DE102017102676A1

DE102017102676A1 - Vorrichtung und Verfahren für Spannungssteuerung eines Schaltwandlers im Quasi-Resonanten Modus

Info

Publication number: DE102017102676A1
Application number: DE102017102676.2A
Authority: DE
Inventors: Giovanni Gritti; Claudio Adragna
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2016-06-30
Filing date: 2017-02-10
Publication date: 2018-01-04
Also published as: ITUA20164780A1; US10241322B2; CN110759312A; CN107565801A; CN107565801B; CN206341135U; US20180004240A1

Abstract

Eine Steuervorrichtung zum Steuern eines Schaltwandlers weist eine Schaltsteuereinrichtung auf, die ein Steuersignal mit einer Schaltperiode zum Steuern des Schaltens eines Schalters des Schaltwandlers und Einstellen eines ersten Zeitintervalls, in dem ein Induktorstrom in dem Schalter fließt, eines zweiten Zeitintervalls, in dem Energie an ein Speicherelement des Schaltwandlers übertragen wird, und eines dritten Wartezeitintervalls am Ende des zweiten Zeitintervalls erzeugt. Die Dauer des ersten Intervalls wird auf Grundlage einer Steuerspannung bestimmt, die die Ausgangsspannung anzeigt. Eine Vorverzerrungsstufe empfängt die Steuerspannung und erzeugt eine vorverzerrte Steuerspannung als eine Funktion der Steuerspannung und einer Beziehung zwischen einem des ersten und des dritten Zeitintervalls und der Schaltperiode, wobei die Schaltsteuereinrichtung dafür konfiguriert ist, eine Dauer des ersten Zeitintervalls auf Grundlage der vorverzerrten Steuerspannung zu steuern.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren für Spannungssteuerung eines Schaltwandlers im quasi-resonanten Modus, insbesondere (ohne dass dies jedoch einen Verlust an Allgemeingültigkeit impliziert) eines Leistungsfaktorkorrekturwandlers (nachstehend als PFC-Wandler bezeichnet).
Beschreibung der verwandten Technik
Wie bekannt ist, werden in Schaltnetzteilen (SMPS von switch-mode power supply) oder in Festkörper-Beleuchtungs(SSL von solid-state lighting)-Systemen verwendete Spannungswandler verwendet, um strenge Spezifikationen bezüglich der entsprechenden elektrischen Leistungsfähigkeit erfüllen. Insbesondere werden Wandler verwendet, um einen hohen Qualitätsfaktor (mit einem Leistungsfaktor – PF – von im Wesentlichen 1, beispielsweise höher als 0,9) und hohe Effizienz/geringen Stromverbrauch unter Bedingungen in Abwesenheit einer Last zu gewährleisten (beispielsweise mit einem Leistungsverlust von weniger als 300 mW).
Im Allgemeinen sind diese Leistungswandler dafür ausgelegt, eine am Eingang empfangene Größe, beispielsweise eine Wechselspannung, die vom Stromnetz kommt, in eine geregelte Ausgangsgröße, beispielsweise eine Gleichspannung umzuwandeln, um eine elektrische Last zu versorgen, beispielsweise eine Gruppe von LEDs.
Der hohe Leistungsfaktor erfüllt beispielsweise die Emissionsgrenzen von harmonischem Strömen, die von den Normen (beispielsweise von der IEC 61000-3-2 Norm in Europa und der JEITA-MITI Norm in Japan) vorgesehen sind; wobei hohe Effizienz/niedriger Stromverbrauch die Spezifikationen bezüglich der Energieeffizienz erfüllen, beispielsweise ENERGY STAR 2.0 für externe Energieversorgungen oder ENERGY STAR 5.0 für Computer und dergleichen.
Insbesondere wenn eine hohe Ausgangsleistung (beispielsweise höher als 50–75 W) erwünscht ist, werden bekannterweise Leistungswandler mit einer Zweistufenarchitektur verwendet, wobei eine erste Stufe typischerweise einen PFC-Wandler, beispielsweise vom Spannungsverstärkungstyp, definiert. Der PFC-Wandler führt in diesem Fall einen Vorgang des Verstärkens der Netzwechselspannung aus, wodurch am Ausgang eine geregelte Gleichspannung, beispielsweise mit einem Wert von 400 V erzeugt wird. Der PFC-Wandler wird von einer geeigneten Steuervorrichtung zum Regeln des Leistungsfaktors bei der Aufnahme vom Stromnetz gesteuert.
1 zeigt beispielhaft das elektrische Diagramm eines Leistungswandlers, beispielsweise eines PFC-Wandlers vom Spannungsverstärkungstyp, als Ganzes von 1 bezeichnet, der von einer entsprechenden Steuervorrichtung gesteuert wird, bezeichnet von 2 (wobei jedoch hervorgehoben wird, dass die folgende Beschreibung auch auf andere Wandlertopologien, beispielsweise vom Sperr- oder Aufwärts-/Abwärtswandlungstyp) angewendet werden kann.
Die Steuervorrichtung 2 ist als eine integrierte Schaltung gebildet und hat ein Gehäuse und entsprechende Eingabe- und Ausgabestifte. Die integrierte Schaltung kann auf der gleichen Leiterplatte (PCB) montiert sein wie die Schaltungsbauelemente, die den Leistungswandler 1 definieren.
Insbesondere hat der Leistungswandler 1 in dieser Konfiguration: einen Eingangseinschluss IN, an dem eine Eingangsspannung V_in (gleichgerichtete Sinuskurve) vorhanden ist, die von einer Gleichrichtungsstufe 3 (schematisch dargestellt), ausgehend von einer Wechselstromnetzspannung V_AC, erzeugt wird, die beispielsweise vom Stromnetz zugeführt wird; und einen Ausgangsanschluss OUT, an dem eine Ausgangsspannung V_out, beispielsweise eine Gleichspannung, vorhanden ist, die einen höheren Wert hat als die Eingangsspannung V_IN und auf einen erwünschten Wert geregelt wird (beispielsweise 400 V).
Ein Filterkondensator 4a mit Hochfrequenz-Filterfunktionen ist mit dem Eingangseinschluss IN verbunden, während ein Speicherkondensator 4b mit Ladungsspeicherfunktionen mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist. Sowohl der Filterkondensator 4a als auch der Speicherkondensator 4b sind außerdem mit einem Bezugs- oder Masseanschluss (GND) verbunden.
Der Leistungswandler 1 weist auf: eine Induktorspule 5, die zwischen den Eingangseinschluss IN und einen ersten inneren Knoten N₁ geschaltet ist; ein Schaltelement 6, insbesondere einen Leistungs-MOSFET, das zwischen den ersten inneren Knoten N₁ und den Bezugsanschluss geschaltet ist; und ein Diodenelement 7, dessen Anode mit dem ersten inneren Knoten N₁ verbunden ist und dessen Kathode mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist.
Das Schaltelement 6 hat einen ersten Stromleitanschluss, insbesondere den Drain-Anschluss des entsprechenden MOSFET, der mit dem ersten inneren Knoten N₁ verbunden ist, einen zweiten Stromleitanschluss, insbesondere den Source-Anschluss des entsprechenden MOSFET, der mit dem Bezugsanschluss verbunden ist, und einen Steueranschluss, der mit dem Gate-Anschluss des entsprechenden MOSFET zusammenfällt.
Ein Spannungsteiler 8 ist zwischen den Ausgangsanschluss OUT und den Bezugsanschluss geschaltet und wird von einem ersten Spannungsteilerwiderstand 8a gebildet, der mit einem zweiten Spannungsteilerwiderstand 8b in Reihe geschaltet ist, wodurch ein innerer Knoten N₂ definiert wird, von dem eine Rückkopplungsspannung V_FB genommen wird.
Der Leistungswandler 1 weist ferner eine Hilfswicklung 9 auf, die magnetisch mit der Induktorspule 5 gekoppelt ist und an der eine Überwachungsspannung V_ZCD vorhanden ist.
