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Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung betreffen ein Spannungswandlungsverfahren, insbesondere ein Verfahren zum Betrieb eines Sperrwandlers im diskontinuierlichen Leitungsmodus (engl.: „discontinuous conduction mode“; DCM) und einen Spannungswandler.
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Schaltspannungswandler (Schaltnetzteile, SMPS = Switched Mode Power Supplies) werden weithin eingesetzt zur Leistungswandlung bei Automotive-, Industrie- oder Consumer-Elektronikanwendungen. Bei einem Sperrwandler handelt es sich um eine spezielle Art von Schaltspannungswandler, der einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung aufweist, die entgegengesetzte Wicklungssinne besitzen. Ein elektronischer Schalter ist mit der Primärwicklung in Reihe geschaltet, wobei der Transformator magnetisiert wird, wenn der elektronische Schalter geschlossen ist, und entmagnetisiert wird, wenn der elektronische Schalter geöffnet ist. Das Magnetisieren des Transformators umfasst das Speichern von Energie in dem Transformator, und das Entmagnetisieren des Transformators umfasst das Übertragen der gespeicherten Energie an die Primärwicklung und eine mit dieser gekoppelte Last.
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Ein Sperrwandler kann in einer diskontinuierlich leitenden Betriebsart (DCM) betrieben werden. Bei dieser Betriebsart gibt es eine Verzögerungszeit zwischen dem Zeitpunkt, zu dem der Transformator vollständig entmagnetisiert wurde, und dem Zeitpunkt, zu dem der elektronische Schalter erneut einschaltet. Während dieser Verzögerungszeit können parasitäre Oszillationen einer Spannung über dem elektronischen Schalter auftreten. In der DCM kann der Sperrwandler in einer quasi-resonanten Betriebsart betrieben werden, in der der elektronische Schalter zu jenen Zeiten einschaltet, zu denen die Spannung über dem elektronischen Schalter ein Minimum erreicht. Wenn der Sperrwandler in der quasi-resonanten Betriebsart betrieben wird, variiert die Schaltfrequenz des elektronischen Schalters, während der Betrieb des elektronischen Schalters bei dem Sperrwandler mit einer festen Frequenz zu erhöhten Schaltverlusten führen kann. Nichtsdestotrotz kann es Szenarien geben, in denen es wünschenswert ist, den Sperrwandler in der DCM mit einer festen Frequenz zu betreiben.
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Deshalb besteht ein Bedarf an einem Verfahren zum Betrieb eines Sperrwandlers in der DCM bei einer festen Frequenz und geringen Schaltverlusten.
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Eine Ausgestaltung betrifft ein Verfahren bei einem Spannungswandler. Das Verfahren umfasst, in jedem von aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen, das Einschalten eines mit einer Primärwicklung eines Transformators in Reihe geschalteten ersten elektronischen Schalters für eine Einschaltdauer, und, vor dem Einschalten des ersten elektronischen Schalters, das Vormagnetisieren des Transformators für eine Vormagnetisierungsdauer. Bei diesem Verfahren gibt es eine erste Verzögerungszeit zwischen einem Ende der Vormagnetisierungsdauer und einem Beginn der Einschaltdauer.
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Eine Ausgestaltung betrifft einen Spannungswandler. Der Spannungswandler weist einen Transformator auf, der eine Primärwicklung besitzt, einen ersten elektronischen Schalter, der zu der Primärwicklung in Reihe geschaltet ist, und eine Steuerschaltung. Die Steuerschaltung ist dazu ausgebildet, bei einem jeden einer Vielzahl von aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen den ersten elektronischen Schalter für eine Einschaltdauer einzuschalten, bevor der erste elektronische Schalter eingeschaltet wird, um den Transformator zu veranlassen, dass er für eine Vormagnetisierungsdauer vormagnetisiert wird, und eine erste Verzögerungszeit zwischen einem Ende der Vormagnetisierungsdauer und dem Beginn der Einschaltdauer zu erzeugen.
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Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert. Die Zeichnungen dienen dazu, bestimmte Prinzipien zu veranschaulichen, so dass nur die zum Verständnis dieser Prinzipien erforderlichen Aspekte dargestellt sind. Die Zeichnungen sind nicht maßstäblich. In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Merkmale.
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1 zeigt einen Sperrwandler gemäß einem Ausführungsbeispiel;
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2 zeigt Zeitverlaufsdiagramme, die den Betrieb eines Sperrwandlers in einer quasi-resonanten Betriebsart veranschaulichen;
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3 zeigt Zeitverlaufsdiagramme, die eine Art des Betriebs eines Sperrwandlers bei einer vorgegebenen Frequenz veranschaulichen;
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4 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Sperrwandlers, der Mittel gemäß einem Ausführungsbeispiel zum Vormagnetisieren eines Transformators in dem Sperrwandler aufweist;
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5 zeigt eine Modifikation des in 4 gezeigten Sperrwandlers;
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6 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Sperrwandlers, der Mittel gemäß einem Ausführungsbeispiel zum Vormagnetisieren eines Transformators in dem Sperrwandler aufweist; und
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7 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Sperrwandlers, der Mittel gemäß einem Ausführungsbeispiel zum Vormagnetisieren eines Transformators in dem Sperrwandler aufweist.
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In der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung wird Bezug genommen auf die begleitenden Zeichnungen. Die Zeichnungen bilden einen Teil der Beschreibung und zeigen anhand der Darstellung konkreter Ausführungsbeispiele, wie die Erfindung umgesetzt werden kann. Es versteht sich, dass die Merkmale der verschiedenen hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele miteinander kombiniert werden können, sofern nicht ausdrücklich anders angegeben.
