DE68911005T2

DE68911005T2 - Vollbrückenschaltanordnung.

Info

Publication number: DE68911005T2
Application number: DE68911005T
Authority: DE
Inventors: Leonard J Hitchcock
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1988-03-21
Filing date: 1989-03-07
Publication date: 1994-05-19
Anticipated expiration: 2009-03-08
Also published as: EP0334100A2; EP0334100A3; JPH0760998B2; DE68911005D1; JPH01276819A; EP0334100B1; US4860189A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vollbrückenschaltanordnung und insbesondere auf eine Vollbrückenschaltanordnung, die ein Schalten bei null Volt erlaubt und die die Auswirkungen von Streuinduktivitäten ohne externe Dämpfungsbeschaltung minimiert.
Die Komplexität der Schaltanordnung, um phasenmodulierte Rechteck-Ansteuerungssignale zu erhalten, ist im allgemeinen kostspielig, erfordert eine beträchtliche Menge Raum und führt zu einer unerwünscht hohen Ausfallrate. Im allgemeinen erlauben weniger Komponenten im Schaltteil einen kompakteren Aufbau, wodurch die strahlende Schwingkreiszone und durch parasitäre Induktivitäten koppelnde Komponenten minimiert werden.
In den Schaltbausteinen bestehen die Leistungsverluste mit steigender Frequenz hauptsächlich aus Schaltverlusten. Deshalb waren gewöhnlich bei höheren Schaltfreqenzen nur Schwachstromumformer möglich. Null-Volt-Schalten minimiert jedoch solche Leistungsverluste.
Mit dem Auftreten der Nachfrage nach höheren Schaltfrequenzen wird es noch wichtiger, parasitäre Bausteine wie Dioden und Kondensatoren in den Entwicklungsprozeß einzubeziehen. Die Nutzung der parasitären Bausteine von Übertragern und Transistoren kann von Vorteil sein.
Die Drain-Source-Spannung der Transistoren sollte nahe bei null Volt liegen, um Durchschaltverluste und elektromagnetische Störungen zu minimieren oder zu vermeiden. Ein Beispiel für eine in einem Halbbrückenumformer eingesetzte Null-Volt-Schalttechnik wird in "Zero-Voltage-Switching Technique In High-Frequency, Off-Line Converters" von M. Jovanovic et al., drittes Jahrestreffen der IEEE Applied Power Electronics Conference, 1.-5. Feb. 1988 (S. 22-32) offenbart. Diese Veröffentlichung diskutiert eine Halbbrücken-Null-Volt-Schalttechnik, um die Einschränkungen eines quasi-residenten Null-Strom-Schalt-Umformers zu überwinden. Durchschaltverluste bei Leistungsschaltern werden dadurch ausgeschaltet, daß die Signalform der Spannung am Transistor so geformt wird, daß die Spannung vor dem Durchschalten auf null abfällt.
Gewöhnlich wird in Brückenschaltungen bei jedem Transistor eine Dämpferschaltung eingesetzt um das gleichzeitige Auftreten großer Ströme und großer Spannungen beim Transistorübergang immer dann zu verhindern, wenn er ausgeschaltet wird. Diese Voraussetzung für großen Strom und großen Spannung tritt auf, weil die durch die Primärwicklungen des Übertragers auf den Transistor übertragene Last hochgradig induktiv ist und der Laststrom daher sogar dann weiterfließt, nachdem der Transistor ausgeschaltet ist. Die Dämpferschaltung dient als Umgehungsweg für diesen Strom, um den Transistorübergang zu meiden.
Dämpferschaltungen enthalten typischerweise eine Reihenschaltung aus Diode und Kondensator, die zu jedem Transistor parallelgeschaltet sind. Wenn der Transistor eingeschaltet wird, stellt die Diode sicher, daß der Kondensator die Funktion des Transistors nicht beeinflußt. Wenn der Transistor das erste Mal ausgeschaltet wird, wird jedoch der Strom, der zuvor durch den Transistor floß und der wegen der Induktivität der Last weiterhin fließt, durch die Diode geleitet, um den Kondensator bis zu einer vorgegebenen Spannung auf zuladen. Wenn der Transistor danach wieder durchgeschaltet wird, entlädt eine spezielle Schaltung den Kondensator bis zu seinem ursprünglichen Zustand. Diese Entladungsschaltung besteht häufig aus einem Widerstand, der zur Diode parallelgeschaltet ist, so daß der Entladestrom durch den Widerstand und den Transistor geleitet wird.
