest vorgegeben, die Zeitdauern der sechsten Phasen der einzelnen Ansteuerzyklen sind fest vorgegeben, aber die Anzahl der Ansteuerzyklen, die einer Pausendauer folgen, wird variiert.
  • Die 7A–7C veranschaulichen ein Verfahren, welches eine Modifikation des in 6 gezeigten Verfahrens ist. Bei diesem Verfahren ist die Zeitdauer der sechsten Phase VI in jedem Ansteuerzyklus fest vorgegeben, aber die Anzahl von Ansteuerzyklen, die einer Pausendauer folgen, und die Zeitdauer der Pausendauer werden derart variiert, dass die Gesamt-Zeitdauer einer Pausendauer TPAUSE plus die Zeitdauer der mehreren Ansteuerzyklen, die der Pausendauer folgen, im Wesentlichen fest vorgegeben ist. Mit anderen Worten: Die Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE ist ein Mehrfaches einer Zeitdauer eines Ansteuerzyklus. Die 7A–7C zeigen ein Verfahren, bei dem die Gesamt-Zeitdauer das 10-fache der Zeitdauer eines Ansteuerzyklus ist. Bei diesem Verfahren kann die Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE zwischen der Zeitdauer eines Ansteuerzyklus und der Zeitdauer von neun Ansteuerzyklen variieren, wobei zwischen einem und neun Ansteuerzyklen der Pausendauer folgen können. 6A zeigt ein Beispiel, bei dem neun Ansteuerzyklen einer Pausendauer folgen, 6B zeigt ein Beispiel, bei dem sieben Ansteuerzyklen einer Pausendauer folgen, und 6C zeigt ein Beispiel, bei dem ein Ansteuerzyklus einer Pausendauer folgt.
  • Ein Beispiel eines Verfahrens zum Einstellen einer Zeitdauer der Pausendauer wird anhand von 8 erläutert, welche Zeitdiagramme der ersten und zweiten Ansteuersignale S31, S32, des Eingangsstroms IIN und der Spannung V32 über dem zweiten elektronischen Schalter 3 2 zeigen. Bezugnehmend auf 8 ist die Spannung V32 in der Phase II im Wesentlichen Null, ist in den Phasen III–VI im Wesentlichen gleich –VOUT und ist in den Phasen VII und VIII im Wesentlichen Null. Nach der Phase VIII ist im eingeschwungenen Zustand das elektrische Potential an dem Schaltungsknoten, der dem ersten elektronischen Schalter 3 1 und dem zweiten elektronischen Schalter 3 2 gemeinsam ist, gleich der Eingangsspannung, so dass die Spannung V32 über dem zweiten elektronischen Schalter 3 2 gleich VIN – VOUT ist. Diese Spannung V32 ist negativ, wenn VIN < VOUT. Allerdings ist unmittelbar nach dem Ende der Phase VIII und dem Beginn der ersten Phase I, d. h. unmittelbar nach Ausschalten des zweiten elektronischen Schalters 3 2, das elektrische Potential an diesem Schaltungsknoten nicht gleich VIN, sondern oszilliert um VIN. Eine Amplitude dieser Oszillation ist im Wesentlichen VOUT – VIN zu Beginn und nimmt dann ab. Dieses oszillierende elektrische Potential an dem Schaltungsknoten 15 führt zu einer Oszillation der Spannung V32 über dem zweiten elektronischen Schalter 3 2. Die Spannung V32 oszilliert insbesondere um VOUT – VIN, welches die Spannung ist, die V32 im eingeschwungenen Zustand hat. Die Spannung V32 umfasst periodisch lokale Minima oder Täler. Die Oszillation ist aufgrund von parasitären Kapazitäten, wie beispielsweise Kapazitäten C31, C32, und Induktivitäten vorhanden. Solche Induktivitäten können die Induktivität 2 und parasitäre Induktivitäten, wie beispielsweise Leistungsinduktivitäten umfassen.
  • In einem Beispiel ist die Steuerschaltung 6 dazu ausgebildet, die Spannung V32 über dem zweiten elektronischen Schalter in der Pausendauer TPAUSE zu überwachen und den zweiten elektronischen Schalter 3 2 am Ende der Pausendauer TPAUSE (der ersten Phase I) und dem Beginn der zweiten Phase II einzuschalten, wenn ein Tal der Spannung V32 über dem zweiten elektronischen Schalter 3 2 vorhanden ist. In diesem Fall wird die Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE aus mehreren Zeitdauern ausgewählt, wobei jede dieser Zeitdauern gegeben ist durch eine Zeitdifferenz zwischen der zeitlichen Position eines Tals und dem Beginn der Pausendauer. Eine Frequenz dieser Oszillation kann als im Wesentlichen konstant angesehen werden. In diesem Fall ist die Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE ein Mehrfaches einer Periode TOSC (vgl. 8) der Oszillation.
  • Zum Zweck der Erläuterung sei angenommen, dass die Täler eine Ordnungsnummer haben, wobei die Ordnungsnummer die zeitliche Position des jeweiligen Tals nach dem Beginn der Pausendauer TPAUSE reflektiert. Zum Beispiel hat ein nach dem Beginn der Pausendauer TPAUSE auftretendes erstes Tal die Ordnungsnummer „1“, ein zweites Tal hat die Ordnungsnummer „2“, und so weiter.
