DE69118179T2 - Wechselstrommesser und Stromversorgungsschaltkreis - Google Patents
Wechselstrommesser und StromversorgungsschaltkreisInfo
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Description
- Die vorliegende Erfindung betrifft einen Wechselstromdetektor zum Detektieren des Stromes, der durch eine Wicklung fließt, wobei der Detektor einen Transformator mit einer Detektor-Primärwicklung umfaßt, welche durch die Wicklung gebildet wird, sowie mit einer Detektor-Sekundärwicklung, welche mit einer asymmetrisch leitenden Impedanz belastet wird, die den Emitter- Basis-Übergang eines Transistors beinhaltet und an ein Strommeßmittel angeschlossen ist, das so ausgelegt ist, daß es den Strom durch die Wicklung mißt.
- Die Verwendung von Strom-Abwärtstransformatoren, bei denen die Primärwicklung zur Lastschaltung, in der der Strom gemessen werden soll, in Reihe geschaltet wird, ist ein altbekanntes Meßverfahren, speziell bei über die Sekundärwicklung geschalteten Amperemetern und Wattmetern, werden jedoch auch in moderneren Abtastschaltungen für elektronische Anwendungen verwendet. Die oben definierte Schaltung ist z.B. aus "High-Erequency Switching Power Supplies: Theory and Design", G. Chryssis, Mcgraw-Hill Publishing Company, 1989, im besonderen von den Seiten 203 und 221 bekannt. Bei der ersten Schaltung wird die Sekundärwicklung zur isolierten Strommessung durch eine Diode in Reihenschaltung mit einem Widerstand überbrückt, wobei letzterer zum Eingang eines Differenzverstärkerteils der Stromversorgungs-Steuerschaltung parallelgeschaltet ist. Bei der zweiten Schaltung ist die Reihenschaltung aus Diode und Widerstand als Teil eines transistorisierten Detektors wiederum über die Sekundärwicklung geschaltet, wobei die Primärwicklung des Strom-Abwärtstransformators den Laststrom einer Stromversorgung überwacht.
- Solche bekannte Techniken sind jedoch dann nicht geeignet, wenn der Energieverbrauch ein primärer Aspekt ist und wenn ein schnell reagierender Detektor erforderlich ist, wie beispielsweise im Fall moderner elektronischer Hochfrequenz-Stromversorgungsschaltungen unter Verwendung von MOS-Transistoren (MOSFET) in integrierten Schaltungen. Für die Verwendung von MOSFETs für die Schalter derartiger Gleichspannungs/Gleichspannungswandler und von Schottky-Dioden für die Ausgangsgleichrichter gibt es in den letzten Jahren keine Gründe mehr, da man sich auch für letztere auf MOSFETs als Synchrongleichrichter verlassen kann. Tatsächlich können auf diese Weise Leitungsverluste in der Gleichrichtereinheit des Wandlers wesentlich reduziert werden. Obwohl solche Verluste nur einen relativ kleinen Prozentsatz der Ausgangsleistung ausmachen, bilden sie einen wesentlichen Anteil an den Gesamtverlusten der Wandler, und in vielen elektronischen Anwendungen ist ein maximaler Wirkungsgrad eine Hauptforderung. Repräsentative Darstellungen verdeutlichen in einfacher Weise den Vergleich zwischen einer Schottky-Diode und einem MOSFET als Ausgangsgleichrichter, wenn ein Spannungsabfall von 0,5 Volt für erstere und ein EIN-Widerstand von 15 Milliohm für den zweiten in Betracht gezogen werden. Bei einem mittleren Ausgangsstrom des Wandlers von 3 Ampere, verbraucht die leitende Diode somit 1,5 Watt, während der Leitungsverlust des MOSFETs nur 0,185 Watt beträgt, wenn ein Formfaktor angenommen wird, der zu einem Effektivwert von 3,5 Ampere führt. Selbst wenn 1,5 Watt nur 2,5 % der Wandlerausgangsleistung sind, wenn die Ausgangsspannung 20 Volt beträgt, kann dies mit ungefähr 30 % zu den Gesamtwandlerverlusten beitragen. Somit kann die sehr starke Reduzierung der Leitungsverluste, die durch den Einsatz von MOSFETs aus Ausgangsgleichrichter erreicht wird, eine attraktive Lösung für viele Anwendungen darstellen.
