WO2012104889A1 - 逆流防止手段、電力変換装置及び冷凍空気調和装置 - Google Patents

逆流防止手段、電力変換装置及び冷凍空気調和装置 Download PDF

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卓也 下麥
有澤　浩一
篠本　洋介
崇 山川
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a backflow prevention means and the like possessed by a power converter and the like.
  • an object of the present invention is to provide a backflow prevention unit, a power conversion device, and the like that can reduce recovery current generated during backflow of current and ensure high efficiency, high reliability, and the like.
  • the noise terminal voltage level caused by the current generation can be reduced. Therefore, it is effective for EMC (Electro-Magnetic Compatibility) countermeasures.
  • the noise filter can be reduced in size and cost.
  • commutation can be realized by a simple commutation operation of the commutation means, a signal for operating the commutation means can be created by a relatively simple method. Therefore, for example, it can be realized by a relatively inexpensive control device such as a microcomputer, and the cost increase can be suppressed.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a configuration of a control unit 102 according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a current path according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of operation waveforms according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of an operation of a drive signal generation unit according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the drive signal of the commutation means 7 by the power supply phase which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows an example of a structure of the power converter device which concerns on Embodiment 2 of this invention. It is a figure which shows an example of a structure of the commutation means which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of an operation of a drive signal generation unit according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the drive signal of the commutation means 7 by the power supply phase which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows an example of a structure of the power converter device which concerns on Embodiment 2 of this invention. It is a figure which shows an example of a structure of the commutation means which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a current path according to Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows an example of a structure of the power converter device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows an example of a structure of the power converter device which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows an example of a structure of the power converter device which concerns on Embodiment 3 of this invention.
  • 6 is a diagram illustrating an example of a current path according to Embodiment 3.
  • FIG. It is a figure which shows another example of a structure of the power converter device which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is a figure which shows another example of a structure of the power converter device which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is a figure which shows another example of a structure of the power converter device which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is a figure which shows another example of a structure of the power converter device which concerns
  • FIG. 10 is a diagram illustrating another example of a configuration of a power conversion device according to a sixth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating another example of a configuration of a power conversion device according to a sixth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating another example of a configuration of a power conversion device according to a sixth embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating another example of a configuration of a power conversion device according to a seventh embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating another example of a configuration of a power conversion device according to a seventh embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating another example of a configuration of a power conversion device according to a seventh embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating another example of a configuration of a power conversion device according to a seventh embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating another example of a configuration of a power conversion device according to a seventh embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating another example of a configuration of a power conversion device according to a seventh embodiment. It is a block diagram of the frozen air conditioning apparatus which concerns on Embodiment 8 of this invention.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a configuration centering on a power conversion device according to Embodiment 1 of the present invention. First, a system configuration having a power conversion device capable of performing power conversion with high efficiency in FIG. 1 will be described.
  • the power conversion device is provided between the AC power source 1 and the load 6, converts AC power from the AC power source 1 into DC power, and supplies the DC power to the load 6.
  • the power conversion device according to the present embodiment includes, for example, a reactor 2, a rectifier circuit 3, a short-circuit means (switch means) 4, a smoothing means 5, and a commutation means 7.
  • the rectifier circuit (rectifier means) 3 is configured by bridge-connecting rectifier elements 3 a to 3 d such as diodes, and rectifies power by the AC power supply 1.
  • the rectifying element 3a to which at least the commutation means 7 is connected in parallel also functions as a backflow prevention means for preventing backflow (reverse current flowing from the smoothing means 5).
  • the smoothing means 5 is configured using, for example, a capacitor, smoothes the voltage related to the rectification of the rectifying elements 3a to 3d, and supplies a power by applying a DC voltage (output voltage) to the load 6.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the configuration of the short-circuit means 4.
  • the short-circuit means 4 is constituted by a short-circuit rectifier circuit 41 in which rectifier elements 41a to 41d are bridge-connected and a short-circuit switch.
  • Short-circuit means 4 short-circuits AC power supply 1 (between two terminals connected to AC power supply 1) via reactor 2.
  • the AC power supply 1 is short-circuited as in the present embodiment, the direction of the current flowing through the short-circuit means 4 at the time of the short-circuit differs depending on the phase.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the configuration of the commutation means 7.
  • the commutation means 7 is a means for commutating the current flowing in the rectifying element 3a (forward current) to a different path (path not passing through the rectifying element 3a) at a necessary timing.
  • the commutation means 7 is configured by a transformer 71, a commutation rectifying element 72 such as a diode connected in series with the secondary winding of the transformer 71, and a transformer drive circuit 73 that operates the transformer 71. is doing.
  • the transformer drive circuit 73 opens and closes based on, for example, a commutation power source 75 for supplying power to the transformer 71 and a drive signal from the drive signal generation unit 103, and the transformer 71 (primary winding) ) And a commutation switch 74 for controlling supply stop.
  • a commutation power source 75 for supplying power to the transformer 71 and a drive signal from the drive signal generation unit 103, and the transformer 71 (primary winding)
  • a commutation switch 74 for controlling supply stop.
  • the characteristics of the commutation rectifying element 72 will be described later.
  • a semiconductor element having excellent electrical characteristics (particularly recovery characteristics), a small current capacity, and a fast reverse recovery time is used.
  • FIG. 3 shows an example in which the secondary winding of the transformer 71 and the anode side of the commutation rectifying element 72 are connected, but the direction of the current flowing through the commutation rectifying element 72 is the same. If so, it is not limited to such a connection.
  • the cathode side of the commutation rectifier element 72 and the secondary winding of the transformer 71 may be connected.
  • the transformer drive circuit 73 is composed of the commutation switch 74 and the commutation power supply 75.
  • the commutation power supply 75, the commutation switch 74, the transformer A limiting resistor, a high-frequency capacitor, a snubber circuit, a protection circuit, or the like may be inserted into the electric circuit formed by the primary side winding of the device 71.
  • the excitation current may be reset by adding a reset winding to the primary side winding in the transformer 71 as necessary.
  • a rectifier or the like may be provided to regenerate the excitation energy to the power source side, thereby improving the efficiency.
  • the input current detector 101 detects an input current flowing from the AC power source 1 and outputs a detection signal.
  • the control means 102 includes a microcomputer, an arithmetic device such as a digital signal processor, or a device having a similar function inside. And the short circuit time of the short circuit means 4 etc. are calculated from the detection signal from the input current detector 101, and a signal is output. Further, the drive signal generation unit 103 generates drive signals for the short-circuit means 4 and the commutation means 7 based on the output signal (on-duty signal) of the control means 102, and the short-circuit means 4 and the commutation means 7 respectively. Send.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the configuration of the control means 102 according to the first embodiment.
  • the control unit 102 includes absolute value calculation units 111 and 112, a subtraction unit 113, and a PI control unit 114.
  • the absolute value calculation unit 111 calculates the absolute value of the current command value, for example, based on a command signal input from the outside (for example, a control unit included in a device serving as the load 6).
  • the absolute value calculation unit 112 calculates the absolute value of the input current detection value based on the detection signal from the input current detector 101.
  • the subtractor 113 calculates a deviation (difference) between the absolute value of the current command value and the absolute value of the input current detection value.
  • the PI control unit 114 performs proportional integration control and sends an output signal to the drive signal generation unit 103.
  • the operation related to the present embodiment as described above will be described below.
  • the commutation operation in the rectifier circuit 3 and the commutation means 7 is added to the operation of the AC chopper, and the rectifier element 3a is reversely recovered before the current flows backward from the smoothing means 5. To reduce the generation of recovery current.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a current path according to the first embodiment.
  • FIG. 5 shows a path according to a typical operation example among combinations of open / close states of the short-circuit switch 42 in the short-circuit means 4 and the commutation switch 74 in the commutation means 7.
  • FIG. 6 is a diagram showing a power supply voltage, a power supply current (input current), and a waveform (operation waveform) related to the operation of the drive signal sent to the short-circuit means 4 by the operation based on FIG.
  • the operation of the power conversion device according to the present embodiment will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 5A shows a current path when the short-circuit switch 42 and the commutation switch 74 are in an off state (open state).
  • simple full-wave rectification is performed.
  • the current path is the path of the AC power source 1-reactor 2-rectifier element 3a-load 6-rectifier element 3d.
  • the operation waveforms when the shorting switch 42 and the commutation switch 74 are off are as shown in FIG.
  • the power factor is poor and a large amount of harmonic current is contained.
  • i_sw42on current when the shorting switch 42 is ON
  • Vs voltage of the AC power supply 1
  • L inductance value of the reactor 2
  • t ON time of the shorting switch 42
  • i (0) shorting switch 42 Indicates the current (initial value) immediately before turning on.
  • the input current of the AC power supply 1 becomes non-current in the section in which the smoothing means 5 discharges and the current flows through the load 6.
  • the short-circuit switch 42 is turned on, a short-circuit current flows through the reactor 2 as shown in FIG. 5B, so that the input by the AC power source 1 is possible even in the non-current section as described above. Current flows.
  • the current path shown in FIGS. 5A and 5B can be repeated by repeatedly switching the shorting switch 42 on and off.
  • the waveform of the input current from the AC power supply 1 can be arbitrarily modified, and the power factor and the content rate of the harmonic current can be improved.
  • the absolute value calculation unit 111 calculates the absolute value of the current command value based on, for example, an external command signal.
  • the absolute value calculator 112 calculates the absolute value of the input current detection value based on the detection signal from the input current detector 101.
  • the subtraction unit 113 calculates the absolute value deviation of each of the current command value and the input current detection value, and the PI control unit 114 performs proportional integral control so that the input current detection value approaches the current command value.