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1 zeigt einen Spannungswandler (Schaltnetzteil, SMPS) gemäß einem Ausführungsbeispiel. Der in 1 gezeigte Spannungswandler besitzt eine Sperrwandlertopologie und wird nachfolgend kurz als Sperrwandler bezeichnet. Der Sperrwandler weist einen Eingang mit einem ersten Eingangsknoten und einem zweiten Eingangsknoten auf, die zum Empfang einer Eingangsspannung VIN ausgebildet sein, und einen Ausgang mit einem ersten Ausgangsknoten mit einem zweiten Ausgangsknoten, die zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung VOUT ausgebildet sind. Eine Last Z (in 1 anhand gestrichelter Linien dargestellt) kann die Ausgangsspannung VOUT bzw. einen Ausgangsstrom IOUT, die an dem Ausgang verfügbar sind, beziehen. Der Sperrwandler enthält einen Transformator 2 mit einer Primärwicklung 2 1 und einer Sekundärwicklung 2 2, die mit der Primärwicklung 2 1 magnetisch gekoppelt ist. Die Primärwicklung 2 1 und die Sekundärwicklung 2 2 besitzen entgegengesetzten Wicklungssinn. Ein elektronischer Schalter 1 ist mit der Primärwicklung 2 1 in Reihe geschaltet, wobei die Reihenschaltung mit der Primärwicklung 2 1 und dem elektronischen Schalter 1 zwischen den ersten und den zweiten Eingangsknoten geschaltet ist, um die Eingangsspannung VIN zu beziehen.
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Optional ist ein Kondensator 51, der nachfolgend als Eingangskondensator bezeichnet wird, zwischen Eingangsknoten des Eingangs angeschlossen. Der Eingangskondensator 51 kann helfen, eine Welligkeit der Eingangsspannung VIN zu filtern. Gemäß einer Ausgestaltung handelt es sich bei der Eingangsspannung VIN um eine Gleichspannung (DC-Spannung). Diese Eingangsspannung VIN kann durch eine Gleichrichterschaltung 10 (in 1 anhand gestrichelter Linien dargestellt) aus einer Wechselspannung (AC-Spannung) VAC erzeugt werden. Die Eingangsspannung ist auf einen ersten Masseknoten GND1 bezogen, und die Ausgangsspannung ist auf einen zweiten Masseknoten GND2 bezogen.
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Bezug nehmend auf 1 weist der Sperrwandler 1 außerdem eine Gleichrichterschaltung 3 auf, die zwischen der zweiten Wicklung 2 2 und dem Ausgang angeschlossen ist. Bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel weist diese Gleichrichterschaltung 3 eine Reihenschaltung mit einem Gleichrichterelement 31, beispielsweise eine Diode, und einem Kondensator auf. Diese Reihenschaltung ist zu der Sekundärwicklung 2 2 parallel geschaltet, und die Ausgangsspannung VOUT steht über dem Kondensator 32 zur Verfügung. Allerdings handelt es sich hierbei lediglich um eine beispielhafte Implementierung der Gleichrichterschaltung 3. Andere Implementierungen der Gleichrichterschaltung 3 wie beispielsweise Implementierungen, die eine zusätzliche Drossel aufweisen, können ebenso gut verwendet werden.
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Eine Steuerschaltung 4 ist dazu ausgebildet, den elektronischen Schalter 1 basierend auf einem von einer Rückkopplungsschaltung (Regelschleife) 61, 62 empfangenen Rückkopplungssignal SFB anzusteuern. Die Rückkopplungsschaltung kann ein Filter 61 aufweisen, das die Ausgangsspannung VOUT empfängt, und einen Transmitter 62. Bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel befindet sich das Filter 61 auf der Sekundärseite des Transformators, und der Transmitter 62 überträgt ein Ausgangssignal des Filters 61 von der Sekundärseite an die Primärseite, wobei ein Ausgangssignal des Transmitters 62 das von der Steuerschaltung 4 empfangene Rückkopplungssignal SFB ist. Das Filter 61 ist dazu ausgebildet, aus der Ausgangsspannung ein Fehlersignal zu erzeugen, und ein Referenzsignal, und das Rückkopplungssignal SFB basierend auf dem Fehlersignal zu erzeugen. Dies ist allgemein bekannt, so dass in dieser Hinsicht keine weitere ausführliche Erläuterung erforderlich ist. Gemäß einer Ausgestaltung besitzt das Filter 61 eine Proportional-(P)-Charakteristik, eine Proportional-Integral-(PI)-Charakteristik, eine Proportional-Integral-Differential-(PID)-Charakteristik. Gemäß einer weiteren Ausgestaltung (nicht gezeigt) ist die Position des Filters 61 und des Transmitters 62 in der Rückkopplungsschleife vertauscht, so dass der Transmitter 62 ein Signal, das die Ausgangsspannung VOUT repräsentiert, von der Sekundärseite an die Primärseite überträgt, und das Filter das von dem Transmitter übertragene Signal empfängt und das Rückkopplungssignal SFB erzeugt. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel weist der Transmitter 62 einen Optokoppler auf. Allerdings handelt es sich hierbei lediglich um ein Beispiel. Andere Transmitter, die geeignet sind, ein Signal über eine Potentialbarriere hinweg zu übertragen, können ebenso gut verwendet werden. Beispiele eines derartigen Transmitters umfassen einen Transmitter mit einem Übertrager wie beispielsweise einem kernlosen Übertrager (engl.: "coreless transformer").
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Die Steuerschaltung 4 ist dazu ausgebildet, den elektronischen Schalter 1 auf eine pulsweitenmodulierte (PWM) Weise zu betreiben. Gemäß einer Ausgestaltung handelt es sich bei dem elektronischen Schalter um einen Transistor. Bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ist der Transistor ein MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor), insbesondere ein n-Kanal-MOSFET. Allerdings handelt es sich hierbei lediglich um ein Beispiel. Andere Arten von Transistoren, wie beispielsweise ein IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), ein JFET (Junction Field-Effect Transistor), ein BJT (Bipolar Junction Transistor) oder ein p-Kanal-MOSFET können ebenso gut eingesetzt werden.
