DE102013111348B4 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit - Google Patents

Verfahren und Schaltungsanordnung zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit Download PDF

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Abstract

Verfahren (800) zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit (Tsec), zu der ein Transformator im Wesentlichen entmagnetisiert ist, für eine Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, die einen Transformator aufweist, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:Leiten eines ersten Stroms (I) durch eine Wicklung einer Seite des Transformators (802),Unterbrechen des Stromflusses des ersten Stroms (804), Ermöglichen, dass ein zweiter Strom (I) während einer vorgegebenen Zeitperiode durch eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators fließt, wobei die vorgegebene Zeitperiode unter Berücksichtigung eines vorgegebenen Sicherheitszeitspielraums (T) bestimmt wird,Messen einer Zeit (T), zu der eine Spannung über der Wicklung der anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird (806),Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit (T) unter Verwendung der gemessenen Zeit (T) (808), undVerringern, im eingeschwungenen Zustand der Leistungsversorgung, des Sicherheitszeitspielraums (T) falls die gemessene Zeit (T) sich gegenüber einer zuvor bestimmten gemessenen Zeit (T) nicht erhöht hat.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit.
  • Sperrwandlertopologien, die einen Transformator aufweisen, welcher eine galvanische Isolation zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Wandlers bereitstellt, werden gemeinhin in Leistungsversorgungen mit einem geschalteten Modus (SMPS) sowohl der Wechselspannung/Gleichspannung-Art als auch der Gleichspannung/Gleichspannung-Art verwendet. Sperrtopologien bieten ein gutes Verhältnis zwischen Systemkosten und der Leistungsfähigkeit der Vorrichtung über einen breiten Ausgangsleistungsbereich von 1 W bis 100 W und darüber. Wenn allerdings ein Übergang zu höheren Leistungsklassen vorgenommen wird, wird die Begrenzung der maximal erreichbaren Effizienz, verglichen mit anderen Topologien und entsprechenden Verfahren zum Treiben von Leistungsversorgungen mit einem geschalteten Modus erheblicher. Es gibt mehrere Teile in einer Einrichtung vom Sperrtyp, welche die Gesamteffizienz der Anwendung infolge ihrer jeweiligen Leistungsverluste begrenzen.
  • Die Spannungswandlung bei SMPS auf der Grundlage von Sperrtopologien beruht auf einem Betriebsschema, das im Wesentlichen zwei Schritte aufweist. In einem ersten Schritt wird ein Leistungsschalter geschlossen, der in der Schaltung bereitgestellt ist, welche eine Primärseite des Transformators aufweist, und an einem Eingang des Wandlers bereitgestellte Energie wird im Magnetfeld des Transformators gespeichert. In einem zweiten Schritt werden der Leistungsschalter auf der Primärseite des Transformators geöffnet und ein Leistungsschalter auf der Sekundärseite des Transformators geschlossen, wodurch die im Magnetfeld des Transformators gespeicherte Energie einen Entmagnetisierungsstrom durch eine Sekundärseite des Transformators treibt, bis der Transformator entmagnetisiert wurde. Der Entmagnetisierungsstrom fließt durch eine Gleichrichtungsdiode in der die Sekundärseite des Transformators aufweisenden Schaltung und lädt einen Ausgangskondensator, der dafür ausgelegt ist, eine Ausgangsspannung bereitzustellen.
  • Während der Leitungsphase des Entmagnetisierungsstroms durch die Gleichrichtungsdiode ist der Durchlassspannungsabfall der Diode für einen Leistungsverlust verantwortlich. Die Entmagnetisierungsströme steigen für höhere Leistungen und in Einrichtungen mit kleinen Ausgangsspannungen drastisch an, weshalb auch der entsprechende Leistungsverlust in der Gleichrichtungsdiode zunimmt.
  • Das Problem des Leistungsverlusts in einer Diode, der bei ihrem Durchlassspannungsabfall inhärent vorhanden ist, kann auf verschiedene Arten behandelt werden. Ein möglicher Ansatz ist das synchrone Gleichrichtungsschema, gemäß dem auf der Sekundärseite des Transformators die Funktion der Gleichrichtungsdiode im leitenden Zustand durch einen Leistungsschalter ersetzt wird, der in vordefinierten Zeitintervallen geschaltet wird und synchron mit dem Leistungsschalter auf der Primärseite des Wandlers getrieben wird. Der Leistungsschalter auf der Sekundärseite des Transformators kann den Durchlassspannungsabfall der Gleichrichtungsdiode im leitenden Betrieb und den damit verbundenen Leistungsverlust vermeiden.
  • Die Druckschrift US 7 791 913 B1 beschreibt ein Verfahren zum Einstellen der Abschaltzeit der Sekundärseite eines Sperrwandlers. Ein Aus-Vorhersagesignal wird gemäß der Zyklusperiode eines sekundärseitigen Entladeendsignals erzeugt. Die Druckschrift DE 10 2011 083 884 A1 beschreibt einen Sperrwandler, eine Sperrwandleranordnung und ein Verfahren zum Betreiben eines Sperrwandlers. Ein erstes Schaltelement wird während eines Ansteuerzyklus für eine erste Zeitdauer eingeschaltet. Nach der ersten Zeitdauer wird ein zweites Schaltelement für eine zweite Zeitdauer eingeschaltet. Eine dritte Zeitdauer zwischen einem Ende der zweiten Zeitdauer und einem Zeitpunkt, zu dem ein Transformator einen vorgegebenen Transformatorzustand annimmt, wird ermittelt. Die Druckschrift US 2004 0 240 243 A1 beschreibt Schaltungen und Verfahren zum Betreiben eines Transistors als Gleichrichter und zum Minimieren der Rückwärtsleitung durch schnelles Erfassen einer Änderung in einem vorhergehenden Zyklus und Anpassen einer solchen Änderung in dem vorliegenden Zyklus. Die Druckschrift EP 1 499 004 A1 beschreibt ein Verfahren zum Steuern eines Synchrongleichrichters auf der Grundlage des Erfassens eines während einer ersten Periode aufgebauten Induktionswerts und des Bestimmens einer Abschaltzeit zum Abschalten einer Schaltung in einer zweiten Periode in Abhängigkeit von dem Induktionswert und dem zeitvariablen Absolutwert von einer Steuerspannung. Die Druckschrift US 2008 0 137 379 A1 beschreibt eine Gleichspannungswandlerschaltung, die einen Synchrongleichrichter und einen aktiven Schalter umfasst. Ein Pulsbreitenmodulator treibt den aktiven Schalter und den Synchrongleichrichter mit einem modulierten Signal. Die Druckschrift US 6 198 638 B1 beschreibt einen Sperrwandler für das Nullspannungsschalten im kontinuierlichen Modus und diskontinuierlichen Modus.
  • Der Erfindung liegt das Problem zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung bereitzustellen, bei dem eine Entmagnetisierungsnullstromzeit ermittelt wird.
  • Das Problem wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 und eine Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 16 gelöst.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist ein Verfahren zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit, zu der ein Transformator im Wesentlichen entmagnetisiert ist, für eine Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, die einen Transformator aufweist, vorgesehen, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweisen kann: Leiten eines ersten Stroms durch eine Wicklung einer Seite des Transformators, Unterbrechen des Stromflusses des ersten Stroms, Ermöglichen, dass ein zweiter Strom (ISec) während einer vorgegebenen Zeitperiode durch eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators fließt, wobei die vorgegebene Zeitperiode unter Berücksichtigung eines vorgegebenen Sicherheitszeitspielraums (TSM) bestimmt wird, Messen einer Zeit, zu der eine Spannung über eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird, Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der gemessenen Zeit, und Verringern, im eingeschwungenen Zustand der Leistungsversorgung, des Sicherheitszeitspielraums (TSM) falls die gemessene Zeit (TMes) sich gegenüber einer zuvor bestimmten gemessenen Zeit (TMes) nicht erhöht hat.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen kann das Verfahren ferner aufweisen: mehrmaliges Wiederholen des Verfahrens, wobei die Entmagnetisierungsnullstromzeit jeweils unter Verwendung der Zeit bestimmt werden kann, zu der die jeweilige Spannung über die Wicklung der anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen kann das Verfahren ferner aufweisen: Ermitteln, ob die gemessene Zeit ein vordefiniertes Kriterium erfüllt, und im Fall, dass die gemessene Zeit das vordefinierte Kriterium nicht erfüllt, Ermöglichen, dass der zweite Strom während der vorgegebenen Zeitperiode durch die Wicklung der anderen Seite des Transformators fließt.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Unterbrechen des Stromflusses des ersten Stroms das Einschalten eines Schalters aufweisen, der zwischen den Transformator und einen Ausgang der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus geschaltet ist.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Zeit, zu der die Spannung über die Wicklung der anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird, eine Umgehungszeitperiode aufweisen, während derer der zwischen den Transformator und einen Ausgang der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus geschaltete Schalter durch eine Diode umgangen wird.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann der Schalter einen Transistor aufweisen.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann eine weitere Diode parallel zum Transistor geschaltet sein.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann der Schalter einen Metall-Oxid-Feldeffekttransistor aufweisen.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Messen einer Zeit, zu der die Spannung im Wesentlichen null wird, einen Prozess aufweisen, der aus einer Gruppe von Prozessen ausgewählt ist, welche aus folgenden besteht: Ermitteln des Nullspannungsdurchgangs einer Transformatorwicklung, Ermitteln des Minimalspannungsdurchgangs einer Transformatorwicklung und Ermitteln einer Spannung einer Transformatorwicklung, die kleiner als eine Spannung ist, die auftritt, während ein Strom durch eine Wicklung der zweiten Seite des Transformators fließt.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen kann das Verfahren ferner aufweisen: Ermitteln einer Zeitperiode, während derer der erste Strom durch die Wicklung einer Seite des Transformators geleitet wird, und der vorgegebenen Zeitperiode eines weiteren Schaltzyklus unter Verwendung eines Verhältnisses zwischen einer vorgegebenen Zeitperiode eines vorhergehenden Schaltzyklus, während derer der erste Strom durch die Wicklung einer Seite des Transformators geleitet wird, und der vorgegebenen Zeitperiode eines vorhergehenden Schaltzyklus.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die vorgegebene Zeitperiode ferner unter Berücksichtigung eines vorgegebenen Sicherheitszeitspielraums bestimmt werden.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann der vorgegebene Sicherheitszeitspielraum abhängig von mindestens einer der folgenden bestimmt werden: der Ausgangsspannung der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, einer Änderung der Ausgangsspannung der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, eines vorhergehenden Sicherheitszeitspielraums, eines Durchschnitts mehrerer vorhergehender Sicherheitszeitspielräume und eines oder mehrerer Systemzustandsparameter der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die vorgegebene Zeitperiode durch Subtrahieren des Sicherheitszeitspielraums von der Entmagnetisierungsnullstromzeit bestimmt werden.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen kann das Verfahren ferner aufweisen: Ermitteln einer Laständerung auf der anderen Seite des Transformators und Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit, abhängig von der bestimmten Laständerung.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann eine Lasterhöhung bewirken, dass die vorgegebene Zeitperiode zunimmt.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens bewirkt eine Lastverringerung, dass die vorgegebene Zeitperiode abnimmt.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus ferner einen galvanisch isolierten Sender aufweisen, wobei der galvanisch isolierte Sender ein Schaltsignal von der Schaltung zur anderen Seite des galvanisch isolierten Senders senden kann.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die eine Seite die Primärseite des Transformators sein und kann die andere Seite die Sekundärseite des Transformators sein.
  • Gemäß weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann die eine Seite die Sekundärseite des Transformators sein und kann die andere Seite die Primärseite des Transformators sein.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen ist vorgesehen: ein Verfahren zum Steuern einer Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, welche einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite, die voneinander galvanisch getrennt sind, aufweist, wobei das Verfahren aufweisen kann: Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, wobei die Bestimmung aufweist: Leiten eines ersten Stroms durch eine Wicklung einer Seite des Transformators, Unterbrechen des Stromflusses des ersten Stroms, Messen einer Zeit, zu der eine Spannung über eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird, Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der gemessenen Zeit und Steuern der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus entsprechend der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann das Steuern der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus ein Ausschalten eines Schalters auf der zweiten Seite entsprechend der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit aufweisen.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Verfahrens kann der Schalter auf der zweiten Seite so gesteuert werden, dass er eine vordefinierte Zeit vor der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit ausgeschaltet wird.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen ist vorgesehen: eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit, bei der ein Transformator im Wesentlichen entmagnetisiert ist, für eine Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, die einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind, aufweist, wobei die Schaltungsanordnung aufweisen kann: eine Stromversorgung, die dafür ausgelegt ist, einen ersten Strom durch eine Wicklung einer Seite des Transformators zu leiten, eine Steuerschaltung, die dafür ausgelegt ist, den Stromfluss des ersten Stroms zu unterbrechen, wobei die Steuerschaltung dafür ausgelegt ist, ein zweiter Strom (ISec) während einer vorgegebenen Zeitperiode durch eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators zu leiten, wobei die vorgegebene Zeitperiode unter Berücksichtigung eines vorgegebenen Sicherheitszeitspielraums (TSM) bestimmt wird, eine Messschaltung, die dafür ausgelegt ist, eine Zeit zu messen, zu der eine Spannung über eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird, und eine Bestimmungsschaltung, die dafür ausgelegt ist, die Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der gemessenen Zeit zu ermitteln, wobei die Steuerschaltung ferner ausgelegt ist, im eingeschwungenen Zustand der Leistungsversorgung den Sicherheitszeitspielraum (TSM) zu verringern, falls die gemessene Zeit (TMes) sich gegenüber einer zuvor bestimmten gemessenen Zeit (TMes) nicht erhöht hat.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann die Schaltungsanordnung ferner einen Schalter aufweisen, der zwischen den Transformator und einen Ausgang der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus geschaltet ist.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann die Schaltungsanordnung ferner eine parallel zum Schalter geschaltete Diode aufweisen.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Messschaltung dafür ausgelegt sein, unter Verwendung eines Prozesses, der aus einer Gruppe von Prozessen ausgewählt ist, die aus den folgenden besteht, die Zeit zu messen, zu der der zweite Strom im Wesentlichen null wird: Ermitteln des Nullspannungsdurchgangs einer Transformatorwicklung, Ermitteln des Minimalspannungsdurchgangs einer Transformatorwicklung und Ermitteln einer Spannung einer Transformatorwicklung, die kleiner als eine Spannung ist, die auftritt, während ein Strom durch eine Wicklung der zweiten Seite des Transformators fließt.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann die Schaltungsanordnung ferner eine weitere Bestimmungsschaltung aufweisen, die dafür ausgelegt, Folgendes auszuführen: Ermitteln einer Zeitperiode, während derer der erste Strom durch die Wicklung einer Seite des Transformators geleitet wird, und der vorgegebenen Zeitperiode eines weiteren Schaltzyklus unter Verwendung eines Verhältnisses zwischen einer vorgegebenen Zeitperiode eines vorhergehenden Schaltzyklus, während derer der erste Strom durch die Wicklung einer Seite des Transformators geleitet wird, und der vorgegebenen Zeitperiode eines vorhergehenden Schaltzyklus.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Schaltungsanordnung dafür ausgelegt sein, Folgendes auszuführen: Ermitteln des vorgegebenen Sicherheitszeitspielraums, abhängig von mindestens einer der folgenden: der Ausgangsspannung der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, einer Änderung der Ausgangsspannung der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, eines vorhergehenden Sicherheitszeitspielraums, eines Durchschnitts mehrerer vorhergehender Sicherheitszeitspielräume und eines oder mehrerer Systemzustandsparameter der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Steuerschaltung ferner dafür ausgelegt sein, eine Laständerung auf der zweiten Seite des Transformators zu ermitteln und die Entmagnetisierungsnullstromzeit, abhängig von der bestimmten Laständerung, zu ermitteln.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist vorgesehen: eine Schaltungsanordnung zum Steuern einer Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, die einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite aufweist, welche galvanisch voneinander getrennt sind, wobei die Schaltungsanordnung aufweisen kann: eine Bestimmungsschaltung, die dafür ausgelegt ist, eine Entmagnetisierungsnullstromzeit zu ermitteln, zu der der Transformator im Wesentlichen entmagnetisiert ist, für die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, wobei die Bestimmungsschaltung aufweist: eine Stromversorgung, die dafür ausgelegt ist, einen ersten Strom durch eine Wicklung einer Seite des Transformators zu leiten, eine Steuerschaltung, die dafür ausgelegt ist, den Stromfluss des ersten Stroms zu unterbrechen, eine Messschaltung, die dafür ausgelegt ist, eine Zeit zu messen, zu der eine Spannung über eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird, eine Bestimmungsschaltung, die dafür ausgelegt ist, die Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der gemessenen Zeit zu ermitteln, und eine Steuereinrichtung, die dafür ausgelegt ist, die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus entsprechend der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit zu steuern.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Steuereinrichtung ferner dafür ausgelegt sein, einen Schalter auf der zweiten Seite entsprechend der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit auszuschalten.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Steuereinrichtung ferner dafür ausgelegt sein, den Schalter auf der zweiten Seite eine vordefinierte Zeit vor der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit auszuschalten.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen ist eine Schaltungsanordnung vorgesehen, die eine Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus aufweist, welche Folgendes aufweist: einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind, eine Bestimmungsschaltung, die dafür ausgelegt ist, eine Entmagnetisierungsnullstromzeit zu ermitteln, zu der der Transformator im Wesentlichen entmagnetisiert ist, für die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, wobei die Bestimmungsschaltung aufweist: eine Stromversorgung, die dafür ausgelegt ist, einen ersten Strom durch eine Wicklung einer Seite des Transformators zu leiten, eine Steuerschaltung, die dafür ausgelegt ist, den Stromfluss des ersten Stroms zu unterbrechen, eine Messschaltung, die dafür ausgelegt ist, eine Zeit zu messen, zu der eine Spannung über eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird, eine Bestimmungsschaltung, die dafür ausgelegt ist, die Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der gemessenen Zeit zu ermitteln, und eine Steuereinrichtung, die dafür ausgelegt ist, die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus entsprechend der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit zu steuern.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus ferner einen Schalter aufweisen, der zwischen den Transformator und einen Ausgang der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus geschaltet ist.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann der Schalter einen Transistor aufweisen.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann der Transistor einen Feldeffekttransistor einschließen.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann der Transistor einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor einschließen.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus ferner eine Diode aufweisen, die parallel zum Schalter geschaltet ist.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann der Schalter einen Transistor aufweisen und kann die Diode eine Körperdiode eines Transistors einschließen.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus ferner einen galvanisch isolierten Sender aufweisen, wobei der galvanisch isolierte Sender ein Schaltsignal von der Schaltung zur anderen Seite des galvanisch isolierten Senders senden kann.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die erste Seite die Primärseite des Transformators sein und kann die zweite Seite die Sekundärseite des Transformators sein.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung kann die erste Seite die Sekundärseite des Transformators sein und kann die zweite Seite die Primärseite des Transformators sein.