  • Gemäß einem Beispiel ist die Steuerschaltung 6 dazu ausgebildet, eine Ausgangsleistung POUT zu überwachen und die Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE abhängig von dem Pegel der Ausgangsleistung POUT zu wählen. Die Steuerschaltung 6 ist insbesondere dazu ausgebildet, die Ordnungsnummer des Tals, bei dem die Pausendauer endet, abhängig von dem Pegel der Ausgangsleistung POUT auszuwählen. Nachfolgend wird das Tal, bei dem die Pausendauer endet, als „Tal, das die Pausendauer TPAUSE beendet“ bezeichnet. Die Ausgangsleistung reflektiert den Leistungsverbrauch der Last, der variieren kann. Die Ausgangsleistung POUT ist gegeben durch den Ausgangsstrom IOUT multipliziert mit der Ausgangsspannung VOUT. Um den Leistungsverbrauch zu überwachen, kann die Steuerschaltung 6 die Ausgangsleistung basierend auf dem Ausgangsstrom IOUT und der Ausgangsspannung VOUT berechnen. Alternativ kann unter der Annahme, dass die Ausgangsspannung VOUT so geregelt wird, dass sie im Wesentlichen konstant ist, die Steuerschaltung 6 nur den Ausgangsstrom IOUT überwachen, um die Ausgangsleistung POUT zu überwachen.
  • 9 veranschaulicht ein Beispiel, wie die Steuerschaltung 6 die Pausendauer TPAUSE abhängig von der Ausgangsleistung POUT einstellen kann. 9 zeigt die Ordnungsnummer des Tals, das die Pausendauer beendet, abhängig von der Ausgangsleistung POUT, wobei die Ausgangsleistung in diesem Diagramm von links nach rechts abnimmt. Bei diesem Beispiel bedeutet die Ordnungsnummer „0", dass keine Pausendauer vor dem Beginn der zweiten Phase II eingefügt wird (oder dass die Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE oder der Phase I Null ist). Eine Betriebsart ohne Pausendauer ist auch als Dreiecksstrombetrieb (Triangular Current Mode, TCM) bekannt. Das Betreiben eines Hochsetzwandlers im TCM ist bekannt und beispielsweise im US-Patent Nr. 8 026 704 B2 beschrieben, auf welches Bezug genommen wird.
  • Bei dem in 9 gezeigten Beispiel beginnt die Steuerschaltung eine Pausendauer einzufügen, d. h., den ITCM zu beginnen, wenn die Ausgangsleistung unter eine vordefinierte Schwelle POUT-TH fällt. Außerdem gibt es mehrere Leistungsbereiche zwischen der Schwelle POUT-TH und einer minimalen Ausgangsleistung POUT-MIN, wobei eine Anzahl von Tälern jedem dieser Leistungsbereiche zugeordnet ist. Die Anzahlen von Tälern sind diesen Leistungsbereichen derart zugeordnet, dass die zugeordnete Zeitdauer der Pausendauer umso länger ist, je näher ein Leistungsbereich an POUT-MIN ist. Je näher ein Leistungsbereich an POUT-MIN ist, umso höher ist beispielsweise die zugeordnete Talnummer. Gemäß einem Beispiel berücksichtigt die Steuerschaltung 6 eine Hysterese bei der Zuordnung eines Leistungsbereichs zu einer Talnummer, um einen häufigen Wechsel zwischen zwei Talnummern zu vermeiden, wenn die Ausgangsleistung POUT nahe einer Grenze zwischen zwei benachbarten Leistungsbereichen ist. Solche Hysteresekurven sind in 9 in gestrichelten Linien dargestellt.
  • Gemäß einem Beispiel ist die Schwelle POUT-TH 50% oder weniger einer maximalen Ausgangsleistung POUT-MAX, wobei die maximale Ausgangsleistung POUT-MAX die maximale Leistung ist, die der Leistungswandler zur Verfügung stellen kann. Gemäß einem weiteren Beispiel wird der gesamte Leistungsbereich von POUT-MAX bis POUT-MIN in Bereiche unterteilt und jeder Bereich wird einer Talnummer zugeordnet, wobei im höchsten dieser Bereiche keine Pausendauer eingefügt werden kann.
  • Das Auswählen des Tals, das die Pausendauer TPAUSE beendet, abhängig von der Ausgangsleistung POUT, wie dies in 9 gezeigt ist, kann in einem Ansteuerschema verwendet werden, wie es in 5 gezeigt ist, bei dem eine Pausendauer TPAUSE jeder Zyklusdauer TCYC vorangeht, oder bei einem Ansteuerschema, wie es in 6 gezeigt ist, bei dem eine Pausendauer einer Sequenz von mehreren Zyklusdauern TCYC vorangeht. Die Zeitdauer der zweiten Phase II kann bei diesem Verfahren fest vorgegeben sein und die Ausgangsspannung VOUT kann wie zuvor erläutert gesteuert werden. D. h., die Ausgangsspannung VOUT wird gesteuert durch Einstellen der Ein-Zeit des ersten Schalters 3 1 abhängig von dem Fehlersignal SERR. Zuerst, wenn die Steuerschaltung 6 basierend auf dem in 9 gezeigten Diagramm die Pausendauer TPAUSE einfügt oder die Pausendauer TPAUSE verlängert und die Ein-Zeit des ersten Schalters 3 1 unverändert bleibt, kann die Ausgangsspannung VOUT leicht absinken. Dies deshalb, weil die von dem Eingang 11, 12 erhaltene Energie während der Ein-Zeit des ersten Schalters 3 1 zunächst unverändert bleibt und die Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE plus die Zeitdauer der wenigstens einen Zyklusdauer TCYC zunimmt, so dass die durchschnittliche Eingangsleistung abnimmt. Eine Abnahme der Ausgangsleistung bewirkt allerdings eine Änderung des Fehlersignals SERR (eine Zunahme oder eine Abnahme, abhängig davon, wie das Fehlersignal SERR erzeugt wird) derart, dass nach Verlängern der Pausendauer TPAUSE die Ein-Zeit des ersten Schalters 3 1 zunimmt, um die Ausgangsspannung VOUT im Wesentlichen konstant zu halten. Auf diese Weise wird durch Verlängern der Pausendauer TPAUSE die Schaltfrequenz nicht nur durch die längere Pausendauer TPAUSE reduziert, sondern auch durch die längere Ein-Zeit des ersten Schalters 3 1 und eine längere Entmagnetisierungszeit (Phasen VII und VIII), die aus der längeren Ein-Zeit des ersten Schalters 3 1 resultiert.