Die US-Patentschrift Nr. 4 626 980, übertragen auf McGuire, offenbart eine nicht-dissipative Dämpferschaltung für eine Leistungsbrückenschaltung mit einem Paar Leistungsschalttransistoren, um elektrische Stromimpulse steuerbar in entgegengesetzten Richtungen auf die Primärwicklung eines Leistungsübertragers zu schalten. Der Strom, der durch die Primärwicklung des Übertragers fließt, wird abgeleitet, um jedesmal, wenn der dazugehörige Transistor ausgeschaltet wird, einen der Dämpfungskondensatoren zu laden. Wenn der Transistor wieder eingeschaltet wird, wird der Kondensator wieder in seinen Anfangszustand versetzt, indem er sich über eine Induktionsspule entlädt. Beim Vollbrückenaufbau wird der Entladestrom dazu benutzt, einen getrennten Dämpfungskondensator zu entladen, der zu einem der zwei zusätzlichen Leistungsschalttransistoren parallelgeschaltet ist, die mit den entgegengesetzten Ende der Primärwicklung verbunden sind. Die Dämpfungsbeschaltung der zuvor genannten Literaturstelle ist relativ komplex, jedoch wird darin kein Null- Volt-Schalten in Betracht gezogen.
Ein weiterer Ansatz für Stromversorgungssteuerungen, die nahe bei null Volt schalten, wird in "Zero-Voltage-Switching In A Constant Frequency Digitally Controlled Resonant DC-DC Power Converter von J. G. Hayes et al., drittes Jahrestreffen der IEEE Applied Power Electronics Conference, l.-5. Feb. 1988 (S. 360-367) beschrieben. Ein Resonanzumformer enthält resonante induktive und kapazitive Elemente, die all die Energie speichern, die gegebenenfalls auf eine Last übertragen wird. Im Bereich zwischen 70% und 100% Belastung ist Null-Volt-Schalten möglich. Die Eingangspannung der zuvor genannten Schaltung beträgt 36V, und die Ausgangsleistung liegt in der Größenordnung von 10W.
Es wäre von Vorteil, eine kostengünstige Vollbrückenschaltanordnung zur Verfügung zu stellen.
Es wäre ebenfalls von Vorteil, ein solche Schaltung zur Verfügung zu stellen, die einen minimalen Teil des Leiterplattenplatzes beansprucht.
Weiterhin wäre es von Vorteil, eine solche Schaltung zur Verfügung zu stellen, die in der Lage ist, in einem Bereich im wesentlichen zwischen 0% und 100% Belastung bei null Volt zu schalten.
Es wäre weiter von Vorteil, eine solche Schaltung in einem Offline-Umformer zur Verfügung zu stellen, der so ausgelegt ist, daß er bei hohen Schaltfrequenzen in einem Leistungsbereich zwischen 50W und 2kW und mehr wirksam ist.
Es wäre auch von Vorteil, eine solche Schaltung zur Erzeugung phasenmodulierter Rechteckwellen zur Verfügung zu stellen.
Es wäre auch von Vorteil, eine Nicht-Resonanzschaltung zur Verfügung zu stellen, die in Übereinstimmung mit bekannten stabilisierenden Techniken arbeitet.
Es wäre weiter von Vorteil, eine solche Schaltung mit nur einem phasenmodulierenden Baustein und nur einem Treiberübertrager mit einem Steueranschluß zur Verfügung zu stellen.
Es wäre auch von Vorteil, eine solche Schaltung einzusetzen, um elektromagnetische Störungen und Leistungsverluste zu minimieren.
Es wäre auch von Vorteil, eine Schaltanordnung zur Verfügung zu stellen, deren Komponenten nicht größer dimensioniert werden müssen, als es der Fall wäre, wenn kein Null-Volt-Schalten vorgesehen wäre
Darüber hinaus wäre es von Vorteil, eine Vollbrückenschaltung zur Verfügung zu stellen, die wegen der wenigen Komponenten, die mit der Versorgungsspannung verbunden sind, eine niedrige Ausfallquote hat.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine nicht-resonante Vollbrückenschaltanordnung mit einem induktiven Baustein und vier Schaltern geliefert. Parasitäre Steuermechanismen sind betriebstechnisch mit den vier Schaltern verbunden, um den induktiven Energieabfall zu steuern, damit der Strom durch die Schalter bei im wesentlichen null Volt geschaltet werden kann.
Ein vollständiges Verständnis der vorliegenden Erfindung ergibt sich bei der Zuwendung zu den anliegenden Abbildungen in Verbindung mit deren ausführlicher Beschreibung, wobei
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Vollbrückenschaltanordnung nach dem Stand der Technik ist;