  • In der Zeichnung bezeichnen gleiche Bezugszeichen im Allgemeinen in den verschiedenen Ansichten gleiche Teile. Die Zeichnung ist nicht notwendigerweise maßstabsgerecht, sondern der Nachdruck wird vielmehr generell auf das Erläutern der Grundgedanken verschiedener Aspekte der Offenbarung gelegt. In der folgenden Beschreibung werden verschiedene Aspekte der Offenbarung mit Bezug auf die folgende Zeichnung beschrieben. Es zeigen:
    • 1A einen Sekundärseitenkreis eines herkömmlichen Sperrleistungswandlers,
    • 1B einen weiteren Sekundärseitenkreis eines herkömmlichen Sperrleistungswandlers,
    • die 2A bis 2D verschiedene Signalsequenzen während des Betriebs des in 1A oder 1B dargestellten herkömmlichen Sperrleistungswandlers,
    • 3 eine herkömmliche Sperrleistungswandlerschaltung,
    • 4 eine weitere herkömmliche Sperrleistungswandlerschaltung,
    • die 5A bis 5C verschiedene Signalsequenzen, die durch die Steuereinrichtung der in 4 dargestellten herkömmlichen Sperrleistungswandlerschaltung ausgegeben werden,
    • 6 eine Leistungsversorgungsschaltung mit einem geschalteten Modus, die eine Steuereinrichtung zum Steuern einer Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen aufweist,
    • die 7A bis 7D verschiedene Signalsequenzen in Form von Spannungen und Strömen während des Betriebs der Leistungsversorgungsschaltung mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen in 6 dargestellten Ausführungsformen und
    • 8 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für eine Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen,
    • 9 eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit für eine Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen und
    • 10 ein Diagramm, welches das adaptive Steuerverfahren zum Einstellen der Einschaltzeit des Leistungsschalters auf der zweiten Seite der Leistungsversorgungsschaltung mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen beschreibt.
  • Die folgende detaillierte Beschreibung bezieht sich auf die anliegende Zeichnung, in der zur Veranschaulichung spezifische Einzelheiten und Ausführungsformen dargestellt sind, in denen die Erfindung verwirklicht werden kann.
  • Das Wort „als Beispiel dienend“ soll hier „als ein Beispiel, ein Fall oder eine Veranschaulichung dienend“ bedeuten. Alle hier als „als Beispiel dienend“ beschriebenen Ausführungsformen oder Designs sollten nicht unbedingt als gegenüber anderen Ausführungsformen oder Designs bevorzugt oder vorteilhaft ausgelegt werden.
  • Das hier in Bezug auf ein „über“ einer Seite oder einer Fläche gebildetes abgeschiedenes Material verwendete Wort „über“ kann hier verwendet werden, um anzugeben, dass das abgeschiedene Material „direkt auf” der betreffenden Seite oder Fläche, beispielsweise in direktem Kontakt damit, gebildet sein kann. Das in Bezug auf ein „über“ einer Seite oder Fläche gebildetes abgeschiedenes Material verwendete Wort „über“ kann hier verwendet werden, um anzugeben, dass das abgeschiedene Material „indirekt auf” der betreffenden Seite oder Fläche gebildet sein kann, wobei eine oder mehrere zusätzliche Schichten zwischen der betreffenden Seite oder Fläche und dem abgeschiedenen Material angeordnet sind.
  • Ein Sperrwandler (Leistungswandler) weist gewöhnlich einen Transformator auf, der eine galvanische Isolation zwischen dem Eingang (den Eingängen) und dem Ausgang (den Ausgängen) des Wandlers bereitstellt. Eine Sperrwandlerschaltung kann zwei Hauptseiten oder Kreise aufweisen. Nachfolgend können sich die Begriffe „Primärseite“, „Primärkreis“ und „Primärkreisseite“ auf die Seite oder den Teil der Sperrwandlerschaltung beziehen, die oder der mit dem Eingang (den Eingängen) des Sperrwandlers verbunden ist oder diesen (diese) aufweist und daher galvanisch von der Seite oder dem Teil der Sperrwandlerschaltung getrennt ist, die oder der mit dem Ausgang (den Ausgängen) der Sperrwandlerschaltung verbunden ist oder diesen (diese) aufweist. Analog können sich die Begriffe „Sekundärseite“, „Sekundärkreis“ und „Sekundärkreisseite“ auf die Seite oder den Teil der Sperrwandlerschaltung beziehen, die oder der mit dem Ausgang (den Ausgängen) des Sperrwandlers verbunden ist oder diesen (diese) aufweist und daher galvanisch von der Seite oder dem Teil der Sperrwandlerschaltung getrennt ist, die oder der mit dem Eingang (den Eingängen) der Sperrwandlerschaltung verbunden ist oder diesen (diese) aufweist.
  • Im Allgemeinen kann die Steuerung des Leistungsschalters auf der Sekundärseite des Wandlers direkt von der Sekundärseite des Wandlers oder von der Primärseite des Wandlers ausgeführt werden, wie nachfolgend auf der Grundlage der bereits bekannten Architekturen kurz dargelegt wird.
  • In 1A ist ein Sekundärseitenkreis 100 eines Sperrleistungswandlers dargestellt. Der Sekundärseitenkreis 100 eines Sperrleistungswandlers weist eine Sekundärwicklung 102 auf, die magnetisch mit einer Primärwicklung (in der Figur nicht dargestellt) gekoppelt ist und zusammen mit der Primärwicklung einen Transformator des Sperrleistungswandlers bildet. Ein Ende der Sekundärwicklung 102 ist an einen Ausgangsanschluss 104 des Sekundärseitenkreises 100 angeschlossen, woran eine externe Last angeschlossen werden kann. Eine Seite eines ersten Kondensators 106 ist an den elektrischen Weg zwischen dem Ausgangsanschluss 104 und der Sekundärwicklung 102 angeschlossen, und die andere Seite des ersten Kondensators 106 ist auf ein Referenzpotential 108, beispielsweise das Massepotential, gelegt. Das andere Ende der Sekundärwicklung 102 ist an eine Drainelektrode eines MOSFET-(Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor)-Transistors 134 und über eine Reihenanordnung einer ersten Diode 110 und eines ersten Widerstands 112 an einen Anschluss DET einer sekundärseitigen synchronen Gleichrichtsteuereinrichtung 140 (nachstehend als Steuereinrichtung 140 bezeichnet) angeschlossen. Die Gateelektrode des MOSFET-Transistors 134 ist über einen zweiten Widerstand 116 an einen Anschluss OP der Steuereinrichtung 140 angeschlossen, wobei eine zweite Diode zwischen der Gateelektrode des MOSFET-Transistors 134 und dem Anschluss OP der Steuereinrichtung 140 parallel zum zweiten Widerstand 116 geschaltet ist. Die Gateelektrode des Transistors 134 ist über einen dritten Widerstand 118 mit einer Sourceelektrode von diesem gekoppelt und über einen vierten Widerstand 120 mit einem Anschluss IN- der Steuereinrichtung 140 gekoppelt. Die Sourceelektrode des Transistors 134 ist ferner über eine zweite Diode 136 an die Drainelektrode von diesem angeschlossen, über einen fünften Widerstand 126 auf das Referenzpotential 108 gelegt und über den fünften Widerstand 126 und einen sechsten Widerstand 122 an einen Anschluss IN+ der Steuereinrichtung 140 angeschlossen. Ein Knoten, an den die Sourceelektrode des MOSFET-Transistors und der dritte Widerstand 118 angeschlossen sind, ist auf ein Massepotential 132 der integrierten Schaltung gelegt. Ein zweiter Kondensator 128 ist zwischen den Anschluss IN- und den Anschluss IN+ der Steuereinrichtung 140 geschaltet. Ein Anschluss RT der Steuereinrichtung 140 ist über einen siebten Widerstand 130 auf ein Massepotential 132 der integrierten Schaltung gelegt, und ein Anschluss GND der Steuereinrichtung 140 ist direkt auf das Massepotential 132 der integrierten Schaltung gelegt.
  • Der in 1A dargestellte Sekundärseitenkreis 100 eines Sperrleistungswandlers weist die Steuereinrichtung 140 auf, welche die Schaltzeiten des MOSFET-Transistors 134 steuert. Der fünfte Widerstand 126 wird als ein Strommesswiderstand verwendet, über den die Steuereinrichtung 140 in der Lage ist, einen Entmagnetisierungsstrom zu messen, der durch die Sekundärwicklung 102 des Transformators fließt, wenn der Leistungsschalter auf der Primärseite (in 1A nicht dargestellt) des Sperrleistungswandlers geöffnet ist und der MOSFET-Transistor 134 geschlossen ist. Der MOSFET-Transistor 134 wirkt als ein Leistungsschalter auf der Sekundärseite des Sperrleistungswandlers und stellt eine synchrone Gleichrichtfunktionalität bereit. Sobald der durch die Sekundärwicklung 102 fließende Entmagnetisierungsstrom unter null abfällt, d.h. wenn eine Nulllinienkreuzung des Stroms auftritt, ist die am Anschluss IN+ gemessene Spannung niedriger als die am Anschluss IN- der Steuereinrichtung 140 gemessene Spannung. Die Erfassung eines solchen Ereignisses löst ein Signal aus, durch das der Transistor 134 gesperrt wird, um einen weiteren Stromfluss durch den Sekundärseitenkreis 100 zu verhindern, der den ersten Kondensator 106 in Sperrrichtung, beispielsweise in einer zu seiner inhärenten Polarität entgegengesetzten Richtung, entladen kann. Der vierte Widerstand 120 und der sechste Widerstand 122 können verwendet werden, um den Strompegel festzulegen, an dem der MOSFET-Transistor 134 gesperrt wird. Der Zustand des im Primärseitenkreis (in 1A nicht dargestellt) der Sperrleistungsversorgung bereitgestellten Leistungsschalters wird durch den Anschluss DET der Steuereinrichtung 140 gemessen, der über die erste Diode 110 und den ersten Widerstand 112 an die Sekundärwicklung 102 des Transformators angeschlossen ist. Sobald der Leistungsschalter auf dem Primärseitenkreis ausgeschaltet wird, induziert ein Stromfluss durch die Primärwicklung des Transformators eine Spannung in der Sekundärwicklung 102 des Transformators, so dass am Anschluss DET der Steuereinrichtung 140 eine hohe Spannung gemessen wird. Ein solches Ereignis markiert den Anfang eines neuen Schaltzyklus.
  • Ein leicht geändertes Strommessverfahren wird auf der Grundlage eines in 1B dargestellten Sekundärseitenkreises 150 eines Sperrleistungswandlers erklärt. Der Sekundärseitenkreis 150 ähnelt dem in 1A dargestellten Sekundärseitenkreis 100. Daher werden gleiche Elemente oder Elemente, die die gleiche Funktionalität und Anordnung haben, mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet und im Interesse der Kürze nicht wieder beschrieben. Im Sekundärseitenkreis 150 aus 1B wurden der fünfte Widerstand 126, der sechste Widerstand 122 und der zweite Kondensator 128 aus der im Sekundärseitenkreis 100 aus 1A dargestellten Position umgeordnet. Der zweite Kondensator 128 ist, statt zwischen den Anschluss IN- und den Anschluss IN+ der Steuereinrichtung 140 geschaltet zu sein, mit seiner einen Seite mit dem elektrischen Weg zwischen dem ersten Kondensator 106 und dem Ausgang 104 des Sekundärseitenkreises 150 gekoppelt, und seine andere Seite ist über den sechsten Widerstand 122 mit dem Anschluss IN+ der Steuereinrichtung 140 gekoppelt, über den fünften Transistor 126 mit der Sourceelektrode des MOSFET-Transistors 134 gekoppelt und über den fünften Widerstand 126 und den vierten Widerstand 120 mit dem Anschluss IN- der Steuereinrichtung 140 gekoppelt. Diese geänderte Konfiguration stellt ein Hochpassfilter, einschließlich des fünften Widerstands 126 und des zweiten Kondensators 128, bereit, um über den fünften Widerstand 126 den durch die Sekundärwicklung 102 des Transformators fließenden Entmagnetisierungsstrom zu messen.