  • the on-duty (on-time) of the short-circuit switch 42 is calculated and an on-duty signal is output.
  • the drive signal generation unit 103 drives the short-circuit switch 42 based on, for example, a comparison between a triangular wave signal having a frequency equivalent to the switching frequency of the short-circuit switch 42 and an on-duty signal calculated by the PI control unit 114. Generate a signal.
  • the switching frequency of the short-circuit switch 42 is about several k to several tens of kHz.
  • the command signal including the current command value is, for example, a sine wave having the same frequency and phase as the voltage of the AC power source 1 and a desired amplitude
  • the input current from the AC power source 1 is controlled in a sine wave shape. This can greatly improve the power factor / harmonic current content (FIG. 6B).
  • the short-circuit switch 42 is controlled by switching at high speed, and the input current is controlled in a sine wave form.
  • the present invention is not limited to this.
  • control for making the input current sinusoidal For example, as shown in FIG. 6 (c), even if control is performed such that the short-circuit switch 42 is turned on only several times in a proper phase and in a proper on-time in the input current non-flow section. It is possible to improve the power factor and harmonic content.
  • the harmonic regulation value is compared with the analysis value of the harmonic current included in the input current, and the phase and on-time for turning on the shorting switch 42 are determined within the range satisfying the regulation value.
  • the number of switching operations can be minimized.
  • the shorting switch 42 is switched at the above-mentioned several k to several tens of kHz, the number of times of switching can be greatly reduced, so that switching loss and generated noise can be reduced.
  • an inexpensive low-speed element can be used as the short-circuit switch 42, the cost can be reduced.
  • the input voltage of the AC power supply 1 may be detected, and the phase and ON time for turning on the short-circuit switch 42 may be determined from the zero cross of the input voltage.
  • the output voltage of the smoothing means 5 is detected, and the difference from the desired voltage command value is subjected to proportional-integral control or the like, so that the output voltage control is performed, both the input current and the output voltage are detected, Based on this, the short-circuit switch 42 may be controlled.
  • FIG. 7 is a diagram showing signals and current waveforms when the commutation means 7 is not operated.
  • FIG. 7 shows a diagram in which the shorting switch 42 is continuously turned on and off, and similarly to FIG. 5, among the terminals of the AC power supply 1, the potential of the terminal connected to the reactor 2 is high. ing.
  • the drive signal of the short-circuit means 4 (short-circuit switch 42) has the High side as the active direction (ON direction).
  • the shorting switch 42 when the shorting switch 42 is turned off, a forward current flows through the rectifying element 3a.
  • the shorting switch 42 is turned on in this state, the DC voltage smoothed by the smoothing means 5 is applied to both ends of the rectifying elements 3a and 3b connected in series. At this time, a reverse bias voltage 1 ⁇ 2 of the DC voltage is applied to the rectifying element 3a. Thereafter, the rectifying element 3a shifts to an off operation.
  • a commutation path is formed by the commutation means 7, and a short circuit switch Control (hereinafter referred to as commutation control) in which reverse recovery is performed by applying a low reverse bias via the transformer 71 and the commutation rectifying element 72 immediately before turning on 42 is performed.
  • commutation control a short circuit switch Control
  • FIG. 5C shows a state in which the short-circuit switch 42 is off and the commutation switch 74 is on.
  • the current path at this time is a path of AC power source 1 -reactor 2 -rectifier element 3 a -load 6 -rectifier element 3 d, as in FIG.
  • the transformer 71 is excited, and a current also flows into the path of the secondary side-commutation rectifying element 72 of the transformer 71 of the commutation means 7. Then, after a certain period of time, the current is completely commutated to the commutation rectifier element 72 side.
  • FIG. 8 is a diagram showing signals and current waveforms when the commutation means 7 is operated.
  • the drive signals of the short-circuit means 4 (short-circuit switch 42) and the commutation means 7 (commutation switch 74) have the High side as the active direction (ON direction).
  • the drive signal of the commutation means 7 is turned on.
  • current starts to flow through the secondary side path of the transformer 71 due to the excitation current. Therefore, current flows in a diverted direction in each direction of the rectifying element 3a and the commutating rectifying element 72.
  • the drive signal of the commutating means 7 is maintained in the ON state, no current flows through the rectifying element 3a, and the entire current flows through the commutating rectifying element 72 (commutation complete).
  • the commutation power supply 75 in the transformer drive circuit 73 is set to a sufficiently small value as compared with the output voltage of the smoothing means 5, so that the rectifying element can be applied with a small reverse bias voltage. 3a can be turned off (reverse recovery).
  • the short-circuit switch 42 is turned on in this state, the reverse recovery operation of the commutation rectifier element 72 is performed, and a recovery current is also generated in this case.
  • the commutation time of the commutation rectifying element 72 is very short compared with the rectification element 3a, the effective current of the current flowing through the commutation rectification element 72 is small, and the required current capacity is small. .
  • the noise filter can be reduced in size and the cost can be reduced.
  • the commutation rectifying element 72 may be a Schottky barrier diode having a high withstand voltage, good forward characteristics, low forward voltage, and low loss.
  • a wide band gap semiconductor element made of SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride, gallium nitride), diamond, or the like may be used.
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • diamond or the like.
  • these devices have a specification with a large allowable value of the effective current value, crystal defects increase and costs increase. Since an element with a small allowable value of the effective current value can be used as the commutation rectifying element 72 in the present embodiment, it is possible to realize a power conversion device with good cost performance and high efficiency.
  • the transformer 71 is interposed between the rectifier circuit 3 composed of the rectifier elements 3a to 3d, the secondary winding of the transformer 71, the commutation rectifier element 72, the transformer drive circuit 73, and the control means 102. Can be insulated. For this reason, injection of a signal for driving the commutation means 7 can be performed relatively easily. In addition, a highly safe and reliable system can be constructed.
  • FIG. 9 shows an example of operation waveforms of the drive signal generator 103.
  • FIG. 9A shows that when the commutation means 7 is not operated, the drive signal generator 103 outputs the drive signal of the short-circuit switch 42 based on the on-duty signal of the short-circuit switch 42 output from the control means 102.
  • generate is shown.
  • the first triangular wave signal prepared in advance is compared with the on-duty signal of the short-circuit switch 42 output from the control means 102. If the on-duty signal is larger, the short-circuit switch 42 is A drive signal to be turned on is sent. On the other hand, when the triangular wave signal is larger, a drive signal for turning off the short-circuit switch 42 is sent.
  • the active direction of the two parties and whether or not to include the threshold in the ON state may be changed as necessary.
  • the drive signal of the commutation means 7 (commutation switch 74) is generated using a second triangular wave signal having a predetermined hysteresis width with respect to the first triangular wave signal. For example, if the first triangular wave signal is larger than the reference signal when the second triangular wave signal and the on-duty signal have the same value in the falling period (second half) of the first and second triangular wave signals, the commutation is performed. The drive signal of means 7 is turned on. On the other hand, if the second triangular wave signal is smaller than the on-duty signal when the first triangular wave signal and the on-duty signal have the same value, the drive signal of the commutation means 7 is turned off.
  • the driving signal of the commutation means 7 is switched on or off.
  • the transformer 71 operates from the output of the drive signal of the commutation means 7 and starts commutation to the commutation rectifier element 72. For this reason, it is preferable to set in consideration of the delay time for the purpose.
  • the off timing of the commutation means 7 the delay time of the transformer drive circuit 73, the reverse recovery time of the rectifier element 3a (usually several hundred ns to several ⁇ s), and the reverse recovery time of the commutation rectifier element 72 (usually several ns) It may be set in consideration of up to several hundred ns). Then, whether or not to include the two active directions and thresholds may be changed as necessary.
  • the determination of whether the triangular wave signal is in the falling period (second half) may be performed by, for example, periodically determining the first half or the second half using a timer or the like when generating the triangular wave signal. The determination may be made based on the determination of the signal on timing and the off timing by time management of the triangular wave signal (elapsed time is counted).
  • the generation timing of the recovery current in the rectifying elements 3a and 3b differs depending on the phase of the power supply voltage.
  • a current path passes through the rectifying element 3a.
  • a current path passes through the rectifying element 3b.
  • each anode side is connected to the bus N side of the circuit. For this reason, even when a reverse bias voltage is applied as in the rectifying elements 3a and 3b, a recovery current is unlikely to occur. However, by applying commutation control, it is possible to further reduce noise and loss.
  • the commutation means 7 is provided, connected in parallel to the rectifying element 3a serving as a backflow prevention element, and flows in the forward direction from the AC power supply 1 side to the load 6 side. Is commutated to the smoothing means 5 side by another path, for example, by opening and closing the shorting switch 42, the rectifying element 3a is reversely recovered before the current flows backward from the load 6 (smoothing means 5) side.
  • a reverse current flows, a recovery current generated in a semiconductor element such as a diode is not a rectifier element 3a in which a forward voltage is low but a large amount of recovery current is generated. Is generated through the commutation rectifying element 72 having a short and good recovery characteristic, the recovery current in the circuit can be reduced.
  • either one of the drive power source for operating the short-circuit means 4 (short-circuit switch 42), the power source (not shown) for performing the processing operation of the control means 102, and the commutation power source 75 are shared. Since it can be used as a power source, it is not necessary to create a new power source, and an increase in cost can be avoided.
  • a wide gap band semiconductor is used for the commutation rectifier element 72, a low-loss power converter can be obtained. In addition, since the power loss is small, the efficiency of the element can be increased. Since the wide gap band semiconductor has a high allowable current density, it is possible to reduce the size of the element, and also to reduce the means incorporating the element.
  • a wide gap band semiconductor can be used for other elements.
  • a high breakdown voltage Schottky barrier diode with low forward voltage and low loss may be used as the commutation rectifying element 72.