  • Durch Verlängern der Pausendauer TPAUSE kann die Schaltfrequenz fSW eingestellt, und insbesondere begrenzt werden. Die Schaltfrequenz ist beispielsweise der Kehrwert der Pausendauer TPAUSE plus der Zyklusdauer TCYC (fSW = 1/(TPAUSE + TCYC)). Bei dem in 6 gezeigten Ansteuerschema gibt es eine weitere Schaltfrequenz, die gegeben ist durch den Kehrwert der Zyklusdauer TCYC. Durch Verlängern der Pausendauer TPAUSE bei einem gegebenen Leistungsverbrauch der Last wird jede Zyklusdauer aus den oben erläuterten Gründen länger, so dass eine Abnahme der Schaltfrequenz auch zu einer Abnahme dieser weiteren Schaltfrequenz führt.
  • 10 veranschaulicht schematisch die Schaltfrequenz im Leistungsbereich zwischen POUT-TH und der minimalen Leistung bei dem in 9 gezeigten Verfahren. Bezugnehmend auf 9, und wie oben erläutert, führt das Verlängern der Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE zu einer Abnahme der Schaltfrequenz fSW (und der weiteren Schaltfrequenz 1/TCYC, wenn eine vorhanden ist). Da die Ausgangsleistung abnimmt, nimmt die Schaltfrequenz zu, weil die Ein-Zeit des ersten Schalters 3 1 (Phase VI) und die Entmagnetisierungszeit (Phasen VII und VIII) kürzer werden. Bezugnehmend auf 10 können die Leistungsbereiche so gewählt werden, dass die Schaltfrequenz in jedem Leistungsbereich im Wesentlichen im selben Frequenzbereich ist. Dies ist jedoch nur ein Beispiel.
  • Gemäß einem weiteren Beispiel, das in 11 gezeigt ist, können die Leistungsbereiche, die den Talnummern zugeordnet sind, sogar so gewählt werden, dass die durchschnittliche Schaltfrequenz abnimmt, wenn die Ausgangsleistung POUT abnimmt. Die durchschnittliche Schaltfrequenz ist in 11 durch eine gestrichelte Linie dargestellt. Bei diesem Beispiel fällt die Schaltfrequenz an einem unteren Ende jedes Leistungsbereichs unter die Schaltfrequenz an einem oberen Ende des jeweiligen Leistungsbereichs. Ein solches Verhalten der Schaltfrequenz fSW als eine Funktion der Ausgangsleistung POUT kann helfen, die Effizienz bei Niedriglast zu erhöhen und flacht die Effizienzkurve über dem gesamten Lastbereich bzw. Ausgangsleistungsbereich POUT ab.
  • Bei dem in 9 gezeigten Beispiel nimmt die Talnummer in Schritten von 1 zu, wenn die Ausgangsleistung POUT abnimmt. Dies ist jedoch nur ein Beispiel. Gemäß einem weiteren Beispiel nimmt die Talnummer in Schritten von n zu, wobei n eine ganze Zahl größer als 1 ist, wenn die Ausgangsleistung abnimmt. Das in 11 gezeigte Verfahren kann eine Zunahme der Talnummer in Schritten von n verwenden.
  • Bei dem anhand der 9–11 erläuterten Verfahren ist jeder der Leistungsbereiche zwischen POUT-TH und POUT-MIN einer Zeitdauer der Pausendauer zugeordnet. In diesem Beispiel ist jede dieser Zeitdauern ein Vielfaches der Dauer TOSC der parasitären Oszillation und, genauer gesagt, ist gegeben durch diese Dauer TOSC multipliziert mit der Talnummer, die dem jeweiligen Leistungsbereich zugeordnet ist. Die anhand der 9–11 erläuterten Verfahren sind nicht darauf beschränkt, in Tälern einzuschalten, d. h., die Pausendauern die den Leistungsbereichen zugeordnet sind, sind nicht darauf beschränkt, Vielfache der Oszillationsperiode TOSC zu sein. Stattdessen können ebenso andere Zeitdauern den einzelnen Leistungsbereichen zugeordnet sein.
  • Gemäß einem weiteren Beispiel ist die Steuerschaltung dazu ausgebildet, die Schaltfrequenz fSW zu überwachen und ist dazu ausgebildet, die Pausendauer TPAUSE jedes Mal dann zu verlängern, wenn die Schaltfrequenz fSW eine vordefinierte Frequenzschwelle erreicht. Das Verlängern der Pausendauer TPAUSE kann das Erhöhen der Talnummer um 1 oder n umfassen.