- Repräsentative Untersuchungen zu einem solchen Einsatz von MOSFETS sind durch R. Blanchard und R. Severns in Abschnitt 5.6 des Mospower application handbook, Siliconix Inc. 1984, auf den Seiten 5-69 bis 5-86 in dem Artikel "MOSFETs move in on low voltage rectification" (Siliconix Technical Articel TA 84-2) vorgestellt worden. Darin werden zwei Hauptversionen einer Gate-Ansteuerschaltung für die MOSFET-Ausgangsgleichrichter diskutiert, d.h. Schaltungen auf der Grundlage von Hilfswicklungen auf der Gleichspannung/Gleichspannungswandler-Ausgangstransformator-Sekundärwicklung oder unabhängiger Gate-Ansteuerschaltungen mit geeigneter Synchronisation, wobei letztere vom Typ der Wandlerschaltung abhängig sind. Zusätzliche Betrachtungen zu solchen MOSFET-Gleichrichter-Gateansteuerungen sind z.B. auch in dem Artikel "The design of a high efficiency, bw voltage power supply using MOSFET synchronous rectification and current mode control" von R. Blanchard und P. E. Thibodeau, IEEE Power Electronics Specalists Conference Record, 1985, Seiten 355 bis 361 zu finden. Im besonderen wird die Bedeutung des Formfaktors des Ausgangsstroms des Wandlers unterstrichen, weil unterschiedliche Zeitregimes für die Gate-Ansteuersignale zu wesentlichen Unterschieden im Vergleich Strom-Effektivwert zu Strom-Mittelwert führen können, d.h. ein Anwachsen von 6 % anstatt 6,5 %, wie oben betrachtet, beeinflußt den Wirkungsgrad des MOSFET-Ausgangsgleichrichters sehr viel stärker als den der Schottky-Diode.
- In dem oben zitierten Handbuch von 1984 wird unterstrichen, daß die zusätzliche Komplexität durch Verwendung unabhängiger Gateansteuerungen unter dem Blickwinkel verschiedener Vorteile zu sehen ist, von denen einige mit der Topologie des Wandlerentwurfs verbunden sind. In "An assessment of the use of resonantmode topologies for high frequency power conversion" von S. H. Weinberg und C. D. Manning, Proceedings of the European Space Power Conference, Madrid, 2. bis 6. Oktober 1989, Seiten 331 bis 337 sind Topologien von Nullspannungsschaltern enthalten, wie beispielsweise die des ***???*** Klasse-E Resonanzwandlers, welcher eine der Schaltungen ist, die eine Induktivität und eine Kapazität in Reihenschaltung mit der Ausgangstransformator-Primärwicklung verwenden. Während dies ein unsymmetrischer Gleichspannung/Gleichspannungswandler ist, der nur einen MOSFET-Schalter verwendet, kann die Reihenschaltung auch von einer Vollbrükke unter Verwendung von vier Schaltern gespeist werden. Indem jedes Paar diagonal gegenüberliegender MOSFETs während der entsprechenden Halbperioden, wenn die Spannung über ihnen nahe Null ist, gleichzeitig eingeschaltet wird, tritt die umgepolte Gleichspannung, die an die die Primärwicklung enthaltende Reihenschaltung angelegt wird, zu einem Zeitpunkt während der Halbperiode auf, der dem spitzenstrom entspricht.
- Leider sind, wie bereits in dem oben erwähnten Artikel von 1984 in Verbindung mit der Verwendung von Hilfstransformatoren dargestellt, nicht alle Schaltungstopologien in geeigneter Weise an die Ansteuerung von MOSFETs angepaßt, die als Ausgangsgleichrichter fungieren, z.B. Quasirechteckwellen-Wandler unter Verwendung einer in Reihe geschalteten Ausgangsspule im Gegensatz zu Kompensations- oder Zusatzwandlern ***???*** oder der oben erwähnte Vollbrücken-Nullspannungsschalter-Wandler, alle drei ohne eine Reiheninduktivität unmittelbar vor der am Ausgang liegenden Parallelkapazität.