  • these elements have a specification with a large allowable value of the effective current value, the number of crystal defects increases and the cost increases.
  • the commutation rectifying element 72 in the commutation means 7 has a small allowable current effective value (small current capacity). ) Elements can be used, and a highly efficient power conversion device with good cost performance can be realized.
  • the transformer 71 allows the rectifying element 3a on the circuit between the AC power source 1 and the load 6, the secondary winding of the transformer 71 and the commutating rectifying element 72, the transformer driving circuit 73, the control means. 102 and the drive signal to the commutation means 7 can be insulated from each other, so that the drive signal can be transmitted to the commutation means 7 relatively easily. And the means to which a high voltage is applied and the means to operate at a low voltage can be electrically separated. In addition, it is possible to construct a system with high safety and reliability.
  • the commutation operation is performed by the transformer 71 and the transformer drive circuit 73. However, although the above effect may not be exhibited, the current is transferred to another path. If the commutation operation to flow can be performed, the means configuration can be changed.
  • FIG. FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a configuration of the power conversion device according to the second embodiment.
  • the commutation means 7 is connected to the rectifying elements 3a and 3c.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of the configuration of the commutation means 7 according to the second embodiment.
  • the primary side winding of the transformer 71 of the commutation means 7 connected to the rectifying elements 3a and 3c and the transformer drive circuit 73 for supplying power to the primary side winding are provided. It is common.
  • the commutation rectifying element 72a connected in series with the secondary winding of the transformer 71 and the rectifying element 3a are connected in parallel.
  • the commutation rectifier element 72c connected in series with the secondary winding of the transformer 71 and the rectifier element 3c are connected in parallel.
  • the secondary winding of the transformer 71 connected to the commutation rectifier element 72a and the secondary side of the transformer 71 connected to the commutation rectifier element 72c are used.
  • the polarity of the winding is opposite to that of the winding.
  • the transformer drive circuit 73 of the present embodiment includes commutation switches 74a and 74c, a commutation power source 75, and capacitors 76a and 76c.
  • transformer drive circuit 73 has been described with respect to the example of the half-bridge configuration by the commutation switches 74a and 74c, it is not limited to this configuration. For example, even if the number of commutation switches 74 is increased to achieve a full bridge configuration, the same commutation operation can be realized, and the same effect can be obtained.
  • the power conversion device of the second embodiment even when the commutation operation is performed at different timings for each of the rectifying elements 3a and 3c, for example, the secondary winding of the transformer 71,
  • the rectifier elements 72a and 72c are respectively connected in parallel to the rectifier elements 3a and 3c in the same manner as in the first embodiment, while the transformer drive circuit 73 for controlling the power supply is shared by the primary side winding of the transformer 71.
  • the transformer drive circuit 73 for controlling the power supply is shared by the primary side winding of the transformer 71.
  • the relationship between the recovery current generation timings of the rectifying elements 3b and 3d is the same as that of the rectifying elements 3a and 3c, and the case where the commutation means is connected to the rectifying elements 3b and 3d is shown in FIG. With such a configuration, the transformer drive circuit can be made common and the commutation operation can be performed for each.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating another configuration example of the power conversion device according to the second embodiment.
  • commutation means 7 is connected to the rectifying elements 3a and 3d.
  • the rectifying element 3a and the rectifying element 3d have the same generation timing although the magnitudes of the recovery currents generated are different. Therefore, when the commutation means 7 is connected to the combination of the rectifying elements 3a and 3d, a configuration as shown in FIG. Moreover, the transformer drive circuit 73 at this time can be realized by the configuration shown in FIG. 3 as in the first embodiment. The same applies to the combination of the rectifying element 3b and the rectifying element 3c.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating still another configuration example of the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 15 shows a configuration in which commutation means 7 is connected to all of the rectifying elements 3a to 3d.
  • the transformer drive circuit 73 may be configured in common.
  • the generation timing of the recovery current is the same for the combination of the rectifying elements 3a and 3d and the combination of the rectifying elements 3b and 3c as described above.
  • the configuration of the transformer drive circuit 73 may be configured as shown in FIG. Also in the configuration of FIG.
  • the commutation switch 74 can have a full bridge configuration, and the same operation and the same effect can be obtained. With this configuration, as with the first embodiment, while reducing noise and loss by reducing recovery current, the number of circuit components can be reduced, reducing circuit area and reducing costs. can do.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example of the configuration of the power conversion device according to the third embodiment.
  • the smoothing means 5 of the present embodiment includes smoothing means 5a and 5b connected in series. Further, any one of the terminals of the AC power supply 1 is connected to the connection point between the smoothing means 5a and the smoothing means 5b.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating an example of a current path according to the third embodiment.
  • FIG. 17 shows a case where the potential of the terminal connected to the reactor 2 is higher among the terminals of the AC power supply 1.
  • FIG. 17A shows a current path when the shorting switch 42 and the commutation switch 74 are off. At this time, the smoothing means 5a is charged. Further, when the potential of the terminal connected to the reactor 2 is lower, the smoothing means 5b is charged, so that the DC voltage applied to the load 6 is double that of full-wave rectification. (Double voltage rectification).
  • FIG. 18 is a diagram illustrating another example of the configuration of the power conversion device according to the third embodiment.
  • the connection point of the rectifying elements 3 c and 3 d and the connection point of the smoothing means 5 a and 5 b are connected via the switch 9.
  • the switch 9 When the switch 9 is off, the operation is the same as that described in the first and second embodiments.
  • the switch 9 is on, the operation is the same as that described with reference to FIG. For this reason, it is possible to switch between full-wave rectification and voltage doubler rectification by opening and closing the switch 9.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating another example of the configuration of the power conversion device according to the third embodiment.
  • the power conversion apparatus has a resonance capacitor 10 and supplies power by utilizing resonance with the reactor 2.
  • the smoothing means 5 is comprised by the smoothing means 5a and 5b connected in series. And it has the backflow prevention elements 8a and 8b which prevent the backflow of the electric current from the smoothing means 5 side.
  • the commutation means 7 a and 7 b similar to the commutation means 7 of the first and second embodiments are provided, and the operation of the short-circuit means 4 is adjusted. Since the commutation operation of the commutation means 7a and 7b is controlled, the recovery current can be reduced, and as in the first and second embodiments, the noise and loss can be reduced, or the circuit can be reduced in size and the cost can be suppressed. The effect of can be obtained.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of the configuration of the power conversion device according to the fourth embodiment. 20, the means, elements, etc. that perform the same operations as in FIG. As shown in FIG. 20, in the present embodiment, both terminals connected to AC power supply 1 and reactors 2a and 2b are connected to each other.
  • the commutation means 7a and 7b similar to the commutation means 7 of the first and second embodiments are provided, and the short circuit similar to the short circuit means 4 is provided. Since the commutation operation of the commutation means 7a and 7b is controlled in accordance with the operation of the means 4a and 4b, the recovery current can be reduced. The effect of miniaturizing the circuit and suppressing the cost increase can be obtained.
  • FIG. FIG. 21 is a diagram illustrating an example of the configuration of the power conversion device according to the fifth embodiment.
  • the smoothing means 5 is composed of smoothing means 5a and 5b connected in series.
  • the short-circuit means 4a is connected to the connection point between the rectifying elements 3a and 3b, and the short-circuit means 4b is connected to the connection point between the rectifying elements 3c and 3d.
  • the short-circuit means 4a and 4b are bidirectional switches, which are realized by, for example, a rectifier circuit and a switch as shown in FIG. 2 or a plurality of switches.
  • the commutation means 7 is provided in the same manner as in the first or second embodiment, and commutation control of the commutation means 7 is performed in accordance with the operation of the short-circuit means 4a and 4b. Do.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating another example of the configuration of the power conversion device according to the fifth embodiment.
  • the short-circuit means 4 is constituted by a diode bridge and two switches.
  • the recovery current can be reduced, and as in the first and second embodiments, the effect of reducing noise and loss or reducing the size and cost of the circuit is reduced. Can be obtained.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of the configuration of the power conversion device according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the short-circuit means 4 of the present embodiment need not be a bidirectional switch, and can be realized by a switch such as an IGBT or a MOS-FET.
  • a backflow prevention element 8 for preventing a backflow from the smoothing means 5 is installed between the short-circuit means 4 and the smoothing means 5.
  • the commutation means 7 is connected in parallel with the backflow prevention element 8.
  • the on / off of the switch of the short-circuit means 4 is controlled so that the output voltage smoothed by the smoothing means 5 becomes a desired voltage value.
  • the control may be performed so that the input current from the AC power supply 1 becomes a desired current value.
  • the output voltage and the input current may be controlled to have desired values.
  • the commutation means 7 is provided in the same manner as in the first embodiment and the commutation control of the commutation means 7 is performed in accordance with the operation of the short-circuit means 4. For this reason, the recovery current can be reduced, and the effect of reducing noise and loss or reducing the size of the circuit and suppressing the cost increase can be obtained as in the first embodiment.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating another example of the configuration of the power conversion device according to the sixth embodiment.
  • FIG. 24 is a power conversion device in which two reactors, the short-circuit means 4 and the backflow prevention element 8 are provided in parallel in the power conversion device shown in FIG.
  • the number of systems connected in parallel in the reactor 2, the short-circuit means 4, and the backflow prevention element 8 is not limited to two systems, and may be a larger number of systems.
  • the short-circuit means 4a and 4b it is not always necessary to turn on and off the short-circuit means 4a and 4b at the same timing.
  • the control is performed with an arbitrary phase difference during the switching period, the current ripple in each system is canceled and the current ripple of the input current can be reduced.
  • the effect is most obtained when the phase difference is 180 degrees. In the case of three systems, the effect is most obtained when the phase difference is 120 degrees.