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Eine Betriebsart des in 1 gezeigten Sperrwandlers wird nachfolgend unter Bezugnahme auf 2 erläutert. 2 zeigt ein Zeitverlaufsdiagramm einer Laststreckenspannung VDS über einer Laststrecke des elektronischen Schalters 2, eine Hilfsspannung VAUX über einer Hilfswicklung 2 3 des Transformators, ein Ansteuersignal S1, das der elektronische Schalter 1 von der Steuerschaltung 4 bezieht, einen Laststrom IDS durch den elektronischen Schalter 1, und eine Magnetisierung MTR des Transformators 1. Bei dem in 1 gezeigten MOSFET 1 ist die Laststreckenspannung VDS die Drain-Source-Spannung, und der Laststrom IDS ist der Drain-Source-Strom. Das Ansteuersignal S1 wird von einem Gateknoten des MOSFETs 1 empfangen. Das Ansteuersignal S1 kann von einem ersten Signalpegel, der den elektronischen Schalter 1 einschaltet, und einem zweiten Signalpegel, der den elektronischen Schalter 1 ausschaltet, einen aufweisen. Nachfolgend wird der erste Pegel als Einschaltpegel und der zweite Pegel als Ausschaltpegel bezeichnet. Lediglich zum Zweck der Erläuterung ist der Einschaltpegel des Ansteuersignals S1 bei dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel als High-Signalpegel dargestellt, und der Ausschaltpegel ist als Low-Pegel dargestellt.
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Bezug nehmend auf 2 umfasst der Betrieb des Sperrwandlers eine Vielzahl von aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen, wobei in jedem Ansteuerzyklus die Steuerschaltung 4 den elektronischen Schalter 1 für eine Einschaltdauer TON1 einschaltet und nach der Einschaltperiode TON1 den elektronischen Schalter 1 für eine Ausschaltdauer TOFF ausschaltet. Bei dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel beginnt einer dieser Ansteuerzyklen zu einer Zeit t1 und endet bei einer Zeit t4, was dann ist, wenn der nächste Ansteuerzyklus beginnt. Während der Einschaltdauer TON1 bewirkt die Eingangsspannung VIN, dass der Laststrom IDS durch die Primärwicklung 2 1 und den elektronischen Schalter 1 fließt, wobei ein Strompegel des Laststroms IDS während der Einschaltdauer TON1 ansteigt. Dieser ansteigende Laststrom IDS geht mit einer ansteigenden Magnetisierung MTR des Transformators 2 einher, wobei eine derartige Magnetisierung mit einer magnetischen Speicherung von Energie in dem Transformator 2 (genauer in einem Luftspalt des Transformators 2) verbunden ist, wobei die gespeicherte Energie ansteigt, wenn der Laststrom IDS ansteigt. Während der Einschaltdauer TON1 ist die Laststreckenspannung VDS des elektronischen Schalters 1 im Wesentlichen Null, und eine Spannung über der Primärwicklung 2 1 ist im Wesentlichen gleich der Eingangsspannung VIN. Bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel besitzen die Hilfswicklung 2 3 und die Primärwicklung 2 1 entgegengesetzten Wicklungssinn. In diesem Fall ist ein Spannungspegel der Hilfsspannung VAUX gegeben durch VAUX = –(NAUX/N21)·V21 (1), wobei NAUX die Anzahl der Windungen der Hilfswicklung 2 3 ist, N21 die Anzahl der Windungen der Primärwicklung 2 1 ist, und V21 die Spannung über der Primärwicklung ist. Während der Einschaltdauer –TON1 ist der Spannungspegel der Hilfsspannung VAUX somit NAUX/N21·VIN.
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Wenn der elektronische Schalter 1 ausschaltet, wird die in dem Transformator 2 gespeicherte Energie an die Sekundärwicklung 2 2, die Gleichrichterschaltung 3 bzw. die Last Z übertragen. Dies bewirkt, dass der Transformator 2 entmagnetisiert wird. In 2 bezeichnet TDEMAG eine Dauer, in der der Transformator 2 entmagnetisiert wird, das heißt, in der Energie an die Sekundärseite des Transformators übertragen wird. Während dieser Zeitdauer TDEMAG, die nachfolgend auch als Entmagnetisierungsdauer bezeichnet wird, ist die Laststreckenspannung VDS im Wesentlichen gleich der Eingangsspannung VIN plus einer Rückwirkungsspannung (engl.: "reflected voltage") VREFLECT. Die Rückwirkungsspannung VREFLECT ist im Wesentlichen gegeben durch VREFLECT = N1/N2·(VOUT + V3) (2), wobei N1 die Anzahl der Windungen der Primärwicklung 2 1 ist, N2 die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 2 2 ist, und V3 die Spannung über der Gleichrichterschaltung 3 ist. Die Spannung V3 über der Gleichrichterschaltung 3 hängt von einem Strompegel eines Stroms I22 durch die Sekundärwicklung 2 2 ab. Dieser Strom I22 verringert sich während der Entmagnetisierungsdauer TDEMAG, so dass sich die Rückwirkungsspannung VREFLECT verringert und am Ende der Entmagnetisierungsdauer TDEMAGN1/N2·VOUT erreicht.
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In der quasi-resonanten Betriebsart gibt es eine Verzögerungszeit zwischen einem Zeitpunkt t3, zu dem der Transformator vollständig entmagnetisiert wurde, und einem Zeitpunkt, zu dem ein nächster Ansteuerzyklus beginnt, das heißt, wenn der elektronische Schalter 1 erneut eingeschaltet wird. Während dieser Zeitdauer oszilliert die Laststreckenspannung VDS. Dies rührt von einem parasitären Resonanzschaltkreis her, der die Primärwicklung 2 1 und eine parasitäre Kapazität des elektronischen Schalters 1 umfasst. Diese parasitäre Kapazität kann eine zu der Laststrecke des elektronischen Schalters 1 parallele Kapazität enthalten. Bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ist eine derartige parasitäre Kapazität durch einen Kondensator repräsentiert, der zu der Laststrecke parallel geschaltet ist. In der quasi-resonanten Betriebsart schaltet die Steuerschaltung 4 den elektronischen Schalter 1 ein, wenn die Laststreckenspannung VDS, nachdem der Transformator 2 entmagnetisiert wurde, ein Minimum VDSmin1 erreicht. Allerdings kann der Spannungspegel der Minimalspannung VDSmin1 relativ hoch sein, so dass relativ hohe Schaltverluste auftreten können. Diese Schaltverluste umfassen beispielsweise Verluste in Verbindung mit der Entladung der parasitären Kapazität des elektronischen Schalters 1. Diese Verluste sind umso höher, je höher der Spannungspegel der Laststreckenspannung VDS zur Zeit t1 des Einschaltens des elektronischen Schalters 1 ist. Außerdem verändert sich die Schaltfrequenz in der quasi-resonanten Betriebsart und hängt unter anderem von der Einschaltdauer TON1 ab. Allerdings gibt es Anwendungen, bei denen eine derartige Veränderung der Schaltfrequenz unerwünscht ist, und bei denen es gewünscht ist, den Sperrwandler mit einer vorgegebenen Frequenz zu betreiben. Die vorgegebene Frequenz kann fest sein, oder sie kann von einer Leistungsaufnahme der Last Z abhängen.