Die Steuervorrichtung 2 hat: ersten Eingangseinschluss 2a, der mit dem zweiten inneren Knoten N₂ verbunden und dazu ausgebildet ist, die Rückkopplungsspannung V_FB zu empfangen; einen zweiten Eingangseinschluss 2b, der über einen ersten Kopplungswiderstand 10 mit der Hilfswicklung 9 verbunden und dazu ausgebildet ist, die Überwachungsspannung V_ZCD zu empfangen, die eine Funktion der Spannung über der Hilfswicklung 9 ist; und einen Ausgangsanschluss 2c, der über einen zweiten Kopplungswiderstand 11 mit dem Steueranschluss des Schaltelements 6 verbunden und dazu ausgebildet ist, ein Steuersignal GD zum Steuern des Schaltens des gleichen Schaltelements 6 in Pulsweitenmodulation (PWM) mit einer geeigneten Zeitsteuerung zu steuern.
Die Steuervorrichtung 2 hat weitere Anschlüsse 2d, 2e, die mit einer Versorgungsspannung V_cc bzw. mit dem Bezugsanschluss verbunden sind.
Insbesondere kann die Steuervorrichtung 2 dafür konfiguriert sein, den Betrieb des Schaltwandlers 1 im sogenannten quasi-resonanten Modus zu steuern, der auch als „Übergangsmodus”, „kritischer Modus” oder „Grenzmodus” bezeichnet wird.
Bei jedem Schaltzyklus steuert die Steuervorrichtung 2 das Schließen des Schaltelements 6 für EIN-Intervall T_ON („EIN”-Intervall des Tastverhältnisses), während dessen der Strom, der von der Energieversorgung kommt, in der Induktorspule 5 und in dem Schaltelement 6 zur Masse hin fließt, wodurch eine Speicherung von Energie in der gleichen Induktorspule 5 bestimmt wird.
Im Spannungssteuermodus wird die Dauer des EIN-Intervalls T_ON von der Steuervorrichtung 2 durch einen geeigneten Rückkopplungsregelkreis auf Grundlage eines Wertes eingestellt, der die Ausgangsspannung V_out angibt, in diesem Fall von der Rückkopplungsspannung V_FB erhalten, die mit einer geeigneten Bezugsspannung verglichen wird (wie nachstehend ausführlich beschrieben wird).
Auf eine hierin nicht dargestellte Weise kann der Regelkreis alternativ auf einer Spitzenstromsteuerung basieren.
Die Steuervorrichtung 2 steuert dann das Öffnen des Schaltelements für ein Intervall T_OFF („AUS”-Intervall des Tastverhältnisses), während dessen die zuvor in der Induktorspule 5 gespeicherte Energie über das Diodenelement 7 an die Last und das Ladungsspeicherelement 4b übertragen wird.
Insbesondere ist nach Abschluss der Energieübertragung der Strom in der Induktorspule 5 Null. Ein Resonanzzustand um den Wert der Eingangsspannung V_in herum tritt aufgrund der an dem gleichen ersten inneren Knoten N₁ vorhandenen Kapazität auf der Spannung am ersten inneren Knoten N₁ auf, hauptsächlich bedingt durch die parasitäre Kapazität des Drain-Anschlusses des MOSFET des Schaltelements 6 und die parasitäre Kapazität des Diodenelements 7 (das ausgeschaltet ist).
Gemäß dem quasi-resonanten Steuermodus wird das Schaltelement 6 bei dem Mindestwert der an der Drain-Spannung des entsprechenden MOSFET vorhandenen Schwingung mit einer bestimmten Verzögerung bezüglich des Momentes geschlossen (und der entsprechende MOSFET eingeschaltet), in dem der Strom in der Induktorspule 5 Null wird, so dass der Wandler in einem Zustand arbeitet, in dem bei Null Strom und Spannung geschaltet wird, was eine hohe Effizienz und minimale Einschaltverluste ermöglicht. Diese Steuerung wird auch als „Talschalten” bezeichnet, insoweit das Schließen des Schaltelements 6 im Tal der Schwingung der MOSFET Drain-Spannung stattfindet.
Die Detektion des Talzustands und somit die Bestimmung der Dauer des AUS-Intervalls T_OFF wird von der Steuervorrichtung 2 auf Grundlage der Überwachungsspannung V_ZCD ausgeführt, die wiederum eine Funktion der Spannung über der Hilfswicklung 9 darstellt.
2 zeigt, dem gezeigten Steuermodus entsprechend, die graphischen Darstellungen des Stroms I_L in der Induktorspule 5 und des Steuersignals GD (wobei das EIN-Intervall T_ON, während dessen Energie in der Induktorspule 5 gespeichert wird, und das AUS-Intervall T_OFF gezeigt sind). Außerdem sind ein sogenanntes Freilauf-Zeitintervall T_FW, in dem der Induktorstrom I_L durch das Diodenelement 7 fließt (wobei Energie an das Speicherelement 4b übertragen wird), und ein Verzögerungszeitintervall T_R, das dem Warteintervall zum Talschalten entspricht, d. h. dem Intervall zwischen dem Moment, in dem der Induktorstrom I_L Null wird, und dem Moment, wenn das Schaltelement 6 wieder geschlossen wird, gezeigt.
Mit Bezugnahme auf 3 ist jetzt eine ausführlichere Beschreibung einer Ausführungsform von einem bekannten Typ der Steuervorrichtung 2 dargestellt, die das vorstehend erörterte Steuerverfahren umsetzt. Diese Steuervorrichtung 2 entspricht beispielsweise der Vorrichtung mit dem Code STCMB1, hergestellt und vertrieben vom Anmelder der vorliegenden Anmeldung.
Die Steuervorrichtung 2 weist eine Fehlerverstärkerstufe 12 mit einem invertierenden Eingangseinschluss, der mit dem ersten Eingangseinschluss 2a verbunden ist und die Rückkopplungsspannung V_FB empfängt, und einem nicht invertierenden Eingangseinschluss, der eine Bezugsspannung V_REF mit einem geeigneten Wert empfängt (beispielsweise in der Steuervorrichtung 2 ausgehend von der Versorgungsspannung V_cc durch einen Bandlückengenerator erzeugt) auf; die Fehlerverstärkungsstufe 12 erzeugt als eine Funktion der Differenz zwischen der Rückkopplungsspannung V_FB und der Bezugsspannung V_REF eine Steuerspannung V_C, die den Wert der Ausgangsspannung V_out des Leistungswandlers angibt.
Auf eine nicht ausführlich beschriebene Weise ist ein Kompensationsnetzwerk vom RC-Typ mit dem Ausgang der Fehlerverstärkerstufe 12 gekoppelt, das dafür ausgelegt ist, die Gleichstromverstärkung der Fehlerverstärkerstufe 12 und die entsprechende Betriebsfrequenzbandbreite zu definieren, wodurch die Stabilität des Regelkreises gewährleistet wird.
Die Steuervorrichtung 2 weist ferner eine Vergleichsstufe 15 mit einem ersten Vergleichsanschluss, der mit dem Ausgang der Fehlerverstärkerstufe 12 gekoppelt ist und die Steuerspannung V_C empfängt, und einem zweiten Vergleichsanschluss, der eine Rampenspannung V_R empfängt, und einem Ausgang, der ein Vergleichssignal S_C erzeugt, auf.
Insbesondere wird die Rampenspannung V_R durch Laden eines Kondensators 16 mit einer Kapazität C mit einem geeigneten konstanten Ladestrom I_C erzeugt, der von einem Stromgenerator 17 erzeugt wird. Ein Schalter 18, der von einem Steuersignal SW gesteuert wird, ist außerdem parallel zu dem Kondensatorelement 16 geschaltet, um den Start dessen Ladens und anschließenden Entladens (und somit das abwechselnd steigende und fallende Muster der Rampenspannung V_R) zu bestimmen.
Die Steuervorrichtung 2 weist ferner ein S/R-Flip-Flop 19 auf mit: einem Rücksetzeingang R, der mit dem Ausgang der Vergleichsstufe 15 verbunden ist und das Vergleichssignal S_C empfängt; einem Setzeingang S, der mit einer Zeitsteuerstufe 20 verbunden ist; einem negierten Ausgang Q , der das vorstehend genannte Steuersignal SW des Schalters 18 definiert; und einem Ausgang Q, der über eine Treibereinheit 21 das Steuersignal GD zum Steuern des Schaltens des Schaltelements 6 des Leistungswandlers 1 liefert.