  • the effect of current ripple cancellation is maximized by setting the phase difference to 360 degrees / n.
  • the greater the number of systems the greater the effect.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating another example of the configuration of the power conversion device according to the sixth embodiment.
  • FIG. 25A shows a configuration in which a reactor 2 is provided on the AC power source 1 side with respect to the configuration of FIG.
  • FIG. 25B is a modification of the configuration of FIG.
  • FIG. 25C shows a case where reactors 2 a and 2 b are provided in the path of the short-circuit means 4.
  • the short-circuit means 4 in FIG. 25 (c) the rectifying elements 41a to 41d and the short-circuit switches 42a to 42d are connected in parallel, and the short-circuit capacitor 43 is provided to form the first and second embodiments.
  • the function of the short-circuit means 4 similar to the above is realized.
  • FIG. 26 is a diagram illustrating another example of the configuration of the power conversion device according to the sixth embodiment.
  • the power converter of the present embodiment is a matrix converter as shown in FIG.
  • a three-phase induction motor is used as the load 6.
  • the switch 11 (11a to 11i) of the matrix converter is formed of a bidirectional switch as shown in FIG. 26 (b), and the commutation means 7a and 7b are respectively connected to the backflow prevention elements and the like constituting the bidirectional switch. Are connected, and commutation control can be performed.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating another example of the configuration of the power conversion device according to the sixth embodiment.
  • the power conversion device may be configured by connecting the commutation means 7a to 7d in parallel to the current prevention elements 8a to 8d on the current path.
  • the commutation means 7 is provided in the same manner as in the first or second embodiment, and the commutation control of the commutation means 7 is performed in accordance with the operation of the short-circuit means 4 or the like. Do. For this reason, the recovery current can be reduced, and as in the first and second embodiments, the effect of reducing noise and loss, or downsizing the circuit and suppressing the cost increase can be obtained.
  • FIG. 28 to 37 are diagrams showing an example of the configuration of the power conversion device according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the same symbols are attached to the means, elements, etc. that perform the same operations as in FIG.
  • the power conversion device corresponding to the single-phase AC power source 1 has been described.
  • a commutation unit 7 may be provided to perform commutation control also in a power conversion device of a similar system corresponding to a three-phase AC power source as shown in FIGS.
  • the recovery current can be reduced, and the effects of reducing noise and loss or reducing the size and cost of the circuit can be obtained as in the first embodiment.
  • FIG. 38 is a configuration diagram of a refrigeration air conditioning apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.
  • a refrigeration air conditioner that supplies power via the above-described power conversion device will be described.
  • the refrigeration air conditioning apparatus of FIG. 38 includes a heat source side unit (outdoor unit) 300 and a load side unit (indoor unit) 400, which are connected by a refrigerant pipe, and a main refrigerant circuit (hereinafter referred to as a main refrigerant circuit). And the refrigerant is circulated.
  • a pipe through which a gaseous refrigerant (gas refrigerant) flows is referred to as a gas pipe 500
  • a pipe through which a liquid refrigerant (liquid refrigerant, sometimes a gas-liquid two-phase refrigerant) flows is referred to as a liquid pipe 600.
  • the heat source side unit 300 includes a compressor 301, an oil separator 302, a four-way valve 303, a heat source side heat exchanger 304, a heat source side fan 305, an accumulator 306, and a heat source side expansion device (expansion valve) 307.
  • the refrigerant heat exchanger 308, the bypass expansion device 309, and the heat source side control device 310 are configured by each device (means).
  • Compressor 301 compresses and discharges the sucked refrigerant.
  • the compressor 301 can change the capacity
  • the power conversion device in each of the above-described embodiments is attached between the AC power source 1 that supplies power for driving the compressor 301 (motor), the compressor 301 that is the load 6, and the like.
  • the oil separator 302 separates the lubricating oil discharged from the compressor 301 mixed with the refrigerant.
  • the separated lubricating oil is returned to the compressor 301.
  • the four-way valve 303 switches the refrigerant flow between the cooling operation and the heating operation based on an instruction from the heat source side control device 310.
  • the heat source side heat exchanger 304 performs heat exchange between the refrigerant and air (outdoor air). For example, during the heating operation, the refrigerant functions as an evaporator, performs heat exchange between the low-pressure refrigerant flowing in through the heat source side expansion device 307 and the air, and evaporates and vaporizes the refrigerant.
  • the heat source side heat exchanger 304 is provided with a heat source side fan 305 in order to efficiently exchange heat between the refrigerant and the air.
  • power is supplied through the power conversion device described in each of the above-described first embodiments. For example, in the inverter device serving as the load 6, the fan motor operating frequency is arbitrarily changed to rotate the fan. The speed may be changed finely.
  • the inter-refrigerant heat exchanger 308 exchanges heat between the refrigerant flowing through the main flow path of the refrigerant circuit and the refrigerant branched from the flow path and adjusted in flow rate by the bypass expansion device 309 (expansion valve). .
  • the bypass expansion device 309 expansion valve
  • the refrigerant is supercooled and supplied to the load side unit 400.
  • the liquid flowing through the bypass throttle device 309 is returned to the accumulator 306 via the bypass pipe.
  • the accumulator 306 is means for storing, for example, liquid surplus refrigerant.
  • the heat source side control device 310 is formed of, for example, a microcomputer. It is possible to perform wired or wireless communication with the load-side control device 404.
  • the operation frequency control of the compressor 301 by inverter circuit control, etc. are controlled to control the operation of the entire refrigeration air conditioner.
  • the heat source side control device 310 may perform the processing performed by the control unit 102 described in the above embodiment.
  • the load side unit 400 includes a load side heat exchanger 401, a load side expansion device (expansion valve) 402, a load side fan 403, and a load side control device 404.
  • the load-side heat exchanger 401 performs heat exchange between the refrigerant and air. For example, during heating operation, it functions as a condenser, performs heat exchange between the refrigerant flowing in from the gas pipe 500 and air, condenses and liquefies the refrigerant (or gas-liquid two-phase), and moves to the liquid pipe 600 side. Spill.
  • the refrigerant functions as an evaporator, performs heat exchange between the refrigerant and the air whose pressure has been reduced by the load-side throttle device 402, causes the refrigerant to take heat of the air, evaporates it, and vaporizes it. It flows out to the piping 500 side.
  • the load side unit 400 is provided with a load side fan 403 for adjusting the flow of air for heat exchange.
  • the operating speed of the load-side fan 403 is determined by, for example, user settings.
  • the load side expansion device 402 is provided to adjust the pressure of the refrigerant in the load side heat exchanger 401 by changing the opening degree.
  • the load side control device 404 is also composed of a microcomputer or the like, and can communicate with the heat source side control device 310 by wire or wireless, for example. Based on an instruction from the heat source side control device 310 and an instruction from a resident or the like, each device (means) of the load side unit 400 is controlled so that the room has a predetermined temperature, for example. In addition, a signal including data related to detection by the detection means provided in the load side unit 400 is transmitted.
  • the present invention is not limited to this.
  • the present invention can also be applied to lighting devices (systems) such as heat pump devices, devices using a refrigeration cycle (heat pump cycle) such as a refrigerator, and transport devices such as elevators, and the same effects can be achieved.