  • Wie oben erläutert oszilliert das elektrische Potential an dem Schaltungsknoten 15 in der Pausendauer (Phase I) um die Eingangsspannung, wobei die maximale Amplitude dieser Oszillation gegeben ist durch VOUT – VIN, welches die Spannung über dem zweiten elektronischen Schalter im eingeschwungenen Zustand ist. Aufgrund des parallel zu dem ersten elektronischen Schalter 3 1 geschalteten Gleichrichterelements 5 1 kann das elektrische Potential an dem Schaltungsknoten 15 nicht unter Null und, genauer, –VF51 absinken, wobei –VF51 die negative Flussspannung des Gleichrichterelements 3 1 ist. Das elektrische Potential an dem Schaltungsknoten 15 kann Null erreichen, wenn VIN < VOUT – VIN, wenn VIN < VOUT/2. Das elektrische Potential an dem Schaltungsknoten 15 ist gleich der Spannung V31 über dem ersten elektronischen Schalter 3 1. Wenn Zeitpunkte in der Pausendauer TPAUSE vorhanden sind, in denen diese Spannung V31 Null wird, können ZVS-Bedingungen zum Schalten des ersten elektronischen Schalters 3 1 erreicht werden, ohne die Induktivität 2 vorzumagnetisieren. Daher ist die Steuerschaltung gemäß einem Beispiel dazu ausgebildet, einen Spannungspegel der Eingangsspannung VIN mit einem Spannungspegel der Ausgangsspannung VOUT zu vergleichen und das in 4 gezeigte Schaltschema nur dann zu verwenden, wenn der Spannungspegel der Eingangsspannung VIN größer ist als das 0,5-fache des Spannungspegels der Ausgangsspannung VOUT (VIN > VOUT/2). Unter diesen Bedingungen kann die Spannung V31 über dem ersten elektronischen Schalter 3 1 in der Pausendauer TPAUSE nicht auf Null absinken, so dass ZVS-Bedingungen nur durch Vormagnetisieren der Induktivität 2 erreicht werden können. Wenn VIN < VOUT/2, können die Phasen II–V weggelassen werden, so dass der erste elektronische Schalter 3 1 (in Phase VI) direkt nach der Pausendauer TPAUSE eingeschaltet wird.
  • 12 veranschaulicht schematisch das Ansteuerschema durch Zeigen des Eingangsstroms IIN in einer Pausendauer (Phase I) und einer nachfolgenden Zyklusdauer. Wie ersichtlich ist, werden die Phasen II–V in der Zyklusdauer, die der Pausendauer folgen, weggelassen, so dass die sechste Phase VI direkt der ersten Phase I nachfolgt, wenn VIN < VOUT/2. Gemäß einem Beispiel werden die Phasen II–V nur in der Zyklusdauer weggelassen, die direkt der Pausendauer (Phase I) folgt. Daher wird bei einem Ansteuerschema, wie es in 5 gezeigt ist, welches eine Pausendauer TPAUSE vor jeder Zyklusdauer TCYC umfasst, die Phasen II–V in jeder Zyklusdauer TCYC weggelassen, solange der momentane Pegel der Eingangsspannung VIN unterhalb von 50% des Pegels der Ausgangsspannung VOUT ist (VIN < VOUT/2). Bei einem Ansteuerschema, wie es in den 6 und 7A–7C gezeigt ist, bei dem mehrere aufeinander folgende Zyklusdauern TCYC einer Pausendauer TPAUSE folgen, werden allerdings Phasen II–V in dem Ansteuerzyklus weggelassen, der direkt der Pausendauer TPAUSE folgt, während in jedem der anderen Ansteuerzyklen, die nicht direkt der Pausendauer folgen, d. h., die direkt einem vorangehenden Ansteuerzyklus folgen, Phasen II–V vorhanden sind.
  • Unter Verwendung des links in 12 gezeigten Ansteuerschemas kann die Ausgangsspannung VOUT auf dieselbe Weise wie oben erläutert geregelt werden. Außerdem kann dieselbe Art von Burstzyklen verwendet werden, wie beispielsweise des in 5 gezeigten Typs oder des in 6 gezeigten Typs. Außerdem kann die Frequenz im Wesentlichen in derselben Weise wie oben erläutert gesteuert werden, mit dem Unterschied, dass solche Zeitpunkte, zu denen die Spannung über den ersten Schalter 3 1 null wird, das Ende der Pausendauer TPAUSE, anstelle der Täler der Spannung V32, definieren.
  • Gemäß einem Beispiel ist die Eingangsspannung VIN eine Gleichspannung. Gemäß einem anderen Beispiel ist die Eingangsspannung VIN eine gleichgerichtete sinusförmige Spannung. Eine solche gleichgerichtete sinusförmige Spannung kann von einer sinusförmigen Netzspannung VAC unter Verwendung eines Brückengleichrichters 10 erhalten werden. Ein solcher Brückengleichrichter ist in 1 in gestrichelten Linien dargestellt.