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3 zeigt Zeitverlaufsdiagramme eines Verfahrens, das für ein Schalten des elektronischen Schalters 1 mit einer vorgegebenen Frequenz sorgt und geringe Schaltverluste bietet. 3 zeigt Zeitverlaufsdiagramme der Laststreckenspannung VDS, der Hilfsspannung VAUX, des Ansteuersignals S1 des elektronischen Schalters 1, des Laststroms IDS des elektronischen Schalters 1 und der Magnetisierung MTR des Transformators 2. Die Magnetisierung repräsentiert den magnetischen Fluss in einem Kern (nicht gezeigt) des Transformators 2 bzw. die Flussdichte.
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Bezug nehmend auf 3 umfasst das Verfahren in jedem Ansteuerzyklus, vor dem Einschalten des elektronischen Schalters 1 für die Einschaltdauer TON1, das Vormagnetisieren des Transformators 2 für eine Vormagnetisierungsdauer TON2 und, nach dem Vormagnetisieren des Transformators 2, für eine erste Verzögerungszeit TDEL1 vor dem Einschalten des elektronischen Schalters 1 abzuwarten. Das Vormagnetisieren des Transformators 2 kann das Einschalten eines von dem elektronischen Schalter 1 verschiedenen weiteren elektronischen Schalters umfassen. Beispiele eines derartigen weiteren elektronischen Schalters werden nachfolgend ausführlicher erläutert. Im Folgenden wird der elektronische Schalter 1, der zu der Primärwicklung 2 1 in Reihe geschaltet ist, als erster elektronischer Schalter bezeichnet, und der weitere elektronische Schalter, der dazu verwendet wird, den Transformator 2 vorzumagnetisieren, wird als zweiter elektronischer Schalter bezeichnet. Ein Ansteuersignal S2 zum Ansteuern dieses zweiten elektronischen Schalters ist ebenfalls in 3 gezeigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel repräsentiert ein High-Pegel einen Einschaltpegel, der den zweiten elektronischen Schalter einschaltet, um den Transformator vorzumagnetisieren, und ein Low-Pegel repräsentiert einen Ausschaltpegel, der den zweiten Schalter ausschaltet. Das Vormagnetisieren des Transformators 2 umfasst das Magnetisieren des Transformators 2 derart, dass der Laststrom IDS unmittelbar nach dem Einschalten des ersten elektronischen Schalters 1 in einer der in 1 gezeigten Richtung entgegengesetzten Richtung fließt. Der Laststrom fließt in dieser entgegengesetzten Richtung, bis der Transformator 2 entmagnetisiert wurde. Das heißt, die während der Vormagnetisierungsdauer TON2 erhaltene Magnetisierung MTR besitzt eine Polarität, die der Polarität der Magnetisierung MTR am Ende der Einschaltdauer TON1 entgegen gesetzt ist. Das heißt, die Magnetisierung MTR wechselt ihre Polarität in der Einschaltdauer TON1. In 3 bezeichnet t11 einen Zeitpunkt, zu dem die Magnetisierung MTR Null ist und ihre Polarität wechselt. Im Folgenden wird die während der Vormagnetisierungsdauer TON2 erhaltene Magnetisierung (der magnetische Fluss) MTR als negative Magnetisierung bezeichnet, und die Magnetisierung nach dem Zeitpunkt t11 wird als positive Magnetisierung bezeichnet. Die negative Magnetisierung des Transformators 2 umfasst das magnetische Speichern von Energie in dem Transformator 2. Nach der Vormagnetisierungsdauer TON2, das heißt, während der ersten Verzögerungszeit TDEL1 zwischen der Vormagnetisierungsdauer TON2 und der Einschaltdauer TON1, bewirkt die in dem Transformator 2 und der parasitären Kapazität des elektronischen Schalters 1 gespeicherte Energie eine Oszillation der Laststreckenspannung VDS des elektronischen Schalters. Aufgrund der Tatsache, dass der Transformator negativ magnetisiert wird, ist die Amplitude dieser Oszillation höher als die Amplitude der Oszillation am Ende der vorangehend erläuterten Entmagnetisierungsdauer TDEMAG. Deshalb ist ein Spannungsminimum VDSmin2, das die Laststreckenspannung VDS während der ersten Verzögerungszeit TDEL1 erreicht, geringer als das Minimum VDSmin1, das die Laststreckenspannung VDS nach dem Ende der Entmagnetisierungsdauer TDEMAG erreicht. Gemäß einer Ausgestaltung ist die erste Verzögerungszeit TDEL1 so gewählt, dass der erste elektronische Schalter 1 einschaltet, wenn die Laststreckenspannung VDS das Minimum VDSmin2 erreicht. Diese erste Verzögerungszeit TDEL1 wird von der Steuerschaltung 4 gesteuert.
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Zu Beginn der Einschaltdauer TON1 wird die in dem Transformator 2 während der Entmagnetisierungsdauer TON2 gespeicherte Energie an den Eingang bzw. den Eingangskondensator 51 übertragen. Die Dauer, während der diese Energie an den Eingang übertragen wird, wird durch die Dauer repräsentiert, in der der Laststrom IDS bei dem in 3 gezeigten Zeitverlaufsdiagramm negativ ist. Der Transformator wurde entmagnetisiert, wenn der Laststrom IDS zur Zeit t11 Null erreicht (und die Magnetisierung MTR Null erreicht). Nach der Zeit t11 wird der Transformator 2 positiv magnetisiert, bis der erste elektronische Schalter 1 zur Zeit t2 ausschaltet. Nach der Einschaltdauer Ton1 wird die in dem Transformator gespeicherte Energie, während der Entmagnetisierungsdauer TDEMAG, wie vorangehend erläutert an die Sekundärwicklung 2 2, die Gleichrichterschaltung 3 und die Last Z übertragen.