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Abstract

例えば、電流逆流時に生じるリカバリー電流の低減をはかり、高効率、高信頼性等を確保することができる逆流防止手段等を提供する。 交流電源１と負荷６との間に接続され、負荷６側から交流電源１側への電流の逆流を防止する整流素子３ａ等の逆流防止素子と、逆流防止素子と並列接続した別経路に電流を流す転流動作を行うための転流手段７とを備え、電流による損失、通流損を低減することができるようにしたものである。

Description

逆流防止手段、電力変換装置及び冷凍空気調和装置
　本発明は、電力変換装置等が有する逆流防止手段等に関するものである。
　可変電圧・可変周波数のインバータ装置等が実用化されるに従って、各種電力変換装置の応用分野が開拓されている。
　例えば、電力変換装置に関しては、近年、昇降圧コンバータの応用技術開発が盛んである。一方で、炭化珪素等を材料とするワイドバンドギャップ半導体素子等の開発も盛んに行われている。このような新しい素子に関して、高耐圧であっても電流容量（電流実効値の許容値）の小さい素子に関しては、整流器を中心に実用化されてきている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５－１６０２８４号公報（図１）
　一方、高効率な新しい素子を実用化するにあたり、例えば電流容量が大きい素子に関しては、高コスト、結晶欠陥等のため、実用化に向けて多くの課題があり、普及にはまだ時間がかかると考えられる。このため、例えば、空気調和装置の圧縮機のモータ等に供給するような電力以上の電力を扱う装置に、新しい素子を用いて高効率化をはかろうとすることは現状では難しい。このため、例えば負荷側から電源側に逆流しようとする電流の流れを止めるための逆流電流防止素子において、電流逆流時に生じるリカバリー電流の損失を低減させることが難しかった。
　本発明は、上記課題を考慮し、例えば、電流逆流時に生じるリカバリー電流の低減をはかり、高効率、高信頼性等を確保することができる逆流防止手段、電力変換装置等を提供することを目的とする。
　本発明に係る逆流防止手段は、電源と負荷との間に接続され、負荷側から電源側への電流の逆流を防止する逆流防止素子と、逆流防止素子と並列接続した別経路に電流を流す転流動作を行うための転流手段とを備えるものである。
　本発明によれば、転流動作を行うことができる転流手段を設けることにより、逆流防止素子を流れる電流を別経路に転流させることができる。このため、例えば電流変換装置の動作において、負荷側から電流が逆流する際には、逆流防止素子に発生するリカバリー電流を低減させることができ、例えば逆流防止素子の電流容量等に関係なく、このような電流による損失、通流損を低減することができる。そして、転流手段の転流動作により損失が小さくなるため、システム全体として高効率化をはかることができる。
　また、負荷側から電源側に流れるリカバリー電流の低減をはかることで、電流発生に起因する雑音端子電圧レベルを低減することができる。このため、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibility：電磁両立性）対策に有効である。特に、ノイズフィルタの小型化、低コスト化をはかることができる。
　そして、例えば、システムにおいて用いられるスイッチング素子におけるアーム短絡等の恐れがなくなるため、高信頼性設計を行うことが可能である。
　また、転流手段の単純な転流動作により転流を実現することができるので、転流手段を動作させるための信号を比較的簡易な方法で作成をすることができる。そのため、例えば、マイクロコンピュータ等のような比較的安価な制御装置により、実現することができ、コストアップを抑えることができる。
本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。 実施の形態１に係る短絡手段４の構成の一例を示す図である。 実施の形態１に係る転流手段７の構成の一例を示す図である。 実施の形態１に係る制御手段１０２の構成の一例を示す図である。 実施の形態１に係る電流経路の一例を示す図である。 実施の形態１に係る動作波形の一例を示す図である。 実施の形態１に係る転流制御を行わない場合の動作波形の一例を示す図である。 実施の形態１に係る転流制御を行う場合の動作波形の一例を示す図である。 実施の形態１に係る駆動信号生成部の動作の一例を示す図である。 実施の形態１に係る電源位相による転流手段７の駆動信号を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。 実施の形態２に係る転流手段の構成の一例を示す図である。 実施の形態２に係る電流経路の一例を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。 実施の形態３に係る電流経路の一例を示す図である。 実施の形態３に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態３に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 本発明の実施の形態４に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。 本発明の実施の形態５に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。 実施の形態５に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 本発明の実施の形態６に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。 実施の形態６に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態６に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態６に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態６に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 本発明の実施の形態７に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。 実施の形態７に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態７に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態７に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態７に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態７に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態７に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態７に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態７に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 実施の形態７に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。 本発明の実施の形態８に係る冷凍空気調和装置の構成図である。
　以下、発明の実施の形態に係る逆流防止手段を有する電力変換装置等について図面等を参照しながら説明する。
実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１に係る電力変換装置を中心とする構成の一例を表す図である。はじめに、図１における高効率に電力変換を行うことができる電力変換装置を有するシステム構成について説明する。
　図１のシステムでは、電力変換装置は、交流電源１と負荷６との間に設けられ、交流電源１からの交流の電力を直流の電力に変換して負荷６に供給する。本実施の形態の電力変換装置は、例えばリアクトル２、整流回路３、短絡手段（スイッチ手段）４、平滑手段５及び転流手段７を有している。
　リアクトル２は高調波を抑制するために設けている。整流回路（整流手段）３は、ダイオード等の整流素子３ａ～３ｄをブリッジ接続して構成し、交流電源１による電力の整流を行う。ここで、少なくとも転流手段７が並列接続されている整流素子３ａは、逆流（平滑手段５から流れる逆方向の電流）を防止する逆流防止手段としても機能する。平滑手段５は、例えばコンデンサ等を用いて構成し、整流素子３ａ～３ｄの整流に係る電圧を平滑し、負荷６に対して直流電圧（出力電圧）を印加して電力供給を行う。
　図２は短絡手段４の構成の一例を示す図である。例えば図２（ａ）では、整流素子４１ａ～４１ｄをブリッジ接続した短絡用整流回路４１と、短絡用スイッチ４２とで短絡手段４を構成している。短絡手段４はリアクトル２を介して交流電源１（交流電源１と接続する２端子間）を短絡する。ここで、本実施の形態のように交流電源１を短絡する場合には、位相によって、短絡時に短絡手段４に流れる電流の向きが異なる。図２は短絡用スイッチ４２として例えばＩＧＢＴのような双方向に電流を流せない素子を１つ用いる場合における一般的な構成を示している。他にも、図２（ｂ）に示すように、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等を複数個用いて構成する双方向スイッチ等で短絡手段４を構成してもよく、同様の効果を得ることができる。
　図３は転流手段７の構成の一例を示す図である。転流手段７は整流素子３ａに流れる電流（順方向の電流）を、必要なタイミングで異なった経路（整流素子３ａを介さない経路）に転流するための手段である。図３では、例えば、変圧器７１、変圧器７１の２次側巻線と直列接続するダイオード等の転流用整流素子７２及び変圧器７１を動作させる変圧器駆動回路７３により転流手段７を構成している。また、変圧器駆動回路７３は、例えば、変圧器７１に電力供給するための転流用電源７５と、駆動信号生成部１０３からの駆動信号に基づいて開閉し、変圧器７１（１次側巻線）への電力供給、供給停止を制御する転流用スイッチ７４とで構成する。
　ここで、転流用整流素子７２の特性については後述するが、例えば電気的特性（特にリカバリー特性）に優れ、電流容量が小さく逆回復の時間がはやい半導体素子とする。また、交流電源１から負荷６に供給する電力の経路上にあるため、高耐圧の素子とする方が望ましい。
