DE69400102T2 - Verlustlose aktive Entlastungsschaltung für den Ausgang eines Gleichrichters in Halbbrückenanordnung - Google Patents

Verlustlose aktive Entlastungsschaltung für den Ausgang eines Gleichrichters in Halbbrückenanordnung

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Description

    Hintergrund der Erfindung 1. Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine Schaltung, um während des Abschaltens von Halbbrückengleichrichtern in brückenartigen Wandlern zur Umwandlung von pulsbreitenmoduliertem (PBM-) Gleichstrom in Gleichstrom Spannungsspitzen und unkontrollierte Schwingungen zu steuern. Insbesondere betrifft sie eine Schaltung zur Steuerung von Spannungsspitzen und unkontrollierten Schwingungen, die Energie in der Streumduktivität eines Transformators ohne Verluste und unter Verwendung aktiver Schalter an einen Lastwiderstand zurückführt. Ganz speziell betrifft sie eine Schaltung zur Steuerung von Spannungsspitzen und unkontrollierten Schwingungen, die die Verwendung von Gleichrichtern niedrigerer Spannung ermöglicht und Leitungsverluste drastisch reduziert.
    • 2. Beschreibung des Standes der Technik
  • Wenn Ausgangsgleichrichter eines PBM-Gleichspannungs-Wandlers mit Transformatorisolierung abgeschaltet werden, werden über den Gleichnchteranschlüssen aufgrund des Vorhandenseins von Streumduktivität im Transformator Spannungsspitzen und Hochfrequenzschwingungen induziert. Die Spannungspitzen stellen eine schwere Belastung für die Gleichrichter dar und erfordern die Verwendung von Gleichrichtern höherer Spannung, was zu größeren Leitungsverlusten führt. Herkömmlicherweise werden Widerstands-Kapazitäts- (R-C-) oder Widerstands-Dioden-Kapazitäts-(R-D-C-)Entlastungsschaltungen (snubber circuits) parallel zu den Gleichrichtern verwendet, um die Spannungsspitzen zu begrenzen. Die in einer R-C- oder R-D-C- Entlastungsschaltung gewählte Kapazität ist für gewöhnlich viel größer als die Sperrschichtkapazität des Gleichrichters, so daß der Großteil des Streuinduktivitätsstroms über die Entlastungsschaltung umgeleitet wird, was in einer geringeren Spannungsüberschreitung resultiert. Der Widerstand sorgt für die notwendige Dämpfung, um die unkontrollierten Schwingungen zu reduzieren, aber er verbraucht Energie. Die in den Kondensatoren gespeicherte Energie muß in jedem Zyklus zum Lastwiderstand zurückgeführt werden, wenn der Gleichrichter eingeschaltet wird. Dies führt zu zusätzlichen Verlusten im Widerstand, wenn nicht eine Diode mit ihm parallelgeschaltet wird (R-D-C). Für gewöhnlich müssen bei der Wahl der Widerstands- und Kapazitätswerte Kompromisse eingegangen werden, da eine große Kapazität die Spannungsspitzen reduziert, während sie den Leistungsverbrauch erhöht, und ein kleinerer Widerstand reduziert die Verluste während er die Dämpfungswirkung verschlechtert. Es ist schwierig, einen optimalen Aufbau zu realisieren.
  • Die europäische Patentanmeldung EP-A-0 443 342 lehrt ein Verfahren zur Steuerung des Energietransfers in einem Stromrichter. Der Stromrichter verwendet Gleichstrom-Primär- und -Sekundär-Wicklungen, die durch eine Magnetschaltung verbunden sind, deren Permeabilität durch den von einer Entlastungsschaltung in die Magnetschaltung induzierten Fluß gesteuert wird.
  • Es sind verschiedene damping- und Entlastungsschaltungen vorgeschlagen worden, um Spannungsspitzen über den Gleichrichtern zu begrenzen oder zu beseitigen. Es ist bekannt, für einen Vollbrücken-Gleichrichter eine R-D-C-Clampingschaltung vorzusehen, wie in den Figuren 1 und 1A gemäß der vorliegenden Anmeldung gezeigt ist. Obwohl eine solche Schaltung die Spannung über dem Gleichrichter wirksam begrenzen kann, gehen im Entladungswiderstand bedeutende Energiemengen verloren. Eine bekannte verlustlose, aktive Entlastungsschaltung eliminiert Spannungsüberschreitungen und unkontrollierte Schwingungen über einem Vollbrücken-Gleichrichter vollständig. Obwohl diese Schaltung anscheinend viele Vorteile aufweist und ein paar zusätzliche Bauteile erfordert, ist nicht klar, ob und wie sie in einem Halbbrücken-Gleichrichter implementiert werden kann, der Bestandteil der meisten Leistungswandler niedriger oder mittlerer Spannung ist.