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Bei dem in 3 gezeigten Verfahren sind die Schaltverluste geringer als in der quasi-resonanten Betriebsart (siehe 2), da der erste elektronische Schalter 1 bei einer geringeren Laststreckenspannung schaltet, nämlich bei VDSmin2 im Vergleich zu VDSmin1 in der quasi-resonanten Betriebsart. Das Vormagnetisieren des Transformators 2 ist nicht mit signifikanten Verlusten verbunden, da die Energie, die zum Vormagnetisieren des Transformators 2 verwendet wird, zu Beginn der Einschaltdauer TON1 an den Eingang bzw. den Eingangskondensator 51 zurückgeführt wird. Der Pegel des zweiten Minimums VDSmin2 hängt unter anderem von der Entmagnetisierungsdauer TON2 ab, wobei sich der Spannungspegel des Minimums VDSmin2 verringert, wenn die Entmagnetisierungsdauer TON2 ansteigt. Gemäß einer Ausgestaltung ist die Entmagnetisierungsdauer TON2 so eingestellt, dass der Spannungspegel des zweiten Minimums VDSmin2 größer als Null ist. Der elektronische Schalter 1 kann eine parasitäre Kapazität aufweisen, die ansteigt, wenn die Laststreckenspannung VDS sich verringert. Deshalb steigt die während der Vormagnetisierungsdauer TON2 in dem Transformator 2 zu speichernde Energie, die erforderlich ist, um die parasitäre Kapazität in der ersten Verzögerungszeit TDEL1 zu entladen unproportional, je geringer der gewünschte Spannungspegel des zweiten Minimums VDSmin2 ist. Gemäß einer Ausgestaltung ist die Entmagnetisierungsdauer TON2 dergestalt, dass der Spannungspegel des Minimums VDSmin2 5 V oder höher ist, 10 V oder höher, oder 20 V oder höher. Gemäß einer Ausgestaltung ist das Minimum geringer als 50 V.
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Die Vormagnetisierungsdauer TON2 kann zu einer beliebigen Zeit nach der Entmagnetisierungsdauer TDEMAG beginnen. Das heißt, es besteht kein Erfordernis, die Entmagnetisierungsdauer TON2 bei einer bestimmten Phasenlage der parasitären Oszillation der Laststreckenspannung VDS zu beginnen, die nach der Entmagnetisierungsdauer TDEMAG auftritt. Daher kann der Transformator 2 mit einer vorgegebenen (festen) Frequenz vormagnetisiert werden. Das heißt, eine Dauer T zwischen dem Beginn der Vormagnetisierungsdauer TON2 in einem Steuerzyklus und dem Beginn der Vormagnetisierungsdauer TON2 in einem nachfolgenden Steuerzyklus kann konstant sein. Wenn beispielsweise die Vormagnetisierungsdauer TON2 in jedem Steuerzyklus im Wesentlichen gleich ist und die erste Verzögerungszeit TDEL1 in jedem Steuerzyklus im Wesentlichen gleich ist, dann ist die Schaltfrequenz des ersten elektronischen Schalters 1 gleich der vorgegebenen (festen) Frequenz f = 1/T, mit der der Transformator vormagnetisiert wird. Daher kann das in 3 gezeigte Verfahren bei dem Sperrwandler für einen Betrieb des elektronischen Schalters 1 mit einer festen Frequenz sorgen. "Betrieb mit einer festen Frequenz" bedeutet, dass die Schaltfrequenz während des Betriebs des Sperrwandlers unabhängig von einer Leistungsaufnahme der Last im Wesentlichen fest ist. Gemäß einer anderen Ausgestaltung verändert der Controller 4 die Schaltfrequenz basierend auf einer Leistungsaufnahme der Last Z, wobei sich die Schaltfrequenz verringern kann, wenn die Leistungsaufnahme ansteigt. Die Leistungsaufnahme der Last Z wird durch das Rückkopplungssignal SFB repräsentiert. Die Leistungsaufnahme der Last ist im Wesentlichen gleich einer momentanen Ausgangsleistung des Sperrwandlers.
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Die Einschaltdauer TON1 des ersten elektronischen Schalters 1 kann auf eine herkömmliche Weise abhängig von dem Rückkopplungssignal SFB und damit abhängig von einer Leistungsaufnahme der Last Z gesteuert werden. Wenn die Leistungsaufnahme der Last Z ansteigt, wird die Einschaltdauer TON1 länger, folglich wird die Entmagnetisierungsdauer TDEMAG länger und die zweite Verzögerungszeit TDEL2 wird kürzer. Wenn die Leistungsaufnahme der Last Z ansteigt, wird die Einschaltdauer TON1 kürzer, folglich wird die Entmagnetisierungsdauer TDEMAG kürzer und die zweite Verzögerungszeit TDEL2 wird länger.
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In 3 bezeichnet TOSC die Dauer der parasitären Oszillation der Laststreckenspannung VDS, die nach der Entmagnetisierungsdauer TDEMAG auftritt. Diese Dauer TOSC ist im Wesentlichen gleich der Dauer der parasitären Oszillationen während der ersten Verzögerungszeit TDEL1, die bewirkt, dass die Laststreckenspannung VDS abfällt. Bezug nehmend auf 3 kann die erste Verzögerungszeit TDEL1 im Wesentlichen ein Viertel der Oszillationsdauer, das heißt TOSC/4, betragen. Diese Oszillationsdauer TOSC hängt ab von einem Spannungspegel der Eingangsspannung VIN. Daher wird die erste Verzögerungszeit TDEL1 gemäß einer Ausgestaltung abhängig von einem Spannungspegel der Eingangsspannung VIN eingestellt. Da der Spannungspegel der Eingangsspannung VIN während des Betriebs des Sperrwandlers üblicherweise konstant ist oder sich langsam ändert, so dass der Spannungspegel über eine Vielzahl von aufeinanderfolgenden Steuerzyklen konstant ist, beeinträchtigt das Einstellen der ersten Verzögerungszeit TDEL1 abhängig von der Eingangsspannung VIN den vorgegebenen Frequenzbetrieb des ersten elektronischen Schalters 1 nicht. Dasselbe gilt für die Einstellung der Vormagnetisierungsdauer TON2 in Abhängigkeit von der Eingangsspannung VIN. Gemäß einer Ausgestaltung wird die Vormagnetisierungsdauer TON2 so eingestellt, dass sie länger wird, wenn der Spannungspegel der Eingangsspannung VIN ansteigt.