- Wenn weder eine taktsynchronisierte Ansteuerung der MOSFET-Ausgangsgleichrichter noch die Verwendung einer Hilfstransformatorwicklung geeignete Möglichkeiten für die MOSFET-Gateansteuerung sind, wie z.B. im obigen Fall des Vollbrücken-Nullspannungsschalter-Wandlers, wäre ein geeigneter Wechselstromdetektor wünschenswert. Tatsächlich sollte idealerweise ein Gleichrichter- MOSFET eingeschaltet werden, wenn ein positiver Strom durch ihn im Begriff ist, zu fließen, wobei das Ausschalten erfolgen sollte, wenn dieser ins Negative wechselt.
- Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Wechselstromdetektor unter Verwendung eines Transformators bereitzustellen, welcher im Vergleich zu elektronischen Hochfrequenz-Stromversorgungen schnell anspricht, während er nur wenig Energie verbraucht.
- Gemäß eines Merkmals der Erfindung umfaßt der Detektor zwei asymmetrisch leitende Impedanzen, welche jeweils parallel zur Sekundärwicklung des Detektors geschaltet und entgegengesetzt gepolt sind, wobei die zwei Impedanzen zwei in Reihe geschaltete Transistoren komplementären Leitfähigkeitstyps umfassen, deren Emitter-Basis-Übergänge jeweils zu einem von zwei Widerständen in Reihe geschaltet sind, wobei die zwei Transistoren durch eine Spannungsversorgung gespeist werden und an den verbundenen Emittern ein Ausgangssignal erzeugen und wobei das Abtastmittel desweiteren so ausgelegt ist, daß erfaßt wird, welcher der zwei Transistoren leitend ist, und daß durch das Ausgangssignal der Leitfähigkeitszustand eines gesteuerten Bauelementes, das an die Detektor-Primärwicklung angeschlossen ist, gesteuert wird.
- Ein solcher Wechselstromdetektor kann vorbestimmte positive und negative Sekundärspannungspegel bereitstellen, abhängig davon, ob der Primärstrom über oder unter dem Magnetisierungsstrom des Transformators liegt. Letzterer wird sich nur geringfügig linear nach oben oder nach unten verschieben, wenn die Magnetisierungsinduktivität des Transformators ausreichend groß ist und ihr Durchschnittswert als Funktion der entsprechenden Widerstandswerte der zwei Impedanzen eingestellt werden kann. Somit kann ebenfalls in Abhängigkeit vom Zeitverlauf des gemessenen Wechselstroms der Abschnitt der Periode dieses Stroms gesteuert werden, während dessen die Sekundärspannung auf einem von den zwei vorgegebenen Pegeln liegt. Die Umschaltung zwischen den zwei Pegel kann so schnell erfolgen, wie es die Übergangszeit der Dioden zuläßt, und es kann ein relativ kleiner Transformator verwendet werden, der nur wenig Energie verbraucht.
- Die Erfindung wird desweiteren ebenfalls dadurch charakterisiert, daß die Spannungsversorgung über eine Leistungswicklung eines Ausgangstransformators bereitgestellt wird, welcher einen Teil der Stromversorgungsschaltung bildet und mindestens einen MOSFET-Ausgangsgleichrichter ansteuert, der das gesteuerte Bauelement darstellt, wobei die Detektor-Primärwicklung zu dem MOSFET in Reihe geschaltet ist und durch den Drainstrom desselben angesteuert wird und wobei der Detektor ein Ausgangsport besitzt, das zwischen den Gate- und Sourceanschluß des MOSFETs geschaltet ist.
- Eine solche Stromversorgungsschaltung wird beispielsweise auf den Seiten 150 bis 152 der oben erwähnten Monographie von Chryssis offenbart. Diese stromgetriebene Ausgangsgleichrichterschaltung beruht auf einem Stromdetektor-Übertrager unter Verwendung eines 3-Wicklungs-Transformators mit sättigungsfähigem Kern und zugeordnetem Transistor. Der Transformator wird durch den Sourcestrom angesteuert und stellt ein Strom-Abwärtstransformationsverhältnis von 25:1 für die Gatestromwicklung bereit, zu der der Kollektor-Emitter-Pfad eines Bipolartransistors mit einem Strom- Abwärtstransformationsverhältnis von 3:1 für die Basisstromwicklung parallelgeschaltet ist.