    • Zusammenfassung der Erfindung
  • Die oben genannten sowie mit diesen verwandte Probleme und Merkmale können durch die Verwendung der hier offenbarten neuartigen, verlustlosen und aktiven Entlastungsschaltung für Halbbrücken- Ausgangsgleichrichter gelöst bzw. erzielt werden. In ihrer allgemeinen Form beruht die Erfindung auf einer Wandlervorrichtung zur Umwandlung von pulsbreitenmoduliertem Gleichstrom in Gleichstrom, wie er in Anspruch 1 genannt ist.
  • Eine verlustlose, aktive Entlastungsschaltung für Halbbrücken- Ausgangsgleichrichter, wie sie hier beschrieben ist, weist eine brückenartige Primärschaltung mit einem Eingang für einen Gleichstrom mit einer ersten Spannung und einem Ausgang auf, der ein vom Gleichstrom abgeleitetes, gepulstes Wechseistromsignal liefert. Ein Transformator weist eine Primärwicklung, die mit dem Ausgang der Primärschaltung verbunden ist, sowie eine mittelangezapften Sekundärwicklung auf. Eine Entlastungsschaltung ist mit der ersten und der zweiten Gleichrichterdiode parallelgeschaltet Die Entlastungsschaltung weist eine erste Entlastungsdiode auf, die mit der ersten Gleichrichterdiode in Gegenrichtung verbunden ist. Ein erster Entlastungskondensator ist mit der ersten Entlastungsdiode in Serie geschaltet. Die erste Entlastungsdiode und der erste Entlastungskondensator sind mit der ersten Gleichrichterdiode parallelgeschaltet. Ein erster steuerbarer Schalter ist mit der ersten Entlastungsdiode parallelgeschaltet Eine zweite Entlastungsdiode ist mit der zweiten Gleichrichterdiode in Gegenrichtung verbunden. Ein erster Steuersignaleingang ist mit dem ersten steuerbaren Schalter verbunden, um den ersten steuerbaren Schalter während eines Maximalwertes einer ersten Polarität in einem Impuls des gepulsten Wechselstromsignals auf EIN zu schalten.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Ein detaillierteres Verständnis der Erfindung kann anhand der folgenden Beschreibung eines Beispiels einer bevorzugten Ausführungsform und in Zusammenhang mit der beiliegenden Zeichnung gewonnen werden, in der:
  • Fig. 1 eine gemäß dem Stand der Technik vorgeschlagene aktive Entlastungsschaltung für einen Vollbrücken-Gleichrichter ist;
  • Fig. 2 ein verallgemeinertes Schaltungsschema einer verlustlosen, aktiven Entlastungsschaltung für Halbbrücken-Ausgangsgleichrichter gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
  • Fig. 2A ein Satz Kurvenverlaufsdiagramme für die Schaltung gemäß Fig. 2 ist;
  • Fig. 3 ein Blockdiagramm einer Form einer Steuersignal- Erzeugungsvorrichtung für die Schaltung gemäß Fig. 2 ist;
  • Fig. 3A ein Satz Kurvenverlaufsdiagramme für die Steuersignal- Erzeugungsvorrichtung gemäß Fig. 3 ist;
  • Fig. 4 ein Blockdiagramm einer weiteren Form einer Steuersignal- Erzeugungsvorrichtung für die Schaltung gemäß Fig. 2 ist;
  • Fig. 4A ein Satz von Kurvenverlaufsdiagrammen für die Steuersignal- Erzeugungsvorrichtung gemäß Fig. 4 ist;
  • Fig. 5 ein Satz von Kurvenverlaufsdiagrammen für eine Bedingung ist, gemäß der SA und SB nicht abgeschaltet werden, bevor sich die Größe von VSW drastisch ändert;
  • Fig. 6 ein Schaltungsschema einer zweiten Ausführungsform einer verlustlosen, aktiven Entlastungsschaltung für Halbbrücken-Ausgangsgleichrichter gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist;
  • Fig. 6A ein Satz von Kurvenverlaufsdiagrammen für die Schaltung gemäß Fig. 6 ist;
  • Fig. 7 ein Schaltungsschema einer dritten Ausführungsform einer verlustlosen, aktiven Entlastungsschaltung für Halbbrücken-Ausgangsgleichrichter gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist; und
  • Fig. 7A ein Satz von Kurvenverlaufsdiagrammen für die Schaltung gemäß Fig. 7 ist.