　ここで、図３では、変圧器７１の２次側巻線と転流用整流素子７２のアノード側とを接続している例を示しているが、転流用整流素子７２に流す電流の向きが同じであれば、このような接続に限るものではない。例えば、転流用整流素子７２のカソード側と変圧器７１の２次側巻線とを接続するようにしてもよい。また、変圧器駆動回路７３を転流用スイッチ７４と転流用電源７５とで構成しているが、ノイズ対策や故障時保護を考慮し、必要に応じて転流用電源７５、転流用スイッチ７４、変圧器７１の１次側巻線で構成する電気回路に、制限抵抗、高周波コンデンサ、スナバ回路、保護回路等を挿入して構成してもよい。さらに、変圧器７１に、必要に応じて１次側巻線にリセット巻線を付加して励磁電流をリセットするようにしてもよい。さらに整流器等を設けて励磁エネルギーを電源側に回生し、高効率化するようにしてもよい。
　入力電流検出器１０１は交流電源１により流れる入力電流を検出し、検出信号を出力する。制御手段１０２は、マイクロコンピュータや、デジタルシグナルプロセッサ等の演算装置、あるいは同様の機能を内部に有する装置等を有している。そして、入力電流検出器１０１からの検出信号から短絡手段４の短絡時間等を演算し、信号を出力する。また、駆動信号生成部１０３は、制御手段１０２の出力信号（オンデューティ信号）をもとに、短絡手段４および転流手段７の駆動信号を生成し、短絡手段４、転流手段７にそれぞれ送信する。
　図４は実施の形態１に係る制御手段１０２の構成の一例を示す図である。図４に示すように、制御手段１０２は、絶対値演算部１１１、１１２、減算部１１３及びＰＩ制御部１１４を有しているものとする。絶対値演算部１１１は例えば外部（例えば負荷６となる装置が有する制御手段等）から入力される指令信号に基づいて、電流指令値の絶対値を演算する。絶対値演算部１１２は入力電流検出器１０１からの検出信号に基づいて、入力電流検出値の絶対値を演算する。また、減算部１１３は電流指令値の絶対値と入力電流検出値の絶対値との偏差（差分）を演算する。そして、ＰＩ制御部１１４は、比例積分制御を行って、駆動信号生成部１０３に出力信号を送る。
　ここで、本実施の形態では電流指令値の絶対値と入力電流検出値との絶対値との差分に基づいて比例積分制御（フィードバック制御）を行うようにしたが、これに限定するものではない。例えば、微分制御等を含めるようにしてもよい。また、電流だけでなく、電圧等に基づいて行うようにしてもよい。
　以上のような本実施の形態に関する動作について、以下説明する。本実施の形態の電力変換装置における動作は、ＡＣチョッパの動作に、整流回路３、転流手段７における転流動作を加え、平滑手段５から電流が逆流する前に整流素子３ａを逆回復させておくようにし、リカバリー電流の発生を抑える。
　図５は実施の形態１に係る電流経路の一例を示す図である。図５は短絡手段４内の短絡用スイッチ４２及び転流手段７内の転流用スイッチ７４の開閉状態の組合せのうち、代表的な動作例による経路を示している。
　図６は、図５に基づく動作による電源電圧、電源電流（入力電流）及び短絡手段４に送られる駆動信号の動作に係る波形（動作波形）を示す図である。図５及び図６を用いて、本実施の形態における電力変換装置の動作について説明する。
　図５（ａ）は、短絡用スイッチ４２及び転流用スイッチ７４がオフ状態（開放状態）における電流経路を示している。短絡用スイッチ４２及び転流用スイッチ７４をオフ状態としたまま交流電源１から電力供給を行った場合、単純な全波整流となる。例えば、交流電源１の端子のうち、リアクトル２と接続している側の端子の電位が高い場合、電流経路は、交流電源１－リアクトル２－整流素子３ａ－負荷６－整流素子３ｄの経路となる。そして、例えば短絡用スイッチ４２及び転流用スイッチ７４がオフの状態における動作波形は図６（ａ）のようになる。図６（ａ）のような交流電源１による入力電流の場合には力率は悪く、高調波電流も多く含有している。
　図５（ｂ）は、短絡用スイッチ４２がオン状態（閉止状態）を示している。転流用スイッチ７４はオフ状態である。このとき、交流電源１－リアクトル２－整流素子４１ａ－短絡用スイッチ４２－整流素子４１ｄの経路で短絡電流が流れる。ここで、リアクトル２に印加される電圧は交流電源１の電圧とほぼ同等となり、図５（ｂ）に示す経路で流れる短絡電流は次式（１）で表される。
　ｉ_sw42on＝（Ｖｓ／Ｌ）・ｔ＋ｉ（０）　　　　　　　　　…（１）
　ここで、ｉ_sw42on：短絡用スイッチ４２オン時の電流、Ｖｓ：交流電源１の電圧、Ｌ：リアクトル２のインダクタンス値、ｔ：短絡用スイッチ４２のオン時間、ｉ（０）：短絡用スイッチ４２がオンする直前の電流（初期値）を表す。
　通常、全波整流において、平滑手段５が放電して負荷６に電流を流す区間では、交流電源１の入力電流が不通流となる。しかし、短絡用スイッチ４２をオン状態にした場合、図５（ｂ）のように、リアクトル２を介して短絡電流が流れるため、上記のような不通流区間であっても、交流電源１による入力電流が流れる。このため、短絡用スイッチ４２のオン、オフの切り替えを繰り返し行うことで、図５（ａ）と図５（ｂ）とに示す電流経路を繰り返すことができる。さらにオン、オフの時間割合を制御することで、交流電源１による入力電流の波形を任意に変形することが可能となり、力率や高調波電流の含有率を改善することが可能となる。
　例えば、図４のような制御手段１０２のような構成とする場合、絶対値演算部１１１は、例えば外部からの指令信号に基づいて電流指令値の絶対値を演算する。また、絶対値演算部１１２は、入力電流検出器１０１からの検出信号に基づいて入力電流検出値の絶対値を演算する。そして、減算部１１３が電流指令値及び入力電流検出値の各々の絶対値偏差を算出し、ＰＩ制御部１１４にて比例積分制御を行うことで、入力電流検出値が電流指令値に近づくように、短絡用スイッチ４２のオンデューティ（オン時間）を演算し、オンデューティ信号を出力する。
　また、駆動信号生成部１０３は、例えば、短絡用スイッチ４２のスイッチング周波数と同等の周波数の三角波信号と、ＰＩ制御部１１４が演算したオンデューティ信号との比較に基づいて、短絡用スイッチ４２の駆動信号を生成する。一般に、このような制御を行う場合、短絡用スイッチ４２のスイッチング周波数は、数ｋ～数十ｋＨｚ程度とされる。
　そして、上記電流指令値が含まれる指令信号を、例えば、交流電源１の電圧と周波数・位相が等しく、所望の振幅をもつ正弦波とすれば、交流電源１からの入力電流を正弦波状に制御することができ、力率・高調波電流の含有率を大幅に改善できる（図６（ｂ））。
　ここで、上記の例では入力電流を検出して行う入力電流制御についての例を挙げたが、これに限定するものではない。例えば、平滑手段５により平滑して負荷６に対して印加する電圧（出力電圧）を検出し、例えば外部から入力される所望の電圧指令値との差分を比例積分制御等を行うことで、出力電圧制御を行うようにしてもよい。また、入力電流・出力電圧の双方を検出するようにし、それらに基づいて短絡用スイッチ４２の駆動信号を生成し、短絡用スイッチ４２を制御してもよい。
　また、上記の例では、短絡用スイッチ４２を高速スイッチングさせて制御し、入力電流を正弦波状に制御する例を挙げたが、これに限定するものではない。例えば、力率・高調波電流含有率の抑制に対する要求が高くないような場合には、必ずしも入力電流を正弦波状にするための制御を行う必要はない。例えば、図６（ｃ）に示すように、入力電流の不通流区間において、適正な位相で、かつ、適正なオン時間で、短絡用スイッチ４２を数回のみオンするような制御を行っても、力率・高調波含有率の改善を図ることが可能である。
　例えば高調波規制値と、入力電流に含まれる高調波電流の解析値とを比較し、規制値を満たす範囲で、短絡用スイッチ４２をオンする位相、オン時間を決定し、短絡用スイッチ４２のスイッチング回数を最少限にすることができる。上述の数ｋ～数十ｋＨｚで短絡用スイッチ４２をスイッチングする場合に比べてスイッチング回数を大幅に低減できるので、スイッチング損失低減、発生ノイズの低減が可能となる。また、短絡用スイッチ４２として、安価な低速の素子を使用することができるので、コスト低減も可能となる。
　このような制御を行う場合、例えば、交流電源１の入力電圧を検出し、入力電圧のゼロクロス等から、短絡用スイッチ４２をオンする位相やオン時間を決定すればよい。また、例えば、平滑手段５の出力電圧を検出し、所望の電圧指令値との差分を比例積分制御等を行うことで、出力電圧制御を行ったり、入力電流・出力電圧の双方を検出し、それに基づいて短絡用スイッチ４２を制御してもよい。
　図７は転流手段７を動作させない場合の信号及び電流波形を示す図である。ここで、図７では短絡用スイッチ４２が連続してオンオフを繰り返し、図５と同様に、交流電源１の端子のうち、リアクトル２に接続される側の端子の電位が高い場合の図を示している。短絡手段４（短絡用スイッチ４２）の駆動信号は、Ｈｉｇｈ側をアクティブ方向（オン方向）としている。
　上述したように、短絡用スイッチ４２がオフしている場合、整流素子３ａには順電流が流れる。この状態で、短絡用スイッチ４２をオンすると、直列接続された整流素子３ａ、３ｂの両端に、それぞれ平滑手段５により平滑された直流電圧が印加される。このとき、整流素子３ａには直流電圧の１／２の逆バイアス電圧が印加される。その後、整流素子３ａはオフ動作に移行する。
　ここで、整流素子３ａがオフ動作へ移行する期間、オンしている期間とは逆向きの短絡電流が流れる。これは、通常、整流素子３ａ～３ｄに用いられるｐｎ接合ダイオードにおいて、順バイアス電圧で定常に通電している状態では、ｐ、ｎ双方の半導体にキャリアが蓄積された状態となっており、この状態から瞬時に逆バイアス電圧が印加されると、それらのキャリアが順バイアス電圧印加時に移動していた方向とは反対に移動するためである（このとき流れる逆向きの短絡電流を、以下、リカバリー電流と称す）。リカバリー電流は、コモンモード電流を変位させる要因となり、雑音端子電圧・放射雑音等のレベルが上昇するため、ノイズ対策に費用がかかる。また、回路損失の増大にもつながる。
　通常、整流ダイオードの電流容量が増加すると、蓄積キャリア量も増加していく傾向にある。そのため、電流容量増加と共に、リカバリー電流も増加していくこととなる。また、印加する逆バイアス電圧が大きくなることにより、リカバリー電流は増加していくこととなる。
　そこで、本実施の形態では電流容量の大きい整流素子３ａに対し、高い逆バイアス電圧を印加して逆回復を行うのではなく、転流手段７により転流経路を形成するようにし、短絡用スイッチ４２のオン直前に変圧器７１及び転流用整流素子７２を介して低い逆バイアスを印加して逆回復を行う制御（以下、転流制御と称す）を行うものである。