- Neben der erforderlichen dritten Wicklung weist ein solcher Transformator mit sättigungsfähigem Kern nicht nur einen zusätzlichen Energieverbrauch auf, sondern die Betriebstoleranzen hängen außerdem vom Sättigungsgrad ab.
- Diese Nachteile werden durch die vorliegende Erfindung vermieden, worin sogar mit solchen Stromversorgungsschaltungen wie dem oben erwähnten Vollbrücken-Nullspannungsschalter-Wandler maximale Einsparungen bei den MOSFET-Ausgangsgleichrichter-Leitungsverlusten gesichert werden können. Mit zwei solchen Gleichrichtern, die zwischen die entsprechenden äußeren Enden eines Ausgangstransformators mit Mittelanzapfung auf der einen Seite und den spannungsführenden Anschluß der Ausgangskapazität auf der anderen Seite geschaltet werden, kann die Primärwicklung eines Detektortransformators das Drain eines MOSFETs mit der Ausgangskapazität verbinden, und dies für jeden der Gleichrichter. Jetzt können zwei Hilfswicklungen auf der Sekundärseite des Ausgangstransformators so eingesetzt werden, daß eine Totem-Pole-Schaltung über jeder von ihnen liegt, wobei die Sekundärwicklung des Detektortransformators auf der einen Seite mit dem Emitter-Verbindungspunkt des PNP- und NPN-Transistors, und letzterer über einen Widerstand mit dem Gateanschluß des MOSFETs verbunden ist, und auf der anderen Seite die Basiswiderstände der Transistoren angeschlossen werden. Auf diese Weise wird die Substratdiode der MOSFETs nur kurz eingeschaltet, wenn der Strom in den Sourceanschluß des MOSFETs das eingestellte Magnetisierungsstromniveau in beliebiger Richtung überschreitet. Dadurch werden die Nenn- Leitungsverluste erreicht, ohne daß man auf einen Synchronbetrieb der Gleichrichter angewiesen ist, wobei die Hilfswicklungen jetzt nur die vorgegebenen Vorspannungpotentiale für die MOSFET-Gates bereitstellen, um die Gleichrichter ein oder auszuschalten.
- Es ist zu beachten, daß bekannt ist, daß zwei verbundene Wicklungen vorhanden sein müssen, die erste in Reihenschaltung mit der Ausgangskapazität eines Durchflußwandlers und die zweite resistiv mit den Gate-Sourceanschlüssen eines MOSFET-Gleichrichters verbunden, dessen Drainanschluß mit dem der Kapazität abgewandten Ende der ersten Wicklung verbunden ist, vgl. z.B. Seiten 146f der oben erwähnten Monographie von Chryssis. In einem Durchflußwandler ist dieser Gleichrichter die Freilaufdiode, und die erste Wicklung ist somit eine energiespeichernde Spule, die ihre Energie an die Last (Kapazität) abgibt, wenn dieser Parallel-MOSFET-Gleichrichter mit Hilfe der zweiten Wicklung eingeschaltet wird. Somit hat man weder einen Transformator mit einer Gleichspannungsisolation noch eine Wicklung, durch die nur der gesteuerte Drainstrom des MOSFETs fließt, weil die Reihenspule dieses Durchflußwandlers ebenfalls den Drainstrom von dem in Reihe liegenden MOSFET-Gleichrichter empfängt, dessen Gate- Sourceanschlüsse mit der Hilfswicklung des Ausgangstransformators verbunden sind.
- Die oben erwähnten und andere Aufgaben und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden deutlicher werden, und auch die Erfindung selbst wird am besten verstanden werden, wenn man sich auf die folgende Beschreibung einer Ausführungsform in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen bezieht, in welchen
- Fig. 1 ein Vollbrücken-Nullspannungsschalter-Gleichspannung/Gleichspannungswandler ist; und
- Fig. 2 eine asynchrone MOSFET-Ausgangsgleichrichter-Gateansteuerung unter Verwendung eines schnellen Stromdetektors darstellt, beides gemäß der Erfindung und in dem Nullspannungsschalter- Wandler von Fig. 1 enthalten.