  • Um den Leistungsschalter in Form des MOSFET-Transistors 134 zu treiben, um eine synchrone Gleichrichtung bereitzustellen, benötigt die auf dem Sekundärseitenkreis eines Sperrleistungswandlers, wie in 1A oder in 1B dargestellt ist, angeordnete Steuereinrichtung 140 eine zusätzliche PWM-(Pulsbreitenmodulations)-Schaltung, wodurch die Systemkosten erhöht werden. Ferner können, weil das Synchronisationssignal des auf dem Primärseitenkreis des Wandlers angeordneten Primärschalters (in den 1A und 1B nicht dargestellt) durch die Sekundärwicklung 102 des Transformators gemessen wird, die Situationen auftreten, in denen der MOSFET-Transistor 134 zu einem falschen Zeitpunkt eingeschaltet wird. Der Ursprung eines fehlerhaften Auslösesignals wird auf der Grundlage der in den 2A, 2B, 2C und 2D dargestellten Diagramme erklärt. Alle Diagramme weisen eine gemeinsame x-Achse 202 auf, welche die Zeit bezeichnet. Die y-Achse 204 bezeichnet die Amplitude eines im jeweiligen Diagramm dargestellten Signals. Im Diagramm 200 ist ein Treibersignal 206 für den im Primärseitenkreis des Sperrleistungswandlers aus den 1A und 1B bereitgestellten Leistungsschalter dargestellt. Ein Intervall, während dessen das Treibersignal 206 auf einem hohen Pegel liegt, bezeichnet ein Zeitintervall, in dem der Leistungsschalter im Primärseitenkreis eingeschaltet ist. Im Diagramm 200 sind zwei Pulse 208 vorhanden, während derer der Leistungsschalter im Primärseitenkreis geschlossen bleibt. Ein Diagramm 220 zeigt den Verlauf des Entmagnetisierungsstroms 222 auf der Sekundärkreisseite des Sperrleistungswandlers, wie in den 1A und 1B dargestellt ist. Immer dann, wenn das Treibersignal 206 auf seinen niedrigen Wert zurückkehrt, d.h. immer dann, wenn der im Primärseitenkreis bereitgestellte Leistungsschalter geöffnet wird, nimmt der durch die Sekundärwicklung 102 des Transformators fließende Entmagnetisierungsstrom 222 einen Spitzenwert an und beginnt unmittelbar danach auf seinen Nullwert linear abzunehmen. Es kann beobachtet werden, dass ein solches Ereignis im Diagramm 220 zwei Mal in Form von zwei Pulsen 224 mit einer dreieckigen Form auftritt. Im Diagramm 240 ist ein Potential 242 dargestellt, das am Anschluss DET der Steuereinrichtung 140 gemessen wird. Während der Zeit, während das Treibersignal 206 bei seinem hohen Wert liegt (d.h. während der Dauer der Pulse 208 im Diagramm 200), wird ein positiver Potentialpuls 244 am Anschluss DET der Steuereinrichtung 140 gemessen. Während dieser Zeit fließt kein Strom durch die Sekundärwicklung 102. Wenn das Treibersignal 206 auf seinen niedrigen Wert zurückkehrt, d.h. wenn der im Primärseitenkreis des Sperrleistungswandlers bereitgestellte Leistungsschalter ausgeschaltet wird, kehrt der durch die Sekundärwicklung 102 fließende Entmagnetisierungsstrom 222 die Polarität der Spannung um, die am Anschluss DET der Steuereinrichtung 140 gemessen wird. Der Übergang der Spannung 242 von einem hohen Wert zu einem niedrigen Wert, der am Anschluss DET der Steuereinrichtung 140 gemessen wird, löst ein Treibersignalpuls 264 auf dem Treibersignal 262 für den MOSFET-Transistor 134 aus, wie im Diagramm 260 dargestellt ist. Wenn der Transformator entmagnetisiert wird, fällt der Entmagnetisierungsstrom 222 auf seinen Nullwert ab. Allerdings kann infolge von Schwingungen 246, die auf den Wicklungen des Transformators vorhanden sind und damit auch am Anschluss DET der Steuereinrichtung 140 erfasst werden, ein falscher Treibersignalpuls 266 für den MOSFET-Transistor 134 ausgelöst werden. Diese unerwünschte Situation kann verhindert werden, indem im elektrischen Weg, der den DET-Anschluss der Steuereinrichtung 140 mit der Primärwicklung 102 verbindet, ein RC-Filter in Form eines zusätzlichen Filterkondensators bereitgestellt wird, der mit seiner einen Seite zwischen den DET-Anschluss der Steuereinrichtung 140 und den ersten Widerstand 112 geschaltet ist und mit seiner anderen Seite auf das Referenzpotential gelegt ist.
  • In 3 ist eine Sperrleistungswandlerschaltung 300 dargestellt, die auch eine synchrone Gleichrichtsteuereinrichtung 332 aufweist (die nachfolgend als die Steuereinrichtung 332 bezeichnet wird), welche auf der Sekundärseite der Sperrleistungswandlerschaltung 300 angeordnet ist. Die Steuereinrichtung 332 verwendet ein lineares Zeitvorhersageverfahren zum Ermitteln der Einschaltzeit eines zweiten Leistungsschalters 320, der im Sekundärseitenkreis der Sperrleistungswandlerschaltung 300 bereitgestellt ist, durch Messen der Einschaltzeit eines ersten Leistungsschalters 312, der im Primärseitenkreis der Sperrleistungswandlerschaltung 300 bereitgestellt ist, und der Amplitude der Eingangsspannung. Das zugrunde liegende Prinzip für das in der Steuereinrichtung 332 verwendete lineare Zeitvorhersageverfahren ist das Volt-Sekunde-Gleichgewicht-Theorem.
  • Die in 3 dargestellte Sperrleistungsversorgungswandlerschaltung 300 weist einen Eingangsanschluss 302 auf, der an ein Ende einer Primärwicklung 308 eines Transformators 306 angeschlossen ist, wobei ein erster Kondensator 304 zwischen den elektrischen Weg zwischen dem Eingang 302 und dem einen Ende der Primärwicklung 308 und ein Referenzpotential, beispielsweise das Massepotential, geschaltet ist. Das andere Ende der Primärwicklung 308 ist an eine Drainelektrode des ersten Transistors 312 angeschlossen, wobei eine Sourceelektrode von diesem auf das Referenzpotential gelegt ist. Eine erste Diode 314 ist parallel zum ersten Transistor 312 zwischen seine Source- und seine Drainelektrode geschaltet. Die bisher beschriebenen Elemente bilden den Primärseitenkreis der in 3 dargestellten Sperrleistungswandlerschaltung 300. Die Elemente, die den Sekundärseitenkreis der Sperrleistungswandlerschaltung 300 bilden, werden nachfolgend beschrieben.
  • Die Primärwicklung 308 des Transformators 306 ist magnetisch mit einer Sekundärwicklung 310 des Transformators 306 gekoppelt. Ein Ende der Sekundärwicklung 310 ist mit einem Ausgangsanschluss 316 und einem Anschluss VDD der Steuereinrichtung 332 gekoppelt. Dasselbe Ende der Sekundärwicklung 310 ist auch über eine Serienanordnung eines dritten Widerstands 330 und eines vierten Widerstands 328 auf ein Referenzpotential gelegt. Der elektrische Weg zwischen dem dritten Widerstand 330 und dem vierten Widerstand 328 ist mit einem Anschluss RES der Steuereinrichtung 332 gekoppelt. Das andere Ende der Sekundärwicklung 310 ist mit einer Drainelektrode des zweiten Transistors 320 gekoppelt, wodurch die Funktionalität einer synchronen Gleichrichtung bereitgestellt wird, und über eine Reihenanordnung eines ersten Widerstands 324 und eines zweiten Widerstands 326 auf das Referenzpotential gelegt. Der elektrische Weg zwischen dem ersten Widerstand 324 und dem zweiten Widerstand 326 ist mit einem LPC-Anschluss der Steuereinrichtung 332 gekoppelt. Die Gateelektrode des zweiten Transistors 320 ist mit einem Anschluss GATE der Steuereinrichtung 332 gekoppelt. Ein GND-Anschluss und ein AGND-Anschluss der Steuereinrichtung 332 sind auf das Referenzpotential gelegt. Eine zweite Diode 322 ist parallel zum zweiten Transistor 320 zwischen seine Drainelektrode und seine Sourceelektrode geschaltet. Eine Seite eines zweiten Kondensators 318 ist mit dem Ausgangsanschluss 316 gekoppelt, und die andere Seite des zweiten Kondensators 318 ist auf das Referenzpotential gelegt und mit der Sourceelektrode des zweiten Transistors 320 gekoppelt.
  • Die Steuereinrichtung 332 verwendet den Anschluss LPC und den Spannungsteiler, der den ersten Widerstand 324 und den zweiten Widerstand 326 aufweist, zum Messen der Spannung über die Sekundärwicklung 310 des Transformators 306. Der Anschluss RES und der den dritten Widerstand 330 und den vierten Widerstand 328 aufweisende Spannungsteiler werden verwendet, um die am Ausgangsanschluss 316 bereitgestellte Ausgangsspannung zu messen. Unter Verwendung dieser Spannungen und der Einschaltzeit des ersten Transistors 312 ist die Steuereinrichtung 332 in der Lage, die Einschaltzeit des zweiten Transistors 320 auf der Grundlage des Volt-Sekunde-Gleichgewicht-Theorems zu ermitteln, das später in weiteren Einzelheiten erklärt wird.
  • Weil die in 3 dargestellte Sperrleistungswandlerschaltung 300 das Volt-Sekunde-Gleichgewicht-Theorem verwendet, um die Einschaltzeit des zweiten Transistors 322 zu ermitteln, können Probleme mit falschen Auslösern durch Schwingungen, die auf den Transformatorwicklungen vorhanden sein können, wie im Fall der in den 1A und 1B dargestellten Sperrleistungswandler erklärt wurde, vermieden werden. Allerdings bleibt mit der Notwendigkeit einer zusätzlichen PWM-Schaltung (zusätzlich zu einer PWM-Schaltung im Primärseitenkreis zum Treiben des ersten Transistors 312), die in der Steuereinrichtung 332 im Sekundärseitenkreis der Sperrleistungsversorgungsschaltung 300 zum Treiben des zweiten Transistors 320 enthalten ist, das Problem erhöhter Systemkosten bestehen.
  • In 4 ist eine Sperrleistungswandlerschaltung 400 dargestellt, die eine Steuereinrichtung 490 zum Treiben eines ersten Leistungsschalters 452 und eines zweiten Leistungsschalters 460 aufweist, wobei der letztgenannte eine synchrone Gleichrichtfunktionalität bereitstellt. Im Gegensatz zu den Konzepten der in den 1A und 1B oder 3 dargestellten Sperrleistungswandler ist die Steuereinrichtung 490 auf der Primärkreisseite der Wandlerschaltung 400 bereitgestellt, wie in 4 dargestellt ist. Die Wandlerschaltung 400 weist einen Eingangsanschluss 402 auf, der an ein Ende einer Primärwicklung 448 eines ersten Transformators 446 angeschlossen ist. Der Eingangsanschluss 402 ist ferner über einen ersten Kondensator 404 auf ein Referenzpotential, beispielsweise das Massepotential, gelegt, und über einen sechsten Widerstand 406 an einen ersten Anschluss UVLO der Steuereinrichtung 490 angeschlossen, wobei der Anschluss UVLO der Steuereinrichtung 490 über einen fünften Widerstand 408 auf das Referenzpotential gelegt ist. Der Eingangsanschluss 402 ist über eine Serienanordnung, die einen vierten Widerstand 438 und einen dritten Kondensator 440 aufweist, auf das Referenzpotential gelegt, wobei der elektrische Weg zwischen dem vierten Widerstand 438 und dem dritten Kondensator 440 an einen Anschluss VCC der Steuereinrichtung 490 angeschlossen ist. Der Anschluss VCC der Steuereinrichtung 490 ist über eine Serienanordnung, die einen dritten Widerstand 436 und eine erste Diode 434 aufweist, an ein Ende einer Hilfswicklung 432 angeschlossen, und das andere Ende der Hilfswicklung 432 ist auf das Referenzpotential gelegt. Die Hilfswicklung 432 ist magnetisch mit dem ersten Transformator 446 gekoppelt. Ein Anschluss FB der Steuereinrichtung 490 ist über einen zweiten Widerstand 428 auf das Referenzpotential gelegt und über einen ersten Widerstand 430 an das eine Ende der Hilfswicklung 432 angeschlossen. Das andere Ende der Primärwicklung 448 des Transformators 446 ist über eine Serienanordnung, die einen drehzehnten Widerstand 444 und einen vierten Kondensator 442 aufweist, an den Eingangsanschluss 402 angeschlossen und an die Drainelektrode eines ersten Transistors 452 angeschlossen. Die Gateelektrode des ersten Transistors 452 ist an einen Anschluss PG der Steuereinrichtung 490 angeschlossen, und die Sourceelektrode des ersten Transistors 452 ist über einen zwölften Widerstand 454 auf das Referenzpotential gelegt. Der elektrische Weg zwischen der Sourceelektrode des ersten Transistors 452 und dem zwölften Widerstand 454 ist mit einem Anschluss SENSE+ der Steuereinrichtung 490 gekoppelt, und der elektrische Weg zwischen dem Referenzpotential und dem zwölften Widerstand 454 ist mit einem Anschluss SENSEder Steuereinrichtung 490 gekoppelt. Ein Anschluss SG der Steuereinrichtung 490 ist über eine Serienanordnung, die einen fünfzehnten Widerstand 488 und einen achten Kondensator 486 aufweist, mit einem Ende einer Primärwicklung 482 eines zweiten Transformators 480 gekoppelt. Die andere Seite der Primärwicklung 482 des zweiten Transformators 480 ist auf das Referenzpotential gelegt. Ein Anschluss VC der Steuereinrichtung 490 ist über eine Reihenanordnung, die einen siebten Kondensator 426 und einen elften Widerstand 424 aufweist, auf das Referenzpotential gelegt. Ein Anschluss CCMP der Steuereinrichtung 490 ist über einen sechsten Kondensator 422 auf das Referenzpotential gelegt. Ein Anschluss SFST der Steuereinrichtung 490 ist über einen fünften Kondensator 420 auf das Referenzpotential gelegt. Ein Anschluss GND der Steuereinrichtung 490 ist auf das Referenzpotential gelegt. Der Anschluss OSC der Steuereinrichtung 490 ist über einen zweiten Kondensator 418 auf das Referenzpotential gelegt. Ein Anschluss ENDLY der Steuereinrichtung 490 ist über einen zehnten Widerstand 416 auf das Referenzpotential gelegt. Ein Anschluss RCMP der Steuereinrichtung 490 ist über einen neunten Widerstand 414 auf das Referenzpotential gelegt. Der Anschluss SYNC ist auf das Referenzpotential gelegt. Ein Anschluss tON ist über einen achten Widerstand 412 auf das Referenzpotential gelegt. Ein Anschluss PGDLY ist über einen siebten Widerstand 410 auf das Referenzpotential gelegt. Die bisher beschriebenen Elemente bilden den Primärseitenkreis der in 4 dargestellten Wandlerschaltung 400 oder sind mit anderen Worten auf der Primärseite der Wandlerschaltung 400 angeordnet. Der Rest der nachfolgend zu beschreibenden Elemente in der in 4 dargestellten Wandlerschaltung 400 bildet den Sekundärseitenkreis.
  • Die Sekundärseite der Wandlerschaltung 400 weist eine Sekundärwicklung 450 des ersten Transformators 446 auf, die galvanisch mit der ersten Wicklung 448 des auf der Primärkreisseite angeordneten ersten Transformators 446 gekoppelt ist. Ein Ende der Sekundärwicklung 450 ist mit einem Ausgangsanschluss 458 und mit einer Seite eines elften Kondensators 456 gekoppelt, und die andere Seite von diesem ist auf das Referenzpotential gelegt. Die andere Seite der Sekundärwicklung 450 ist mit einer zweiten Diode 462 und mit einem Ende eines vierzehnten Widerstands 464 gekoppelt. Das andere Ende des vierzehnten Widerstands 464 ist mit einem zehnten Kondensator 472 gekoppelt, der wiederum über eine Serienanordnung, die einen dritten Transistor 468 und einen vierten Transistor 470 aufweist, auf das Referenzpotential gelegt ist. Die Basis des dritten Transistors 468 und die Basis des vierten Transistors 470 sind über eine Serienanordnung, die einen sechzehnten Widerstand 474 und eine dritte Diode 476 aufweist, auf das Referenzpotential gelegt. Der elektrische Weg zwischen dem dritten Transistor 468 und dem vierten Transistor 470 ist mit der Gateelektrode eines zweiten Transistors 460 gekoppelt. Die Sourceelektrode des zweiten Transistors ist auf das Referenzpotential gelegt, und die Drainelektrode des zweiten Transistors ist mit dem anderen Ende der Sekundärwicklung 450 des ersten Transformators 446 gekoppelt. Der elektrische Weg zwischen dem sechzehnten Widerstand 474 und der dritten Diode 476 ist über einen neunten Kondensator 478 mit einem Ende einer Sekundärwicklung 484 des zweiten Transformators 480 gekoppelt und über einen siebzehnten Widerstand 480 auf das Referenzpotential gelegt. Die andere Seite der Sekundärwicklung 484 des zweiten Transformators 480 ist auf das Referenzpotential gelegt.