Fig. 2 eine schematische Darstellung einer Vollbrückenschaltanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung ist; und
Fig. 3 ein Ablaufdiagramrn der Transistor- und Übertrager-Spannungspegel ist, die von der in Fig. 2 gezeigten Schaltung erzeugt werden.
Es wird, nun auf Fig. 1 Bezug nehmend, eine Vollbrückenschaltanordnung gezeigt, wie sie nach dem Stand der Technik bekannt ist. Der Impulsbreitenmodulator (PWM) 10, wie etwa das bei Unitrode Corp., Lexington, MA erhältliche Modell 3825 ist betriebstechnisch mit dem Trennübertrager 12 mit 12 Volt-Spitzenspannungs- Sekundärspulen verbunden, die auf beiden Seiten der Schaltung abgebildet sind. Der Übertrager 12 empfängt mit konstanter Frequenz einen veränderlichen On-time-Impuls. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel mit veränderlichem Arbeitszyklus liefert der PWM 10 ein 200 KHz-Signal. Schaltfrequenzen von mehr als 1 MHz wären auch möglich.
Vier Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 sind durch geeignete Mittel elektrisch miteinander verbunden. Die Drain-Elektroden der Transistoren Q1 und Q3 sind mit dem Pluspol der Gleichspannungsversorgung 14 verbunden, und die Source-Elektroden der Transistoren Q2 und Q4 sind mit dem Minuspol 16 der erwähnten Spannungsversorgung verbunden. Eine Spannung bis zu 400V ist für die Stromversorgung von Digitalprozessoren typisch.
Die Sekundärspulen bzw. -wicklungen 18, 20, 22 bzw. 24 des Übertragers 12 sind betriebstechnisch mit den Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 über die Widerstände 19, 21, 23 bzw. 25 verbunden. Eine Primärspule 26 eines induktiven Bausteins 28, etwa ein Übertrager oder ein Motor, ist mit der Source der Transistoren Q1 und Q3 und der Drain der Transistoren Q2 und Q4 verbunden. Die Sekundärspule 30 des Übertragers 28 kann mit der nicht gezeigten Last verbunden werden. Ein RC-Glied 32 ist zur Primärspule 26 parallelgeschaltet.
Wenn der induktive Baustein 28 ausgeschaltet wird (d. h. es wird keine Spannung mehr an den Baustein 28 angelegt), werden unerwünschte elektromagnetische Störungen erzeugt. Elektromagnetische Störungen treten auf, wenn eine Induktionsspule ausgeschaltet oder ein Kondensator eingeschaltet wird, es sei denn, der Spulenstrom bzw. die Kondensatorspannung sind im wesentlichen null gewesen.
Ein Abtast-PWM-Treiber einer Schaltanordnung, die phasenmodulierte Rechteckwellen erzeugt wird im "HEXFET Databook, Power MOSFET Application and Product Data", herausgegeben von der International Rectifier Corp., dritte Auflage (1985) , S. A-128 bis A-131, beschrieben.
Nun auch auf Fig. 2 Bezug nehmend, wird eine Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung geliefert, die ein Schalten bei niedriger Spannung bzw. bei null Volt erlaubt, wodurch elektromagnetische Störungen minimiert bzw. beseitigt werden.
Fig. 3 ist ein Ablaufdiagramm der Übertrager- und Transistor- Spannungspegel, die von der in Fig. 2 gezeigten Schaltung erzeugt werden, worauf in Verbindung mit dieser Bezug genommen werden sollte.
Der Impulsbreitenmodulator (PWM) 50 erzeugt ein Signal über der Primärwicklung 54 des Übertragers T2 52, der auf beiden Seiten der Fig. 2 abgebildet ist. Die Spannung über der Primärwicklung des Übertragers T2 zwischen den Punkten A und B wird durch die oberste Signalform in Fig. 3 dargestellt. Der Übertrager T2 hat vier Sekundärspulen bzw. -wicklungen 56, 58, 60 und 62. Verbunden mit der Sekundärspule 56 ist ein Transistor Q3A, der allgemein bei der Bezugsnummer 64 gezeigt wird. Die parasitäre Diode 66 ist zwischen Source und Drain des Transistors Q3A geschaltet. Alle parasitären Bausteine sind in Fig. 2 gestrichelt dargestellt. Ebenso ist ein weiterer Transistor Q4A 68 betriebstechnisch mit der Sekundärspule 58 verbunden. Die parasitäre Diode 70 ist zwischen Source und Drain dieses Transistors Q4A geschaltet. Ein weiterer Transistor Q1A 72 ist betriebstechnisch mit der Sekundärspule 60 verbunden. Die parasitäre Diode 74 ist zwischen Source und Drain dieses Transistors Q1A geschaltet. Schließlich ist ein vierter Transistor Q2A 76 betriebstechnisch mit der Sekundärspule 62 verbunden.