　転流制御においては、短絡用スイッチ４２のオン直前に転流手段７の転流用スイッチ７４をオンし、変圧器１を介して整流素子３ａに流れている電流を転流用整流素子７２側に転流する。図５（ｃ）は、短絡用スイッチ４２がオフ、転流用スイッチ７４がオンしている状態を示している。このときの電流経路は、図５（ａ）と同様に、交流電源１－リアクトル２－整流素子３ａ－負荷６－整流素子３ｄの経路となる。さらに、これに加え、転流用スイッチ７４がオンしているため、変圧器７１が励磁され、転流手段７の変圧器７１の２次側－転流用整流素子７２の経路にも電流が流れ込む。そして、一定時間経過後、転流用整流素子７２側の経路に完全に転流することとなる。
　図８は転流手段７を動作させる場合の信号及び電流波形を示す図である。ここで、短絡手段４（短絡用スイッチ４２）及び転流手段７（転流用スイッチ７４）の駆動信号は、Ｈｉｇｈ側をアクティブ方向（オン方向）としている。図８のように、短絡用スイッチ４２の駆動信号がオンとなる直前で、転流手段７の駆動信号をオンとさせる。このとき、上述したように、励磁電流により変圧器７１の２次側の経路に電流が流れ始める。よって、整流素子３ａと転流用整流素子７２の各方向に電流が分流して流れる。その後、転流手段７の駆動信号をオン状態に維持すると、整流素子３ａには電流が流れなくなり、転流用整流素子７２側に全電流が流れることとなる（転流完了）。
　転流動作の際、変圧器駆動回路７３内部の転流用電源７５を、平滑手段５の出力電圧と比較して十分小さい値となるよう設定しておくことで、小さい逆バイアス電圧にて整流素子３ａをオフ（逆回復）させることが可能となる。この状態で、短絡用スイッチ４２をオンさせると、転流用整流素子７２の逆回復動作が行われ、この場合にもリカバリー電流は生じる。しかしながら、転流用整流素子７２の通流時間は整流素子３ａと比較して、ごく短時間のため、転流用整流素子７２に流れる電流の実効電流は小さく、必要とされる電流容量が小さくてすむ。よって、蓄積キャリアの少ない、小容量な素子を用いることができ、整流素子３ａによって発生する場合と比較して、リカバリー電流の低減が可能となる（ただし、ピーク電流を考慮して素子を選定する）。そして、結果的に、システム全体として、リカバリー電流に起因するノイズ量及び、損失を低減することが可能となる。これにより、雑音端子電圧・放射雑音等のレベルが低減し、また、回路損失が抑制される。よってノイズフィルタが小型化でき、コスト低減をはかることができる。
　また、短絡手段４を動作させる（短絡用スイッチ４２を開閉させる）ための駆動電源（ゲート駆動用電源。図示せず）または制御手段１０２の電源（図示せず）のいずれか一方と、変圧器駆動回路７３の転流用電源７５とを共通化することができる。このため、新たに電源を作成する必要がなくなり、コストアップを避けることができる。
　転流用整流素子７２には、リカバリー特性が良く、順電圧が低く、ロスの少ない高耐圧なショットキー・バリア・ダイオードを用いてもよい。また、ＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド、窒化ガリウム）、ダイヤモンド等を材料とするワイドバンドギャップ半導体の素子を用いてもよい。これらの素子は、電流実効値の許容値が大きい仕様になるにつれ、結晶欠陥の増大、コストアップを招く。本実施の形態における転流用整流素子７２に、電流実効値の許容値が小さい素子を使用可能なため、コストパフォーマンスが良好で高効率の電力変換装置を実現することができる。
　また、変圧器７１を介するため、整流素子３ａ～３ｄからなる整流回路３・変圧器７１の２次側巻線・転流用整流素子７２と、変圧器駆動回路７３・制御手段１０２との間を絶縁することができる。このため、転流手段７を駆動する信号の注入が比較的簡易に行える。また、安全性・信頼性の高いシステムを構築することができる。
　図９は駆動信号生成部１０３の動作波形の一例を示す。図９（ａ）は、転流手段７を動作させない場合に、制御手段１０２より出力された短絡用スイッチ４２のオンデューティ信号に基づいて、駆動信号生成部１０３が短絡用スイッチ４２の駆動信号を生成する動作に係る波形を示している。例えば、予め用意されている第一の三角波信号と、制御手段１０２より出力された、短絡用スイッチ４２のオンデューティ信号とを比較し、オンデューティ信号の方が大きい場合には短絡用スイッチ４２をオンさせる駆動信号を送るようにする。一方、三角波信号の方が大きい場合には、短絡用スイッチ４２をオフさせる駆動信号を送るようにする。ここで、二者のアクティブ方向やスレッショルドをオンに含めるか否か等は必要に応じて変更してもよい。
　図９（ｂ）は、転流手段７を動作させる場合の、短絡用スイッチ４２及び転流用スイッチ７４の駆動信号生成に関する動作に係る波形の一例を示している。短絡手段４（短絡用スイッチ４２）の駆動信号については、第一の三角波信号と、制御手段１０２より出力されるオンデューティ信号とを比較し、図９（ａ）において説明した手順と同様にして生成する。
　一方、転流手段７（転流用スイッチ７４）の駆動信号については、第一の三角波信号に対し、所定のヒステリシス幅を有した第二の三角波信号も用いて生成する。例えば、第一及び第二の三角波信号の立ち下がり区間（後半）において、第二の三角波信号とオンデューティ信号とが同じ値になったときに第一の三角波信号が基準信号より大きければ転流手段７の駆動信号をオンする。一方、第一の三角波信号とオンデューティ信号とが同じ値になったときに第二の三角波信号がオンデューティ信号より小さければ転流手段７の駆動信号をオフする。
　ここでは、第一の三角波信号、第二の三角波信号、オンデューティ信号が上記のような関係を満たすことで、転流手段７の駆動信号のオン又はオフを切り換えている。このとき、例えば、転流手段７のオンタイミング（転流動作開始タイミング）は、転流手段７の駆動信号の出力から変圧器７１が動作し、転流用整流素子７２への転流を開始するための遅延時間等を考慮して設定するとよい。また、転流手段７のオフタイミングについて、変圧器駆動回路７３の遅延時間、整流素子３ａの逆回復時間（通常数百ｎｓ～数μｓ）、転流用整流素子７２の逆回復時間（通常数ｎｓ～数百ｎｓ）等を考慮して設定するとよい。そして、二者のアクティブ方向やスレッショルドをオンに含めるか否か等は必要に応じて変更してもよい。
　また、三角波信号において立ち下がり区間（後半）であるかどうかの区間判定は、三角波信号生成時のタイマー等を利用して、例えば周期的に前半か後半かを判断する等して行えばよい。また、三角波信号の時間管理（経過時間をカウント）により、信号オンタイミング・オフタイミングの判断に基づいて判定を行ってもよい。
　また、ここでは、第一・第二の三角波信号とオンデューティ信号とに基づいて転流手段７の駆動信号を生成したが、このような生成に限定するものではない。例えば、図９（ｃ）に示すように、第一の三角波信号と第二の三角波信号とのヒステリシス量に相当するオフセット量をオンデューティ信号に持たせた第二のオンデューティ信号を生成し、２つのオンデューティ信号と第一の三角波信号とに基づいて転流手段７の駆動信号を生成することも可能である。
　ここで、本実施の形態について図１の構成に基づいて説明した。例えば、整流素子３ｂについても、整流素子３ａと同様に、交流電源１の整流の他、平滑手段５からの逆流を防止する働きをしている。このため、例えば整流素子３ｂに転流手段７を設ける等、逆流防止素子として機能する素子に転流手段７と同構成の転流手段を接続し、電流の転流を行うことで同様の効果を得ることができる。整流素子３ａ、３ｂの両方に転流手段７を設けて転流制御を適用することで、ノイズ・損失の低減効果はさらに大きくなる。
　ここで、電源電圧の位相によって、整流素子３ａ、３ｂでのリカバリー電流の発生タイミングは異なる。交流電源１と接続している端子のうち、リアクトル２が接続されている側の端子における電位の方が高い場合は、上述したように、整流素子３ａを通る電流経路となる。逆にリアクトル２が接続されている側の端子における電位の方が低い場合は整流素子３ｂを通る電流経路となる。
　図１０は整流素子３ａ、３ｂに転流手段７を設けた場合における電源電圧と駆動信号との関係を表す図である。図１０に示すように、電源電圧の位相にしたがって、整流素子３ａに接続した転流手段７を動作させるか、整流素子３ｂに接続した転流手段７を動作させるかを決定すればよい。このとき、電源電圧の位相は、例えば電源電圧のゼロクロスを検出すればよい。また、それぞれの転流手段７の駆動信号は、例えば、駆動信号生成部１０３が、上述で示したようにして生成し、電源電圧の位相に基づいて、どちらの転流手段７へ駆動信号を送るかを決定すればよい。
　また、整流素子３ｃ、３ｄについては、各アノード側と回路の母線Ｎ側とが接続している。このため、整流素子３ａ、３ｂと同様に逆バイアス電圧がかかった場合でも、リカバリー電流は発生しにくい。しかしながら、転流制御を適用することで、さらなるノイズ・損失の低減効果を図ることは可能である。
　以上のように、実施の形態１の電力変換装置においては、転流手段７を設け、逆流防止素子となる整流素子３ａに並列接続し、交流電源１側から負荷６側に順方向に流れる電流を別経路で平滑手段５側に転流させるようにすることで、例えば短絡用スイッチ４２の開閉により、負荷６（平滑手段５）側から電流が逆流して流れる前に整流素子３ａを逆回復させておくことで、逆流する電流が流れ込んだ際にダイオード等の半導体素子に発生するリカバリー電流を、順方向電圧は低いが多くのリカバリー電流が発生する整流素子３ａではなく、逆回復に係る時間が短く、リカバリー特性のよい転流用整流素子７２を介して発生するようにすることで、回路におけるリカバリー電流を低減することができる。
　また、転流動作が行われていないとき（通常時）には、順方向電圧が低い整流素子３ａに電流が流れることにすることで、素子による負荷６側に流れる電力損失も抑えることができる。このため、例えば、通常時に逆流防止素子となる整流素子３ａとして電流容量が大きい素子を用いる等しても、転流動作を行うことで、逆流時には整流素子３ａのリカバリー特性等に関係なく、リカバリー損失・通流損を低減することができる。このため、転流手段７の転流動作等を行うものの、システム全体として、リカバリー電流に起因する損失、及びノイズ量を低減することが可能となる。
　また、リカバリー電流に起因する回路損失が抑制され、また雑音端子電圧・放射雑音等のレベルが低減する。よって、ノイズフィルタを小型化することができ、コスト低減等が可能となる。そして、ＥＭＣ対策に有効である。
　また、短絡手段４（短絡用スイッチ４２）を動作させるための駆動電源、制御手段１０２の処理動作を行わせるための電源（図示せず）のいずれか一方と、転流用電源７５とを共通の電源にすることができるので、新たに電源を作成する必要がなくなり、コストアップを避けることができる。
　また、転流用整流素子７２にワイドギャップバンド半導体を用いるようにしたので、低損失の電力変換装置を得ることができる。また、電力損失が小さいため、素子の高効率化をはかることができる。ワイドギャップバンド半導体は許容電流密度が高いため、素子の小型化をはかることができ、素子を組み込んだ手段も小型化することができる。ここで、転流用整流素子７２だけでなく、例えば転流用スイッチ７４等、システム全体として損失とならないような場合には、他の素子にワイドギャップバンド半導体を用いることもできる。