  • Gemäß einem Beispiel ist die Eingangsspannung VIN eine gleichgerichtete sinusförmige Spannung und der Leistungswandler hat eine PFC-(Power Factor Correction, Leistungsfaktorkorrektur)-Funktionalität. In diesem Fall ist der Leistungswandler nicht nur dazu ausgebildet, einen Spannungspegel der Ausgangsspannung VOUT zu steuern, sondern auch einen Signalverlauf des Eingangsstroms IIN. Das Steuern des Signalverlaufs des Eingangsstroms IIN kann umfassen, den Signalverlauf so zu steuern, dass er im Wesentlichen in Phase mit der Eingangsspannung VIN ist.
  • Ein Beispiel einer Steuerschaltung 6, die dazu ausgebildet ist, das Fehlersignal SERR so zu erzeugen, dass sowohl der Spannungspegel der Ausgangsspannung als auch der Signalverlauf des Eingangsstroms IIN gesteuert wird, ist in 13 gezeigt. Diese Steuerschaltung 6 basiert auf der in 1 gezeigten Steuerschaltung 6 und umfasst ein erstes Fehlerfilter 61, welches das Signal SOUT, das den (gemessenen) Spannungspegel der Ausgangsspannung VOUT repräsentiert, und ein Referenzsignal SREF, das den gewünschten Spannungspegel der Ausgangsspannung VOUT repräsentiert, erhält. Dieses Fehlerfilter 61 kann wie oben anhand von 1 erläutert realisiert sein. An einem Ausgang dieses Fehlerfilters steht ein erstes Fehlersignal SERR1 zur Verfügung. Ein erster Multiplizierer 63 multipliziert das erste Fehlersignal mit einer Eingangsspannung SVIN, welches die Eingangsspannung VIN repräsentiert. Basierend auf dieser Multiplikation gibt der Multiplizierer ein Eingangsstromreferenzsignal SIN-REF aus, welches den gewünschten Eingangsstrom definiert. Wenn die Eingangsspannung VIN beispielsweise eine gleichgerichtete sinusförmige Spannung ist, ist das Stromreferenzsignal ein sinusförmiges Signal mit einer Phase und einer Frequenz, die durch die Eingangsspannung VIN definiert sind, und einer Amplitude, die durch das erste Fehlersignal SERR1 definiert ist. Ein Subtrahierer 65 subtrahiert ein gefiltertes Eingangsstromsignal SIIN von dem Eingangsstromreferenzsignal SIN-REF. Das Eingangsstromsignal SIIN repräsentiert den Eingangsstrom IIN und wird durch ein Filter 64 gefiltert. Dieses Filter kann eine Tiefpasscharakteristik aufweisen. Ein weiteres Filter 66 erhält ein Ausgangssignal des Subtrahierers 65 und liefert das durch den Treiber erhaltene Fehlersignal SERR. Dieses Filter 66 kann eines von einem P-, PI- und einem PID-Verhalten aufweisen.
  • Die in 13 gezeigte Steuerschaltung umfasst zwei Regelschleifen, eine erste Regelschleife zum Regeln der Ausgangsspannung VOUT und eine zweite Regelschleife zum Regeln des Eingangsstroms IIN. Wenn die Eingangsspannung VIN beispielsweise eine periodische gleichgerichtete sinusförmige Spannung mit einer Frequenz von 100 Hz ist, ist das Eingangsstromreferenzsignal SIN-REF ein periodisches Signal mit einer Frequenz von 100 Hz. Damit die Steuerschaltung in der Lage ist, den Eingangsstrom so zu regeln, dass er dem Eingangsstromreferenzsignal SIN-REF folgt, ist die Schaltfrequenz fSW wesentlich höher als die Frequenz das Referenzsignals. Die Schaltfrequenz ist beispielsweise wenigstens 10 kHz.
  • Die 14A und 14B veranschaulichen Zeitdiagramme der Eingangsspannung VIN und der Eingangsleistung PIN, wenn der Leistungswandler eine gleichgerichtete sinusförmige Eingangsspannung VIN erhält und den Eingangsstrom IIN so regelt, dass er in Phase mit der Eingangsspannung VIN ist. Wie ersichtlich ist, hat die Eingangsleistung PIN, welches die Eingangsspannung VIN multipliziert mit dem Eingangsstrom IIN ist, einen sinusquadratförmigen Signalverlauf, so dass die Eingangsleistung periodisch zwischen einem Minimum, wie beispielsweise null, und einem Maximum variiert. Der in 1 gezeigte Ausgangskondensator ermöglicht der Last, eine im Wesentlichen konstante Ausgangsleistung POUT zu ziehen, obwohl die Eingangsleistung variiert.
  • Der variierende Eingangsstrom IIN in Verbindung mit der variierenden Eingangsleistung PIN bewirkt erhebliche Variationen der Schaltfrequenz fSW über jeder Periode der Eingangsspannung VIN, wobei ein Bereich, über dem die Frequenz variiert, außerdem abhängig ist von der Ausgangsleistung POUT.