Die parasitäre Diode 78 ist zwischen Source und Drain dieses Transistors Q2A geschaltet.
Zwischen die Sekundärspule 56 und das Gate des Transistors Q3A ist der Widerstand 80 geschaltet. Ebenso ist zwischen die Sekundärspule 58 und das Gate des Transistors Q4A ein weiterer Widerstand 82 geschaltet; zwischen Sekundärspule 60 und dem Gate des Transistors Q1A liegt Widerstand 86; und zwischen Sekundärspule 62 und dem Gate des Transistors Q2A liegt Widerstand 88.
Kondensator 90 ist zwischen Gate und Source des Transistors Q2A geschaltet.
An den Drain des Transistors Q3A ist der Widerstand 92 angeschlossen, dessen anderes Ende mit dem Gate des Schalttransistors Q3 verbunden ist, allgemein bei der Bezugsnummer 100 abgebildet. Um Durchschaltverluste zu verringern, sind für alle Schalttransistoren Feldeffekttransistoren (FETs) gewählt. Sie beanspruchen geringe Drain-Source-Ladung, um bei voller Spannung durchzuschalten. Somit sollte der FET mit dem höchsten "ein-Widerstand" gewählt werden, der in der Schaltung arbeiten kann. Solche FETs sind im allgemeinen am billigsten. Es ist auch wünschenswert, daß die parasitäre Diode des FET eine geringe "ein- Spannung" hat, was häufig schlechte Stabilisierung bedeutet. Glücklicherweise ist die Stabilisierungszeit der parasitären Diode des FET in der vorliegenden Erfindung unwichtig.
Mit dem Widerstand 82 ist der Widerstand 84 verbunden, dessen anderes Ende mit dem Gate des Schalttransistors Q4 verbunden ist, was allgemein bei der Bezugsnummer 102 abgebildet ist; mit dem Drain des Transistors Q1A ist der Widerstand 96 verbunden, dessen anderes Ende mit dem Gate des Transistors 104 verbunden ist; und mit dem Widerstand 88 ist der Widerstand 98 verbunden, dessen anderes Ende mit dem Gate des Schalttransistors Q2 verbunden ist, worauf allgemein mit der Bezugsnummer 106 Bezug genommen wird.
Zwischen Drain und Source des Transistors Q3 liegen die sogenannten parasitären Bausteine 108, die eine Diode 108a und einen parallelgeschalteten Kondensator 108b umfassen und gestrichelt dargestellt sind. Ein Paar parasitärer Kondensatoren 109a und 109b ist auch gestrichelt dargestellt und zwischen Drain und Gate bzw. Source und Gate des Transistors Q3 geschaltet.
Parasitäre Bausteine sind auch mit dem Transistor Q4 verbunden und allgemein bei der Bezugsnummer 110 dargestellt. Die parasitäre Diode 110a und der parasitäre Kondensator 110b sind zwiscben Drain und Source des Transistors Q4 parallelgeschaltet Ebenso sind die parasitären Kondensatoren 111a und 111b, gestrichelt dargestellt, zwischen Drain und Gate bzw. Source und Gate des Transistors Q4 geschaltet.
Die parasitären Bausteine 112, gestrichelt dargestellt, die aus einer parasitären Diode 112a und einem parasitären Kondensator 112b bestehen, sind zwischen Drain und Source des Schalttransistors Q1 parallelgeschaltet. Ebenso sind die parasitären Kondensatoren 113a und 113b zwischen Drain und Gate bzw. Source und Gate des Transistors Q1 geschaltet.
Schließlich sind die parasitären Bausteine 114, die aus der parasitären Diode 1114a und dem parasitären Kondensator 114b bestehen, zwischen Drain und Source des Transistors Q2 geschaltet. Die parasitären Kondensatoren 115a und 115b sind auch zwischen Drain und Gate bzw. Source und Gate des Transistors Q2 geschaltet.
Eine nicht abgebildete Spannungsquelle versorgt die Schaltung mit positiver und negativer Ladung 120 bzw. 122. Zwischen die Punkte A und B' ist der Übertrager T1 geschaltet, der allgemein bei der Bezugsnummer 124 dargestellt ist. Im Übertrager T1 gibt es eine Streuinduktivität 126 und eine magnetisierende Induktivität 128. Der Übertrager T1 124 hat eine Primärspule 130a die in einer betriebstechnischen Beziehung zur Sekundärspule 130b steht. Die Sekundärspule 130b wiederum ist mit einer nicht abgebildeten Last verbunden.
Der Kondensator 132 liegt zwischen der positiven und negativen Spannungsquelle 120 bzw. 122.