Die Zeitsteuerstufe 20 weist eine Detektionseinheit 26 auf, die mit dem zweiten Eingang 2b der Steuervorrichtung 2 gekoppelt ist und die Überwachungsspannung V_ZCD empfängt. Die Detektionseinheit 26 erzeugt ein Detektionssignal ZCD, das den Beginn des Null-Stromzustands in der Induktorspule 5 angibt.
Die Zeitsteuerstufe 20 weist ferner auf: eine Verzögerungseinheit 22, die mit dem Ausgang der Detektionseinheit 26 verbunden und dafür konfiguriert ist, eine geeignete Zeitverzögerung auf das Detektionssignal ZCD anzuwenden; ein ODER-Logikgatter 24 mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang der Verzögerungseinheit 22 verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit einer Startereinheit 25 verbunden ist, und einem Ausgang, der dem S/R-Flip-Flop 19 das Setzsignal S zuführt.
Im Betrieb kann, wenn man davon ausgeht, dass die Bandbreite der Fehlerverstärkerstufe 12 ausreichend schmal ist, beispielsweise weniger als 20 Hz, die Steuerspannung V_C (beispielsweise ein Gleichstromwert) als über einen Netz-Zyklus im Wesentlichen konstant betrachtet werden.
Der Spitzenwert V_{R_pk} der Rampenspannung V_R kann folgendermaßen ausgedrückt werden:
Geht man davon aus, dass das Schaltelement 6 anfangs eingeschaltet ist, nimmt die Rampenspannung V_R zu, bis sie den Wert der Steuerspannung V_C erreicht, wodurch der Ausgang der Vergleichsstufe 15 geschaltet wird, der das S/R-Flip-Flop 19 rücksetzt und das Öffnen des gleichen Schaltelements 6 bewirkt.
Dementsprechend bestimmt die Ausgabe der Vergleichsstufe 15 die Dauer des EIN-Intervalls T_ON des Schaltelements 6 gemäß dem folgenden Ausdruck:
der auf Grundlage der vorstehenden Gleichung (1) durch folgende Einstellung erlangt wurde: V_{R_pk} = V_C.
Es ist anzumerken, dass auf Grundlage der vorstehenden Hypothese, dass die Steuerspannung V_C konstant ist, auch die Dauer des EIN-Intervalls T_ON während jeder Netzperiode im Wesentlichen konstant ist.
Nach Öffnen des Schaltelements 6 überträgt die Induktorspule 5 die im Speicherkondensator 4b gespeicherte Energie an die Last, bis sie vollständig entmagnetisiert ist. Zu diesem Zeitpunkt beendet das Diodenelement 7 das Leiten und ist die Spannung am ersten inneren Knoten N₁, und somit die Drain-Spannung des MOSFET, schwebend.
Diese Spannung würde dazu tendieren, die Momentannetzspannung über die Schwingung aufgrund der Resonanzkopplung zwischen den entsprechenden parasitären Kapazitäten und der Induktivität der Induktorspule 5 zu erreichen.
Der plötzliche Spannungsabfall, der auf die Entmagnetisierung der Induktorspule 5 hin an dem vorstehend genannten ersten inneren Knoten N₁ stattfindet, wird jedoch von der Detektionseinheit 26 der Zeitsteuerstufe 20 detektiert, die auf Detektion einer fallenden Flanke der Überwachungsspannung V_ZCD hin einen Impuls erzeugt.
Dieser Impuls in dem Detektionssignal ZCD, von der Verzögerungseinheit 22 als eine Funktion des Verzögerungszeitintervalls T_R geeignet verzögert, setzt somit das S/R-Flip-Flop 19 und schließt das Schaltelement 6 wieder, wodurch ein neuer Betriebszyklus des Leistungswandlers 1 bestimmt wird.
Auf diese Weise sieht das Steuerverfahren vor, dass der Start jedes neuen Schaltzyklus stattfindet, nachdem der Strom in der Induktorspule 5 nach einer geeigneten Verzögerung einen Nullpegel erreicht hat.
Es ist anzumerken, dass die Anwesenheit des ODER-Logikgatters 24 in der Zeitsteuerstufe 20 den Start eines neuen Betriebszyklus, beispielsweise in der Startphase (oder auf Rückkehr aus einem Deaktivierungszustand hin) ermöglicht, wenn die Überwachungsspannung V_ZCD am zweiten Eingang 2b der Steuervorrichtung 2 noch nicht vorhanden ist. Dieses Merkmal ermöglicht außerdem, dass der Leistungswandler 1 in dem Fall nicht stoppt, in dem die gleiche Überwachungsspannung V_ZCD aus irgendeinem Grund nicht am zweiten Eingang 2b vorhanden ist.
Ausführlicher und auch mit Bezugnahme auf die Diagramme in 4 (die die wichtigsten elektrischen Größen in der Steuervorrichtung 2 zeigt) kann die Eingangsspannung V_IN als im Wesentlichen eine gleichgerichtete Sinuskurve betrachtet werden, d. h. V_IN(θ) = V_IN,pk|sinθ|, wobei θ
(0, π).
Der Spitzenwert I_{L_pk} des Induktorstroms IL ist somit gegeben durch:
Bei Einsetzen von Gleichung (2):
Wie aus den Diagrammen in 2 zu ersehen ist, kann die Schaltperiode T(θ) des Leistungswandlers 1 folgendermaßen ausgedrückt werden: T(θ) = T_ON + T_FW(θ) + T_R (5) wobei die Summe P_FW(θ) + T_R das AUS-Intervall T_OFF bildet.
Ferner kann der Eingangsstrom I_IN des Leistungswandlers 1 durch Mitteln des Induktorstroms I_L(t, θ) über einen Schaltzyklus bestimmt werden. Nochmals mit Bezugnahme auf 2 kann unmittelbar verifiziert werden, dass die folgende Gleichung gilt:
Das Einsetzen der vorherigen Gleichungen (4) und (5) in Gleichung (6) ergibt:
Aus Gleichung (7) geht insbesondere hervor, dass der Eingangsstrom nur in dem Fall, in dem das Verzögerungszeitintervall T_R Null oder im Wesentlichen vernachlässigbar ist, rein sinuskurvenförmig ist (wodurch ein idealer Leistungsfaktor von Eins und eine ideale Verzerrung von Null gewährleistet werden).
Es ist jedoch bekannt, dass es verschiedene Situationen und Anwendungen gibt, in denen zur Maximierung der Effizienz des Leistungswandlers das Verzögerungszeitintervall T_R verlängert werden kann, das somit nicht Null sein kann.
Beispielsweise sehen sogenannte Talübersprungs(„valley skipping”)-Steuertechniken von einem bekannten Typ vor, dass bei Bedingungen einer mittleren oder geringen Last eines oder mehrere der Täler der Überwachungsspannung V_ZCD zum Zweck der Steuervorgänge übersprungen werden, um die Schaltfrequenz zu begrenzen.
In Anbetracht der vorherigen Erörterung bringt die Erhöhung des Verzögerungszeitintervalls T_R jedoch eine Erhöhung des Verzerrungsverhaltens (der sogenannten THD – Total Harmonic Distortion Faktors) des Leistungswandlers und insbesondere eine Erhöhung der Emission von harmonischen Strömen mit sich, wodurch die erwartete Leistungsfähigkeit möglicherweise nicht erreicht werden kann (beispielsweise kann eine THD von weniger als 10% erwünscht sein).
Mit anderen Worten beinhalten bestehende Steuerlösungen einen Kompromiss zwischen dem Verhalten der Verzerrung und der Effizienz, die erreicht werden kann, insbesondere bei Betriebsbedingungen mit einer mittleren oder geringen Last.
Eine oder mehrere Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung bestehen im Lösen der vorstehend hervorgehobenen Probleme und insbesondere im Bereitstellen einer Steuerlösung, die eine Kombination der vorteilhaften Wirkungen der vorstehend erörterten Steuertechniken ermöglicht, so dass stattdessen eine Maximierung der Effizienz (durch geeignetes Verlängern des Verzögerungszeitintervalls T_R) oder alternativ eine Minimierung der Emission von harmonischen Strömen vorgesehen wird.