  • Das in der Steuereinrichtung 490 implementierte Steuerverfahren unterstützt nur einen CCM (kontinuierlichen Strommodus) einer festen Frequenz. Dies bedeutet, dass nur eine feste Beziehung zwischen den Einschaltzeiten und den Ausschaltzeiten des Leistungsschalters auf der Primärkreisseite, d.h. des ersten Transistors 452, und des sekundären Leistungsschalters, d.h. des zweiten Transistors 460, gewählt und verwendet werden kann. Die feste Beziehung ist von der an den Ausgangsanschluss 458 der Wandlerschaltung 400 angeschlossenen Last oder vom am Eingangsanschluss 402 der Wandlerschaltung 400 zugeführten Eingangsspannung unabhängig. Mit der in 4 vorgestellten Architektur ist ein DCM (diskontinuierlicher Leitungsmodus) nicht möglich. Im Allgemeinen geht bei einem CCM der Entmagnetisierungsstrom in der Wicklung des Transformators auf dem Sekundärseitenkreis zwischen Schaltzyklen nie auf Null. In einem DCM kann der Transformator vollständig entmagnetisiert werden, und der Entmagnetisierungsstrom durch die Wicklung des Transformators auf dem Sekundärseitenkreis kann während eines Teils des Schaltzyklus auf Null abfallen.
  • Verschiedene Signalsequenzen, die durch die Steuereinrichtung 490 der in 4 dargestellten Wandlerschaltung 400 ausgegeben werden, sind in den 5A bis 5C in Diagrammen dargestellt. Alle drei Diagramme teilen sich eine gemeinsame Zeitachse, d.h. die x-Achse 502. Die y-Achse 504 in jedem der Diagramme bezeichnet eine Amplitude eines jeweiligen Signals. Im Diagramm 500 aus 5A repräsentiert die Graphik die Drainspannung 506 des auf der Primärkreisseite angeordneten ersten Transistors 452. Im Diagramm 520 aus 5B zeigt die Graphik ein erstes Gatetreibersignal 522, das am Anschluss PG der Steuereinrichtung 490 ausgegeben wird und der Gateelektrode des ersten Transistors 452 bereitgestellt wird. Im Diagramm 540 aus 5C zeigt die Graphik ein zweites Gatetreibersignal 542, das am Anschluss SG der Steuereinrichtung 490 bereitgestellt wird, über den zweiten Transformator 480 zum Sekundärseitenkreis der Wandlerschaltung 400 übertragen wird und an die Gateelektrode des zweiten Transistors 460 angelegt wird.
  • Ein hoher Wert des ersten Gatetreibersignals 522 und des sekundärseitigen Gatetreibersignals 542 entspricht einem Einschaltzustand des ersten Transistors 452 bzw. des zweiten Transistors 460. Aus dem Diagramm 520 und dem Diagramm 540 ist ersichtlich, dass der erste Transistor 452 und der zweite Transistor einander wechselseitig ausschließend ein- und ausgeschaltet werden. Während des Betriebs der Wandlerschaltung 400 misst die Steuereinrichtung 490 den Strom durch die erste Wicklung 448 des ersten Wandlers 446 über den Anschluss SENSE+ und den Anschluss SENSE-. Wenn das zweite Gatetreibersignal 542 am Anschluss SG der Steuereinrichtung 490 auf einen hohen Wert angehoben wird und über den zweiten Transformator 480 vom Primärseitenkreis zum Sekundärseitenkreis der Wandlerschaltung 400 übertragen wird, wird der zweite Transistor 460 eingeschaltet. Während eines Einschaltzustandspulses 544, der im Diagramm 540 in 5C einem hohen Wert des zweiten Gatetreibersignals 542 entspricht, bleibt der zweite Transistor 460, der eine synchrone Gleichrichtung bereitstellt, aktiviert. Abhängig davon, ob der erste Transistor 452 oder der zweite Transistor 460 aktiviert ist, liegt die Drainspannung 506 des ersten Transistors bei einem negativen Wert oder einem positiven Wert, wie im Diagramm 500 in 5A dargestellt ist.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen sind ein Verfahren und eine Vorrichtung vorgesehen, die eine Verringerung des Leistungsverlusts infolge der Verwendung einer Gleichrichtungsdiode ermöglichen können, die im Sekundärseitenkreis des Transformators in einer Sperrleistungswandlerschaltung bereitgestellt ist. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist eine Sperrwandlerschaltung vorgesehen, wobei die synchrone Gleichrichtung durch den Primärseitenkreis des Wandlers gesteuert wird, wobei es sich um ein Konzept handelt, das bereits auf der Grundlage der in 4 dargestellten Wandlerschaltung 400 erklärt wurde. Allerdings kann im Gegensatz zu dieser Wandlerschaltung 400 die Steuerschaltung zum Steuern einer Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen auch in einem diskontinuierlichen Strommodus und in einem quasiresonanten Modus mit variablen Arbeitsfrequenzen, d.h. mit variablen Frequenzen der Schaltzyklen, betrieben werden.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen besteht ein mögliches Verfahren zum Ermitteln der Zeit, die der Schalter, der im Sekundärseitenkreis angeordnet ist und eine synchrone Gleichrichtung bereitstellt, eingeschaltet bleiben muss, in der Verwendung des Volt-Sekunde-Gleichgewicht-Theorems. Die üblicherweise verwendete Gleichrichtungsdiode kann durch den eine synchrone Gleichrichtung bereitstellenden Schalter ersetzt werden. Eine Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, welche die Steuereinrichtung zum Steuern des Betriebs der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen verwendet, kann den Vorteil haben, dass, verglichen mit den Leistungsversorgungsschaltungen mit einem geschalteten Modus, die in den 1A, 1B und 3 vorgestellt sind, nur eine PWM-Schaltung erforderlich sein kann, die in der Steuereinrichtung gemäß verschiedenen Ausführungsformen bereitgestellt sein kann, wobei die Steuereinrichtung auf der Primärkreisseite der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus bereitgestellt sein kann. Die in den 1A und 1B vorgestellten Sperrwandler erfordern eine zweite PWM-Steuereinrichtung auf der Sekundärkreisseite, wodurch die Systemkosten erhöht werden. Ferner bieten die Steuereinrichtung und das Verfahren zum Steuern einer Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus die Möglichkeit einer Erhöhung der Effizienz im quasiresonanten Betriebsmodus.
  • In 6 ist eine Leistungsversorgungsschaltung mit einem geschalteten Modus (nachfolgend auch als SMPS-Schaltung bezeichnet), welche eine Steuereinrichtung zum Steuern einer Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen aufweist, dargestellt. Die Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus weist einen ersten Eingang 602 und einen zweiten Eingang 604 auf, woran eine Eingangsspannung angelegt werden kann, beispielsweise eine Eingangswechselspannung im Bereich von 85 V bis 270 V. Der erste Eingang 602 kann mit einer ersten Seite eines ersten Induktors 608 gekoppelt sein, und der zweite Eingang 604 kann mit einer ersten Seite eines zweiten Induktors 610 gekoppelt sein. Ein erster Kondensator 606 kann parallel zwischen den ersten Eingang 602 und den zweiten Eingang 604 geschaltet sein. Der erste Induktor 608 und der zweite Induktor 610 können magnetisch oder induktiv miteinander gekoppelt sein. Beispielsweise können die Induktoren in Form von Spulen bereitgestellt sein, die durch einen Kern verbunden sein können oder um einen Kern gewickelt sein können, der ein Material mit einer hohen Permeabilität, wie Eisen, Mu-Metall oder Stahl, enthält, um eine magnetische Kopplung zwischen den beiden Spulen bereitzustellen. Eine zweite Seite des ersten Induktors 608 kann mit einem ersten Eingang 612 einer Vollwellengleichrichtungsschaltung 616 gekoppelt sein, die dafür ausgelegt sein kann, eine Gleichrichtfunktionalität durch vier Dioden bereitzustellen. Eine zweite Seite des zweiten Induktors 610 kann mit einem zweiten Eingang 614 der Vollwellengleichrichtungsschaltung 616 gekoppelt sein. Ein erster Ausgang 618 der Vollwellengleichrichtungsschaltung 616 kann mit einer ersten Seite eines dritten Induktors 630 gekoppelt sein und über einen zweiten Kondensator 622 auf ein Referenzpotential, beispielsweise das Massepotential, gelegt sein. Die Seite des zweiten Kondensators 622, die auf das Referenzpotential gelegt ist, ist ferner mit einem zweiten Ausgang 620 der Vollwellengleichrichtungsschaltung 616 gekoppelt. Der erste Ausgang 618 der Vollwellengleichrichtungsschaltung 616 kann ferner über eine Serienanordnung, die einen dritten Kondensator 624, eine erste Diode 626, einen ersten Schalter 666, beispielsweise einen MOSFET-Transistor, und einen ersten Widerstand 668 aufweist, auf das Referenzpotential gelegt sein. Ein zweiter Widerstand 628 kann parallel zum dritten Kondensator 624 geschaltet sein. Die andere Seite des dritten Induktors 630 kann mit dem elektrischen Weg zwischen der ersten Diode 626 und dem ersten Transistor 666 gekoppelt sein. Der dritte Induktor 630 kann magnetisch mit einem vierten Induktor 634 und einem fünften Induktor 632 gekoppelt sein, wobei alle drei Induktoren Teile eines ersten Transformators 631 sind. Die magnetische Kopplung kann in der gleichen Weise erreicht werden wie die vorstehend beschriebene magnetische Kopplung zwischen dem ersten Induktor 608 und dem zweiten Induktor 610. Eine Seite des vierten Induktors 634 kann auf das Referenzpotential gelegt sein, und seine andere Seite kann über eine Serienanordnung, die einen dritten Widerstand 642 und eine zweite Diode 644 aufweist, mit einem ersten Anschluss VCC einer Steuereinrichtung 650 gekoppelt sein. Eine Seite eines vierten Kondensators 646 kann mit dem elektrischen Weg zwischen der zweiten Diode 644 und dem ersten Anschluss VCC der Steuereinrichtung 650 gekoppelt sein. Ein fünfter Kondensator 648 kann parallel zum vierten Kondensator 646 mit dem elektrischen Weg zwischen der zweiten Diode 644 und dem Anschluss VCC der Steuereinrichtung 650 gekoppelt sein. Die eine Seite des vierten Induktors 634 kann ferner über eine Serienanordnung, die einen vierten Widerstand 640 und einen fünften Widerstand 636 aufweist, auf das Referenzpotential gelegt sein. Der elektrische Weg zwischen dem vierten Widerstand 640 und dem fünften Widerstand 636 kann über einen sechsten Kondensator 638 auf das Referenzpotential gelegt sein und mit einem zweiten Anschluss ZCD der Steuereinrichtung 650 gekoppelt sein. Ein Steueranschluss des ersten Transistors 666, beispielsweise eine Gateelektrode, kann über einen sechsten Widerstand 664 mit einem dritten Anschluss GD der Steuereinrichtung 650 gekoppelt sein. Der elektrische Weg zwischen einem Anschluss des ersten Transistors 666 oder beispielsweise einer Sourceelektrode des ersten Transistors 666 und dem ersten Widerstand 668 kann mit einem vierten Anschluss CS der Steuereinrichtung 650 gekoppelt sein. Die Steuereinrichtung 650 kann ferner einen fünften Anschluss SRGD aufweisen, der über eine Reihenanordnung, die einen siebten Widerstand 6104 und einen siebten Kondensator 6102 aufweist, mit einer Seite eines sechsten Induktors 6100 gekoppelt ist. Die andere Seite des sechsten Induktors 6100 kann auf das Referenzpotential gelegt sein. Der sechste Induktor 6100 kann magnetisch mit einem siebten Induktor 698 gekoppelt sein, wobei die beiden Induktoren einen zweiten Transformator 699 bilden. Die bisher beschriebenen Elemente können dem Primärseitenkreis 601 der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus zugeordnet sein, der galvanisch von ihrem Sekundärseitenkreis 603 getrennt ist. Die Steuereinrichtung 650 weist ferner einen sechsten Anschluss GND auf, der auf das Referenzpotential gelegt sein kann. Nachfolgend werden die im Sekundärseitenkreis 603 enthaltenen Elemente beschrieben.
  • Ein Ende des siebten Induktors 698 kann auf das Referenzpotential gelegt sein, und seine andere Seite kann mit einem Anschluss eines vierten Transistors 684, beispielsweise seiner Basis, und einem Anschluss eines dritten Transistors 668, beispielsweise seiner Basis, über eine Serienanordnung, die einen achten Kondensator 696 und einen achten Widerstand 690 aufweist, gekoppelt sein. Ein Anschluss einer dritten Diode 694 kann an den elektrischen Weg zwischen dem achten Kondensator 696 und dem achten Widerstand 690 angeschlossen sein, und ihr anderer Anschluss kann auf das Referenzpotential gelegt sein. Ein neunter Widerstand 692 kann parallel zur dritten Diode 694 mit dem elektrischen Weg zwischen dem achten Widerstand 690 und dem achten Kondensator 696 gekoppelt sein. Ein zweiter Anschluss des vierten Transistors 684, beispielsweise der Kollektor eines pnp-BJTs (Bipolar-Sperrschichttransistors), kann über eine Serienanordnung, die einen neunten Widerstand 682 und eine vierte Diode 680 aufweist, mit einer Seite des fünften Induktors 632 gekoppelt sein. Ein dritter Anschluss des vierten Transistors 684, beispielsweise der Emitter eines pnp-BJTs, kann mit einem zweiten Anschluss des dritten Transistors 686, beispielsweise dem Emitter eines npn-BJTs, gekoppelt sein. Ein dritter Anschluss des dritten Transistors 686, beispielsweise der Kollektor eines npn-BJTs, kann über einen neunten Kondensator 688 mit dem elektrischen Weg zwischen dem neunten Widerstand 682 und dem zweiten Anschluss des vierten Transistors 684 gekoppelt sein. Der zweite Anschluss des dritten Transistors 686 kann auch mit einem Anschluss eines zweiten Schalters 678, beispielsweise einem Source/Drain-Anschluss eines MOSFET-Transistors, gekoppelt sein, der auf das Referenzpotential gelegt sein kann. Der andere Anschluss des zweiten Transistors 678, beispielsweise sein anderer Source/Drain-Anschluss, kann mit dem elektrischen Weg zwischen der vierten Diode 680 und dem fünften Induktor 632 gekoppelt sein. Ein Steueranschluss des zweiten Transistors 678, beispielsweise eine Gateelektrode, kann mit dem elektrischen Weg zwischen dem dritten Anschluss des vierten Transistors 684 und dem zweiten Anschluss des dritten Transistors 686 gekoppelt sein. Eine fünfte Diode 681 kann parallel zum zweiten Transistor geschaltet sein, d.h. wobei einer ihrer Anschlüsse mit einem Source/Drain-Anschluss des zweiten Transistors 678 gekoppelt ist und ihr anderer Anschluss mit dem anderen Source/Drain-Anschluss des zweiten Transistors 678 gekoppelt ist. Das andere Ende des fünften Induktors 632 ist mit einem ersten Ausgang 672 der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus gekoppelt. Eine Seite eines zehnten Kondensators 670 kann mit dem elektrischen Weg zwischen dem ersten Ausgang 672 und dem fünften Induktor 632 gekoppelt sein, und sein anderes Ende kann mit einem zweiten Ausgangsanschluss 674 der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus gekoppelt und auf das Referenzpotential gelegt sein.