Zeitabschnitt P1

Im Betrieb ist die Spannung VAB über der Primärspule des Übertragers T2 im Zeitabschnitt zwischen P1 und P2 (Fig. 3) hoch (d. h. die Spannung am Punkt A ist positiv in Bezug auf die Spannung am Punkt B), die Transistoren Q1 und Q4 sind durchgeschaltet, und VA'B' über dem Übertrager T1 ist positiv. Der Strom von A' nach B' im Übertrager T1 weist in positive Richtung.

Zeitabschnitt P2

Während des Abschnitts zwischen P2 und P3 nimmt VAB über der Primärspule des Übertragers T2 auf null Volt ab. VGS des Transistors Q1 ändert sich nicht, da der Transistor Q1A noch sperrt und an seiner parasitären Diode 74 eine der Durchlaßrichtung entgegengesetzte Vorspannung liegt. Die Gate-Kondensatoren 113a und 113b des Transistors Q1 werden nicht entladen, und der Transistor Q1 bleibt durchgeschaltet. Zur selben Zeit sperrt der Transistor Q4 wegen der an der parasitären Diode 70 in Durchlaßrichtung anliegenden Vorspannung.
Der Strom im Übertrager T1 wird nun in die Drain-Gate-Kondensatoren 109a und 111b der Transistoren Q3 bzw. Q4 geleitet, wie auch zu den Drain-Source-Kondensatoren 108b und 110b der Transistoren Q3 bzw. Q4. Während dieser Zeit sind die Transistoren Q3 und Q4 aus, aber die Spannung über dem Kondensator 110b steigt, und die Spannung über dem Kondensator 108b fällt. Die Änderungsgeschwindigkeit ist lastabhängig. Wenn VDS am Transistor Q3 einen negativen Wert erreicht, schaltet seine parasitäre Diode 108a durch, um den zwischen den Bausteinen 112, T1 und 108a fließenden Strom im Übertrager T1 aufrechtzuerhalten. Während dieser Zeit steht der Strom im Übertrager T1 durch das Wicklungsverhältnis des Übertragers T1 zum nicht gezeigten Ausgangsspulenstrom in Beziehung. Die Ausgangsspule wirkt wie eine Stromquelle zur Lieferung des notwendigen Stroms. Folglich ist die Diode 108a durchgeschaltet, auch bei nahezu keiner Last an der Spule 130b und hoher Versorgungsspannung (die Spannungsquelle 120 und 122 nimmt höchste Werte an).