    • Detaillierte Beschreibung der Erfindung
  • Wenden wir uns nun den Zeichnungen und insbesondere den Figuren 2 und 2A zu, in denen ein vereinfachtes Schema der vorgeschlagenen Schaltung 10 bzw. mehrere Kurvenverläufe gezeigt sind, die mit dieser Schaltung in Zusammenhang stehen. Eine brückenartige Primärschaltung 12 wird durch eine gepulste Spannungsquelle VSW repräsentiert. Die Primärtopologie kann eine Halbbrücken-, Vollbrücken- oder jede andere Schalterkonfiguration sein, die die Eingangsgleichspannung bei einer gegebenen Zerhackungsfrequenz in eine Wechselstromform pulst. Die primärgeschaltete Kurvenverlaufsform VSW (Fig. 2A) wird unter Verwendung eines Transformators T1 mit dem benötigten Schaltungsverhältnis N und einer mittelangezapften Sekundärwicklung 16 in die Sekundärschaltung 14 umgewandelt. Die Primärstreumduktivität und die Magnetisierungsinduktivität des Transformators T1 werden durch LP bzw. LM dargestellt, und seine Sekundärstreuinduktivitäten werden durch LS1 und LS2 dargestellt. Der Halbbrückengleichrichter 18, der von den Dioden DR1 und DR2 gebildet wird, richtet die Sekundärkurvenverlaufsform gleich und führt die Kurvenverlaufsform über einen Tiefpaßfilter LF und CF zu, um die gewünschte Ausgangsgleichspannung zu erhalten.
  • Die Entlastungsschaltung 20 wird durch Schalter-Diode-Kondensator- Kombinationen SA-DS1-CS1 und SB-DS2-CS2 parallel zu jedem Gleichrichter DR1 und DR2 dargestellt. Die Kapazitäten CS1 und CS2 werden ausreichend groß gewählt, so daß ihre Spannungen während eines Schaltungszyklus im wesentlichen konstant bleiben. VCTA und VCTB sind die Steuerspannungen für die Schalter SA bzw. SB. Die gesteuerten Schalter SA und SB werden mit einer bestimmten Verzögerung auf EIN geschaltet, nachdem die Primärspannung VSW beinahe die Größe der Eingangsspannung erreicht hat, um die Kommutierung der Gleichrichterdioden DR1 und DR2 zu ermöglichen. Es ist von entscheidender Bedeutung, daß die Schalter SA und SB auf AUS geschaltet werden, bevor die Spannung VSW auf Null zusammenbricht, um Stromspitzen durch die Schalter hindurch zu vermeiden (Fig. 5). MOS-Feldeffekttransistoren werden verwendet, um die gesteuerten Schalter (SA und SB) in den aktiven Entlastungsschaltungen darzustellen; für diesen Zweck können jedoch alle gesteuerten Schalter, wie z.B. BJT, IGBT usw. verwendet werden. In den Figuren sind die MOS- Feldeffekttransistoren mit einem Kondensator und einer Diode gezeichnet, die phantomartig oder durch gestrichelte Linien dargestellt und parallel zwischen den Sourceanschluß und den Drainanschluß geschaltet sind, um diese Eigenschaften der MOS-Feldeffekttransistoren darzustellen. Getrennte Kondensatoren und Diodenelemente sind als solche in der Schaltung nicht vorhanden.