- Der Vollbrücken-Nullspannungsschalter-Gleichspannung/Gleichspannungswandler von Fig. 1 hat eine Eingangsgleichspannung VB, die die Primärwicklung T10 des Isolationstransformators TI über eine Reihenschaltung, die ebenfalls die Leistungs-Induktionsspule L und den Gleichspannungs-Isolationskondensator C umfaßt, speist, wobei die Betriebsfrequenz weit über der LC-Resonanzfrequenz liegt. Die Betriebsfrequenz tritt durch gleichzeitiges Schließen der offen dargestellten Schalter S1 und S2 in Erscheinung, die tatsächlich aus Leistungs-MOSFETs bestehen, welche in gleicher Richtung gepolt sind, oder durch Schließen von S'1 und S'2 für die umgekehrte Stromrichtung durch T10 während der anderen Halbperiode des periodischen Betriebs. Die MOSFETs werden auf klassische Art und Weise durch einen Regelkreis (nicht dargestellt, aber durch die unterbrochene Linie zur Steuerung der Schalter symbolisch angedeutet) vom Gleichspannungsausgang her angesteuert, d.h. von der Spannung, die am Lastwiderstand R auftritt, zu dem die Ausgangskapazität C' parallelgeschaltet ist, deren spannungsführendes Ende über die dargestellten Dioden D beziehungsweise D' mit den äußeren Enden der Push-Pull-Sekundärwicklungen T11 und T'11 von TI verbunden ist. Der andere Verbindungspunkt von C' und R ist mit den verbundenen Enden von T11 und T'11 verschaltet und bildet somit den Bezugspunkt-Ausgangsanschluß des Wandlers. Der Regelalgorithmus des Regelkreises ist so eingestellt, daß das momentan leitfähige Paar MOSFET-Schalter, z.B. S1 und S2, ausgeschaltet wird, bevor der positive oder negative Strom durch T10 seinen Spitzenwert erreicht.
- Betrachten wir beispielsweise die Halbperiode, während derer S1 und S2 geschlossen sind, S'1 und S'2 sind wie dargestellt geöffnet, und beginnen wir mit einem Stromwert durch T10, der gerade einen Nulldurchgang hat und positiv wird, so wird der Strom linear ansteigen und über L eine im wesentlichen konstante Spannung VB - VT entstehen, wobei VT die Spannung über T10 ist, die von der Sekundärseite des Transformators reflektiert wird.
- Zu einem Zeitpunkt, der durch den Regelalgorithmus des Regelkreises (nicht dargestellt) bestimmt wird, werden S1 und S2 ausgeschaltet, womit ein Zwischenstadium eingeleitet wird, während dessen somit alle vier Schalter ausgeschaltet sind. Während dieses Zeitintervalles verändern sich die Potentiale an den Enden der Reihenschaltung aus T10, C und L derart, daß die in L gespeicherte Energie die parasitären Kapazitäten von S1 und S'1 auflädt, während die Kapazitäten von S2 und S'2, die im vorhergehenden auf VB aufgeladen waren, entladen werden. Nach diesem Potentialaustausch ergibt sich über S'1 und S'2 eine Spannung von Null Volt wonach die Begrenzerwirkung der inneren Substratdioden dieser Leistungs-MOSFETs einsetzt.
- Während dieses Potentialaustausches steigt der positive Strom durch die Reihenschaltung T10, C und L nun nicht länger linear an, sondern die Steigung der Stromzunahme geht allmählich auf Null zurück, es wird ein Spitzenwert erreicht, wonach der Strom mit allmählich zunehmender negativer Steigung abnimmt.