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Gemäß einer Ausgestaltung umfasst das Verfahren das Messen der Oszillationsdauer TOSC während der zweiten Verzögerungszeit TDEL2 eines Steuerzyklus und das Einstellen der ersten Verzögerungsdauer TDEL1 bei einem oder mehreren aufeinanderfolgenden Steuerzyklen basierend auf dieser Messung. Da die Oszillationsdauer TOSC Bezug nehmend auf das Obige von dem Spannungspegel der Eingangsspannung VIN abhängt und dieser Spannungspegel entweder konstant ist oder sich langsam ändert, kann es ausreichen, die Oszillationsdauer TOSC nicht bei jedem Steuerzyklus zu messen, sondern alle paar Steuerzyklen.
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Die Oszillationsdauer TOSC kann basierend auf der Hilfsspannung VAUX gemessen werden. Beispielsweise kann das Messen der Oszillationsdauer TOSC das Ermitteln jener Zeiten umfassen, zu denen die Hilfsspannung VAUX Null ist, und das Messen einer Dauer zwischen einem Zeitpunkt t31, zu dem die Hilfsspannung VAUX zum ersten Mal Null erreicht, und einem Zeitpunkt t32, zu dem die Hilfsspannung VAUX zum dritten Mal Null erreicht. Gemäß einer weiteren Ausgestaltung wird die Zeitdifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zeitpunkten gemessen, zu denen die Hilfsspannung VAUX Null erreicht. Diese Zeit entspricht der Hälfte der Oszillationsdauer TOSC, das heißt, TOSC/2. Basierend hierauf kann die Oszillationsdauer TOSC berechnet werden.
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Das in 3 gezeigte Verfahren kann auf unterschiedliche Arten implementiert werden. Gemäß einer Ausgestaltung beginnen die Vormagnetisierungsdauern TON2 mit einer vorgegebenen Frequenz. Bezug nehmend auf das Obige, kann die vorgegebene Frequenz fest sein oder von einer Leistungsaufnahme der Last abhängen. Ein Taktsignal kann verwendet werden, um den Beginn dieser Vormagnetisierungsperioden TON2 mit einer vorgegebenen Frequenz zu bestimmen. In 3 bezeichnen t01 und t4 jene Zeiten, zu denen die Vormagnetisierungsdauern beginnen. Die Vormagnetisierungsdauer TON2, die erste Verzögerungszeit TDEL1 und die Einschaltdauer TON1 können, wie oben erläutert, eingestellt (berechnet) werden. Die Entmagnetisierungsdauer TDEMAG und die zweite Verzögerungszeit TDEL2 hängen ab von der Einschaltdauer TON1 und stellen sich automatisch ein gemäß TDEL2 + TDEMAG = T – (TON1 + TDEL1 + TON2) (3).
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Gemäß einer weiteren Ausgestaltung beginnen die Einschaltdauern TON1 mit einer vorgegebenen Frequenz, welche fest sein oder von einer Leistungsaufnahme der Last abhängen kann. Das heißt, die Steuerschaltung 4 schaltet den ersten elektronischen Schalter 1 mit einer vorgegebenen Frequenz. Es kann ein Taktsignal verwendet werden, um jene Zeiten zu bestimmen, zu denen die Einschaltdauern TON1 beginnen, das heißt, zu denen der elektronische Schalter 1 einschaltet. In der Figur bezeichnen t1 und t5 jene Zeiten, zu denen die Einschaltdauern TON1 beginnen. Die Einschaltdauern TON1, die Vormagnetisierungsdauern TON2 und die erste Verzögerungszeit TDEL1 können wiederum, wie oben erläutert, eingestellt (berechnet) werden. Basierend auf diesen Parametern und basierend auf der Dauer T eines Steuerzyklus' werden die Zeiten berechnet, zu denen die Vormagnetisierungsdauern TON2 beginnen. Bezug nehmend auf 3 ist eine Dauer zwischen dem Beginn einer Einschaltdauer TON1 und dem Beginn der nächsten Vormagnetisierungsdauer TON2 die Einschaltdauer TON1 plus die Entmagnetisierungsdauer TDEMAG plus die zweite Verzögerungszeit TDEL2 (TON1 + TDEMAG + TDEL2). Diese Dauer kann wie folgt leicht aus der Dauer T eines Steuerzyklus' T, der Vormagnetisierungsdauer TON2 und der ersten Verzögerungszeit TDEL1 berechnet werden: TON1 + TDEMAG + TDEL2 = T – (TON2 + TDEL1) (4).
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Gemäß noch einer anderen Ausgestaltung werden die Dauer T eines Steuerzyklus' bzw. die Schaltfrequenz (welche 1/T ist) durch Einstellung (Berechnung) der zweiten Verzögerungszeit TDEL2 eingestellt. Bezug nehmend auf 3 ist eine Steuerzyklusdauer T gegeben durch T = (TON1 + TDEMAG + TDEL2 + TON2 + TDEL1) (5a), wobei die Einschaltdauer TON1, die Vormagnetisierungsdauer TON2 und die erste Verzögerungszeit TDEL1 wie oben erwähnt eingestellt (berechnet) werden können. Die Entmagnetisierungsdauer TDEMAG stellt sich basierend auf der Einschaltdauer TON1 automatisch ein. Somit kann eine gewünschte Dauer T eines Steuerzyklus' unter der Voraussetzung, dass die Parameter TON1, TON2 und TDEL1 eingestellt werden und TDEMAG sich automatisch einstellt, durch Einstellung der zweiten Verzögerungszeit TDEL2 eingestellt werden. Daher ist kein Taktsignal erforderlich, das den Beginn der Einschaltdauer TON1 bzw. der Vormagnetisierungsdauer TON2 bestimmt. Basierend auf Gleichung (5a) kann die zweite Verzögerungszeit TDEL2 wie folgt berechnet werden: TDEL2 = T – (TON1 + TDEMAG + TON2 + TDEL1) (5b).