  • Der detaillierte Betrieb der Schaltung sieht wie folgt aus. Wenn der Spannungs impuls in der Primärwicklung des Transformators T1 positiv wird, werden die gestrichelt dargestellten Anschlüsse in der Sekundärwicklung positiv. Die Gleichrichterdiode DR1 wird auf EIN geschaltet und die Kommutierung von DR2 beginnt. Der durch DR2 fließende Strom wird auf Null reduziert und beginnt, in die umgekehrte Richtung zu fließen (Sperrübergang). Nachdem der Sperrübergang abgeschlossen ist, wird DR2 auf AUS geschaltet und der Strom, der aufgrund des Vorhandenseins von LS2 nicht sofort auf Null gehen kann, fließt durch CS2 und DS2, da dies der Weg der niedrigsten Impedanz ist. Die Spannung über DR2 wird an die Spannung von CS2 geklemmt. Wenn CS2 ausreichend hoch gewählt wird, wird seine Spannung auf einem konstanten Wert gehalten, wodurch alle unkontrollierten Schwingungen und Überschreitungen verhindert werden. Der wiederkehrende Strom lädt CS2 auf, dessen Energie anschließend zum Lastwiderstand entladen wird, wenn SB auf EIN geschaltet wird. Dies führt dazu, daß ein Großteil der Streuungsenergien wiedergewonnen und dem Lastwiderstand zugeführt werden anstatt in den externen Widerständen verloren zu gehen. Bevor die Spannung in der Primärwicklung zu sinken beginnt, wird SB auf AUS geschaltet, um CS2 vom Rest der Schaltung zu trennen. Dadurch wird verhindert, daß große Stromspitzen durch SB hindurch erzeugt werden, wenn die Primärspannung sinkt. Die Schaltung kehrt dann zum normalen Betrieb zurück. Wenn die Primärspannung Null erreicht, wird DR2 auf EIN geschaltet und der Filterinduktorstrom sowohl durch DR1 als auch DR2 freilaufen, bis die Primärspannung negativ wird. Zu diesem Zeitpunkt tritt ein ähnlicher Vorgang bei DR1, CS1, SA, DS1 und DR2 CS2, SB und DS2 auf, wobei deren Rollen jeweils vertauscht sind.
  • Die Gatetreibersignale für die Hilfsschalter SA und SB werden von den Primär-Gatetreibersignalen abgleitet, wie in den Figuren 3 - 3B und den Figuren 4 - 4B dargestellt ist. Es müssen bestimmte Bedingungen erfüllt werden, damit diese Entlastungsschaltung richtig funktionieren kann. Zunächst ist es notwendig, daß SA oder SB nicht auf EIN geschaltet werden, während DR1 oder DR2 leiten, und zwar auch während der Sperrübergangszeit. Daher muß das Einschalten von SA oder SB hinsichtlich des Einschaltens von Q3 und Q4 oder Q1 und Q2 um eine bestimmte Zeit verzögert werden, um eine ordnungsgemäße Kommutierung von DR1 oder DR2 zu ermöglichen. Es ist auch von wesentlicher Bedeutung, daß SA bzw. SB auf AUS geschaltet werden, bevor die Größe der Primärspannung drastisch abfällt. Ansonsten werden durch die Streumduktivitäten hohe Stromspitzen erzeugt, wie in Fig. 5 gezeigt ist, und in den Hilfsschaltern führt dies zu beträchtlichen Verlusten.
  • Fig. 3 und 3A stellen die Implementierung der Gatetreibersignale für die aktive Entlastungsschaltung in einer Vollbrücken-PBM-Wandlervorrichtung dar, in der Schalter Q1, Q2 oder Q3, Q4 gleichzeitig auf EIN/AUS geschaltet werden. Eine ähnliche Schaltung wird bei einer Halbbrücken-PBM-Wandlervorrichtung verwendet. Die Logiksignale GP1 und GP2 werden durch eine bestimmte impulsbreitenmodulierte Steuerung erzeugt. In GP1 bzw. GP2 wird für eine Zeitverzögerung td1 gesorgt, um die Torsignale G1, G2 bzw. G3, G4 für die Primärschalter Q1, Q2 bzw. Q3, Q4 zu erzeugen. In GP1 oder GP2 wird für eine weitere Vorderflanken-Zeitverzögerung td2 gesorgt, um Torsignale GB bzw. GA für den Hilfsschalter SB bzw. SA zu erzeugen. Beide Verzögerungen können von den Fortpflanzungsverzögerungen in den Logikgattern berücksichtigt werden, wobei die Treiberchips oder die Gatetreiberschatungen die Gatetreiber-Transformatoren aufweisen. Die Verzögerung td1 soll ermöglichen, daß SB bzw. SA vor Q1, Q2 bzw. Q3, Q4 auf AUS geschaltet werden, während die Verzögerung td2 für genügend Zeit sorgen soll, damit DR1 bzw. DR2 die Kommutierung beenden können, bevor SA bzw. SB auf EIN geschaltet wird. Im allgemeinen muß td2 nicht sehr genau gesteuert werden.