  • Nachfolgend wird die funktionelle Struktur innerhalb der Steuereinrichtung 650 gemäß verschiedenen Ausführungsformen beschrieben.
  • Die Steuereinrichtung 650 kann eine Leistungsverwaltungsschaltung 6120 aufweisen, die an den ersten Anschluss VCC der Steuereinrichtung 650 angeschlossen sein kann. Der zweite Anschluss ZCD der Steuereinrichtung 650 kann an einen Eingang einer Nulldurchgangserkennungs- und Spannungsmessschaltung 6122 und an einen ersten Eingang einer Zeitmessschaltung 6126 angeschlossen sein. Ein Ausgang der Nulldurchgangserkennungs- und Spannungsmessschaltung 6122 kann mit einem ersten Eingang einer Sperrspitzenstrommodussteuerschaltung 6124 gekoppelt sein. Ein erster Ausgang der Sperrspitzenstrommodussteuerschaltung 6124 kann mit dem dritten Anschluss GD der Steuereinrichtung 650 und mit einem zweiten Eingang der Zeitmessschaltung 6126 gekoppelt sein. Ein zweiter Ausgang der Sperrspitzenstrommodussteuerschaltung 6124 kann mit einem ersten Eingang einer adaptiven synchronen Gleichrichtungssteuerschaltung 6130 gekoppelt sein. Ein zweiter Eingang der Sperrspitzenstrommodussteuerschaltung 6124 kann mit dem vierten Anschluss CS der Steuereinrichtung 650 gekoppelt sein. Ein Ausgang der Zeitmessschaltung 6126 kann an einen zweiten Eingang der adaptiven synchronen Gleichrichtungssteuerschaltung 6130 angeschlossen sein. Ein Ausgang der adaptiven synchronen Gleichrichtungssteuerschaltung 6130 kann mit einem Eingang einer synchronen Gleichrichtungstreiberschaltung 6128 gekoppelt sein, von der ein Ausgang an den fünften Anschluss SRGD der Steuereinrichtung 650 angeschlossen sein kann. Ein sechster Anschluss GND der Steuereinrichtung 650 kann auf das Referenzpotential, beispielsweise das Massepotential, gelegt sein.
  • Nachfolgend wird die Funktionalität der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus erklärt. Eine Eingangsspannung vom Wechselspannungs- oder Gleichspannungstyp im Bereich von etwa 85 V bis etwa 270 V kann zwischen dem ersten Eingang 602 und dem zweiten Eingang 604 der Schaltung 600 bereitgestellt werden und an den dritten Induktor 630 angelegt werden. Durch Treiben des im Primärseitenkreis 601 bereitgestellten ersten Schalters 666 in geeigneter Weise, beispielsweise durch Anlegen eines Treibersignals vom dritten Anschluss GD der Steuereinrichtung 650, einschließlich eines PWM-Signals, an den Steueranschluss des Schalters, kann der erste Schalter 666 geschlossen oder geöffnet werden. Dadurch kann ein Strom durch die Wicklung des dritten Induktors 630 fließen, und Energie kann im resultierenden Magnetfeld innerhalb des ersten Transformators 631 gespeichert werden. Das heißt, dass ein Stromfluss durch den dritten Induktor 630 zugelassen werden kann, wenn der erste Schalter 666 geschlossen wird (d.h. in einen leitenden Zustand versetzt wird), und ein Stromfluss durch den dritten Induktor 630 verhindert wird, wenn der erste Schalter 666 nicht geöffnet ist (d.h. in einen nicht leitenden Zustand versetzt ist). Der durch den dritten Induktor 630 fließende Strom baut ein Magnetfeld im ersten Transformator 631 auf. Wenn der erste Schalter 666 geöffnet wird und der im Sekundärseitenkreis 603 bereitgestellte zweite Schalter 678 daraufhin geschlossen wird, kann das Magnetfeld des ersten Transformators eine Spannung über den fünften Induktor 632 induzieren, und ein Entmagnetisierungsstrom kann durch den fünften Induktor 632 fließen, der im Sekundärseitenkreis 603 der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus bereitgestellt ist, und den zehnten Kondensator 670 der Schaltung 600 laden, der als ein die Ausgangsspannung bereitstellender Ausgangskondensator dient. Die Einschaltzeiten und die Ausschaltzeiten des zweiten Schalters 678 können durch die Steuereinrichtung 650 gesteuert werden. Ein synchrones Gleichrichtungstreibersignal kann am fünften Anschluss SRGD der Steuereinrichtung 650 ausgegeben werden und an den Steueranschluss des zweiten Schalters 678, beispielsweise die Gateelektrode des zweiten Transistors 678, über den zweiten Transformator 699 angelegt werden.
  • Die Steuereinrichtung 650 kann dafür ausgelegt sein, den Betrieb der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus auf zwei verschiedene Arten zu steuern. Die Steuereinrichtung 650 kann dafür ausgelegt sein, den synchronen Gleichrichtungsprozess im diskontinuierlichen Strommodus und im quasiresonanten Betriebsmodus der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen zu steuern. Die Steuereinrichtung 650 kann auf dem Primärseitenkreis 601 angeordnet sein, wie in 6 dargestellt ist.
  • Das erste Steuerverfahren kann ein Vorhersageverfahren sein, und es kann auf dem Volt-Sekunde-Gleichgewicht-Theorem beruhen, das, allgemein ausgedrückt, aussagt, dass die Spannung eines Induktors während einer Schaltperiode im Gleichgewichtszustand null ist. Dies bedeutet, dass das Produkt aus einer Ladespannung und einer Ladezeit, während derer die Ladespannung dem Induktor bereitgestellt wird, gleich dem Produkt aus einer Entladespannung und einer Entladezeit ist (multipliziert mit dem Verhältnis zwischen der Anzahl der Wicklungen der betreffenden Spule auf dem Primärseitenkreis und der Anzahl der Wicklungen der Spule auf dem Sekundärseitenkreis), während derer die Entladespannung durch den Induktor induziert wird. Bei der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus auf der Grundlage der Sperrwandlertopologie kann die Ladespannung in Form einer Eingangsspannung Vin auf den dritten Induktor 630 angewendet werden. Die Entladespannung kann der Ausgangsspannung Vout entsprechen. Die Eingangsspannung Vin und die Ausgangsspannung Vout können durch einen Hilfsinduktor (Erfassungsinduktor), beispielsweise den vierten Induktor 634, gemessen oder erfasst werden. Die Nulldurchgangserkennungsspannungsschaltung 6122 der Steuereinrichtung 650 kann dafür ausgelegt sein, Nulldurchgänge der Spannung (oder des entsprechenden Stroms), die über den vierten Induktor 634 gemessen werden, zu erkennen. Der Hilfsinduktor kann in den Transformator 631 aufgenommen sein, und er kann, abgesehen davon, dass er magnetisch mit dem dritten Induktor 630 gekoppelt ist, auch magnetisch mit der zweiten Seite des Transformators 631 gekoppelt sein, beispielsweise dem fünften Induktor 632. Die Informationen über die Eingangsspannung Vin und die Ausgangsspannung Vout können durch Abtasten der Spannung über den Hilfserfassungsinduktor 634 in geeigneten Zeitintervallen zusammengestellt werden. Allerdings können diese Informationen auch in kontinuierlicher Weise zusammengestellt werden. Die Nulldurchgangserkennungs- und Spannungsmessschaltung 6122 kann die Spannungsmesswerte auswerten und dadurch Informationen über die Eingangsspannung Vin und die Ausgangsspannung Vout der Schaltung 600 erhalten. Die Nulldurchgangserkennungs- und Spannungsmessschaltung 6122 kann dafür ausgelegt sein, Nulldurchgänge der am vierten Induktor 634 gemessenen Spannung zu erkennen. Die Steuereinrichtung 650 kann ferner dafür ausgelegt sein, das an ihrem dritten Anschluss GD ausgegebene Signal zu verfolgen, um die Einschaltzeit TOnPrim des ersten Schalters 666 zu ermitteln. Zusätzlich ist das Verhältnis n, das ein fester Parameter zwischen der Anzahl der Wicklungen Np der Spule auf der ersten Seite des ersten Transformators 631 und der Anzahl der Wicklungen NSek der Spule auf der zweiten Seite des ersten Transformators 631 ist, der Synchrone-Gleichrichtung-Vorhersage-Berechnungsschaltung 6130 bekannt. Es sei bemerkt, dass, weil der Hilfserfassungsinduktor, d.h. der vierte Induktor 634, von der Steuereinrichtung 6502 verwendet wird, um sowohl die Eingangsspannung als auch die Ausgangsspannung der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus abzutasten, die Anzahl der Wicklungen Np der Spule auf der ersten Seite des ersten Transformators der Anzahl der Wicklungen NAux der Hilfserfassungsspule, d.h. des vierten Induktors 634, entspricht. Die Anzahl der Wicklungen NSek der Spule auf der zweiten Seite des ersten Transformators 631 entspricht der Anzahl der Wicklungen des fünften Induktors 632. Schließlich hat die Steuereinrichtung 650 Kenntnis über alle Parameter, die erforderlich sind, um die Einschaltzeit TOnSR des zweiten Schalters 678, der im Sekundärseitenkreis 603 bereitgestellt ist, nach der folgenden Formel zu berechnen oder vorherzusagen T O n S R = T O n P r i m n ⋅ V i n V o u t ,
    Figure DE102013111348B4_0001
    so dass eine synchrone Gleichrichtung wirksam ausgeführt werden kann.
  • Das gerade beschriebene Steuerverfahren kann als ein Vorhersagesteuerverfahren bezeichnet werden, weil es auf mehreren Parametern beruht (d.h. der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vout, der Einschaltzeit TOnPrim des ersten Schalters 666 und dem Wicklungsverhältnis n des ersten Transformators 631), die bekannt sein müssen/gemessen werden müssen, um die Einschaltzeit TOnSR des zweiten Schalters 678 zu berechnen oder vorherzusagen. Die Vorhersage oder Berechnung beruht auf dem Volt-Sekunde-Gleichgewicht-Theorem. Mit anderen Worten kann die Steuereinrichtung 650 dafür ausgelegt sein, die Einschaltzeit des zweiten Schalters 678 für jeden Zyklus auf der Grundlage der gemessenen Eingangsspannung VIN, der gemessenen Ausgangsspannung und der gemessenen Einschaltzeit TOnPrim des ersten Schalters 666 vorherzusagen oder zu berechnen.
  • Aus der vorstehenden Erklärung des Vorhersagesteuerverfahrens kann gefolgert werden, dass die Genauigkeit der vorhergesagten/berechneten Einschaltzeit TOnSR des zweiten Schalters 678 von der Genauigkeit der Messungen der Eingangsspannung Vin und der Ausgangsspannung Vout abhängen kann. Die Genauigkeit, mit der diese Spannungen bestimmt werden können, wird auch durch Toleranzen der Anwendung beeinflusst. Beispielsweise können Toleranzen resistiver Spannungsteiler und die Toleranz des Wicklungsverhältnisses n des ersten Transformators 631, die während der Herstellung in einem Streuungsbereich liegt, bewirken, dass die Spannungsmessungen weniger genau sind.
  • Um eine Lösung für dieses Problem bereitzustellen, kann die Steuereinrichtung 650 ferner dafür ausgelegt werden, ein adaptives Steuerverfahren für die Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus bereitzustellen. Das adaptive Steuerverfahren kann einen Prozess zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit des ersten Transformators 631, bei der der erste Transformator 631 im Wesentlichen entmagnetisiert ist, d.h. der Zeit, bei der durch die Sekundärseite des ersten Transformators 631, d.h. des fünften Induktors 632, kein Strom fließt, aufweisen. Die Entmagnetisierungsnullstromzeit kann in einem Schaltzyklus der SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen bestimmt werden, nachdem der im Primärseitenkreis 601 bereitgestellte erste Schalter 666 ausgeschaltet worden ist. Die bestimmte Entmagnetisierungsnullstromzeit kann als ein Referenzwert zum Einstellen der Einschaltzeit TOnSR des im Sekundärseitenkreis 603 bereitgestellten synchronen Leistungsschalters, d.h. des zweiten Schalters 678, im nächsten Schaltzyklus verwendet werden. Das adaptive Steuerverfahren kann den Vorteil haben, dass sich der Regelungsprozess direkt auf den gemessenen Parameter bezieht. Mit anderen Worten ist der durch das adaptive Steuerverfahren zu regelnde Parameter der direkt gemessene Parameter selbst, der weder durch Kombinieren anderer möglicherweise ungenauer Parameter erhalten wird noch zu einem weiteren Parameter beiträgt, der schließlich zu regeln ist. Die in einem vorhergehenden Schaltzyklus bestimmte Entmagnetisierungsnullstromzeit des ersten Transformators 631 kann als Basis für das Regeln/Einstellen der Einschaltzeit TOnSR des zweiten Schalters 678 in einem folgenden Schaltzyklus bestimmt werden. Daher kann der Einfluss von Toleranzen der Anwendung auf die richtige/genaue Einstellung des zu regelnden Parameters, in diesem Fall der Einschaltzeit TOnSR des zweiten Schalters 678, der eine synchrone Gleichrichtung bereitstellt, vernachlässigt werden. Das adaptive Steuerverfahren kann auf einer primärkreisseitigen Regelung der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen beruhen, während gleichzeitig eine primärkreisseitige Regelung des synchronen Gleichrichtungsprozesses im diskontinuierlichen Strommodus und im quasiresonanten Betriebsmodus der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen bereitgestellt wird. Es sei bemerkt, dass die Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus auch im kontinuierlichen Strommodus arbeiten kann, in dem ein durch das Volt-Sekunde-Gleichgewicht-Theorem vorgeschriebenes angepasstes Schalten des ersten Transistors 666 und des zweiten Transistors 678 geschehen kann.
  • Nachfolgend wird der Betrieb der Steuereinrichtung 650 gemäß verschiedenen Ausführungsformen in weiteren Einzelheiten auf der Grundlage in den 7A bis 7D dargestellter Diagramme mit der Konzentration auf das adaptive Steuerverfahren beschrieben.
  • In den 7A bis 7D sind verschiedene Signalsequenzen, die Spannungen und Ströme darstellen, in jeweiligen Diagrammen gezeigt. Alle vier Diagramme teilen sich eine gemeinsame x-Achse 702, welche die Zeit bezeichnet. In 7A zeigt das Diagramm 700 eine Erfassungsspannung 706, die am zweiten Anschluss ZCD der Steuereinrichtung 650 erfasst oder gemessen werden kann und der Spannung des vierten Induktors 634 in 6 entspricht. Daher bezeichnet die y-Achse 704 im Diagramm 700 die Amplitude der Erfassungsspannung 706. In 7B zeigt das Diagramm 720 einen ersten Transformatorstrom 726, einschließlich eines primärseitigen Transformatorstroms 724, der einem Strom durch den auf der Primärseite 601 der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus angeordneten dritten Induktor 630 entsprechen kann, und eines sekundärseitigen Transformatorstroms 722, der einem Strom durch den auf der Sekundärseite 603 der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus angeordneten fünften Induktor 632 entsprechen kann. Daher bezeichnet die y-Achse 704 im Diagramm 720 einen Strom. Im Diagramm 740 aus 7C ist ein durch die Steuereinrichtung 650 am dritten Anschluss GD bereitgestelltes Treibersignal 746 dargestellt, das einem Gatetreibersignal entsprechen kann, welches an die Gateelektrode des ersten Transistors 666 angelegt ist, der auf der Primärkreisseite 601 der Schaltung 600 in 6 angeordnet ist. Daher bezeichnet die y-Achse 704 in 7C die Amplitude des Treibersignals 746, die, abhängig davon, ob der erste Transistor 666 einzuschalten ist (in einen leitenden Zustand zu versetzen ist) oder auszuschalten ist (in einen nicht leitenden Zustand zu versetzen ist), einen niedrigen oder einen hohen Wert annehmen kann. Im Diagramm 760 in 7D ist ein synchrones Gleichrichtungstreibersignal 760 dargestellt, das dem Signal entspricht oder davon abgeleitet ist, welches durch die Steuereinrichtung 650 an ihrem fünften Anschluss SRGD bereitgestellt wird. Das synchrone Gleichrichtungstreibersignal 760 kann an den Steueranschluss des zweiten Schalters 678, beispielsweise die Gateelektrode des zweiten Transistors 678, der auf der Sekundärkreisseite 603 der Schaltung 600 gemäß verschiedenen in 6 dargestellten Ausführungsformen angeordnet ist, angelegt werden. Daher bezeichnet die y-Achse 704 in 7D die Amplitude des Treibersignals für den zweiten Schalter 678, das analog mit dem im Diagramm 740 aus 7C dargestellten Treibersignal 746, abhängig davon, ob der zweite Schalter 678 zu schließen (aktivieren) oder zu öffnen (deaktivieren) ist, einen niedrigen Wert oder einen hohen Wert annehmen kann.