Zeitabschnitt P3

Während des Abschnitts zwischen P3 und PS wird VAB am Übertrager T2 negativ. Wenn VGS am Transistor Q1A ungefähr +4V erreicht, schaltet der Transistor Q1A durch, wodurch VGS am Transistor Q1 auf einen negativen Pegel gezogen wird. Der Transistor Q1 sperrt, wenn VGS bei ihm etwa +4V erreicht, so daß es eine minimale Verzögerung gibt. Zur selben Zeit schaltet auch der Transistor Q3 schnell durch, da an der parasitären Diode 66 des Transistors Q3A ein Spannung in Durchlaßrichtung liegt. Die parasitäre Diode 66 des Transistors Q3 ist leitend, so daß der Transistor Q3 bei näherungsweise null Volt durchschaltet und der Strom durch den Transistor Q3 von der Source zum Drain negativ ist.
Während dieser Zeit entlädt der Strom durch den Übertrager T1 die Gate-Drain-Kondensatoren 113a und 115a der Transistoren Q1 bzw. Q2 und die Source-Drain-Kondensatoren 112b und 114b der Transistoren Q1 bzw. Q2. Wenn VDS des Transistors Q2 null erreicht, schaltet seine parasitäre Diode 114a durch. Bei geringer Belastung oder hoher Versorgungsspannung kann es sein, daß VDS am Transistor Q2 nicht null Volt erreicht.
Die Energie in der Streuinduktivität 126 und in der magnetisie- renden Induktivität 128 des Übertragers T1 wird auf resonante Weise auf die parasitären Kondensatoren 113a, 115a, 112b und 114b übertragen, um sie vor dem Durchschalten des Transistors Q2 auf den gewünschten Pegel zu setzen. Dies vermeidet das Abgeben der Energie in der Streuinduktivität 126 an einen Dämpfer.
Im Gegensatz zu der zuvor beschriebenen Schaltung in der Veröffentlichung von Hayes et al., in der eine sinusförmige Signalform des Übertragerstroms vorliegt, ist die vorliegende Erfindung kein Resonanzumformer, sondern sie lädt und entlädt lediglich die parasitären Kondensatoren 113a, 115a, 112b und 114b auf resonante Weise. Die Signalform des Übertragerstroms IA'B' T1 (Fig. 3) ist nicht sinusförmig, sondern erscheint als gewöhnlicher Vollbrückenimpuls eines breitenmodulierten Umformers.
Wenn ein Dämpfer benutzt würde, müßten der Dämpfer und die parasitären Kondensatoren wieder geladen werden, was eine Belastung der Bausteine, elektromagnetische Störungen und zusätzliche Verluste verursachen würde. Die Energie in der Streuinduktivität 126 wird hier nutzbringend zurückgeleitet. Obwohl die Minimierung der Streuinduktivität für den Betrieb der Schaltanordnung nicht wichtig ist, kann sie wichtig sein, um die Strahlungsfelder zu minimieren.

Zeitabschnitt P4

Aus der vorangegangenen Beschreibung wird ersichtlich, daß, wenn VAB am Übertrager T2 das erste Mal negativ wird (Anfang des Zeitabschnitts P3), der Transistor Q1 schnell sperrt und der Transistor Q3 durchschaltet. Der Transistor Q2 schaltet nach einer festen, von den parasitären Bausteinen unabhängigen Verzögerung im Abschnitt P4 auch durch. Dies stellt sicher, daß die Transistoren Q1 und Q2 nicht gleichzeitig durchschalten, was zu einem Kurzschluß der Spannungsversorgung 120 und 122 führen würde.
Die Verzögerung beim Durchschalten des Transistors Q2 zwischen dem Beginn des Zeitabschnitts P3 und des Zeitabschnitts P4 wird erreicht, indem der Widerstand 88 am Gate des Transistors Q2A und Kondensator 90 zwischen Gate und Source vorgesehen ist, der die parasitäre Gate-Kapazität des Transistors Q2A dominiert. Wenn VGS am Transistor Q2A nach der Verzögerung im Abschnitt P4 +4V erreicht, schaltet der Transistor Q2A durch und erlaubt dem Transistor Q2 durchzuschalten.
Der Transistor Q2 schaltet bei null Volt durch, wenn die Diode 114a leitet. Bei geringer Belastung oder hohen Versorgungsspannungen wird die Entladung der parasitären Kondensatoren 114b und 115a nicht vollständig sein. Diese Situation ist jedoch noch besser, als den Transistor Q2 bei voller Versorgungsspannung über den parasitären Kondensatoren 114b und 115a durchzuschalten. Bei großer Belastung werden Durchschaltverluste im wesentlichen ausgeschaltet, während die Durchschaltverluste bei geringer Belastung größer sind, aber die Sättigungsverluste sind kleiner. Entsprechend treten hohe Schaltverluste und hohe Sättigungsverluste nicht zur selben Zeit auf. Natürlich können Durchschaltverluste sogar ohne Belastung im wesentlichen ausgeschaltet werden, indem die magnetisierende Induktivität 128 herabgesetzt wird.