- Als nächstes folgt ein Freilaufstadium, während dessen dieser positive Strom jetzt mit einer größeren Geschwindigkeit als beim vorhergehenden linearen Anstieg linear abnimmt, weil die Spannung über L jetzt -VB-VT ist, anstatt VB-VT. Nach dem Potentialtausch fließt der abnehmende Strom zuerst durch die Substratdioden von S'1 und S'2 bis diese MOSFETs eingeschaltet werden, wonach er durch die tatsächlichen Schalter fließt, wodurch die resistiven Schaltverluste reduziert werden. Somit wird ein Nullspannungsschalten erreicht, weil beim Einschalten die Spannung über S'1 und S'2 der Flußspannung der Substratdioden entspricht, welche nahe Null ist.
- Der lineare Abfall des oben erwähnten positiven Transformatorstromes setzt sich fort, bis dieser Null erreicht und negativ wird. In der danach folgenden Halbperiode des Arbeitszyklus steigen die negativen Werte mit derselben Geschwindigkeit an wie im vorhergehenden die positiven Werte, weil die Spannung über L jetzt -VB+VT ist, und über den Ausgangsgleichrichterdioden D und D' stellt sich der umgekehrte Leitfähigkeitszustand ein. Der Zeitverlauf des Stroms im Negativen stimmt mit dem im Positiven überein, d.h. die nächste sich über L einstellende Bedingung ist VB+VT, und somit wird eine vollständiger Zyklus beendet.
- Wenn anstatt Schottky-Dioden auch für D und D' Leistungs-MOSFETs eingesetzt werden, zeigt Fig. 2, wie ein Stromdetektor durch asynchrone Steuerung der MOSFETs eine maximale Reduzierung der Leitungsverluste sicherstellen kann, wobei zur Steuerung der Gate-Source-Spannung nur der Drainstrom verwendet wird. Die Schaltungen für D und D' sind identisch, wobei nur die Schaltung für D in Fig. 2 dargestellt ist, welche deshalb nur einen Teil von Fig. 1 wiedergibt, d.h. nur die Wicklungen T11 und T'11 zusammen mit der Schaltungsanordnung, die T11 mit C' und R verbindet, weil die zu T'11 gehörige Schaltungsanordnung identisch ist.
- Anstatt wie in Fig. 1 T11 mit C' und R über D zu verbinden, liegt hier eine Schaltung vor, die von der zusätzlichen Hilfswicklung T12 von T1, wie dargestellt gepolt, gespeist wird und einen schnellen Strompegeldetektor enthält, dessen Hauptelement der Transformator T2 mit seinen Wicklungen T21 und T22, die separat angeordnet und wie dargestellt gepolt sind, im Zusammenhang mit einer Totem-Pole-Schaltung ist, die aus dem NPN-Transistor Q1 und dem PNP-Transistor Q'1 besteht.
- Der Leistungs-MOSFET Q2 hat wie dargestellt den Platz von D eingenommen, wobei sein Sourceanschluß mit der Verbindung von T11 und T12 verbunden ist, während sein Drainanschluß über die Primärwicklung T21 von T2 an C' und R angeschlossen ist. Diese ist magnetisch mit der Sekundärwicklung T22 gekoppelt, welche symmetrisch an eine Totem-Pole-Schaltung angeschlossen ist, die zwei identische Halb-Topologien mit paarweise vorhandenen Elementen besitzt, welche durch Bezeichnungen mit Anstrichen unterschieden werden. Somit wird T22 durch den Basiswiderstand R1 und die Basis-Emitter-Diode von Q1 überbrückt, dessen Kollektor über die Diode D1, die wie dargestellt gepolt ist und den Basis-Emitter- Übergang des Bipolartransistors schützt, an das äußere Ende von T12 angeschlossen, während ein gleichartiger Parallelschaltungszweig R'1, Q'1 und D'1 beinhaltet. Wie dargestellt ist letztgenannte Diode mit dem Sourceanschluß von Q2 verbunden, so daß damit D1, Q1, Q'1 und D'1 alle in der gleichen Richtung gepolt über T12 geschaltet sind. Der Gateanschluß von Q2 ist über den Widerstand R2 an den Verbindungspunkt der Emitter von Q1/Q'1 angeschlossen. Eine weitere Diode D2 ist zwischen Source und Drain von Q2 dargestellt, kann aber aktuell durch dessen Substratdiode gebildet werden. Um die Laufzeitverzögerung auf Grund der Speicherzeit der Transistoren zu reduzieren, werden zwei Anti-Sättigungsdioden D3/D'3 wie dargestellt gepolt über die Basis-Kollektor-Übergänge von Q1 beziehungsweise Q'1 geschaltet. Alle dargestellten Dioden können Schottky-Dioden sein
- Im Gegensatz zur Ausgangsschaltung eines Vollwellen-Gleichspannung/Gleichspannungswandlers mit Mittelanzapfung unter Verwendung von als Synchrongleichrichter arbeitenden Leistungs-MOSFET, vgl. beispielsweise Seiten 145f in oben erwähnter Monographie von Chryssis, dient eine solche Ausgangstransformator-Hilfswicklung wie T12 nur dazu, die Q1/Q'1-Totem-Pole-Schaltung zu versorgen, die über die Meßtransformatorwicklungen T21 und T22 den MOSFET Q2 ansteuert.