  • Zu einer ersten Zeit t1 wird das an den Steueranschluss des ersten Schalters 666 angelegte Treibersignal 746 auf einen hohen Wert geschaltet, wodurch der erste Schalter 666 aktiviert wird, so dass ein elektrischer Weg vom ersten Eingang 602 der Wandlerschaltung 600 über den dritten Induktor 630 zum Referenzpotential, beispielsweise zum Massepotential, bereitgestellt wird. Ein stetig ansteigender primärseitiger Transformatorstrom 724 (IPrim) durch den dritten Induktor 630 beginnt zu einer ersten Zeit t1 durch den dritten Induktor 630 des ersten Transformators 631 zu fließen. Es sei bemerkt, dass die Wirkung des Treibersignals 746 auf den ersten Schalter 666 von der Wahl des Schalters abhängt. In diesem Beispielszenario, in dem der erste Schalter 666 als ein Anreicherungs-MOSFET-Transistor ausgelegt sein kann, versetzt ein an die Gateelektrode des ersten Transistors 666 angelegtes hohes Potential diesen in einen leitenden Zustand. Allerdings kann der erste Schalter 666 genauso gut als ein Verarmungs-MOSFET-Transistor ausgelegt sein, so dass die Art des für das Einschalten und Ausschalten des ersten Transistors 666 erforderlichen Potentials entsprechend eingestellt werden kann. Der erste Schalter 666 kann bis zu einer zweiten Zeit t2 im leitenden Zustand bleiben. Wie im Diagramm 740 aus 7C dargestellt ist, wird ein PWM-Puls 742 mit einer Breite TOnPrim, entsprechend der Einschaltzeit des ersten Schalters 666, von der ersten Zeit t1 bis zur zweiten Zeit t2 an die Gateelektrode des ersten Schalters 666 angelegt. Weil der Hilfserfassungsinduktor, d.h. der vierte Induktor 634 in 6, magnetisch mit dem dritten Induktor 630 gekoppelt ist, wird eine Spannung im Hilfserfassungsinduktor 634 induziert und am zweiten Anschluss ZCD der Steuereinrichtung 650 gemessen. Der Wicklungssinn des dritten Induktors 630 ist zum Wicklungssinn des Hilfserfassungsinduktors 634 entgegengesetzt, weshalb eine an den dritten Induktor 630 angelegte positive Eingangsspannung Vin eine negative Spannung über den Hilfserfassungsinduktor 634 induziert, deren Wert der mit der Anzahl der Wicklungen NAux des Hilfserfassungsinduktors 634, dividiert durch die Anzahl der Wicklungen NSek des fünften Induktors 632, multiplizierten Eingangsspannung entspricht. Für die Zeit TOnPrim, während derer der erste Schalter 666 eingeschaltet bleibt, bleibt die Erfassungsspannung 706 über den Hilfserfassungsinduktor 634 bei einem konstanten negativen Wert, und der primärseitige Transformatorstrom 724 durch den dritten Induktor 630 wächst weiter linear an. Während der Einschaltzeit TOnPrim des ersten Transistors 666 kann die Eingangsspannung Vin durch die Nulldurchgangserkennungs- und Spannungsmessschaltung 6122 beispielsweise zu einer ersten Abtastzeit tS1 abgetastet werden. Während der Einschaltzeit TOnPrim des ersten Transistors 666 befindet sich der Transistor 678 auf der Sekundärkreisseite der Schaltung 600 in einem nicht leitenden Zustand, und das entsprechende synchrone Gleichrichtungstreibersignal 768 kann auf seinem niedrigen Wert, beispielsweise bei null, bleiben. Das Gleiche, was vorstehend mit Bezug auf die Wirkung des Treibersignals 742 auf den ersten Transistor 666 ausgesagt wurde, gilt auch für die Wirkung des synchronen Gleichrichtungstreibersignals 768 auf den zweiten Transistor 678. Zur zweiten Zeit t2 kann der den ersten Transistor 666 treibende PWM-Puls 742 beendet werden und kann das Treibersignal 742 auf seinen niedrigen Wert, beispielsweise auf null, zurückkehren. Nach dem Ausschalten des ersten Transistors 666 wird der Stromfluss durch den dritten Induktor 630 unterbrochen. Der zweite Transistor 678 kann dann durch einen entsprechenden Wert des synchronen Gleichrichtungstreibersignals 768, beispielsweise einen hohen Signalpegel davon, eingeschaltet werden, und ein Entmagnetisierungsstrom 722 (ISec) kann durch den fünften Induktor 632 fließen und beispielsweise den zehnten Kondensator 670 laden. Wie im Diagramm 760 in 7D dargestellt ist, kann der zweite Transistor 678 bis zu einer dritten Zeit t3 eingeschaltet bleiben, so dass die Zeitspanne TOnSR zwischen der zweiten Zeit t2 und der dritten Zeit t3 der Einschaltzeit des zweiten Transistors 678 oder mit anderen Worten der Synchrongleichrichtungszeit entspricht, während derer sich der zweite Transistor 678 in einem leitenden Zustand befindet. Während dieser Zeit nimmt der Entmagnetisierungsstrom ISec (der im fünften Induktor 632 induzierte sekundärseitige Transformatorstrom 722) stetig ab, wie im Diagramm 720 aus 7B ersichtlich ist. Der sekundärseitige Transformatorstrom 722 induziert eine Spannung über den Hilfserfassungsinduktor 634, deren Wert der am ersten Ausgang 672 und am zweiten Ausgang 674 der SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen bereitgestellten Ausgangsspannung Vout, multipliziert mit dem Verhältnis zwischen der Anzahl der Wicklungen NAUX des Hilfserfassungsinduktors 634 und der Anzahl der Wicklungen NSek des fünften Induktors 632, entspricht. Der zweite Schalter 678 kann zur Zeit t3 ausgeschaltet werden, selbst wenn der erste Transformator 631 bis zu einer vierten Zeit t4 keinen Zustand erreicht, in dem er entmagnetisiert ist. Es ist ersichtlich, dass die vierte Zeit t4 der Entmagnetisierungsnullstromzeit entspricht, weil zu dieser Zeit, wie im Diagramm 720 in 7B ersichtlich ist, der durch den Induktor auf der Sekundärseite des ersten Transformators 631, d.h. den fünften Induktor 632, fließende Entmagnetisierungsstrom infolge der Entmagnetisierung des ersten Transformators 631 auf Null abfällt.
  • Die Zeitspanne zwischen der dritten Zeit t3 und der vierten Zeit t4 entspricht einem Sicherheitszeitspielraum TSM. In einem Idealfall würde der zweite Transistor 678 zu der Zeit ausgeschaltet werden, zu der der Entmagnetisierungsstrom auf der Sekundärkreisseite 603 null erreicht, d.h. zur vierten Zeit t4, die der Entmagnetisierungsnullstromzeit entspricht. Allerdings kann der zweite Transistor 678 infolge von Toleranzen der verwendeten Komponenten und möglicher Fehlerspielräume ausgeschaltet werden, bevor der erste Transformator 631 vollkommen entmagnetisiert ist und der Entmagnetisierungsstrom 722 seinen Nullwert erreicht. Ein solches früheres Ausschalten des zweiten Transistors 678 kann Situationen verhindern, in denen der zehnte Kondensator 670, der als ein Energiespeicher dient, welcher die Ausgangsspannung Vout einer Ausgangslast bereitstellt, die mit dem ersten Ausgang 672 und dem zweiten Ausgang 674 der Schaltung 600 verbunden sein kann, über den fünften Induktor 632 und den zweiten Transistor 678 an Masse entladen wird. Ein solcher Entladestrom führt direkt zu einem Leistungsverlust, weil der zehnte Kondensator 670 unnötig entladen wird. Eine Entladung des zehnten Kondensators 670 findet immer dann statt, wenn der zweite Transistor 678 eingeschaltet bleibt, nachdem der erste Transformator 631 vollständig entmagnetisiert wurde. Daher kann der zweite Transistor 678, um diese unvorteilhaften Wirkungen zu vermeiden, um einen Zeitraum, der gleich dem Sicherheitszeitspielraum TSM ist, vor der dritten Zeit t3 ausgeschaltet werden.
  • Zwischen der dritten Zeit t3 und der vierten Zeit t4 fällt der Entmagnetisierungsstrom 722 (ISec) bis zur vierten Zeit t4, an der er null erreicht, weiter linear ab. Während dieser Zeit ist der zweite Transistor 678 bereits ausgeschaltet, der erste Transformator 631 jedoch noch nicht entmagnetisiert. Während dieser Zeit kann der Entmagnetisierungsstrom durch die Körperdiode des zweiten Transistors 678 und/oder durch die fünfte Diode 681 übertragen werden.
  • Während eines Normalbetriebs der SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann der erste Transistor 666 eingeschaltet werden, nachdem der zweite Transistor 678 ausgeschaltet wurde, so dass ein neuer Zyklus des Speicherns von Energie im Magnetfeld des dritten Induktors 630 und des anschließenden Übertragens dieser Energie über den fünften Induktor 632 zum Kondensator 670 beginnen kann. Der erste Transistor 666 kann im Prinzip beispielsweise zur dritten Zeit t3 oder zu einer späteren Zeit wieder eingeschaltet werden. Es können verschiedene SMPS-Betriebsmodi, abhängig davon, wann der zweite Transistor 678 tatsächlich eingeschaltet wird, verwirklicht werden.
  • Falls der zweite Transistor 678 zur dritten Zeit t3 wieder eingeschaltet wird, ist der sekundärseitige Transformatorstrom 722 praktisch nie null (oder während eines vernachlässigbaren Zeitraums oder nur zu einem Zeitpunkt technisch null). In diesem Fall würde die SMPS-Schaltung 600 im kontinuierlichen Strommodus arbeiten.
  • Falls der zweite Transistor 678 andererseits zu einer späteren Zeit als der dritten Zeit t3 eingeschaltet wird, bleibt der sekundärseitige Transformatorstrom 722 bei null oder fällt sogar unter null ab (abhängig davon, ob ein Entladeweg für die im zehnten Kondensator 670 gespeicherten Ladungen, beispielsweise über eine Diode, bereitgestellt ist), und die SMPS-Schaltung 600 arbeitet daher im diskontinuierlichen Strommodus.
  • Im Diagramm 700 in 7A ist ersichtlich, dass die Erfassungsspannung 706 zur vierten Zeit t4 zu oszillieren beginnt. Zu dieser Zeit bleibt der erste Transistor 666 auf der Primärseite 601 der SMPS-Schaltung 600 ausgeschaltet. Die Oszillation wird durch parasitäre Kapazitäten, beispielsweise die Source-Drain-Kapazität des ersten Transistors 666 und/oder die Source-Drain-Kapazität des zweiten Transistors 678 und/oder parasitäre Kapazitäten des Transformators 632, hervorgerufen. Eine Oszillationsperiode Tose dieser Oszillation wird durch die Systemparameter bestimmt und umfasst auch die erwähnten parasitären Kapazitäten und die im System inhärenten parasitären Induktivitäten.
  • Das Ziel des adaptiven Steuerverfahrens besteht darin, einen optimalen Zeitpunkt für das Ausschalten des zweiten Transistors 687 bereitzustellen. Hier wird angenommen, dass der zweite Transistor 678 zur vierten Zeit t4, d.h. zur Magnetisierungsnullstromzeit, auszuschalten ist. Daher muss die Magnetisierungsnullstromzeit so genau wie möglich bestimmt werden. Dies kann in der Weise erfolgen, die nachstehend in weiteren Einzelheiten beschrieben wird.
  • In einem ersten Schritt kann die Steuereinrichtung 650 dafür ausgelegt werden, eine gemessene Zeitperiode TMes zu ermitteln/zu messen. Die Messung dieser Zeitperiode kann durch eine abfallende Flanke des von der Steuereinrichtung 650 an ihrem dritten Anschluss GD ausgegebenen Treibersignals 746 ausgelöst werden. Mit anderen Worten kann der Anfang der gemessenen Zeitperiode TMes mit dem Ausschalten des ersten Transistors 666 zusammenfallen. Die Messung der gemessenen Zeitperiode TMes kann abgeschlossen werden, wenn die Nulldurchgangserkennungs- und Spannungsmessschaltung 6122 einen Nulldurchgang der Erfassungsspannung 706 über den vierten Induktor 634, in diesem Beispielszenario den ersten Nulldurchgang der Erfassungsspannung 706, erkennt. Der erste Nulldurchgang der Erfassungsspannung geschieht zu einer fünften Zeit t5 ein Viertel der Oszillationsperiode TOSC/4 später als die eigentliche Nullmagnetisierungsstromzeit t4. Es dauert ein Viertel der Oszillationsperiode TOSC/4, bis die Erfassungsspannung 706 von ihrem Wert zur vierten Zeit t4 auf Null zur fünften Zeit t5 „heruntergeschwungen“ ist. Daher kann die Entmagnetisierungszeitperiode TSec anhand der gemessenen Zeitperiode TMes erhalten werden, indem davon ein Viertel der Oszillationsperiode TOSC/4 subtrahiert wird. Die Entmagnetisierungszeitperiode TSec entspricht dem Zeitintervall, während dessen der sekundärseitige Strom 722 von seinem anfänglich von Null verschiedenen Wert zu der Zeit, zu der der erste Schalter 666 ausgeschaltet ist, auf Null abfällt. Die Oszillationsperiode Tose ist von der an die SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen angeschlossenen Last unabhängig. Ferner berücksichtigt die Oszillationsperiode Tose Komponententoleranzen und parasitäre Beiträge des Gesamtsystems, welche die Oszillationsperiode TOSC beeinflussen können. Die Oszillationsperiode TOSC kann in einem Schaltzyklus während einer anfänglichen Einleitphase der SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen bestimmt werden, indem die Zeitdifferenz zwischen jeglichen zwei Nulldurchgängen der Erfassungsspannung 706 ermittelt wird (beispielsweise können ein erster Nulldurchgang 708 und ein dritter Nulldurchgang 712 ausgewertet werden, um die Oszillationsperiode Tose zu ermitteln, oder es können ein erster Nulldurchgang 708 und ein zweiter Nulldurchgang 710 ausgewertet werden, um eine Hälfte der Oszillationsperiode TOSC zu ermitteln).
  • Sobald die Entmagnetisierungszeitperiode TSec bestimmt wurde, beispielsweise durch die Zeitmessschaltung 6126 der Steuereinrichtung 650, kann sie der adaptiven synchronen Gleichrichtungssteuerschaltung 6130 bereitgestellt werden. Im Prinzip kann die Einschaltzeit TOnSR des zweiten Transistors 678 gleich der Entmagnetisierungszeitperiode TSec eingestellt werden. Allerdings kann, wie vorstehend erwähnt wurde, die Sicherheitsspielraumzeitperiode TSM berücksichtigt werden müssen, so dass die adaptive synchrone Gleichrichtungssteuerschaltung 6130 dafür ausgelegt sein kann, die Sicherheitsspielraumzeitperiode TSM von der bestimmten Entmagnetisierungszeitperiode TSec zu subtrahieren. Demgemäß kann die sich ergebende adaptiv ermittelte Zeitperiode TOnSR der eigentlichen Einschaltzeit des zweiten Transistors 678 entsprechen: T OnSR = T Mes − T OSC/4 − T SM .