Zeitabschnitt P5

Wenn VAB am Übertrager T2 auf null zurückkehrt, ändert sich VGS am Transistor Q3 nicht, da der Transistor Q3A noch sperrt und die Spannung an seiner parasitären Diode 66 gegen die Durchlaßrichtung gepolt ist. Die Gate-Kapazitäten 109a und 109b des Transistors Q3 halten ihre Ladungen, und der Transistor Q3 bleibt durchgeschaltet. Der Transistor Q2 sperrt schnell wegen der parasitären Diode 78 des Transistors Q2A.
Die parasitäre Diode 112a des Transistors Q1 schaltet durch, wenn der parasitäre Kondensator 112b entladen wird, was einen durch die Bausteine Q3, T1 und 112a fließenden Strom verursacht.
Wie der vorangegangenen Beschreibung entnommen werden kann, gelten der auf die Schalttransistoren Q3 und Q4 bezogene Durchschaltzyklus sowie die Schalt- und Leitungsmechanismen für die Schalttransistoren Q3 bzw. Q2, da Q2 in der zweiten Hälfte des Zyklus (Zeitabschnitt P3-P0) die Funktion von Q4 ausführt und Q3 in der zweiten Hälfte des Zyklus die Funktion von Q1 ausführt.

Claims

1. Verfahren zur Verringerung elektromagnetischer Störungen in einer nicht-resonanten Vollbrückenschaltanordnung, die zum Treiben eines induktiven Bausteins verwendet wird, das folgende Schritte umfaßt:

(a) Vorsehen einer elektrischen Stromversorgung mit zwei elektrischen Anschlüssen;

(b) Vorsehen eines induktiven Bausteins (T1 124) mit zwei elektrischen Anschlüssen (A', B'), der in einer von zwei Richtungen betrieben werden kann;

(c) Vorsehen von vier Schaltvorrichtungen (Q1-Q4), wobei die erste (Q1) der Schaltvorrichtungen betriebstechnisch zwischen dem ersten Spannungsversorgungsanschluß und den ersten Anschluß (A') des induktiven Bausteins geschaltet ist, die zweite der Schaltvorrichtungen (Q2) betriebstechnisch zwischen den zweiten Spannungsversorgungsanschluß und den ersten Anschluß (A') des induktiven Bausteins geschaltet ist, die dritte der Schaltvorrichtungen (Q3) betriebstechnisch zwischen den ersten Spannungsversorgungsanschluß und den zweiten Anschluß (B') des induktiven Bausteins geschaltet ist und die vierte der Schaltvorrichtungen (Q4) zwischen den zweiten Spannungsversorgungsanschluß und den zweiten Anschluß (B') des induktiven Bausteins geschaltet ist, wobei jede der Schaltvorrichtungen parallelgeschaltete Vorrichtungen (112, 114 108, 110) zur Stromdämpfung hat; und

(d) Schließen der ersten und zweiten Schaltvorrichtung (Q1, Q4), um den Betrieb des induktiven Bausteins (T1 124) in Vorwärtsrichtung einzuleiten;

wobei das Verfahren durch folgende Schritte gekennzeichnet ist:

(e) Öffnen der ersten Schaltvorrichtung (Q1), so daß der Strom durch die erste und zweite Dämpfungsvorrichtung (112, 110) fließt;

(f) Öffnen der vierten Schaltvorrichtung (Q4) und Schließen der zweiten Schaltvorrichtung (Q2), so daß der Strom durch die dritte und erste Dämpfungsvorrichtung (108, 112) fließt; und

(g) Schließen der dritten Schaltvorrichtung (Q3) nach einer vorgegebenen Zeit, so daß der induktive Baustein (T1 124) in entgegengesetzter Richtung betrieben wird.

2. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der induktive Baustein ein Übertrager (T1 124) mit einer Primärspule und einer Sekundärspule ist.

3. Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei jeder der Anschlüsse des induktiven Bausteins (A', B') mit den jeweiligen Enden der Primärspule verbunden ist.

4. Verfahren gemäß zumindest einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei an die Sekundärspule betriebstechnisch eine Last geschaltet ist.

5. Verfahren gemäß zumindest einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der induktive Baustein ein Elektromotor ist.

6. Verfahren gemäß zumindest einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der in den Schritten (a)-(g) vorgestellte Betriebszyklus wiederholt wird, wobei aber die erste und dritte Schaltvorrichtung einander gegenseitig ersetzen und die zweite und vierte Schaltvorrichtung einander gegenseitig ersetzen.

7. Verfahren gemäß wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei zumindest eine der Dämpfungsvorrichtungen (112, 114, 108, 110) einen Kondensator und eine Diode umfaßt, die zueinander parallelgeschaltet sind.

8. Verfahren gemäß zumindest einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei das Durchschalten bei allen Schaltvorrichtungen (Q1-Q4) im wesentlichen bei null Volt geschieht.