- Bei einem linear ansteigenden positiven Strom, der bei Null beginnt und D2 leitfähig macht, wird der ansteigende Strom durch T21 schnell den langsam ansteigenden Magnetisierungsstrom des Detektortransformators T2 übernehmen, was dazu führt, daß dessen Sekundärwicklung T22, die wie dargestellt gepolt ist, Q1 leitfähig macht, anstatt Q'1 wie im vorhergehenden Zustand. Somit stellt die Q1/Q'1-Totem-Pole-Schaltung, welche nicht auf den Strommeßpunkt bezogen ist, die notwendige Verstärkung bereit, so daß durch Bereitstellung eines geeigneten Potentials über D1, Q1 und über R2 unter Verwendung des Signals von T22 ein schnelles Einschalten von Q2 sichergestellt ist&sub0; Ein schnelles Schalten wird durch D3 und dadurch sichergestellt, daß die Verlustleistung des Detektors an die Leistung gebunden ist, die zum Schalten der Basis-Emitter-Dioden von Q1/Q'1 benötigt wird und einen der beiden Transistoren im leitfähigen Zustand hält. Über T21 wird eine sehr kleine Reihenspannung abfallen, weil diese sich aus dem Spannungsabfall über T22 dividiert durch das Übersetzungsverhältnis von T22 zu T21 ergibt, z.B. 50 zu 1, was dem Abwärtstransformations-Stromverhältnis von der Lastschaltung (T21) zum Detektor (T22) entspricht, d.h. in entgegengesetzter Richtung. Indem Q2 leitend wird und einen Spannungsabfall erzeugt, der kleiner als die Flußspannung von D2 ist, wird letztere ausgeschaltet.
- Wenn nachfolgend eine lineare Stromabnahme auftritt, reagiert die Totem-Pole-Schaltung umgekehrt, wenn der Strom unter den Magnetisierungsstrom für T2 fällt, d.h. Q'1 wird anstatt von Q1 wieder leitfähig, wodurch die Gate-Source-Kapazität von Q2 über R2, Q'1 und D'1 entladen wird.
- Weil der Magnetisierungsstrom von T2 so eingestellt ist, daß der Mittelwert der positiven Spannung über T2 den der negativen Spannung auslöscht, können die Werte von R1/R'1 als Funktion des bekannten Spannungszeitverlaufes so ausgewählt werden, daß das Magnetisierungsstromniveau gerade hoch genug eingestellt wird, um Q2 wie gewünscht auszuschalten, wenn der Strom negativ wird. Auf diese Art und Weise kann das zweite Einschalten von D2, wenn Q2 ausgeschaltet wird, begrenzt oder vermieden werden, um die Leitungsverluste weiter zu reduzieren.