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    Die synchrone Gleichrichtungstreiberschaltung 6128 kann dafür ausgelegt sein, den Tastgrad des synchronen Gleichrichtungstreibersignals 768 entsprechend einzustellen und dieses eingestellte synchrone Gleichrichtungstreibersignal 768 an den Gateanschluss des zweiten Transistors 678 anzulegen.
  • Mit dem gerade beschriebenen adaptiven Steuerverfahren ist es möglich, die Einschaltzeit des zweiten Transistors 678 in einem Schaltzyklus auf der Grundlage der im vorhergehenden Schaltzyklus der SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen bestimmten Entmagnetisierungszeitperiode TSec einzustellen. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann sich ein Schaltzyklus der SMPS-Schaltung 600 auf das Zeitintervall beziehen, das mit dem Einschalten des ersten Schalters 666 beginnt und mit dem erneuten Einschalten des ersten Schalters 666, nachdem der zweite Schalter ein- und ausgeschaltet wurde, endet. Der Sicherheitszeitspielraum TSM kann ein einstellbarer Parameter sein, der entsprechend einer sich ändernden Arbeitsumgebung der entsprechenden SMPS-Anwendung eingestellt werden kann, wobei die Arbeitsumgebung beispielsweise die Eingangsspannung Vin, die Ausgangsspannung Vout, die mit der SMPS-Anwendung gekoppelte Last sowie die Frequenz des PWM-Treibersignals für den ersten Transistor 666 und den zweiten Transistor 678 umfassen kann.
  • Wenn die SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen zum ersten Mal eingeschaltet wird, kann das zuvor beschriebene Vorhersagesteuerverfahren verwendet werden, um eine anfängliche Einschaltzeit TOnSR des zweiten Schalters 678 zu ermitteln. Alternativ kann eine Standardeinschaltzeit TOnSR definiert werden oder eine Standardeinschaltzeit TOnSR aus mehreren Einschaltzeiten TOnSR, abhängig von Anfangsbedingungen der SMPS-Schaltung 600 in der Art des Betrags der Eingangsspannung Vin und/oder der Ausgangsspannung Vout und/oder des Betrags der damit gekoppelten Last, ausgewählt werden. Beginnend mit dem nächsten Schaltzyklus, kann die Einschaltzeit TOnSR des zweiten Schalters 678 in der gerade beschriebenen Weise eingestellt werden, um ein optimales Schalten des zweiten Transistors 678 zu erhalten.
  • Solange der zweite Schalter 678 vor der Entmagnetisierungsnullstromzeit t4 ausgeschaltet ist, ändert sich die gemessene Zeitperiode TMes nicht, weil das Magnetfeld des ersten Transformators 631 während der Einschaltzeit TOnPrim des ersten Transistors 666 aufgebaut wird und die in Form des Magnetfelds im ersten Transformator 631 gespeicherte Energiemenge die Entmagnetisierungszeitperiode TSec, d.h. die Zeit, die das Magnetfeld benötigt, um auf Null abzufallen, definiert. Diese Annahme ist gültig, falls ein Gleichgewichtszustand der SMPS-Schaltung 600 angenommen wird, d.h. ein Zustand, in dem die Last unverändert bleibt. Falls der zweite Transistor 678 allerdings zu spät ausgeschaltet wird, d.h. zu einer Zeit, die später als die Entmagnetisierungsnullstromzeit t4 liegt, wird die gemessene Zeitperiode TMes größer. Daher kann die in irgendeinem Schaltzyklus gemessene Zeitperiode TMes mit der gemessenen Zeitperiode TMes des letzten Schaltzyklus verglichen werden. Falls keine Erhöhung der gemessenen Zeitperiode TMes festgestellt wird, kann der Sicherheitsspielraum TSM verringert werden, um die eigentliche Ausschaltzeit (in diesem Beispiel die dritte Zeit t3) des zweiten Transistors 678 näher zur durch die vierte Zeit t4 dargestellten theoretisch optimalen Ausschaltzeit zu bewegen. Eine, verglichen mit der gemessenen Zeitperiode TMes in einem vorhergehenden Schaltzyklus, längere gemessene Zeitperiode TMes gibt an, dass der zweite Schalter 678 zu einer Zeit nach der vierten Zeit t4, d.h. nach der Magnetisierungsnullstromzeit, ausgeschaltet wurde. In einem solchen Fall geht Leistung verloren, weil der Kondensator 670 über den eingeschalteten zweiten Schalter 678 entladen wird. In einer solchen Situation kann die Einschaltzeit TOnSR für den nächsten Schaltzyklus durch Vergrößern des Sicherheitsspielraums TSM verringert werden. Der Sicherheitsspielraum TSM kann dann auf einen Standardwert erhöht werden oder mit einem vordefinierten Faktor multipliziert werden oder auf den letzten funktionierenden Sicherheitsspielraum TSM zurückgesetzt werden oder in einer anderen geeigneten Weise vergrößert werden. Einer der Aspekte des adaptiven Steuerverfahrens kann ein iterativer schrittweiser Näherungsprozess des Sicherheitsspielraums TSM sein, während eine Bedingung geprüft wird. Sobald die Bedingung erfüllt ist (d.h. sobald eine Erhöhung der gemessenen Zeitperiode TMes erkannt wird), wird der Näherungsprozess abgeschlossen, und der Sicherheitsspielraum TSM wird auf einen größeren, in einem Sinne sichereren Wert zurückgesetzt. Zusammenfassend kann ausgesagt werden, dass das adaptive Steuerverfahren während eines Betriebs der SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen in einem Betrieb im Gleichgewichtszustand auf einem Zyklus für Zyklus erfolgenden schrittweisen Einstellen des Sicherheitsspielraums TSM beruhen kann.
  • Die gerade beschriebene Prozedur ist in 10 für den Fall einer konstanten Last zusammengefasst. Im Diagramm 1000 in 10 ist eine Zusammensetzung der gemessenen Zeitperiode TMes in jedem der jeweiligen Schaltzyklen in einer Beispielsequenz von Schaltzyklen des SMPS-Wandlers gemäß verschiedenen Ausführungsformen dargestellt. Jede gemessene Zeitperiode TMes besteht aus der zu ermittelnden Einschaltzeit TOnSR des zweiten Transistors 678, dem gemessenen Viertel der Oszillationsperiode TOSC/4 und dem Sicherheitszeitspielraum TSM. Die Breiten der Rechtecke, welche die drei zur gemessenen Zeit TSM beitragenden Zeitperioden darstellen, sind nicht als die tatsächlichen Verhältnisse zwischen diesen Zeitperioden widerspiegelnd anzusehen, und das in 10 dargestellte Diagramm 1000 zeigt vielmehr qualitative Aspekte der Anpassungsprozedur.
  • Der 1. Schaltzyklus 1002 kann ein beliebiger Schaltzyklus während des Betriebs der SMPS-Schaltung gemäß verschiedenen Ausführungsformen sein, der als der „Anfangsschaltzyklus“ gewählt ist, welcher die Anfangsbedingung für die folgende Analyse definiert. Falls der 1. Schaltzyklus 1002 tatsächlich der allererste Schaltzyklus der SMPS-Schaltung ist, nachdem sie eingeschaltet wurde, kann der Sicherheitszeitspielraum TSM beispielsweise einem bestimmten Prozentsatz der Einschaltzeit TOnSR des zweiten Transistors 678 entsprechen, die durch das bereits zuvor beschriebene Vorhersagesteuerverfahren bestimmt werden kann. Alternativ kann der Sicherheitszeitspielraum TSM einen Standardwert annehmen, der an die Arbeitsbedingungen der SMPS-Schaltung in dem Moment, in dem sie eingeschaltet wird, weiter angepasst werden kann oder nicht (beispielsweise aus einer Liste mehrerer Standardwerte ausgewählt wird, die abhängig von Anfangs- und/oder Arbeitsbedingungen gewählt werden können).
  • Wie im Diagramm 1000 in 10 ersichtlich ist, bleibt der Beitrag zur gemessenen Zeitperiode TMes,I von der Oszillationszeitperiode TOSC/4 zwischen dem 1. Schaltzyklus 1002 und dem n-ten Schaltzyklus 1006 konstant. Daher kann der Sicherheitszeitspielraum TSM schrittweise verringert werden, so dass sich die Einschaltzeit TOnSR des zweiten Transistors 678 schrittweise ihrem der Entmagnetisierungszeitperiode TSec entsprechenden Optimalwert nähern kann. Das schrittweise Verringern des Sicherheitszeitspielraums TSM kann mehrere Schaltzyklen dauern. In jedem Schaltzyklus wird eine Bedingung geprüft, ob die gemessene Zeitperiode TMes in Bezug auf die gemessene Zeitperiode TMes im vorhergehenden Schaltzyklus erhöht wurde. Allerdings kann ein beweglicher Durchschnitt der vorhergehenden zwei, drei, vier oder fünf oder mehr Schaltzyklen als Basis für den Vergleich berücksichtigt werden. Wie im Diagramm 1000 in 10 ersichtlich ist, ist die Bedingung vom 1. Schaltzyklus 1002 bis zum 2. Schaltzyklus 1004 nicht erfüllt und auch bis zum n-ten Schaltzyklus 1006 nicht erfüllt. Mit anderen Worten wurde der Sicherheitszeitspielraum TSM, beginnend mit dem 2. Schaltzyklus bis zum n-ten Schaltzyklus, schrittweise verringert, ohne dass die gemessene Zeitperiode TMes verlängert wurde. Dies bedeutet, dass der zweite Transistor 678 in jedem Schaltzyklus bis zum n-ten Schaltzyklus 1006 vor der Entmagnetisierungsnullstromzeit (siehe vierte Zeit t4 in 7B) noch ausgeschaltet ist. Daher wird der Sicherheitszeitspielraum TSM beim Übergang vom n-ten Schaltzyklus 1006 zum (n+1)-ten Schaltzyklus 1008 weiter verringert. Allerdings wird im (n+1)-ten Schaltzyklus 1008, verglichen mit der zuvor gemessenen Zeitperiode TMes,1, eine längere gemessene Zeitperiode TMes,2 gemessen. Daher ist die Bedingung im (n+1)-ten Schaltzyklus 1008 erfüllt, was angibt, dass die Einschaltzeit TOnSR des zweiten Schalters 678 zu lang ist, d.h. dass der zweite Schalter nach der Magnetisierungsnullstromzeit ausgeschaltet ist. Daher wird der Sicherheitszeitspielraum TSM nicht weiter vergrößert. Stattdessen kann der Sicherheitszeitspielraum TSM, beispielsweise auf einen vorgegebenen Standardwert oder seinen Wert vom letzten Schaltzyklus, wo die Bedingung nicht erfüllt war, verringert werden. Die Verringerung des Sicherheitszeitspielraums TSM, wenn die Bedingung erfüllt ist, zielt darauf ab, die Einschaltzeit TOnSR des zweiten Transistors 678 zu verringern, so dass er ausgeschaltet wird, bevor der erste Transformator 631 den Entmagnetisierungszustand erreicht.
  • Die gerade auf der Grundlage von 10 beschriebene adaptive Prozedur kann auch in dem Sinne geändert werden, dass der Optimalwert der Sicherheitsspielraumzeit TSM angenähert wird, indem die Sicherheitsspielraumzeit TSM von null beginnend schrittweise erhöht wird. Gemäß dieser alternativen Ausführungsform der adaptiven Prozedur nimmt die gemessene Zeitperiode TMes unter der Annahme, dass die Einschaltzeit TOnSR zu lang ist, von einem Schaltzyklus zum nächsten Schaltzyklus ab, und sobald die Einschaltzeit TOnSR des zweiten Transistors 768 bis unter den Wert der Entmagnetisierungszeitperiode TSec verringert wurde, bleibt die gemessene Zeitperiode TMes konstant, und die Näherungsprozedur kann enden.
  • Der Sicherheitsspielraum TSM kann auch im adaptiven Steuerverfahren während einer Laständerung, d.h. unter Nichtgleichgewichtszustandsbedingungen der SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen, eine entscheidende Rolle spielen. Im Prinzip muss zunehmenden Lasten und abnehmenden Lasten, einschließlich, im letztgenannten Fall, des Extremfalls einer Entkopplung einer Last von der entsprechenden SMPS-Anwendung (Lastabfall), Rechnung getragen werden. Die adaptive synchrone Gleichrichtungssteuerschaltung 6130 kann Informationen in Bezug auf die Art einer Laständerung (zunehmend oder abnehmend) vom Zustand eines Proportional-Integral-Filters (PI-Filters) erhalten, das in der Sperrspitzenstrommodussteuerschaltung 6124 bereitgestellt ist, und diese Informationen verwenden, um den Sicherheitsspielraum TSM während der Einschwingzeit der Ausgangsspannung Vout nach einer Laständerung entsprechend einzustellen.
  • Eine Lasterhöhung bewirkt, dass die Entmagnetisierungszeitperiode TSec im eingeschwungenen Zustand (Gleichgewichtszustand) verlängert wird. In Reaktion darauf kann der Sicherheitszeitspielraum TSM auf einen größeren Wert gesetzt werden, der durch den in der Sperrspitzenstrommodussteuerschaltung 6124 bereitgestellten PI-Regler ausgelöst wird. Nachdem sich der PI-Regler eingeschwungen hat, kann der Sicherheitszeitspielraum TSM iterativ eingestellt werden, um den kleinstmöglichen Wert in der vorstehend beschriebenen Weise zu erreichen. Vom Standpunkt des PWM-Treibersignals betrachtet, entspricht diese Situation einer adaptiven Erhöhung der Einschaltzeit TOnSR des synchronen Leistungsschalters (des zweiten Transistors 678).
  • Eine Lastverringerung bewirkt, dass die Entmagnetisierungszeitperiode TSec im eingeschwungenen Zustand (Gleichgewichtszustand) verkürzt wird. In Reaktion darauf kann der Sicherheitsspielraum TSM auf einen größeren Wert gesetzt werden, der durch den in der Sperrspitzenstrommodussteuerschaltung 6124 bereitgestellten PI-Regler ausgelöst wird. Weil ein vollständiger Lastabfall als ein mögliches Szenario betrachtet wurde, kann die Einschaltzeit TOnSR des zweiten Transistors 678 während der ersten Schaltzyklen nach dem Abfallen der Last, bis sich der PI-Regler in einem vordefinierten Zielgebiet eingeschwungen hat, in etwa auf 0 gelegt werden. Nachdem sich der PI-Regler eingeschwungen hat und sein Ausgangssignal seinen Gleichgewichtszustandswert erreicht hat, kann die Einschaltzeit TOnSR des zweiten Transistors 678 für den nächsten Schaltzyklus ermittelt werden, indem die Entmagnetisierungszeitperiode TSec aus der Messung der gemessenen Zeitperiode TMes bestimmt wird, wie vorstehend beschrieben wurde.
  • An Stelle der Verwendung des Ausgangssignals des in der Sperrspitzenstrommodussteuerschaltung 6124 bereitgestellten PI-Reglers kann das Eingangssignal des PI-Reglers verwendet werden, um zu ermitteln, ob die mit dem Ausgang der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen gekoppelte Last zunimmt oder abnimmt. Ferner kann durch Überwachen der Ausgangsspannung Vout der Zustand der mit dem Ausgang der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen gekoppelten Last bestimmt werden, wobei eine unter einen vorgegebenen Ausgangsspannungswert abfallende Ausgangsspannung Vout eine zunehmende Last angeben kann und eine über den vorgegebenen Ausgangsspannungswert ansteigende Ausgangsspannung Vout eine abnehmende Last angeben kann.