Für ein besseres Verständnis der vorliegenden Offenbarung werden jetzt bevorzugte Ausführungsformen rein mittels beispielhafter Beispiele und mit Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. In denen zeigen:
1 ein allgemeines Schaltdiagramm eines Leistungswandlers und einer entsprechenden Steuervorrichtung 2 von einem bekannten Typ;
2 Diagramme von elektrischen Größen im Zusammenhang mit dem Leistungswandler gemäß 1;
3 ein ausführlicheres Blockdiagramm einer Steuervorrichtung des Leistungswandlers gemäß 1;
4 Diagramme von elektrischen Größen in der Steuervorrichtung gemäß 3;
5 ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung eines Leistungswandlers, beispielsweise von dem in 1 gezeigten Typ, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Lösung;
6 Diagramme von elektrischen Größen in der Steuervorrichtung gemäß 5;
7 ein Schaltdiagramm eines Stromgenerators in der Steuervorrichtung gemäß 5;
8 und 9 Kurven von elektrischen Größen der Steuervorrichtung gemäß 3 bzw. 5;
10 ein allgemeines Blockdiagramm einer elektronischen Vorrichtung, die einen Leistungswandler verwendet;
11 ein Schaltdiagramm eines Leistungswandlers und einer entsprechenden Steuervorrichtung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Lösung;
12 Diagramme von elektrischen Größen in dem Leistungswandler gemäß 11;
13 Diagramme von elektrischen Größen, die noch einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Lösung entsprechen;
14 ein Schaltdiagramm einer Steuervorrichtung eines Leistungsverstärkers gemäß der vorstehend genannten weiteren Ausführungsform der vorliegenden Lösung; und
15 Kurven von elektrischen Größen in der Steuervorrichtung gemäß 14.
In Anbetracht der Tatsache, dass die Schaltperiode als T(θ) = T_ON(θ) + T_FW(θ) + T_R ausgedrückt werden kann und dass das ein Zeitintervall T_ON(θ) von dem Momentannetzphasenwinkel θ abhängt (wobei 0 ≤ θ = 2πf_Lt ≤ π, wobei f_L die Netzfrequenz ist), der tatsächlich nicht notwendigerweise konstant ist wie in herkömmlichen Lösungen, kann die vorstehende Gleichung (7) folgendermaßen neu geschrieben werden:
Wie ausführlich erörtert werden wird, geht ein Aspekt der vorliegenden Lösung aus der Erkenntnis des Anmelders der vorliegenden Erfindung hervor, dass in der vorstehenden Gleichung (8) ein Verzerrungsfaktor erkannt werden kann, der mit dem Vorgang des Mittelns in der Schaltperiode und des Bewirkens einer Verzerrung in dem Wert des Eingangsstroms I_IN(θ) zusammenhängt.
Dieser Verzerrungsfaktor ist durch den folgenden Ausdruck gegeben:
und ist somit mit dem Schaltvorgang verknüpft und hängt von den Werten der Zeitintervalle T_ON, T_FW, und T_R ab. Dieser Verzerrungsfaktor tritt in der vorstehenden Gleichung (8) als ein Multiplikationsfaktor dazwischen, abhängig vom Phasenwinkel θ, und verzerrt somit die Kurve des Eingangsstroms I_IN, die ansonsten eine Sinuskurve wäre.
Ein Aspekt der vorliegenden Lösung sieht dementsprechend eine geeignete Kompensation der vorstehend genannten Verzerrung durch eine Vorverzerrung des Wertes der Steuerspannung V_C mit einem Vorverzerrungsfaktor vor, der durch den Kehrwert des vorstehend genannten Verzerrungsfaktors gegeben ist, d. h. gegeben durch:
Dieser Term, der dem Kehrwert des durch den vorstehend beschriebenen Vorgang des Mittelns eingeführten Verzerrungsterms entspricht, ermöglicht somit, dass sich die Effekte der Verzerrung in Anbetracht der Tatsache, dass die Steuerspannung V_C in der vorstehenden Gleichung (8) als ein Multiplikationsfaktor des Eingangsstroms I_IN dazwischen kommt, im Wesentlichen gegenseitig aufheben.
Das Steuerverfahren sieht somit das Erzeugen einer vorverzerrten Steuerspannung V_CT(θ), ausgehend von der Steuerspannung V_C, vor, gegeben durch folgenden Ausdruck:
wobei K eine geeignete Konstante ist und V_C die Steuerspannung ist, die ursprünglich in der Steuervorrichtung 2 vorhanden ist (im vorstehend dargestellten Fall die am Ausgang der Fehlerverstärkerstufe 12 vorhandene Spannung), um die Dauer des EIN-Intervalls T_ON zu bestimmen.
Betrachtet man Gleichung (8) und setzt den Ausdruck für die vorverzerrte Steuerspannung V_CT(θ) darin ein, wird, sobald der Verzerrungsfaktor durch den vorstehend genannten Vorverzerrungsfaktor aufgehoben wird, der folgende Ausdruck erlangt
was eine perfekte Sinuskurve ist, insbesondere unabhängig von der Dauer des Verzögerungszeitintervalls T_R (und äquivalent zu dem EIN-Intervall T_ON und dem Freilauf-Intervall T_FW).
Mit Bezugnahme auf 5 wird jetzt eine mögliche Ausführungsform einer Steuervorrichtung 30A gemäß der vorliegenden Lösung beschrieben. Es ist anzumerken, dass die Steuervorrichtung 30A im Allgemeinen auf eine Art gebildet ist, die der vorstehend beschriebenen Steuervorrichtung 2 äquivalent ist, und auch beispielsweise in einem Leistungswandler 1, beispielsweise einem PFC-Wandler von einem Spannungsverstärkungstyp mit einer Konfiguration, die der mit Bezugnahme auf 1 erörterten äquivalent ist, verwendet werden kann. Es wird jedoch hervorgehoben, dass die Darstellung hierin, wie andererseits auch nachstehend hervorgehoben wird, eine vorteilhafte Anwendung auch in anderen Topologien von Wandlern und in unterschiedlichen Konfigurationen der entsprechenden Steuervorrichtung finden kann.
Wie in der vorstehend beschriebenen 5 gezeigt, unterscheidet sich die Steuervorrichtung 30A von der vorstehend beschriebenen Steuervorrichtung 2 durch die Anwesenheit einer Vorverzerrungsstufe 32, die zwischen den Ausgang der Fehlerverstärkerstufe 12 und den invertierenden Eingang der Vergleichsstufe 15 geschaltet ist.
Insbesondere hat die Vorverzerrungsstufe 32 einen Eingang 32a, der mit dem Ausgang der Fehlerverstärkerstufe 12 verbunden ist und die Steuerspannung V_C empfängt, und einen Ausgang 32b, der die vorverzerrte Steuerspannung V_CT(θ) dem invertierenden Eingangsanschluss der Vergleichsstufe 15 zuführt.
Die Vorverzerrungsstufe 32 weist einen gesteuerten Stromgenerator 34 mit einem Steuereingang auf, der mit dem Eingang 32a der Vorverzerrungsstufe 32 gekoppelt ist und die Steuerspannung V_C empfängt. Dieser gesteuerte Stromgenerator 34 erzeugt am Ausgang an einem Ladungsknoten N_i einen Ladestrom ICH, dessen Wert eine Funktion der Steuerspannung V_C ist, entsprechend dem folgenden Ausdruck: I_CH(θ) = G_MV_C (13) wobei G_M die Spannungs/Strom-Verstärkung des gesteuerten Stromgenerators 34 ist.
Wie dargestellt, hat der gesteuerte Stromgenerator 34 ferner einen Versorgungseingang, der beispielsweise die Versorgungsspannung V_CC des Leistungswandlers 1 empfängt.
Die Vorverzerrungsstufe 32 weist ferner einen Ladekondensator 36 auf, der zwischen den Knoten N_i und den Bezugsanschluss geschaltet ist.