- Somit ist der oben dargestellte Wechselstromdetektor besonders für die Steuerung eines MOSFET-Ausgangsgleichrichters geeignet, weil zusätzlich zu der schnellen Arbeitsweise und der geringen Verlustleistung die Gleichspannungsisolation des Detektors vom Ausgangsgleichrichterstrom sichergestellt ist, welcher nicht durch den Detektor beeinflußt wird,
Claims (10)
1. Wechselstromdetektor zum Detektieren des Stromes, der durch
eine Wicklung (T21) fließt, wobei der Detektor einen
Detektortransformator (T21/T22) mit einer
Detektor-Primärwicklung (T21) umfaßt, welche durch die Wicklung gebildet wird,
sowie mit einer Detektor-Sekundärwicklung (T22), welche mit
einer asymmetrisch leitenden Impedanz (Q1, Q'1) belastet
wird, die den Emitter-Basis-Übergang eines Transistors
beinhaltet und an ein Strommeßmittel angeschlossen ist, das
so ausgelegt ist, daß es den Strom durch die Wicklung mißt,
dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor zwei asymmetrisch
leitende Impedanzen (Q1, Q'1; R1, R'1) enthält, welche
jeweils parallel über die Detektor-Sekundärwicklung (T22)
geschaltet und in umgekehrten Richtungen gepolt sind, wobei
die zwei Impedanzen zwei in Reihe geschaltete Transistoren
von komplementärem Leitfähigkeitstyp (Q1, Q'1) umfassen,
deren Emitter-Basis-Übergänge mit jeweils einem
entsprechenden von zwei Widerständen (R1, R'1) in Reihe geschaltet
sind, wobei die zwei Transistoren durch eine
Spannungsversorgung (T12) gespeist werden und am Verbindungspunkt ihrer
Emitter ein Ausgangssignal erzeugen und wobei das
Abtastmittel desweiteren so ausgelegt ist, daß erfaßt wird,
welcher der zwei Transistoren (Q1, Q'1) leitend ist, und daß
durch das Ausgangssignal der Leitfähigkeitszustand eines
gesteuerten Bauelementes (Q2), das an die
Detektor-Primärwicklung (T21) angeschlossen ist, gesteuert wird.
2. Wechselstromdetektor gemäß Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Windungszahl der Detektor-Sekundärwicklung
mindestens eine Größenordnung, z.B. 50 mal, größer ist als
die Windungszahl der Detektor-Primärwicklung.
3. Wechselstromdetektor gemäß Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Kollektoren der Transistoren über Schutzdioden
(D1, D'1) mit der Spannungsversorgung verbunden sind.
4. Wechselstromdetektor gemäß Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß Anti-Sättigungsdioden (D3, D'3) über die Basis-
Kollektor-Übergänge der Transistoren geschaltet sind.
5. Wechselstromdetektor gemäß Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Spannungsversorgung über eine
Leistungswicklung (T12) eines Ausgangstransformators (T1) bereitgestellt
wird, welcher einen Teil einer
Spannungsversorgungsschaltung bildet und mindestens einen
MOSFET-Ausgangsgleichrichter (Q2) ansteuert, der das gesteuerte Bauelement bildet,
wobei die Detektor-Primärwicklung (T21) zu dem MOSFET in
Reihe geschaltet ist und durch dessen Drainstrom
angesteuert wird und wobei der Detektor ein Ausgangsport besitzt,
das zwischen den Gateanschluß und den Sourceanschluß des
MOSFETs geschaltet wird.
6. Wechselstromdetektor gemäß Anspruch 5, dadurch
gekennzeichnet, daß die Substratdiode des MOSFETs oder eine Diode (D2)
zwischen dessen Source und Drain vor einer Veränderung des
Leitfähigkeitszustands des MOSFETs zeitweilig leitfähig
gemacht wird.
7. Wechselstromdetektor gemäß einem der Ansprüche 1 und 6,
dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsversorgung an das
Ausgangsport angeschlossen ist, um den MOSFET leitfähig zu
machen, wenn der Drainstrom den Magnetisierungsstrom des
Detektortransformators übersteigt.
8. Wechselstromdetektor gemäß Anspruch 6, dadurch
gekennzeichnet, daß der MOSFET direkt zwischen den
Ausgangstransformator
und eine Parallelkapazität am Ausgang (C') geschaltet
wird.
9. Wechselstromdetektor gemäß Anspruch 8, dadurch
gekennzeichnet, daß eine Induktivität (L) zu einer Eingangswicklung
des Ausgangstransformators in Reihe geschaltet wird.
10. Wechselstromdetektor gemäß Anspruch 9, dadurch
gekennzeichnet, daß eine Gleichspannungs-Isolationskapazität (C) zu
der Induktivität (L) in Reihe geschaltet wird.
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