  • Unabhängig von der Art der Laständerung, d.h. einer Erhöhung oder einer Verringerung der Last, kann der Sicherheitszeitspielraum TSM, nachdem er auf einen größeren Wert erhöht wurde, schrittweise verringert werden, damit er sich seinem optimalen Wert nähert, indem der in 10 beschriebene adaptive Prozess angewendet wird.
  • Um Schaltverluste zu minimieren, kann der erste Transistor 666 bei einer laufenden SMPS-Anwendung bei Nulldurchgängen der Erfassungsspannung 706 eingeschaltet werden. Ein Nulldurchgang der Erfassungsspannung 706 kann durch die Nulldurchgangserkennungs- und Spannungsmessschaltung 6122 leicht erkannt werden. Das Wiedereinschalten des ersten Transistors 666 am ersten Nulldurchgang 708, am zweiten Nulldurchgang 710 oder am dritten Nulldurchgang 712 (oder einem weiteren Nulldurchgang im oszillierenden Teil der Erfassungsspannung 706) führt zum so genannten quasiresonanten Betrieb der SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen. Der quasiresonante Betriebsmodus kann als ein Spezialfall des diskontinuierlichen Strommodus angesehen werden.
  • Das Auslösen des Einschaltens des ersten Schalters 666 auf der Primärseite der SMPS-Schaltung 600 durch Nulldurchgänge (an Stelle der Entmagnetisierungsnullstromzeit) kann beispielsweise in Niederlastbedingungen verwendet werden. Bei niedrigen an die SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen angeschlossenen Lasten wird die Einschaltzeit TOnPrim des ersten Transistors 666 kürzer, weil nur wenig Energie erforderlich ist, was folglich dazu führt, dass kürzere Entmagnetisierungszeitperioden TSec erforderlich sind, damit der sekundärseitige Transformatorstrom ISec null erreicht. Figürlich gesprochen, würde das Dreieck im Diagramm 720 in 7A kleiner werden und eine kürzere Basis aufweisen. Dies würde zu einer höheren Frequenz des den Schaltern in der SMPS-Schaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen bereitgestellten PWM-Signals führen. Durch Auslösen des Einschaltens des ersten Transistors 666 am ersten Nulldurchgangspunkt 708, am zweiten Nulldurchgangspunkt 710, am dritten Nulldurchgangspunkt 712 oder an einem weiteren Nulldurchgangspunkt kann eine Erhöhung der Frequenz des PWM-Signals wirksam verhindert werden, während der erste Transistor 666 selektiv zu Zeiten eingeschaltet wird, zu denen die an ihn angelegte Spannung null erreicht, wodurch Schaltverluste minimiert werden.
  • Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen kann die Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus auch umgekehrt betrieben werden, d.h. eine Eingangswechselspannung kann an ihren ersten Ausgang 672 und ihren zweiten Ausgang 674 angelegt werden und in eine Ausgangsgleichspannung umgewandelt werden, die an ihrem ersten Eingang 602 und ihrem zweiten Eingang 604 bereitgestellt werden kann. In dem Fall, dass die Leistungsversorgungsschaltung 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen umgekehrt betrieben wird, kann sie verwendet werden, um eine niedrigere Eingangsspannung in eine höhere Ausgangsgleichspannung umzuwandeln. Dann würde die Rolle des ersten Transistors 666 und des zweiten Transistors 678 invertiert werden. Das heißt, dass die Einschaltzeit 764 des zweiten Transistors 678 (entsprechend der Synchrongleichrichtungszeit TOnSR) durch die Steuereinrichtung 650 bestimmt oder vorgegeben werden würde und die Steuereinrichtung 650 dann die Einschaltzeit TOnPrim des ersten Transistors 666 entsprechend berechnen oder vorhersagen könnte. Wie im zuvor beschriebenen Vorwärtsbetriebsmodus der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus gemäß verschiedenen Ausführungsformen können die erforderlichen Informationen über die Eingangsspannung Vin und die Ausgangsspannung Vout durch den vierten Induktor 634 erhalten werden, der zusammen mit der Nulldurchgangserkennungs- und Spannungsmessschaltung 6122 über den zweiten Anschluss ZCD der Steuereinrichtung 650 die Spannung über oder den Strom durch beliebige der anderen im ersten Transformator 631 enthaltenen Induktoren sozusagen „überwacht“.
  • In 8 ist ein Flussdiagramm 800 dargestellt, welches das adaptive Steuerverfahren gemäß verschiedenen Ausführungsformen beschreibt, die durch die Steuereinrichtung 650 der Leistungsversorgungsschaltung 600 mit einem geschalteten Modus implementiert werden können. Das adaptive Steuerverfahren kann ein Verfahren zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit, zu der ein Transformator im Wesentlichen entmagnetisiert ist, für eine Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, die einen Transformator aufweist, sein.
  • In einem ersten Schritt 802 des Verfahrens gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann ein erster Strom durch eine Wicklung einer Seite des Transformators angewendet werden.
  • In einem nächsten Schritt 804 kann der erste Stromfluss unterbrochen werden. Dies kann durch Öffnen eines Schalters, beispielsweise eines Transistors, in einer mit der einen Seite des Transformators gekoppelten Schaltung erreicht werden.
  • In einem nächsten Schritt 806 kann eine Zeit gemessen werden, zu der eine Spannung über eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird.
  • In einem nächsten Schritt kann die Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der gemessenen Zeit bestimmt werden.
  • In 9 ist eine Schaltungsanordnung 900 zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit, zu der ein Transformator im Wesentlichen entmagnetisiert ist, dargestellt. Die Schaltungsanordnung 900 kann in Kombination mit einer Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus mit einem Transformator und einer ersten Seite und einer zweiten Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind, verwendet werden.
  • Die Schaltungsanordnung 900 kann eine Stromversorgung 902 aufweisen, die dafür ausgelegt ist, einen ersten Strom durch eine Wicklung einer Seite des Transformators zu führen. Die Stromversorgung 902 kann daher mit der Wicklung der einen Seite des Transformators gekoppelt sein. Die Schaltungsanordnung 900 kann ferner eine Steuerschaltung 904 aufweisen, die dafür ausgelegt ist, den Stromfluss des ersten Stroms zu unterbrechen. Der Stromfluss des ersten Stroms kann beispielsweise durch Ausschalten eines Schalters unterbrochen werden, der in der mit der einen Seite des Transformators gekoppelten Schaltung bereitgestellt sein kann. Die Schaltungsanordnung 900 kann ferner eine Messschaltung 906 aufweisen, die dafür ausgelegt ist, eine Zeit zu messen, zu der eine Spannung über eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird. Die Schaltungsanordnung 900 kann ferner eine Bestimmungsschaltung 908 aufweisen, die dafür ausgelegt ist, die Entmagnetisierungsnullstromzeit unter Verwendung der gemessenen Zeit zu ermitteln. Die verschiedenen gerade aufgelisteten Schaltungen können durch entsprechende elektrische Verbindungen miteinander verbunden sein, so dass sie alle miteinander kommunizieren können.
  • Wenngleich die Erfindung mit Bezug auf spezifische Ausführungsformen eingehend dargestellt und beschrieben wurde, sollten Fachleute verstehen, dass verschiedene Änderungen an der Form und den Einzelheiten davon vorgenommen werden können, ohne vom Gedanken und dem durch die anliegenden Ansprüche definierten Schutzumfang der Erfindung abzuweichen. Der Schutzumfang der Erfindung wird demgemäß durch die anliegenden Ansprüche angegeben, und alle Änderungen, die innerhalb der Bedeutung und des Äquivalenzbereichs der Ansprüche liegen, sollen daher dadurch eingeschlossen werden.

Claims (23)

  1. Verfahren (800) zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit (Tsec), zu der ein Transformator im Wesentlichen entmagnetisiert ist, für eine Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, die einen Transformator aufweist, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Leiten eines ersten Stroms (IPrim) durch eine Wicklung einer Seite des Transformators (802), Unterbrechen des Stromflusses des ersten Stroms (804), Ermöglichen, dass ein zweiter Strom (ISec) während einer vorgegebenen Zeitperiode durch eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators fließt, wobei die vorgegebene Zeitperiode unter Berücksichtigung eines vorgegebenen Sicherheitszeitspielraums (TSM) bestimmt wird, Messen einer Zeit (TMes), zu der eine Spannung über der Wicklung der anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird (806), Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit (TSec) unter Verwendung der gemessenen Zeit (TMes) (808), und Verringern, im eingeschwungenen Zustand der Leistungsversorgung, des Sicherheitszeitspielraums (TSM) falls die gemessene Zeit (TMes) sich gegenüber einer zuvor bestimmten gemessenen Zeit (TMes) nicht erhöht hat.
  2. Verfahren (800) nach Anspruch 1, welches ferner aufweist: Vergrößern, im eingeschwungenen Zustand der Leistungsversorgung, des Sicherheitszeitspielraums (TSM) falls die gemessene Zeit (TMes) sich gegenüber einer zuvor bestimmten gemessenen Zeit (TMes) erhöht hat.
  3. Verfahren (800) nach Anspruch 1 oder 2, welches ferner aufweist: mehrmaliges Wiederholen des Verfahrens, wobei die Entmagnetisierungsnullstromzeit jeweils unter Verwendung der Zeit ermittelt wird, zu der die jeweilige Spannung über die Wicklung der anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird.
  4. Verfahren (800) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, welches ferner aufweist: Ermitteln, ob die gemessene Zeit (TMes) ein vordefiniertes Kriterium erfüllt, und im Fall, dass die gemessene Zeit (TMes) das vordefinierte Kriterium nicht erfüllt, Ermöglichen, dass der zweite Strom (ISec) während der vorgegebenen Zeitperiode durch die Wicklung der anderen Seite des Transformators fließt.
  5. Verfahren (800) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Unterbrechen (804) des Stromflusses des ersten Stroms (IPrim) das Einschalten eines Schalters, der zwischen den Transformator und einen Ausgang der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus geschaltet ist, aufweist.
  6. Verfahren (800) nach Anspruch 5, wobei die Zeit (TMes), zu der die Spannung über die Wicklung der anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird, eine Umgehungszeitperiode aufweist, während derer der zwischen den Transformator und einen Ausgang der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus geschaltete Schalter durch eine Diode umgangen wird.
  7. Verfahren (800) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, welches ferner aufweist: Ermitteln einer Zeitperiode (TonPrim), während derer der erste Strom (IPrim) durch die Wicklung einer Seite des Transformators geleitet wird, und der vorgegebenen Zeitperiode eines weiteren Schaltzyklus unter Verwendung eines Verhältnisses zwischen einer vorgegebenen Zeitperiode eines vorhergehenden Schaltzyklus, während derer der erste Strom durch die Wicklung einer Seite des Transformators geleitet wird, und der vorgegebenen Zeitperiode eines vorhergehenden Schaltzyklus.
  8. Verfahren (800) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der vorgegebene Sicherheitszeitspielraum (TSM) abhängig von mindestens einer der folgenden bestimmt wird: der Ausgangsspannung (VOUT) der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, einer Änderung der Ausgangsspannung (VOUT) der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, eines vorhergehenden Sicherheitszeitspielraums, eines Durchschnitts mehrerer vorhergehender Sicherheitszeitspielräume und eines oder mehrerer Systemzustandsparameter der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus.
  9. Verfahren (800) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die vorgegebene Zeitperiode durch Subtrahieren des Sicherheitszeitspielraums (TSM) von der Entmagnetisierungsnullstromzeit (Tsec) bestimmt wird.
  10. Verfahren (800) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, welches ferner aufweist: Ermitteln einer Laständerung auf der anderen Seite des Transformators und Ermitteln der Entmagnetisierungsnullstromzeit, abhängig von der bestimmten Laständerung.
  11. Verfahren (800) nach Anspruch 10, wobei eine Lasterhöhung bewirkt, dass die vorgegebene Zeitperiode (TOnSR) zunimmt.
  12. Verfahren (800) nach Anspruch 10 oder 11, wobei eine Lastverringerung bewirkt, dass die vorgegebene Zeitperiode (TOnSR) abnimmt.
  13. Verfahren (800) nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus ferner einen galvanisch isolierten Sender aufweist, wobei der galvanisch isolierte Sender ein Schaltsignal von der Schaltung zur anderen Seite des galvanisch isolierten Senders sendet.
  14. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei das Verfahren ferner aufweist: Steuern der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus entsprechend der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Steuern der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus das Ausschalten eines Schalters auf der zweiten Seite entsprechend der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit (Tsec) aufweist.
  16. Schaltungsanordnung zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit (Tsec), bei der ein Transformator im Wesentlichen entmagnetisiert ist, für eine Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus, die einen Transformator und eine erste Seite und eine zweite Seite, die galvanisch voneinander getrennt sind, aufweist, wobei die Schaltungsanordnung aufweist: eine Stromversorgung, die dafür ausgelegt ist, einen ersten Strom (IPrim) durch eine Wicklung einer Seite des Transformators zu leiten, eine Steuerschaltung, die dafür ausgelegt ist, den Stromfluss des ersten Stroms (IPrim) zu unterbrechen, wobei die Steuerschaltung dafür ausgelegt ist, ein zweiter Strom (Isec) während einer vorgegebenen Zeitperiode durch eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators zu leiten, wobei die vorgegebene Zeitperiode unter Berücksichtigung eines vorgegebenen Sicherheitszeitspielraums (TSM) bestimmt wird, eine Messschaltung, die dafür ausgelegt ist, eine Zeit (TMes) zu messen, zu der eine Spannung über eine Wicklung einer anderen Seite des Transformators im Wesentlichen null wird, und eine Bestimmungsschaltung, die dafür ausgelegt ist, die Entmagnetisierungsnullstromzeit (TSec) unter Verwendung der gemessenen Zeit (TMes) zu ermitteln, wobei die Steuerschaltung ferner ausgelegt ist, im eingeschwungenen Zustand der Leistungsversorgung den Sicherheitszeitspielraum (TSM) zu verringern, falls die gemessene Zeit (TMes) sich gegenüber einer zuvor bestimmten gemessenen Zeit (TMes) nicht erhöht hat.
  17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16, wobei die Steuerschaltung ferner ausgelegt ist, im eingeschwungenen Zustand der Leistungsversorgung den Sicherheitszeitspielraum (TSM) zu vergrößern, falls die gemessene Zeit (TMes) sich gegenüber einer zuvor bestimmten gemessenen Zeit (TMes) erhöht hat.
  18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 oder 17, welche ferner aufweist: einen Schalter, der zwischen den Transformator und einen Ausgang der Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus geschaltet ist.
  19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, welche ferner aufweist: eine weitere Bestimmungsschaltung, die dafür ausgelegt ist, Folgendes auszuführen: Ermitteln einer Zeitperiode (TOnPrim), während derer der erste Strom durch die Wicklung einer Seite des Transformators geleitet wird, und der vorgegebenen Zeitperiode eines weiteren Schaltzyklus unter Verwendung eines Verhältnisses zwischen einer vorgegebenen Zeitperiode (TOnPrim) eines vorhergehenden Schaltzyklus, während derer der erste Strom durch die Wicklung einer Seite des Transformators geleitet wird, und der vorgegebenen Zeitperiode eines vorhergehenden Schaltzyklus.
  20. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 19, wobei die Steuerschaltung ferner dafür ausgelegt ist, eine Laständerung auf der zweiten Seite des Transformators zu ermitteln und die Entmagnetisierungsnullstromzeit (Tsec), abhängig von der bestimmten Laständerung, zu ermitteln.
  21. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 20, ferner aufweisend eine Steuereinrichtung, die dafür ausgelegt ist, die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus entsprechend der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit (TSec) zu steuern.
  22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 21, wobei die Steuereinrichtung ferner dafür ausgelegt ist, einen Schalter auf der zweiten Seite entsprechend der bestimmten Entmagnetisierungsnullstromzeit (Tsec) auszuschalten.
  23. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 22, wobei die Leistungsversorgung mit einem geschalteten Modus ferner einen galvanisch isolierten Sender aufweist, wobei der galvanisch isolierte Sender ein Schaltsignal von der Schaltung zur anderen Seite des galvanisch isolierten Senders sendet.
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