Es ist anzumerken, dass der Ladekondensator 36 je nach Anwendung mit den anderen Schaltungselementen der Steuervorrichtung 30A integriert vorgesehen sein kann (d. h. mit dem gleichen Chip und/oder dem gleichen Gehäuse erlangt); oder der Ladekondensator 36 sonst ein diskretes Bauelement sein kann, das elektrisch mit einem Eingangsanschluss der Steuervorrichtung 30A verbunden sein kann. Im letzteren Fall bildet der Ladungsknoten N_i einen weiteren Eingangsanschluss der Steuervorrichtung 30A.
Die Steuervorrichtung 30A weist ferner auf:
einen Entladungswiderstand 38, der mit dem Ladeknoten Ni und über einen Entladungsschalter 39 ferner mit dem Bezugsanschluss verbunden ist.
Der Entladungsschalter 39 empfängt als ein Steuersignal das negierte Signal ZCD , das die negierte Version des von der Detektionseinheit 26 erzeugten Detektionssignals ZCD bildet, das den Beginn des Null-Stromzustands in der Induktorspule 5 angibt.
In Verwendung ist der Entladungswiderstand 38 parallel zum Ladekondensator 36 geschaltet, wenn das negierte Signal ZCD hoch ist, d. h. während des Zeitintervalls T(θ)–T_R, in dem die Induktorspule 5 magnetisiert ist (vergleiche auch die nachfolgende 6) d. h. wenn der Induktorstrom I_L nicht Null ist.
Der gleiche Entladungswiderstand 38 ist stattdessen von dem Ladekondensator 36 getrennt und entkoppelt, wenn das negierte Signal ZCD niedrig ist, d. h. wenn die Induktorspule 5 entmagnetisiert ist und der Induktorstrom I_L Null ist.
Dementsprechend lädt der Ladekondensator 36 während des Verzögerungszeitintervalls T_R, in dem die Induktorspule 5 entmagnetisiert ist, während er während des restlichen Zeitintervalls der Schaltperiode (T_ON(θ) + T_FW(θ)), in der die Induktorspule 5 durch den Induktorstrom I_L magnetisiert ist, entlädt.
Mit anderen Worten findet die Entladung des Ladekondensators 36 während des Zeitintervalls in der Schaltperiode T statt, in der der Induktorstrom I_L nicht Null ist.
Die Spannung über dem Ladekondensator 36 ist die vorverzerrte Steuerspannung V_CT(θ), die dem invertierenden Eingangsanschluss der Vergleichsstufe 15 zugeführt wird (es ist anzumerken, dass stattdessen keine Modifizierung an den Schaltungsbauelementen vorgenommen wird, die mit dem nicht invertierenden Anschluss der gleichen Vergleichsstufe 15 verbunden sind).
Auf Grundlage der Hypothese, dass die Steuerspannung V_C während einer Netzhalbperiode (wie vorstehend erörtert) im Wesentlichen konstant ist, ist auch der Ladestrom I_CH(θ) im Wesentlichen konstant.
Insbesondere wird für die folgenden Überlegungen angenommen, dass der folgende Ausdruck gilt: T(θ) << R_TC_T << 1/f_L (14) wobei f_L die Netzfrequenz ist; d. h. es wird angenommen, dass die Schaltperiode viel geringer ist als die von dem Entladungswiderstand 38 und dem Ladekondensator 36 definierte Zeitkonstante R_TC_T und dass die gleiche Zeitkonstante R_TC_T viel geringer ist als die Netzperiode. Wenn diese Annahme zutrifft, ist die Welligkeit der Schaltfrequenz auf dem Ladekondensator 36 vernachlässigbar. Außerdem ist der Ladestrom I_CH(θ) während jeder Netzhalbperiode im Wesentlichen konstant.
Bei Anwendung der Ladungsgleichgewichtsbeziehung an dem Ladekondensator 36 (in Anbetracht der Tatsache, dass der Ladestrom I_CH während der gesamten Periode T(θ) zum Ladekondensator 36 hin fließt und dass während des Intervalls T(θ)–T_R) eine Entladung zum Bezugsanschluss hin stattfindet), kann der folgende Ausdruck erlangt werden:
wenn man in Gleichung (15) Gleichung (13) für den Ladestrom I_CH(θ) einsetzt und bezüglich der vorverzerrten Steuerspannung V_CT(θ) auflöst, erlangt man den folgenden Ausdruck:
der die gleiche Form hat wie Gleichung (11) und somit das Steuerziel erfüllt, wobei die Konstante K gegeben ist durch: K = G_MR_T (17)
Daraus kann geschlossen werden, dass die vorgeschlagene Lösung das Erlangen eines Eingangsstroms I_IN ermöglicht, der immer die Form einer Sinuskurve hat, insbesondere sogar in dem Fall, in dem das Verzögerungszeitintervall T_R nicht Null ist.
Wie vorstehend erwähnt, ist in der vorgeschlagenen Lösung das EIN-Intervall T_ON nicht konstant, wie in herkömmlichen Lösungen, sondern hängt von der Momentannetzphase θ ab gemäß dem folgenden Ausdruck:
Auf eine der vorstehend in 4 gezeigten ähnliche Weise zeigt 6 die wichtigsten elektrischen Größen in der Steuervorrichtung 30A, deren graphische Darstellung widerspiegelt, was vorstehend dargelegt wurde.
Mit Bezugnahme auf 7 wird jetzt eine mögliche Schaltungsausführungsform des gesteuerten Stromgenerators 34 erörtert, der in diesem Fall einen Operationsverstärker 40 aufweist, dessen nicht invertierender Anschluss mit dem Steuereingang des gesteuerten Stromgenerators 34 verbunden ist und die Steuerspannung V_C empfängt, dessen Ausgangsanschluss mit dem Basisanschluss eines Transistors 41 verbunden ist und dessen invertierender Anschluss mit dem Emitter-Anschluss des gleichen Transistors 41 verbunden ist.
Der gesteuerte Stromgenerator 34 weist ferner auf: einen Widerstand 43, der zwischen den vorstehend genannten Emitter des Transistors 41 und den Bezugsanschluss geschaltet ist; und einen Stromspiegel 44, der auf eine an sich bekannte Weise (hier nicht ausführlich beschriebene) durch ein Paar Transistoren 44a, 44b gebildet ist.
Insbesondere ist ein erster Zweig des Stromspiegels 44 mit dem Kollektor-Anschluss des Transistors 41 verbunden, während ein zweiter Zweig des Stromspiegels 44 mit dem Ausgang des gesteuerten Stromgenerators 34 verbunden ist, um den Ladestrom ICH zu liefern.
Es kann unmittelbar verifiziert werden, dass der Ladestrom ICH in dieser Lösung durch den folgenden Ausdruck gegeben ist:
wobei R_M der Widerstandswert des Widerstands 43 ist und s der Spiegelfaktor des Stromspiegels 44 ist.
Dementsprechend ist die vorstehend erwähnte Spannungs-/Stromverstärkung G_M in diesem Fall gegeben durch:
Der Anmelder der vorliegenden Anmeldung hat die vorgeschlagene Lösung durch verschiedene Simulationen und Experimente getestet und verifiziert.
Beispielhaft zeigen 8 und 9 einen Vergleich zwischen der Leistungsfähigkeit einer Steuervorrichtung gemäß der bekannten Technik (insbesondere die Steuervorrichtung 2 gemäß 3), die in 8 gezeigt ist, und der Leistungsfähigkeit der Steuervorrichtung 30 gemäß der vorliegenden Lösung, die in 9 gezeigt ist.
In beiden Fällen arbeitet der Leistungswandler bei halber Last und wird der Talübersprungsmodus aktiviert, um die Effizienz zu erhöhen.
Es kann unmittelbar gezeigt werden, dass die vorgeschlagene Lösung eine drastische Reduzierung der Wellenformverzerrung ermöglicht, wodurch eine wesentliche Reduzierung des Verzerrungsfaktors THD von etwa 29% (in der herkömmlichen Lösung) auf etwa 10% (in der vorgeschlagenen Lösung) erreicht wird.
Wie vorstehend erwähnt, können der Leistungswandler 1 und die entsprechende Steuervorrichtung 30A vorteilhaft in einer Schaltenergieversorgung 50, wie in 10 gezeigt, verwendet werden.