9. Verfahren gemäß zumindest einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der während des Schritts (e) erzeugte Strom in Schritt (g) verwendet wird.

10. Verfahren gemäß Anspruch 4, wobei der in den Schritten (a)- (g) vorgestellte Betriebszyklus ungeachtet der Größe der elektrischen Stromversorgung und der Größe der Last am induktiven Baustein mit konstanter Frequenz auftritt.

11. Verfahren gemäß Anspruch 4, wobei der in den Schritten (a)- (g) vorgestellte Betriebszyklus mit veränderlicher Frequenz auftritt, die von der Größe der elektrischen Stromversorgung und der Größe der Last am induktiven Baustein abhängt.

12. Eine nicht-resonante Vollbrückenschaltanordnung, die umfaßt:

a) eine Gleichstromversorgungsvorrichtung (120, 122) mit zwei elektrischen Anschlüssen;

b) einen induktiven Baustein (T1 124) mit zwei elektrischen Anschlüssen (A', B'), der in einer von zwei Richtungen betrieben werden kann;

c) vier Schaltvorrichtungen (Q1-Q4), wobei die erste (Q1) der Schaltvorrichtungen betriebstechnisch zwischen dem ersten Spannungsversorgungsanschluß und den ersten Anschluß (A') des induktiven Bausteins geschaltet ist, die zweite der Schaltvorrichtungen (Q2) betriebstechnisch zwischen den zweiten Spannungsversorgungsanschluß und den ersten Anschluß (A') des induktiven Bausteins geschaltet ist, die dritte der Schaltvorrichtungen (Q3) betriebstechnisch zwischen den ersten Spannungsversorgungsanschluß und den zweiten Anschluß (B') des induktiven Bausteins geschaltet ist und die vierte der Schaltvorrichtungen (Q4) zwischen den zweiten Spannungsversorgungsanschluß und den zweiten Anschluß (B') des induktiven Bausteins geschaltet ist, wobei jede der Schaltvorrichtungen parallelgeschaltete Vorrichtungen (112, 114 108, 110) zur Stromdämmpfung hat; und wobei die Anordnung gekennzeichnet ist durch

d) einen Ansteuerungsübertrager (T2 52) mit einer Primärwicklung und vier Sekundärwicklungen (56, 58, 60, 62);

e) eine Steuersignalvorrichtung PWM (50), um auf die Primärwicklungen (54) des Ansteuerungsübertragers (T2, 52) ein abwechselndes Steuersignal zu geben;

f) vier getrennte, sekundäre Schaltvorrichtungen (Q1A- Q4A), die einzeln verschiedene der Sekundärwicklungen des Ansteuerungsübertragers mit verschiedenen der primären Schaltvorrichtungen (Q1-Q4) zusammenschalten, um die Stromflußleitung durch die primären Schaltvorrichtungen zu steuern;

wobei die Sekundärwicklungen (56, 58, 60, 62) und die sekundären Schaltvorrichtungen (Q1A-Q4A) so geschaltet sind, daß eine erste und eine vierte der primären Schaltvorrichtungen während einer ersten Hälfte des Betriebszyklus der Brückenschaltung leitend sind und eine dritte und erste primäre Schaltvorrichtung während einer zweiten Hälfte des Betriebszyklus der Brückenschaltung leitend sind;

g) eine erste Kondensatorvorrichtung (84) , die zwischen Source und Gate der sekundären Schaltvorrichtung (Q4A) geschaltet ist, und eine erste Widerstandsvorrichtung (82), die zwischen dem Gate der sekundären Schaltvorrichtung (Q4A) und dem Gate der vierten primären Schaltvorrichtung (Q4) geschaltet ist, um den Beginn der Leitung in der vierten primären Schaltvorrichtung (Q4) bei einem anfänglichen Teil der ersten Hälfte des Betriebszyklus der Brückenscha1tung zu verzögern;

h) eine zweite Kondensatorvorrichtung (90), die zwischen Source und Gate der sekundären Schaltvorrichtung (Q2A) geschaltet ist, und eine zweite Widerstandsvorrichtung (88), die zwischen dem Gate der sekundären Schaltvorrichtung (Q2A) und dem Gate der zweiten primären Schaltvorrichtung (Q2) geschaltet ist, um den Beginn der Leitung in der zweiten primären Schaltvorrichtung (Q2) bei einem anfänglichen Teil der zweiten Hälfte des Betriebszyklus der Brückenschaltung zu verzögern.