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Die gewünschte Steuerzyklusdauer T kann fest sein, oder von einer Leistungsaufnahme der Last abhängen. Im zuletzt genannten Fall kann die Steuerzyklusdauer T ansteigen, wenn sich die Leistungsaufnahme verringert, so dass sich die Schaltfrequenz verringert, wenn die Leistungsaufnahme sich verringert.
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Das Einstellen der zweiten Verzögerungszeit TDEL2 und damit das Einstellen der Steuerzyklusdauer T (der Schaltfrequenz) basierend auf den Gleichungen (5a) und (5b) erfordert es, dass die Entmagnetisierungsdauer TDEMAG gemessen (erfasst) wird. Das Messen der Entmagnetisierungsdauer kann das Messen der Dauer zwischen dem Ende der Einschaltdauer TON1 zur Zeit t2 und der Zeit t3, zu der der Transformator entmagnetisiert wurde, umfassen. Die Zeit t2 ist die Zeit, zu der das Steuersignal S1 auf einen Ausschaltpegel schaltet. Weiterhin ist die Zeit t2 gegeben durch die Zeit, zu der die Vormagnetisierungsdauer TON2 beginnt, plus die Vormagnetisierungsdauer TON2, die erste Verzögerungsdauer TDEL1 und die Einschaltdauer TON1. Letztere werden, wie oben erläutert, eingestellt (berechnet). Ein Steuerzyklus beginnt zum Beginn der Vormagnetisierungsdauer TON2 wie durch die zweite Verzögerungszeit TDEL2 bestimmt.
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Gemäß einer Ausgestaltung wird die Steuerzyklusdauer T durch Einstellung einer dritten Verzögerungszeit TDEL2' eingestellt. Bezug nehmend auf 3 ist die dritte Verzögerungsdauer TDEL2' gleich der zweiten Verzögerungsdauer TDEL2 minus einem Viertel der Oszillationsdauer TOSC. Das heißt, TDEL2' = TDEL2 – TOSC/4 (6).
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Basierend auf den Gleichungen (5b) und (6) kann die dritte Verzögerungszeit TDEL2' wie folgt berechnet werden: TDEL2' = T – (TON1 + TDEMAG + (TOSC/4) + TON2 + TDEL1) (7).
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In anderen Worten, die Steuerzyklusdauer T kann durch Einstellen der dritten Verzögerungszeit TDEL2' eingestellt werden, unter der Voraussetzung, dass TON1, TON2 und TDEL1 wie oben erläutert eingestellt werden und TDEMAG und TOSC/4 sich automatisch einstellen. Das Einstellen der zweiten Verzögerungszeit TDEL2 und deshalb das Einstellen der Steuerzyklusdauer T (der Schaltfrequenz) basierend auf Gleichung (7) erfordert es, dass die Entmagnetisierungsdauer TDEMAG plus ein Viertel TOSC/4 einer Oszillationsdauer TOSC gemessen wird. Das Messen hiervon kann das Messen des Endes der Einschaltdauer TON1 zur Zeit t2 umfassen, und das Detektieren, wann die Hilfsspannung VAUX zum ersten Mal nach dem Ende der Einschaltdauer TON1 Null kreuzt. In 3 bezeichnet t31 die Zeit, zu der die Hilfsspannung VAUX zum ersten Mal nach dem Ende der Einschaltdauer TON1 Null kreuzt.
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4 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Sperrwandlers, der dazu ausgebildet ist, das in 3 gezeigte Verfahren durchzuführen. Der in 4 gezeigte Sperrwandler basiert auf dem in 1 gezeigten Sperrwandler und weist zusätzlich eine Versorgungsschaltung 7 auf, die mit der Hilfswicklung 2 3 gekoppelt und dazu ausgebildet ist, eine Versorgungsspannung VCC zu erzeugen, die von der Steuerschaltung 4 bezogen wird. Die Versorgungsschaltung 7 enthält eine Reihenschaltung mit einem Gleichrichterelement 71 1 wie beispielsweise eine Diode, und einen Kondensator 72, der zu der Hilfswicklung 2 3 parallel geschaltet ist. Ein zweiter elektronischer Schalter 71 2 ist zu dem Gleichrichterelement 71 1 parallel geschaltet. Die Versorgungsspannung VCC steht über dem Kondensator 72 zur Verfügung.. Der zweite elektronische Schalter 71 2 empfängt von der Steuerschaltung 4 ein zweites Steuersignal S2. Bezug nehmend auf das Obige bestimmt dieses Steuersignal S2 die Vormagnetisierungsdauer des Transformators 2.
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Eine Möglichkeit zum Betrieb des in 4 gezeigten Sperrwandlers wird unter Bezugnahme auf die in 3 gezeigten Zeitverlaufsdiagramme erläutert. Während der Entmagnetisierungsdauer TDEMAG wird Energie nicht nur an die Sekundärwicklung 2 2, die Gleichrichterschaltung 3 und die Last Z übertragen, sondern über die Hilfswicklung 2 3 und das Gleichrichterelement 71 1 auch an den Kondensator 72 der Versorgungsschaltung 7. Während der Vormagnetisierungsdauer TON2 schließt die Steuerschaltung 4 den zweiten elektronischen Schalter 71 2. Dies bewirkt, dass der Transformator vormagnetisiert wird, wobei die in dem Transformator 2 gespeicherte Energie während der Vormagnetisierungsdauer TON2 durch den Versorgungskondensator 72 der Versorgungsschaltung 7 bereitgestellt wird.