Insbesondere weist die Schaltenergieversorgung 50 die Gleichrichtungsstufe 3 (beispielsweise vom Diodenüberbrückungstyp), die mit der Netzversorgung 52 verbunden ist, in dem Beispiel über ein EMI-Filter 53, und das Eingangskondensatorelement 4a, das mit dem Ausgang der Gleichrichtungsstufe 3 verbunden ist, an dem die Eingangsspannung V_IN vorhanden ist, auf.
Die Schaltenergieversorgung 50 weist ferner den Leistungswandler 1 auf, dessen Eingangsanschluss IN mit dem Eingangskondensatorelement 4a verbunden ist und dessen Ausgangsanschluss OUT mit dem Ladungsspeicherelement 4b verbunden ist, wie vorstehend definiert.
Die Steuervorrichtung 30A steuert den Betrieb des Leistungswandlers 1 so, dass ein erwünschter Leistungsfaktor in der Aufnahme von der Netzversorgung 52 gewährleistet ist.
Die Schaltenergieversorgung 50 weist ferner einen Ausgangsleistungswandler 56 auf, in dem Beispiel von einem Gleichstrom/Gleichstrom Typ, dessen Eingang mit dem Ausgangskondensatorelement 4b verbunden ist und der dafür ausgelegt ist, einer Last oder einem Endverbraucher (nicht gezeigt) einen erwünschten Ausgangsspannungswert zuzuführen, beispielsweise mit einem Wert, der bezüglich des Werts der Ausgangsspannung V_OUT geeignet reduziert ist.
Die Vorteile der vorgeschlagenen Lösung gehen deutlich aus der vorhergehenden Beschreibung hervor.
In jedem Fall wird hier nochmals hervorgehoben, dass die vorliegende Lösung eine Überwindung der Grenzen von Steuerlösungen bekannter Typen ermöglicht, wodurch es möglich wird, unter anderem einen idealen sinuskurvenförmigen Eingangsstrom I_IN und in jedem Fall einen Verzerrungsfaktor von weniger als 10% zu erreichen.
Gleichzeitig ermöglicht die vorgeschlagene Steuerlösung ohne jegliche Nachteile die Verwendung von Steuertechniken, die auf eine Maximierung der Effizienz bei jeglichen Lastzuständen abzielen (wie beispielsweise Talübersprungstechniken oder im allgemeinen Techniken, die eine geeignete Dauer, sogar verlängert, des Verzögerungszeitintervalls T_R vorsehen).
Schließlich ist klar, dass Modifizierungen und Variationen der vorstehenden Beschreibungen und Darstellungen vorgenommen werden können, ohne dadurch vom Offenbarungsbereich der vorliegenden Offenbarung abzuweichen.
Insbesondere wird nochmals hervorgehoben, dass, auch wenn sich die vorhergehende Beschreibung explizit auf einen Wandler von einem Verstärkungstyp bezogen hat, die vorliegende Lösung auch vorteilhaft auf andere Wandlertopologien, nicht nur für Leistungsfaktorsteueranwendungen, angewendet werden kann.
Diesbezüglich zeigt 11 die Anwendung der vorgeschlagenen Lösung auf einen Leistungswandler, mit 1' bezeichnet, vom Sperr-Typ.
Um die vorliegende Erörterung nicht zu überlasten, ist die Schaltungskonfiguration des Leistungswandlers 1', der von einem bekannten Typ ist, nicht ausführlich beschrieben, sondern wird nur hervorgehoben, dass die vorstehend beschriebene Lösung, mit einigen Abweichungen aufgrund der unterschiedlichen Schaltungstopologie, ähnlich auch auf diesen Leistungswandler 1' angewendet werden kann.
Insbesondere entspricht in diesem Fall die Primärwicklung des Transformators des Sperrwandlers der Induktorspule 5 des Verstärkungswandlers (und ist aus diesem Grund mit der gleichen Bezugszahl bezeichnet); der Induktorstrom I_L fließt in diesem Fall durch das von dieser Primärwicklung gebildete Induktorelement.
Die Steuerspannung V_C wird in diesem Fall ausgehend von einem Rückkopplungsstrom I_FB erlangt, der von einer isolierten zweiten Wicklung 60 des Transformators des Leistungswandlers 1' bezogen wird. Dieser Rückkopplungsstrom I_FB erzeugt in einem Steuerwiderstand 51, der zwischen den Versorgungsanschluss und den ersten Eingangsanschluss 2a der Steuervorrichtung 30B geschaltet ist, die Steuerspannung V_C.
Auf eine der vorstehend beschriebenen sehr ähnliche Weise wird die Steuerspannung V_C von der Vorverzerrungsstufe 32 vorverzerrt, um die vorverzerrte Steuerspannung V_CT(θ) zu erzeugen. Die Vorverzerrungsstufe 32 wird auf eine der vorstehend beschriebenen sehr ähnliche Art erlangt, mit dem einzigen Unterschied, dass der Entladungsschalter 39 in diesem Fall von dem Signal Q des S/R-Flip-Flops 19 gesteuert wird.
Tatsächlich ist in diesem Fall, wie dem Fachmann ersichtlich sein wird, der Verzerrungsfaktor, der mit dem Vorgang des Mittelns des Induktorstroms I_l während der Schaltperiode verbunden ist, gegeben durch
Es ist anzumerken, dass in diesem Fall dieser Verzerrungsfaktor mit der Dauer des ersten Zeitintervalls T_ON bezüglich der Schaltperiode T(θ) verknüpft ist. Tatsächlich ist, auch unter der Annahme eines vernachlässigbaren Verzögerungszeitintervalls T_R der Verzerrungsfaktor nicht Null (T_ON/T)
Der Entladungsschalter 39 ist in diesem Fall geschlossen, wenn das Signal Q hoch ist (und das Steuersignal GD auch hoch ist), d. h. während des EIN-Intervalls T_ON, wohingegen er offen ist, wenn das Signal Q niedrig ist (und das Steuersignal GD auch niedrig ist), d. h. während des AUS-Intervalls T_OFF der Schaltperiode T(θ).
Auch in diesem Fall findet die Entladung des Ladekondensators 36 während des Zeitintervalls in der Schaltperiode T statt, während dessen der Strom I_L nicht Null ist (wobei der Strom I_L in diesem Fall durch das Induktorelement 5 fließt, das von der Primärwicklung des Transformators gebildet wird).
Dementsprechend ist in dieser Ausführungsform der Vorverzerrungsfaktor, mit dem die Steuerspannung V_C in der Vorverzerrungsstufe 32 multipliziert wird, gegeben durch:
Der Vollständigkeit halber sind nachstehend sämtliche signifikanten Gleichungen im Zusammenhang mit dieser weiteren Ausführungsform in jedem Fall angegeben. Außerdem zeigt 12 auf eine der vorstehend beschriebenen ähnliche Weise die wichtigsten elektrischen Größen in dem Leistungswandler 1'.
Bei Anwendung, wie vorstehend erörtert, der Überlegungen zum Ladungsgleichgewicht bezüglich des Ladekondensators 36 der Vorverzerrungsstufe 32 ergibt sich:
In der Annahme, dass auch in diesem Fall die vorstehende Gleichung (13) gilt, wird der folgende Ausdruck erlangt:
Außerdem wird in der Annahme, dass V_{R_pk} = V_CT(θ) für die Vergleichsstufe 15 sowie unter Betrachtung von Gleichung (2), wie vorstehend erörtert, folgende Gleichung erlangt:
Setzt man die vorstehende Gleichung (25) in Gleichung (3) ein, ist der Spitzenwert des Induktorstroms gegeben durch:
Der Eingangsstrom des Leistungswandlers, der durch Mitteln des Induktorstroms I_L(t, θ) über eine Schaltperiode erlangt wird, ist in diesem Fall gegeben durch:
Ersetzt man Gleichung (26) sowie in der Annahme, dass der Ausdruck V_IN(θ) = V_IN,pk|sinθ| wieder gilt, ergibt sich:
Wie erwünscht, ist dieser Strom unter sämtlichen Bedingungen eine Sinuskurve, insbesondere unabhängig von der Dauer des Verzögerungszeitintervalls T_R.