  • In jeder der 15A und 15B veranschaulicht ein Diagramm 101 eine Variation der Schaltfrequenz bei einer gegebenen Ausgangsleistung über einer Periode der Eingangsspannung VIN bei einem herkömmlichen Verfahren, das heißt, einem Verfahren, das keine Pausendauern anwendet. Die Eingangsspannung ist eine Eingangsspannung des in 14A gezeigten Typs. Die 15A und 15B zeigen verschiedene Lastszenarien. In 15A ist eine Ausgangsleistung POUT 20 % einer maximalen Ausgangsleistung des Leistungswandlers, während in 15B die Ausgangsleistung 80 % der maximalen Ausgangsleistung ist. Die 15A und 15B sind nicht maßstabsgerecht. Das heißt, eine maximale Schaltfrequenz fSW-20 bei dem in 15A gezeigten Szenario kann höher sein als die maximale Schaltfrequenz fSW-80 bei dem in 15B gezeigten Szenario. Beispielsweise ist fSW-20 = 250 kHz und fSW-20 = 150 kHz. Entsprechend kann eine minimale Schaltfrequenz fSW-20 bei dem in 15A gezeigten Szenario höher sein als die minimale Schaltfrequenz fSW-80 bei dem in 15B gezeigten Szenario. Nichtsdestotrotz können durch Anwenden der anhand von 12 erläuterten Schaltschemata solche Variationen reduziert werden, wie durch die Diagramme 102 und 103 in den 15A und 15B gezeigt ist. Bei beiden Beispielen ist die Schaltfrequenz begrenzt, wobei die Grenze in den zwei Beispielen unterschiedlich ist. Die Frequenz kann begrenzt werden durch das anhand von 9 erläuterte Verfahren, mit dem Unterschied, dass die Eingangsleistung PIN in Leistungsbereiche unterteilt ist und eine Zeitdauer der Pausendauer TPAUSE abhängig von der momentanen Eingangsleistung gemacht wird. Gemäß einem weiteren Beispiel überwacht die Steuerschaltung die Schaltfrequenz und verlängert die Pausendauer jedes Mal dann, wenn die Frequenz die vordefinierte Frequenzgrenze erreicht. In jedem Fall kann eine Pausendauer vor jeder Zyklusdauer (in 5 gezeigt) oder vor einer Sequenz von Zyklusdauern (in 6 gezeigt) eingefügt werden. Die reduzierten Schaltfrequenzen, die in den 15A und 15B durch die Kurven 102 und 103 veranschaulicht sind, repräsentieren die Schaltfrequenz, die gegeben ist durch fSW = 1/(TPAUSE + TCYC), obwohl eine weitere höhere Schaltfrequenz, die gegeben ist durch 1/TCYC, vorhanden sein kann, wenn ein Ansteuerschema angewendet wird, wie es in 6 gezeigt ist. In jedem Fall kann das Vorhandensein der Phasen II–V in der Zyklusdauer, die direkt der Pausendauer folgt, abhängig gemacht werden von dem momentanen Pegel der Eingangsspannung, wie anhand von 12 erläutert wurde.
  • 16 zeigt einen Leistungswandler gemäß einer weiteren Topologie. Der Leistungswandler gemäß dieser Topologie ist dazu ausgebildet, eine Wechselspannung, wie beispielsweise eine sinusförmige Spannung, als Eingangsspannung VIN zu erhalten. Dieser Leistungswandler unterscheidet sich von dem in 1 gezeigten Leistungswandler dadurch, dass er zusätzlich einen dritten Schalter 7 1 und einen vierten Schalter 7 2 aufweist, die in Reihe zwischen die Ausgangsknoten 13, 14 geschaltet sind. Ein Schaltungsknoten, der dem dritten Schalter 7 1 und dem vierten Schalter 7 2 gemeinsam ist, ist an den zweiten Eingangsknoten 12 angeschlossen, wobei der dritte Schalter 7 1 zwischen den zweiten Eingangsknoten 12 und den ersten Ausgangsknoten 14 geschaltet ist und der vierte Schalter 7 2 zwischen den zweiten Eingangsknoten 12 und den ersten Ausgangsknoten 13 geschaltet ist. Ein Schaltungsknoten, der dem ersten Schalter 3 1 und dem zweiten Schalter 3 2 gemeinsam ist, ist an die Induktivität 2 angeschlossen, wie bereits zuvor anhand von 1 erläutert. Die Steuerschaltung 5 erzeugt ein drittes Ansteuersignal S71, das den dritten Schalter 7 1 ansteuert, und ein viertes Ansteuersignal S72, das den vierten Schalter 7 2 ansteuert.
  • Eine Betriebsart des in 16 gezeigten Leistungswandlers ist unten anhand der 17A–17C erläutert. 17A zeigt den Signalverlauf einer sinusförmigen Eingangsspannung VIN während einer Periode der Eingangsspannung VIN, 17B zeigt einen Signalverlauf des dritten Ansteuersignals S71 und 17C zeigt einen Signalverlauf des vierten Ansteuersignals S72. Lediglich zum Zweck der Erläuterung sei angenommen, dass ein hoher Signalpegel des dritten Ansteuersignals S41 oder des vierten Ansteuersignals S42 den jeweiligen Schalter 4 1, 4 2 einschaltet und dass ein niedriger Signalpegel den jeweiligen Schalter ausschaltet.
  • Bezugnehmend auf 17A umfasst die Eingangsspannung VIN in einer Periode eine positive Halbwelle, die vorliegt, wenn der Signalpegel der Eingangsspannung VIN positiv ist, und eine negative Halbwelle, die vorliegt, wenn der Signalpegel negativ ist. Während der positiven Halbwelle schaltet die Steuerschaltung 5 den dritten Schalter 7 1 ein und Schaltet den vierten Schalter 7 2 aus. In dieser positiven Halbwelle arbeitet die Leistungswandlerschaltung in derselben Weise wie die in 1 gezeigte Leistungswandlerschaltung. Das heißt, die Steuerschaltung 5 regelt die durchschnittliche Eingangsleistung durch einen Schaltbetrieb des ersten elektronischen Schalters 3 1. Der zweite elektronische Schalter 3 2 arbeitet in dieser Betriebsart als Synchrongleichrichter.