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Optional weist der Sperrwandler einen zu der Hilfswicklung 2 3 parallel geschalteten Spannungsteiler auf. Bei dieser Ausgestaltung wird der Steuerschaltung 4 nicht die Hilfsspannung VAUX sondern ein zur Hilfsspannung VAUX proportionales Signal SAUX zugeführt. Optional bezieht die Steuerschaltung 4 die Eingangsspannung VIN über einen Widerstand 53. Die von der Steuereinheit 4 bezogene Eingangsspannung VIN kann dazu verwendet werden, die Steuerschaltung 4 zu versorgen, bevor der elektronische Schalter 1 zum ersten Mal eingeschaltet wird, das heißt, vor der Inbetriebnahme des Sperrwandlers. Zusätzlich kann die Steuerschaltung 4 die Information über den Spannungspegel der Eingangsspannung VIN dazu verwenden, um die Entmagnetisierungsdauer TON2 bzw. die erste Verzögerungszeit TDEL1 zu steuern. Alternativ wird die erste Verzögerungsdauer TDEL1 durch Messung der Oszillationsdauer TOSC eingestellt.
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Die Steuerschaltung 4 kann unter Verwendung einer dedizierten Analogschaltung oder unter Verwendung von Hardware und Software implementiert werden. Gemäß einer Ausgestaltung weist die Steuerschaltung einen Mikroprozessor oder Mikrocontroller auf, auf dem eine Software läuft, die dazu ausgebildet ist, das unter Bezugnahme auf 3 erläuterte Verfahren durchzuführen.
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Die Steuerschaltung 4 kann im Current Mode (CM) arbeiten. Bei dieser Ausgestaltung bezieht die Steuerschaltung 4 eine Spannung V52 von einem Shunt-Widerstand, der mit dem ersten elektronischen Schalter 1 in Reihe geschaltet ist. Diese Spannung V52 ist proportional zum Laststrom IDS. Bei dieser Ausgestaltung ist die Steuerschaltung 4 dazu ausgebildet, die Einschaltdauer TON1 basierend auf der Spannung V52 und dem Rückkopplungssignal SFB einzustellen. Gemäß einer anderen Ausgestaltung ist die Steuerschaltung 4 dazu ausgebildet, die Einschaltdauer TON1 lediglich basierend auf dem Rückkopplungssignal SFB zu berechnen.
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Das in 5 gezeigte Gleichrichterelement 71 1 und der parallele Schalter 71 2 können durch einen MOSFET implementiert sein, der eine interne Bodydiode enthält. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Sperrwandlers, bei dem ein MOSFET 71, wie in 5 gezeigt, das Gleichrichterelement 71 1 und den elektronischen Schalter 71 2 ersetzt. Dieser MOSFET 71 wird durch das zweite Steuersignal S2 gesteuert. Bei dem in 5 gezeigten Sperrwandler enthält die Versorgungsschaltung 7 einen weiteren Kondensator 73 und ein weiteres Gleichrichterelement 74. Bei dieser Ausgestaltung ist eine Reihenschaltung mit dem zweiten elektronischen Schalter 71 und dem weiteren Kondensator 73 zu der Hilfswicklung 2 3 parallel geschaltet, und eine Reihenschaltung mit dem weiteren Gleichrichterelement 74 und dem Versorgungskondensator 72 ist zu dem weiteren Kondensator 73 parallel geschaltet. Bei dieser Ausgestaltung werden der Versorgungskondensator 72 und der weitere Kondensator 73 während der Entmagnetisierungsdauer TDEMAG geladen, wobei der elektronische Schalter 71 während der Vormagnetisierungsdauer TON2 lediglich den weiteren Kondensator 73 entlädt. Das Gleichrichterelement 74 verhindert, dass der Versorgungskondensator 72 entladen wird. Bei dieser Ausgestaltung kann das Vormagnetisieren des Transformators nicht zu Veränderungen der Versorgungsspannung VCC führen.
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6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Sperrwandlers. Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem in 5 gezeigten Ausführungsbeispiel dadurch, dass die Versorgungsschaltung 7 eine weitere Hilfswicklung 2 4 enthält. Diese weitere Hilfswicklung ist induktiv mit der Primärwicklung 2 1, der Sekundärwicklung 2 2 und der Hilfswicklung 2 3 gekoppelt und besitzt denselben Wicklungssinn wie die Hilfswicklung 2 3. Bei dieser Ausgestaltung ist der zweite elektronische Schalter 71 zwischen der weiteren Hilfswicklung 2 4 und Schaltungsknoten des Versorgungskondensators 72 bzw. des weiteren Kondensators 73, die jenen Schaltungsknoten abgewandt sind, an denen diese Kondensatoren 72, 73 mit dem weiteren Gleichrichterelement 74 verbunden sind, angeschlossen.
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7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Sperrwandlers. Bei dieser Ausgestaltung entspricht die Versorgungsschaltung 7 der in 4 gezeigten Versorgungsschaltung, wobei der elektronische Schalter 71 1 und das Gleichrichterelement 71 2 lediglich durch ein Gleichrichterelement 74 ersetzt sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel enthält die sekundärseitige Gleichrichterschaltung 3 einen zweiten elektronischen Schalter 33, der zu dem Gleichrichterelement 32 parallel geschaltet ist. Dieser zweite elektronische Schalter 33 kann über einen Transmitter 9 durch die Steuerschaltung 4 gesteuert werden. Bei dieser Ausgestaltung wird die Energie, die erforderlich ist, um den Transformator vorzumagnetisieren, von dem Ausgangskondensator 31 bereitgestellt, wenn der zweite Schalter 33 während der Vormagnetisierungsdauer eingeschaltet ist.
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Obgleich verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung offenbart wurden, ist dem Fachmann klar, dass verschiedene Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können, mit denen einige der Vorteile der Erfindung realisiert werden können. Dem Durchschnittsfachmann leuchtet ein, dass andere Komponenten, die die gleichen Funktionen erfüllen, zweckmäßig an die Stelle der ursprünglichen Komponenten treten können. Es ist anzumerken, dass Merkmale, die mit Bezug auf eine konkrete Figur erläutert wurden, mit Merkmalen anderer Figuren kombiniert werden können, selbst in Fällen, in denen dies nicht ausdrücklich erwähnt wurde. Des Weiteren können die erfindungsgemäßen Verfahren entweder in reinen Software-Implementierungen, die mit den entsprechenden Prozessor-Instruktionen arbeiten, oder in Hybrid-Implementierungen, die mit einer Kombination von Hardware-Logik und Software-Logik arbeiten, erreicht werden, um zu den gleichen Ergebnissen zu gelangen.