Obgleich dies nicht ausführlich erörtert wird, wird es an diesem Punkt ersichtlich sein, wie die erörterte Lösung auch in anderen Topologien von Leistungswandlern, beispielsweise vom Aufwärts/Abwärts-Wandlungstyp, SEPIC-, Ćuk-, Zeta(inverser SEPIC)-Typ, und entsprechenden Varianten eine vorteilhafte Anwendung findet, beispielsweise in allen Wandlern, die einen Umwandlungs- oder Verstärkungsfaktor zwischen dem Eingang und dem Ausgang vom folgenden Typ haben: M(D) = D / 1 – D wobei D das Tastverhältnis der Schaltperiode ist, d. h. das Verhältnis zwischen dem EIN-Intervall T_ON und der Schaltperiode T.
Eine weitere mögliche Variante der vorliegenden Lösung wird jetzt nochmals rein beispielhaft mit Bezugnahme auf die Anwendung für einen Leistungswandler vom Spannungsverstärkungstyp beschrieben.
Wie in den graphischen Darstellungen von 13 gezeigt und wie dem Fachmann andererseits bekannt sein wird, kann es aufgrund der parasitären Kapazität am Drain-Anschluss des MOSFET, der das Schaltelement des Leistungswandlers bildet, passieren, dass der Induktorstrom I_L negativ wird. Dementsprechend kann es passieren, dass der Spitzenwert I_{L_pk} des Induktorstroms I_L geringer ist als der erwartete Wert.
Bekannte Steuerlösungen sehen zur Kompensation dieses Effektes eine geeignete Verlängerung der Dauer des EIN-Intervalls T_ON vor, beispielsweise durch eine entsprechende Verzögerung des Beginns der Rampe der Rampenspannung V_R, die beginnt, sobald der Induktorstrom I_L positiv wird (anstatt somit mit dem Steuersignal GD synchronisiert zu werden).
Als eine Alternative zu dieser bekannten Technik kann die vorliegende Lösung den erwünschten Effekt der Verlängerung der Dauer des EIN-Intervalls T_ON durch geeignetes Treiben des Entladungswiderstands 38 der Vorverzerrungsstufe 32 über eine modifizierte Version des negierten Signals ZCD erreichen, wie in 14 gezeigt.
Insbesondere wird der Entladungsschalter 39 in diesem Fall von einem modifizierten Treibersignal ZCD mit einer Dauer, die bezüglich des negierten Signals ZCD geeignet verlängert wird, getrieben.
Wie in den graphischen Darstellungen der vorstehend beschriebenen 13 und auch 15 ist die Dauer des modifizierten Treibersignals bezüglich des negierten Signals ZCD geeignet verlängert, wodurch es möglich wird, eine Erhöhung der vorverzerrten Steuerspannung V_CT und somit eine erwünschte Verlängerung des EIN-Intervalls T_ON, zu erreichen.
In diesem Beispiel kann das modifizierte Treibersignal ZCD_E durch Vergleichen des Induktorstroms I_L mit einem positiven Schwellenwert TH erlangt werden; insbesondere schaltet das modifizierte Treibersignal ZCD_E , wenn der Induktorstrom I_L den Schwellenwert TH überschreitet.
Schließlich wird hervorgehoben, dass der Leistungswandler auch von einer anderen Energieversorgungsquelle als dem Stromnetz versorgt werden kann. Der Wandler gemäß der vorliegenden Lösung kann vorteilhafterweise einen Spannungsregler oder -wandler, auf den sich die vorstehende Abhandlung durch ein nicht beschränkendes Beispiel explizit bezogen hat, oder einen Stromregler oder -wandler (beispielsweise in Treibervorrichtungen für LEDs oder in Batterieladegeräten) bereitstellen.
Die vorstehend beschriebenen verschiedenen Ausführungsformen können kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen zu schaffen. Diese und andere Änderungen an den Ausführungsformen können in Anbetracht der vorstehenden ausführlichen Beschreibungen gemacht werden. Im Allgemeinen sollten die in den folgenden Ansprüchen verwendeten Ausdrücke nicht zur Beschränkung der Ansprüche auf die speziellen in der Beschreibung und den Ansprüchen offenbarten Ausführungsformen gedacht sein, sondern so gedacht sein, dass sie sämtliche möglichen Ausführungsformen zusammen mit dem vollen Schutzumfang von Äquivalenten umfassen, zu denen solche Ansprüche berechtigen. Dementsprechend sind die Ansprüche nicht durch die Beschreibung beschränkt.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

IEC 61000-3-2 Norm [0004]
JEITA-MITI Norm [0004]

Claims

Steuervorrichtung zum Steuern eines Schaltwandlers, die aufweist: eine Schaltsteuereinrichtung, die dafür konfiguriert ist, ein Steuersignal mit einer Schaltperiode zum Steuern des Schaltens eines Schaltelementes der Schaltsteuereinrichtung zu erzeugen, wobei die Schaltperiode ein erstes Zeitintervall, in dem das Steuersignal bewirkt, dass das Schaltelement bewirkt, dass ein Induktorstrom in einem Induktorelement der Schaltsteuereinrichtung fließt, ein zweites Zeitintervall, in dem das Steuersignal bewirkt, dass das Schaltelement bewirkt, dass Energie von dem Induktorelement übertragen wird, und ein drittes Wartezeitintervall, das sich von einem Nullpegel des Induktorstroms zu einem nächsten Einschalten des Schaltelementes erstreckt, aufweist; und eine Vorverzerrungsstufe, die dafür konfiguriert ist, eine Steuerspannung zu empfangen, die indikativ für eine Ausgangsspannung des Schaltwandlers ist, und eine vorverzerrte Steuerspannung als eine Funktion der Steuerspannung und einer Beziehung zwischen einem des ersten und des dritten Zeitintervalls und der Schaltperiode zu erzeugen, wobei die Schaltsteuereinrichtung dafür konfiguriert ist, eine Dauer des ersten Zeitintervalls auf Grundlage der vorverzerrten Steuerspannung zu steuern.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Vorverzerrungsstufe einen Ladekondensator und einen Entladeschalter aufweist, die dafür konfiguriert sind, von einem Zeitsteuersignal gesteuert zu werden, wobei der Entladeschalter dafür konfiguriert ist, das Entladen des Ladekondensators während eines Zeitintervalls in der Schaltperiode, während dessen der Induktorstrom nicht null ist, zu steuern.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Vorverzerrungsstufe dafür konfiguriert ist, das Laden des Ladekondensators als eine Funktion der Steuerspannung zu steuern und die vorverzerrte Steuerspannung als eine Spannung über dem Ladekondensator bereitzustellen.
Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, wobei die Vorverzerrungsstufe einen Stromgenerator aufweist, der dafür konfiguriert ist, die Steuerspannung zu empfangen und an einem mit dem Ladekondensator gekoppelten Ladungsknoten einen Ladestrom zu erzeugen, der eine Funktion der Steuerspannung ist.
Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Vorverzerrungsstufe ferner einen Entladungswiderstand aufweist, der mit dem Ladungsknoten und dem Entladeschalter verbunden ist, und eine Zeitkonstante mit dem Ladekondensator definiert.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2–5, wobei die Schaltsteuereinrichtung aufweist: eine Vergleichsstufe mit einem ersten Vergleichsanschluss, der dafür konfiguriert ist, die vorverzerrte Steuerspannung zu empfangen, einem zweiten Vergleichsanschluss, der dafür konfiguriert ist, eine Rampenspannung zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, ein Vergleichssignal auf Grundlage der Rampenspannung und der vorverzerrten Steuerspannung bereitzustellen; und ein S/R-Flipflop mit einem Setzeingang, der mit dem Ausgang der Vergleichsstufe verbunden ist, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, das Steuersignal auf Grundlage des Vergleichssignals bereitzustellen.