  • In der zweiten Halbwelle schaltet die Steuerschaltung 5 den dritten Schalter 7 1 aus und schaltet den vierten Schalter 7 2 ein. In dieser Betriebsart sind die Rollen des ersten elektronischen Schalters 3 1 und des zweiten elektronischen Schalters 3 2 in dem Leistungswandler im Vergleich zu deren Rollen während der positiven Halbwelle vertauscht. Das heißt, bei dieser Betriebsart dient der zweite elektronische Schalter 3 2 dazu, die durchschnittliche Eingangsleistung zu regeln, und der erste elektronische Schalter 3 1 dient als Synchrongleichrichter. Das heißt, während der negativen Halbwelle wird der zweite elektronische Schalter 3 2 in derselben Weise betrieben, wie der erste elektronische Schalter 3 1 in der in 1 gezeigten Leistungswandlerschaltung, und der erste elektronische Schalter 31 wird in derselben Weise betrieben, wie der zweite elektronische Schalter 3 2 in der in 1 gezeigten Leistungswandlerschaltung. Der dritte elektronische Schalter 7 1 und der vierte elektronische Schalter 7 2 können herkömmliche elektronische Schalter sein, wie beispielsweise MOSFETs, IGBTs, JFETs, BJTs oder HEMTs.
  • Wie zuvor erläutert, ist das anhand der 4A–4C beschriebene Ansteuerschema nicht darauf beschränkt, in einem Leistungswandler mit einer Hochsetztopologie verwendet zu werden, sondern kann auf Leistungswandler mit anderen Wandlertopologien ebenso angewendet werden.
  • 18 zeigt ein Beispiel eines Leistungswandlers, der mit einer Tiefsetztopologie realisiert ist. Bei diesem Wandler sind der erste elektronische Schalter 3 1 und der zweite elektronische Schalter 3 2 zwischen dem Eingangsknoten 11, 12 in Reihe geschaltet und die Induktivität 2 ist zwischen den ersten Ausgangsknoten 13 und einen Schaltungsknoten, der dem ersten elektronischen Schalter 3 1 und dem zweiten elektronischen Schalter 3 2 gemeinsam ist, geschaltet. Bei dieser Art von Wandler kann die durchschnittliche Eingangsleistung geregelt werden durch Steuern eines Schaltbetriebs des ersten elektronischen Schalters 2 1. Der zweite elektronische Schalter 3 2 wirkt als Synchrongleichrichter. Die anhand der 3A–3C erläuterte Betriebsart kann bei dieser Art von Leistungswandler ebenso verwendet werden.
  • Es sei erwähnt, dass Merkmale, die anhand einer speziellen Figur erläutert wurden, mit Merkmalen anderer Figuren kombiniert werden können, auch in solchen Fällen, in denen dies nicht explizit erwähnt wurde. Außerdem können die Verfahren der Erfindung erreicht werden durch reine Softwarerealisierungen unter Verwendung geeigneter Prozessorbefehle oder als Hybridrealisierungen, die eine Kombination von Hardwarelogik und Softwarelogik nutzen, um dieselben Ergebnisse zu erhalten.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • US 8026704 B2 [0055]

Claims (24)

  1. Verfahren, das aufweist: in wenigstens einem von mehreren Ansteuerzyklen eines Leistungswandlers: Vormagnetisieren einer Induktivität, die in Reihe zu einem ersten elektronischen Schalter geschaltet ist, Entladen einer parasitären Kapazität des ersten elektronischen Schalters unter Verwendung von Energie, die durch das Vormagnetisieren in der Induktivität gespeichert wurde, und Einschalten des ersten elektronischen Schalters für eine Ein-Dauer nach Entladen der parasitären Kapazität; und vor wenigstens einem der mehreren Ansteuerzyklen des Leistungswandlers: Ausgeschaltet-Halten des ersten elektronischen Schalters und Entmagnetisiert-Halten der Induktivität in einer Pausendauer.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Vormagnetisieren der Induktivität das Koppeln der Induktivität an einen Ausgang des Leistungswandlers durch einen zweiten elektronischen Schalter aufweist.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Ausgeschaltet-Halten des ersten elektronischen Schalters und das Entmagnetisiert-Halten der Induktivität aufweist: Ausgeschaltet-Halten des ersten elektronischen Schalters und Entmagnetisiert-Halten der Induktivität vor jedem der mehreren Ansteuerzyklen.
  4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Ausgeschaltet-Halten des ersten elektronischen Schalters und das Entmagnetisiert-Halten der Induktivität aufweist: Ausgeschaltet-Halten des ersten elektronischen Schalters und Entmagnetisiert-Halten der Induktivität vor einem Burst mit mehreren aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen.
  5. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Verfahren weiterhin aufweist: Erhalten einer Eingangsspannung an einem Eingang des Leistungswandlers und Bereitstellen einer Ausgangsspannung an einem Ausgang des Leistungswandlers; Überwachen der Eingangsspannung; und Betreiben des Leistungswandlers in einer ersten Betriebsart, wenn ein Eingangsspannungswert der Eingangsspannung höher ist als eine vordefinierte Schwelle.