  • Fig. 4 und 4A stellen die Gatteranordnung zur Implementierung der verlustlosen, aktiven Entlastungsschaltung in einer phasengesteuerten, impulsbreitenmodulierten Wandlervorrichtung 24 dar. In dieser Schaltung werden alle Primärschalter mit einem 50%igen Tastverhältnis betrieben, und das Ausgangssignal wird durch die Veränderung der Phasenverzögerung zwischen Torsignalen für Q1 und Q2 bzw. Q3 und Q4 gesteuert. In den Fig. 4 und 4A werden von einer phasengesteuerten, impulsbreitenmodulierten Schaltung 26 vier Logiksignale GP1 bis GP4 erzeugt, wobei GP1 und GP3 bzw. GP2 und GP4 Komplementärimpulse sind. Jeder Impuls weist ein 50%iges Tastverhältnis auf. Wie bereits vorher erklärt wurde, sollten SA bzw. SB nur dann getriggert werden, wenn DR1 bzw. DR2 ausgeschaltet sind. Dies ist der Fall, wenn VSW positiv bzw. negativ ist. GB bzw. GA wird daher erzeugt, indem GP1 und GP2 bzw. GP3 und GP4 mit der geeigneten Vorderflankenverzögerung, die wie beschrieben eingeführt wird, durch eine UND-Operation verbunden werden. Die Auswahl der Verzögerungen ist ähnlich wie im Fall der herkömmlichen Vollbrücken-PBM- Wandlervorrichtung.
  • Die oben beschriebene Entlastungsschaltung funktioniert im Fall keiner Belastung bis hin zum. Fall der vollen Belastung. Anders ausgedrückt, sie funktioniert sowohl im kontinuierlichen als auch im diskontinuierlichen Betriebsmodus.
  • Die Entlastungsschaltung kann vereinfacht werden, um die Anzahl der Bauteile zu reduzieren. Durch eine Verbindung der Source-Anschlüsse der MOS- Feldeffekttransistoren SA und SB, wie in den Fig. 6 und 6A dargestellt, kann der Kondensator CS2 (Fig. 2) weggelassen werden. Die Verwendung von nur einem Kondensator wirkt sich nicht nachteilig aus. Darüber hinaus kann auch einer der Hilfsschalter weggelassen werden, wie in den Fig. 7 und 7A dargestellt ist. Dadurch wird der Kondensator CSA nach jedem halben Zyklus aufgeladen, jedoch nach jedem zweiten halben Zyklus entladen, was in einer etwas höheren Spannungsschwankung über dem Kondensator und einer leichten Instabilität beim Schaltungsbetrieb resultiert. Die Auswirkungen sind jedoch minimal. Man beachte, daß die Antiparallel-Dioden DS1, DS2 unter allen Umständen über jeder Gleichrichterdiode DR1, DR2 vorhanden sein müssen.
  • Ein Hauptvorteil der aktiven Entlastungsschaltung dieser Erfindung besteht darin, daß sie Snubbing-Verluste und (unkontrollierte) Hochfrequenzschwingungen vollständig eliminiert, was in einer höheren Effizienz, einer geringeren Größe, reduzierten Kosten, einer verbesserten Zuverlässigkeit und verringerter elektromagnetischer Interferenz (EMI) resultiert. Leistungsveruste werden aus zwei Gründen reduziert:
  • (a) Die Schaltung ermöglicht die Verwendung von Gleichrichtern einer niedrigeren Spannung, da sie Spannungspitzen und unkontrollierte Schwingungen über den Gleichrichtern vermeidet. Gleichrichter niedrigerer Spannung weisen einen niedrigeren Abfall in Durchflußrichtung auf, was zu geringeren Leitungsverlusten führt. In einer speziellen Implementierung, die ein 48-Volt- Ausgangssignal bei 1500 Watt vorsieht, würden ohne die Verwendung der aktiven Entlastungsschaltung die Spannungsanforderungen für die Gleichrichter zwischen 400 und 600 Volt liegen. Mit der Entlastungsschaltung ist es möglich, 200-Volt- Gleichrichter zu verwenden und dennoch einen ausreichenden Spielraum zu bewahren. Der Abfall in Durchflußrichtung beträgt für die 200-Volt-, 400-Volt- bzw. 600-Volt-Gleichrichter ungefähr 0,95, 1,3 bzw. 1,5 Volt. Dies bedeutet, daß alleine an Leitungsversten 10 bis 15 Watt eingespart werden. Ein weiterer bedeutender Vorteil der Verwendung von Gleichrichtern niedrigerer Spannung liegt in den Sperrverzögerungseigenschaften der Gleichrichter. Aufgrund der beschränkten Möglichkeiten in der Stromvorrichtungstechnologie wird der Sperrverzögerungsstrom in Gleichrichterdioden viel größer, wenn die Vorrichtungen über 200 Volt liegen. Darüber hinaus kann das Sperrverzögerungsverhalten der Gleichrichter bei höheren di4dt-Bedingungen das Wiedergewinnungsverhalten schlecht gesteuert werden. In bestimmten Fällen wird eine thermische Instabilität beobachtet, wenn Vorrichtungen höherer Spannung verwendet werden, um Spannungsspitzen aufrechtzuerhalten. Auch führt ein höherer Sperrverzögerungsstrom zu einem komplizierteren Aufbau der Entlastungsschaltung.