Vorrichtung nach Anspruch 6, die ferner aufweist: einen Eingangsanschluss, der dafür konfiguriert ist, eine Überwachungsspannung von einer Hilfswicklung zu empfangen, die magnetisch mit dem Induktorelement verbunden ist; eine Detektionseinheit, die mit dem Eingangsanschluss gekoppelt und dafür konfiguriert ist, ein Detektionssignal zu erzeugen, das den Beginn eines Null-Strom Zustands in dem Induktorelement anzeigt; und eine Verzögerungseinheit, die elektrisch mit einem Ausgang der Detektionseinheit gekoppelt und dafür konfiguriert ist, eine Zeitverzögerung mit einer Dauer anzuwenden, die gleich dem dritten Zeitintervall ist; wobei das S/R-Flipflop einen Setzeingang hat, der mit einem Ausgang der Verzögerungseinheit gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Detektionseinheit dafür konfiguriert ist, den Entladeschalter mit einer negierten Version des Detektionssignals als das Zeitsteuersignal zu steuern.
Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, wobei das S/R-Flipflop dafür konfiguriert ist, das Zeitsteuersignal zum Steuern des Entladeschalters am Ausgang des S/R-Flipflops zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 1–9, ferner aufweisend: einen Eingangsanschluss, der dafür konfiguriert ist, eine Rückkopplungsspannung zu empfangen, die als eine Funktion der Ausgangsspannung erzeugt wird, und eine Fehlerverstärkerstufe mit einem ersten Eingang, der mit dem Eingangsanschluss verbunden und dafür konfiguriert ist, die Rückkopplungsspannung zu empfangen, einem zweiten Eingang, dafür konfiguriert ist, eine Bezugsspannung zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, als eine Funktion einer Differenz zwischen der Rückkopplungsspannung und der Bezugsspannung die Steuerspannung bereitzustellen.
Schaltwandler, der aufweist: ein Induktorelement; ein elektrisch mit dem Induktorelement gekoppeltes Schaltelement; eine Steuervorrichtung, die aufweist: eine Schaltsteuereinrichtung, die dafür konfiguriert ist, ein Steuersignal mit einer Schaltperiode zum Steuern des Schaltens des Schaltelementes zu erzeugen, wobei die Schaltperiode ein erstes Zeitintervall, in dem das Steuersignal bewirkt, dass das Schaltelement bewirkt, dass ein Induktorstrom in dem Induktorelement fließt, ein zweites Zeitintervall, in dem das Steuersignal bewirkt, dass das Schaltelement bewirkt, dass Energie von dem Induktorelement übertragen wird, und ein drittes Wartezeitintervall, das sich von einem Nullpegel des Induktorstroms zu einem nächsten Einschalten des Schaltelementes erstreckt, aufweist; und eine Vorverzerrungsstufe, die dafür konfiguriert ist, eine Steuerspannung zu empfangen, die indikativ für eine Ausgangsspannung des Schaltwandlers ist, und eine vorverzerrte Steuerspannung als eine Funktion der Steuerspannung und einer Beziehung zwischen einem des ersten und des dritten Zeitintervalls und der Schaltperiode zu erzeugen, wobei die Schaltsteuereinrichtung dafür konfiguriert ist, eine Dauer des ersten Zeitintervalls auf Grundlage der vorverzerrten Steuerspannung zu steuern.
Wandler nach Anspruch 11 vom Spannungsverstärkungstyp, Sperrtyp, Aufwärts-Abwärts-Wandlungstyp, SEPIC-, Ćuk- oder zeta(inverser SEPIC)-Typ.
Elektrische Vorrichtung, die aufweist: einen Schaltwandler, der ein Induktorelement, ein elektrisch mit dem Induktorelement gekoppeltes Schaltelement und einen elektrisch mit dem Induktorelement gekoppelten Ausgang aufweist; eine Ausgangsstufe mit einem Eingang, der elektrisch mit dem Ausgang des Schaltwandlers gekoppelt und dafür konfiguriert ist, einer Last eine geregelte Größe zuzuführen; und eine Steuervorrichtung, die dafür konfiguriert ist, den Schaltwandler zu steuern, wobei die Steuervorrichtung aufweist: eine Schaltsteuereinrichtung, die dafür konfiguriert ist, ein Steuersignal mit einer Schaltperiode zum Steuern des Schaltens des Schaltelementes zu erzeugen, wobei die Schaltperiode ein erstes Zeitintervall, in dem das Steuersignal bewirkt, dass das Schaltelement bewirkt, dass ein Induktorstrom in dem Induktorelement fließt, ein zweites Zeitintervall, in dem das Steuersignal bewirkt, dass das Schaltelement bewirkt, dass Energie von dem Induktorelement übertragen wird, und ein drittes Wartezeitintervall, das sich von einem Nullpegel des Induktorstroms zu einem nächsten Einschalten des Schaltelementes erstreckt, aufweist; und eine Vorverzerrungsstufe, die dafür konfiguriert ist, eine Steuerspannung zu empfangen, die indikativ für eine Ausgangsspannung des Schaltwandlers ist, und eine vorverzerrte Steuerspannung als eine Funktion der Steuerspannung und einer Beziehung zwischen einem des ersten und des dritten Zeitintervalls und der Schaltperiode zu erzeugen, wobei die Schaltsteuereinrichtung dafür konfiguriert ist, eine Dauer des ersten Zeitintervalls auf Grundlage der vorverzerrten Steuerspannung zu steuern.
Vorrichtung nach Anspruch 13, die eine Eingangsstufe aufweist, die den Wandler aufweist und dafür konfiguriert ist, mit einer Energieversorgungsquelle gekoppelt zu sein und eine Eingangsgröße bereitzustellen, wobei die Steuervorrichtung dafür konfiguriert ist, einen Leistungskorrekturfaktor bei einer Aufnahme von Energie von der Energieversorgungsquelle zu steuern.
Steuerverfahren, das aufweist: Erzeugen eines Steuersignals mit einer Schaltperiode zum Steuern des Schattens eines Schaltelementes eines Schaltwandlers, wobei die Schaltperiode ein erstes Zeitintervall aufweist, in dem ein Induktorstrom in einem Induktorelement des Schaltwandlers zum Speichern von Energie fließt, ein zweites Zeitintervall, in dem Energie durch ein Diodenelement an ein Speicherelement übertragen wird, und ein drittes Wartezeitintervall, das sich von einem Nullpegel des Induktorstroms zu einem nächsten Einschalten des Schaltelementes erstreckt; Erzeugen einer vorverzerrten Steuerspannung durch Anwenden einer Vorverzerrung mit einem Vorverzerrungsfaktor auf die Steuerspannung als eine Funktion einer Beziehung zwischen einem des ersten und des dritten Zeitintervalls und der Schaltperiode; und Steuern einer Dauer des ersten Zeitintervalls auf Grundlage der vorverzerrten Steuerspannung.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Vorverzerrungsfaktor durch ein Verhältnis zwischen der Schaltperiode und der Schaltperiode minus dem dritten Zeitintervall gegeben ist.
Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, wobei der Vorverzerrungsfaktor durch ein Verhältnis zwischen der Schaltperiode und dem ersten Zeitintervall gegeben ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 15–17, wobei das Anlegen der vorverzerrten Steuerspannung das Ausführen der Entladung eines Ladekondensators mit einem Entladungsstrom, der eine Funktion der Steuerspannung ist, während eines Zeitintervalls in der Schaltperiode aufweist, in dem ein Induktorstrom in dem Induktorelement nicht null ist; wobei eine Spannung über dem Ladekondensator die vorverzerrte Steuerspannung ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 15–18, wobei das Steuern der Dauer des ersten Zeitintervalls aufweist: Vergleichen der vorverzerrten Steuerspannung mit einer Rampenspannung und Erzeugen eines Vergleichssignals auf Grundlage des Vergleichs; und Einstellen einer ersten Grenze des ersten Zeitintervalls nach Schalten des Vergleichssignals.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei der Wandler eine Hilfswicklung aufweist, die magnetisch mit dem Induktorelement gekoppelt ist, und das Steuern der Dauer des ersten Zeitintervalls aufweist: Erzeugen eines Detektionssignals, das den Beginn eines Null-Strom-Zustands in dem Induktorelement als eine Funktion einer Überwachungsspannung an der Hilfswicklung anzeigt; und Einstellen einer zweiten Grenze des ersten Zeitintervalls durch Anwenden einer Zeitverzögerung mit einer Dauer gleich dem dritten Zeitintervall auf das Detektionssignal.