  6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem das Betreiben des Leistungswandlers in der ersten Betriebsart in jedem der mehreren Ansteuerzyklen aufweist: Vormagnetisieren der Induktivität; Entladen der parasitären Kapazität des ersten elektronischen Schalters unter Verwendung von durch das Vormagnetisieren in der Induktivität gespeicherten Energie; und Einschalten des ersten elektronischen Schalters für eine Ein-Dauer nach dem Entladen der parasitären Kapazität.
  7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, bei dem die vordefinierte Schwelle das 0,5-fache eines Ausgangsspannungswerts der Ausgangsspannung ist.
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, das weiterhin aufweist: Betreiben des Leistungswandlers in einer zweiten Betriebsart, wenn die Eingangsspannung unterhalb der vordefinierten Schwelle ist.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem das Betreiben des Leistungswandlers in der zweiten Betriebsart in einem der Pausendauer direkt folgenden Ansteuerzyklus aufweist: Einschalten des ersten elektronischen Schalters für eine Ein-Dauer am Ende der Pausendauer.
  10. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem in der zweiten Betriebsart das Ausgeschaltet-Halten des ersten elektronischen Schalters und das Entmagnetisiert-Halten der Induktivität aufweist: Ausgeschaltet-Halten des ersten elektronischen Schalters und Entmagnetisiert-Halten der Induktivität vor jedem der mehreren Ansteuerzyklen.
  11. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem in der zweiten Betriebsart das Ausgeschaltet-Halten des ersten elektronischen Schalters und das Entmagnetisiert-Halten der Induktivität aufweist: Ausgeschaltet-Halten des ersten elektronischen Schalters und Entmagnetisiert-Halten der Induktivität vor einem Burst mit mehreren aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen.
  12. Verfahren einem der Ansprüche 2 bis 11, das weiterhin aufweist: Überwachen einer Spannung über dem zweiten elektronischen Schalter und Detektieren von Tälern dieser Spannung in der Pausendauer; und Einschalten des zweiten elektronischen Schalters zum Zeitpunkt eines Tals.
  13. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, das weiterhin aufweist: Überwachen einer Ausgangsleistung des Leistungswandlers und Einstellen einer Zeitdauer der Pausendauer basierend auf der Ausgangsleistung.
  14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem das Einstellen einer Zeitdauer der Pausendauer aufweist: Verlängern einer Zeitdauer der Pausendauer, wenn die Ausgangsleistung abnimmt.
  15. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, das weiterhin aufweist: Überwachen einer Schaltfrequenz des Leistungswandlers und Einstellen einer Zeitdauer der Pausendauer basierend auf der Schaltfrequenz.
  16. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem das Einstellen einer Zeitdauer der Pausendauer aufweist: Verlängern einer Zeitdauer der Pausendauer, wenn die Schaltfrequenz zunimmt.
  17. Verfahren nach Anspruch 8, das weiterhin aufweist: Überwachen einer Ausgangsleistung des Leistungswandlers und Einstellen einer Zeitdauer der Pausendauer basierend auf der Ausgangsleistung in der zweiten Betriebsart.
  18. Verfahren nach Anspruch 17, bei dem das Einstellen einer Zeitdauer der Pausendauer aufweist: Verlängern einer Zeitdauer der Pausendauer, wenn die Ausgangsleistung abnimmt.
  19. Verfahren nach Anspruch 9, das weiterhin aufweist: Überwachen einer Schaltfrequenz des Leistungswandlers und Einstellen einer Zeitdauer der Pausendauer basierend auf der Schaltfrequenz in der zweiten Betriebsart.
  20. Verfahren nach Anspruch 19, bei dem das Einstellen einer Zeitdauer der Pausendauer aufweist: Verlängern einer Zeitdauer der Pausendauer, wenn die Schaltfrequenz zunimmt.
  21. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Leistungswandler eine Hochsetztopologie aufweist.
  22. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Leistungswandler eine Tiefsetztopologie aufweist.
  23. Leistungswandler, der aufweist: eine Induktivität, die in Reihe zu einem ersten elektronischen Schalter geschaltet ist; und eine Steuerschaltung, wobei die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, in wenigstens einem von mehreren Ansteuerzyklen ein Entmagnetisieren der Induktivität, ein Entladen einer parasitären Kapazität des ersten elektronischen Schalters unter Verwendung von durch das Entmagnetisieren in der Induktivität gespeicherter Energie, und ein Einschalten des ersten elektronischen Schalters für eine Ein-Dauer nach dem Entladen der parasitären Kapazität zu steuern, und wobei die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, für eine Pausendauer vor wenigstens einem der mehreren Ansteuerzyklen den ersten elektronischen Schalter ausgeschaltet und die Induktivität entmagnetisiert zu halten.
  24. Leistungswandler, der aufweist: Mittel zum Vormagnetisieren einer Induktivität, die in Reihe zu einem ersten elektronischen Schalter geschaltet ist, Entladen einer parasitären Kapazität des ersten elektronischen Schalters unter Verwendung von in der Induktivität durch das Vormagnetisieren gespeicherter Energie und Einschalten des ersten elektronischen Schalters für eine Ein-Dauer nach dem Entladen der parasitären Kapazität in wenigstens einem von mehreren Ansteuerzyklen; und Mittel zum Ausgeschaltet-Halten des ersten elektronischen Schalters und Entmagnetisiert-Halten der Induktivität in einer Pausendauer in wenigstens einem der mehreren Ansteuerzyklen.
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