  • (b) Aufgrund der verlustlosen Natur dieser Schaltung werden die Energien in den Streumduktivitäten der Transformatoren zum Lastwiderstand zurückgeleitet, ohne durch verlustträchtige Widerstände zu gehen, wie dies bei den herkömmlichen R-C- oder R-D-C-Entlastungsschaltungen der Fall ist. Die gemessene Verbesserung der Effizienz liegt gegenüber einer Schaltung mit herkömmlichen R-C-Entlastungsschaltungen bei 2,5 bis 3 Prozent (35 bis 40 Watt). Geringere Verluste führen auch zu kleineren Wärmesenkungen und daher zu reduzierten Kosten. Geringere thermische Belastungen verbessern die Zuverlässigkeit der Gleichrichter. Die Vermeidung von (unkontrollierten) Hochfrequenzschwingungen verringert die abgestrahlten und geleiteten elektromagnetischen Interferenzen. Die Kosten und die Komplexität zusätzlicher Bauteile (1 Kondensator weniger, 2 Dioden mehr, 2 Widerstände weniger, 1 oder 2 gesteuerte Schalter mehr sowie zusätzliche, damit im Zusammenhang stehende Treiberschaltkreise im Vergleich zu einer herkömmlichen R-C- Entlastungsschaltung) werden durch die oben beschriebenen Vorteile leicht wettgemacht.
  • Ein Fachmann wird erkennen, daß verschiedene Veränderungen bezüglich Form und Details der oben gezeigten und beschriebenen Erfindung vorgenommen werden können. Solche Veränderungen sollen vom Schutzumfang der vorliegenden Erfindung mit eingeschlossen werden.

Claims (7)

1. Wandlerschaltung (10) zur Umwandlung von impulsbreitenmoduliertem Gleichstrom in Gleichstrom, die folgendes aufweist:
eine brückenartige Primärschaung (12) mit einem Eingang für einen Gleichstrom mit einer ersten Spannung und einem Ausgang, der ein vom Gleichstrom abgeleitetes, gepulstes Wechseistromsignal (VSW) liefert, einen Transformator (T&sub1;), der eine Primärwicklung aufweist, die mit dem Ausgang der Primärschaltung sowie einer mittelangezapften Sekundärwicklung (16) verbunden ist,
einen Halbbrücken-Gleichrichter (18) mit einer ersten und einer zweiten Gleichrichterdiode (DR&sub1;, DR&sub2;), die mit beiden Endanschlüssen der mittelangezapften Sekundärwicklung verbunden sind, und
eine Entlastungsschaltung (20), die mit der ersten und der zweiten Gleichrichterdiode parallelgeschaltet ist,
wobei die Entlastungsschaltung (Snubber-Schaltung) folgendes aufweist:
eine erste Entlastungsdiode (DS&sub1;), die mit der ersten Gleichrichterdiode in Gegenrichtung verbunden ist,
einen ersten Entlastungskondensator (CS&sub1;), der mit der ersten Entlastungsdiode (DS&sub1;) in Serie geschaltet ist, wobei die erste Entlastungsdiode und der erste Entlastungskondensator mit der ersten Gleichrichterdiode (DR&sub1;) parallelgeschaltet sind,
einen ersten steuerbaren Schalter (SA), der mit der ersten Entlastungsdiode parallelgeschaltet ist,
eine zweite Entlastungsdiode (DS&sub2;), die mit der zweiten Gleichrichterdiode in Gegenrichtung verbunden ist, und
einen ersten Steuersignaleingang (VGA), der mit dem ersten steuerbaren Schalter verbunden ist, um den ersten steuerbaren Schalter während eines Maximalwertes einer ersten Polarität in einem Impuls des gepulsten Wechseistromsignais auf EIN zu schalten.
2. Wanderschaltung zur Umwandlung von impulsbreitenmoduliertem Gleichstrom in Gleichstrom nach Anspruch 1, die zusätzlich einen zweiten steuerbaren Schalter (SB), der mit der zweiten Entlastungsdiode (DS&sub2;) parallelgeschaltet ist und einen zweiten Steuersignaleingang aufweist, der mit dem zweiten steuerbaren Schalter verbunden ist, um den zweiten steuerbaren Schalter während eines Maximalwerts einer zweiten, zur ersten Polarität entgegengesetzten Polarität in einem Impuls des gepulsten Wechseistromsignals auf EIN zu schalten.
3. Wandlerschatung zur Umwandlung von impulsbreitenmoduliertem Gleichstrom in Gleichstrom nach Anspruch 2, bei der der erste und der zweite steuerbare Schalter jeweils Stromflußelektroden aufweisen, die miteinander sowie mit dem ersten Entlastungskondensator verbunden sind, wobei der Wandler zusätzlich einen zweiten Entlastungskondensator (CS&sub2;), der mit der zweiten Entlastungsdiode (DS&sub2;) in Serie geschaltet ist, wobei die zweite Entlastungsdiode und der zweite Entlastungskondensator mit der zweiten Gleichrichterdiode (DR&sub2;) parallelgeschaltet sind, und darüber hinaus einen Tiefpaßfilter (LF, CF) aufweist, der mit der ersten und der zweiten Gleichrichterdiode verbunden ist, wobei ein Ausgang des Tiefpaßfilters ein Gleichstrom-Ausgangssignal (RL) mit einer zweiten Spannung zur Verfügung stellt.
4. Wanderschaltung zur Umwandlung von impulsbreitenmoduliertem Gleichstrom in Gleichstrom nach Anspruch 1, bei der der brückenartige Primärschaltkreis ein Vollbrücken- und impulsbreitenmodulierter Schaltkreis ist, und bei der der brückenartige Primärschaltkreis einen dritten und einen vierten steuerbaren Schalter, die zwischen den Gleichstromeingang und ein Ende der Primärwicklung des Transformators geschaltet sind, einen fünften und einen sechsten steuerbaren Schalter, die zwischen den Gleichstromeingang und ein weiteres Ende der Primärwicklung des Transformators geschaltet sind, sowie einen dritten und einen vierten Steuersignaleingang aufweist, die mit dem dritten und dem vierten steuerbaren Schalter verbunden sind, um den dritten und den vierten steuerbaren Schalter während eines Maximalwerts einer ersten Polarität in einem Impuls des gepulsten Wechsestromsignais auf EIN zu schalten.
5. Wandlerschaltung zur Umwandlung von impulsbreitenmoduliertem Gleichstrom in Gleichstrom nach Anspruch 4, bei dem der erste, dritte, vierte, fünfte und sechste steuerbare Schalter Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistoren aufweisen.
6. Wandlerschaltung zur Umwandlung von impulsbreitenmoduliertem Gleichstrom in Gleichstrom nach Anspruch 4, bei der das erste Steuersignal und das dritte Steuersignal mittels eines ersten Verzögerungselements für das erste Steuersignal und mittels eines zweiten Verzögerungselements für das zweite Steuersignal aus einem gemeinsamen Steuersignal erzeugt werden.
7. Wandlerschatung zur Umwandlung von impulsbreitenmoduliertem Gleichstrom in Gleichstrom nach Anspruch 1, die einen zweiten steuerbaren Schalter, der mit der zweiten Entlastungsdiode parallelgeschaltet ist, sowie einen zweiten Steuersingaleingang aufweist, der mit dem zweiten steuerbaren Schalter verbunden ist, um den zweiten steuerbaren Schalter während eines Maximalwerts einer zweiten, zur ersten Polarität entgegengesetzten Polarität in einem Impuls des gepulsten Wechsestromsignals auf EIN zu schalten.
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