　ここで、転流用整流素子７２には、ワイドギャップバンド半導体の他にも、例えば順電圧が低く、ロスの少ない高耐圧なショットキーバリアダイオード等を用いてもよい。これらの素子は、電流実効値の許容値が大きい仕様になるにつれ、結晶欠陥の増大や、コストアップが大きくなる。本実施の形態の電力変換装置（システム）では、別経路での電流が流れる時間が短いため、転流手段７における転流用整流素子７２は、電流実効値の許容値が小さい（電流容量が小さい）素子を使用することができ、コストパフォーマンス良好な高効率の電力変換装置を実現することができる。
　また、変圧器７１により、交流電源１と負荷６との間の回路上にある整流素子３ａ、変圧器７１の２次側巻線及び転流用整流素子７２と、変圧器駆動回路７３、制御手段１０２及び転流手段７への駆動信号との間を絶縁することができるため、転流手段７への駆動信号の送信を比較的簡易に行うことができる。そして、高い電圧が印加される手段と低い電圧で動作する手段とを電気的に分離させることができる。また、安全性、信頼性が高いシステムの構築を行うことができる。ここで、本実施の形態では変圧器７１と変圧器駆動回路７３とにより転流動作を行うようにしているが、上記のような効果は発揮できない可能性はあるものの、電流を別経路に転流する転流動作を行うことができれば手段構成を変更することができる。
実施の形態２．
　図１１は実施の形態２に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。図１１において、図１と同様の動作を行う手段、素子等については同一符号を付している。図１１においては、整流素子３ａ、３ｃに転流手段７を接続している。
　図１２は実施の形態２に係る転流手段７の構成の一例を示す図である。ここで、本実施の形態においては、整流素子３ａ、３ｃと接続した転流手段７の変圧器７１の１次側巻線と１次側巻線に電力供給を行う変圧器駆動回路７３とが共通している。そして、変圧器７１の２次側巻線と直列接続した転流用整流素子７２ａと、整流素子３ａとを並列接続している。また、変圧器７１の２次側巻線と直列接続した転流用整流素子７２ｃと、整流素子３ｃとを並列接続している。ここで、転流動作を行うタイミングを異ならせるため、転流用整流素子７２ａと接続した方の変圧器７１の２次側巻線と、転流用整流素子７２ｃと接続した変圧器７１の２次側巻線とは巻線の極性を逆極性とする。また、本実施の形態の変圧器駆動回路７３は、転流用スイッチ７４ａ及び７４ｃ、転流用電源７５並びにコンデンサ７６ａ及び７６ｃで構成する。
　図１３は実施の形態２に係る電流経路の一例を示す図である。図１３（ａ）は、短絡用スイッチ４２並びに転流用スイッチ７４ａ及び７４ｃがオフ状態における電流経路を示している。また、図１３（ｂ）は、短絡用スイッチ４２がオンの状態を示している。転流用スイッチ７４ａ及び７４ｃはオフしている。図１３（ａ）、図１３（ｂ）においては、実施の形態１で説明した図５（ａ）、図５（ｂ）とそれぞれ同様の動作を行う。
　一方、図１３（ｃ）は、短絡用スイッチ４２がオフの状態において、整流素子３ａ側に転流動作を行った場合の電流経路となる。実施の形態１の説明でも述べたように、整流素子３ａと、整流素子３ｃとにおいてリカバリー電流が発生するタイミングは異なる。このため、前述したように、転流用整流素子７２ａと接続した方の変圧器７１の２次側巻線と、転流用整流素子７２ｃと接続した変圧器７１の２次側巻線との巻線の極性を変えて転流動作のタイミングを変える。
　例えば図１２の転流手段７において、転流用スイッチ７４ａをオンとし、転流用スイッチ７４ｃをオフとすると、コンデンサ７６ａが放電し、変圧器７１の１次側巻線に励磁電流を流す。このとき、変圧器７１の１次側巻線と同極性の転流用整流素子７２ａ側の２次側巻線に電流が流れ、転流用整流素子７２ａ側において転流動作を開始する。
　一方、転流用スイッチ７４ａをオフとし、転流用スイッチ７４ｃをオンとすると、コンデンサ７６ｃが放電し、変圧器７１の１次側巻線に、転流用スイッチ７４ａがオン、転流用スイッチ７４ｃがオフのときとは逆向きの励磁電流を流す。このとき、変圧器７１の１次側巻線と逆極性の転流用整流素子７２ｃ側の２次側巻線に電流が流れ、転流用整流素子７２ｃ側において転流動作を開始する。
　ここで、変圧器駆動回路７３は転流用スイッチ７４ａ、７４ｃによるハーフブリッジ構成の例について説明したが、この構成に限定するものではない。例えば転流用スイッチ７４の個数を増やしてフルブリッジ構成としても同様の転流動作を実現することができ、同様の効果を得ることができる。
　以上のように、実施の形態２の電力変換装置によれば、例えば整流素子３ａ、３ｃのそれぞれに異なるタイミングで転流動作を行う場合においても、変圧器７１の２次側巻線、転流用整流素子７２ａ、７２ｃを、実施の形態１と同様に整流素子３ａ、３ｃにそれぞれ並列接続し、一方で、変圧器７１の１次側巻線に電力供給を制御する変圧器駆動回路７３を共通とすることができるため、実施の形態１と同様の、リカバリー電流の低減によるノイズ・損失の低減を図りながらも、回路の部品点数を減らすことができ、回路面積の低減やコストアップの抑制を実現することができる。また、整流素子３ｂ、３ｄについても、リカバリー電流の発生タイミングの関係は、整流素子３ａ、３ｃと同様であり、整流素子３ｂ、３ｄに転流手段を接続する場合には、図１２に示したような構成で、変圧器駆動回路を共通化し、それぞれに転流動作を行うことができる。
　図１４は実施の形態２に係る電力変換装置の別の構成例を表す図である。図１４においては、整流素子３ａ、３ｄに転流手段７を接続している。また、整流素子３ａと整流素子３ｄとについては、発生するリカバリー電流の大小は異なるが、発生タイミングは同じである。そのため、整流素子３ａと３ｄとの組合せに対して転流手段７を接続する場合には、図１４に示すような構成とすることができる。また、このときの変圧器駆動回路７３は、実施の形態１と同様に、図３に示した構成で実現することができる。また、整流素子３ｂと整流素子３ｃの組合せでも同様のことがいえる。
　図１５は実施の形態２に係る電力変換装置のさらに別の構成例を表す図である。図１５は整流素子３ａ～３ｄの全てに転流手段７を接続して構成したものである。このとき、図１５に示すように、変圧器駆動回路７３を共通化した構成としてもよい。このとき、リカバリー電流の発生タイミングは、上述の通り、整流素子３ａと３ｄとの組み合わせ、整流素子３ｂと３ｃとの組合せで同じとなる。一方、整流素子３ａ、３ｄと整流素子３ｂ、３ｃとの間では発生タイミングは異なるため、変圧器駆動回路７３の構成は、図１２に示すような構成とすればよい。また、図１５の構成においても、転流用スイッチ７４をフルブリッジ構成とすることができ、同様の動作、同様の効果を得ることができる。このような構成により、実施の形態１と同様に、リカバリー電流の低減によるノイズ・損失の低減を図りながらも、回路の部品点数を減らすことができ、回路面積の低減やコストアップの抑制を実現することができる。
実施の形態３．
　図１６は実施の形態３に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。図１６において、図１等と同様の動作を行う手段、素子等については同一符号を付している。図１６に示すように、本実施の形態の平滑手段５は、直列に接続された平滑手段５ａ、５ｂで構成される。また、平滑手段５ａと平滑手段５ｂとの接続点は、交流電源１の端子のうちのいずれかひとつが接続される。
　図１７は実施の形態３に係る電流経路の一例を示す図である。図１７は交流電源１の端子のうち、リアクトル２と接続している側の端子の方が電位が高い場合を示している。図１７（ａ）は、短絡用スイッチ４２及び転流用スイッチ７４がオフ状態における電流経路を示している。このとき、平滑手段５ａが充電される。また、リアクトル２と接続している側の端子の方が電位が低い場合には、平滑手段５ｂが充電されるため、負荷６に印加される直流電圧は、全波整流のときの倍となる（倍電圧整流）。
　図１７（ｂ）は、短絡用スイッチ４２がオンの状態を示している。転流用スイッチ７４はオフしている。実施の形態１で説明した場合と同様に短絡電流が流れる。図１７（ｃ）は、短絡用スイッチ４２がオフ、転流用スイッチ７４がオンしている状態を示している。実施の形態１で説明した場合と同様に、変圧器７１が励磁され、転流手段７の変圧器７１の２次側－転流用整流素子７２の経路に電流が流れ込み、完全に転流する。
　図１８は実施の形態３に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。図１８の電力変換装置は、整流素子３ｃ、３ｄの接続点と平滑手段５ａ、５ｂの接続点とを、スイッチ９を介して接続している。スイッチ９がオフしている場合には、実施の形態１及び２で説明したことと同様の動作となる。またスイッチ９がオンしている場合には、図１６に基づいて説明したことと同様の動作となる。このため、スイッチ９を開閉させて全波整流と倍電圧整流とを切り替えることが可能である。
　図１９は実施の形態３に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。図１９において、電力変換装置は共振コンデンサ１０を有し、リアクトル２との共振を利用して電力供給を行う。また、図１９（ｂ）においては、直列に接続された平滑手段５ａ、５ｂで平滑手段５を構成する。そして、平滑手段５側からの電流の逆流を防止する逆流防止素子８ａ、８ｂを有している。
　以上のように、実施の形態３の電力変換装置によれば、実施の形態１、実施の形態２の転流手段７と同様の転流手段７ａ、７ｂを設け、短絡手段４の動作に合わせて、転流手段７ａ、７ｂの転流動作を制御するようにしたので、リカバリー電流を低減でき、実施の形態１、２と同様に、ノイズ・損失の低減もしくは回路の小型化・コストアップ抑制の効果を得ることができる。
実施の形態４．
　図２０は実施の形態４に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。図２０において、図１等と同様の動作を行う手段、素子等については同一符号を付している。図２０に示すように、本実施の形態では、交流電源１と接続している両端子とリアクトル２ａ、２ｂとをそれぞれ接続している。
　また、リアクトル２ａ、２ｂと、整流素子３ａ、３ｂのそれぞれの接続点には、短絡手段４ａ、４ｂを接続している。また短絡手段４ａ、４ｂには、それぞれ並列に還流ダイオード４３ａ、４３ｂを接続している。短絡手段４ａ、４ｂは、リアクトル２ａ、２ｂを介して接続される。そして、交流電源１のそれぞれの端子のうち、電位の高い位相となったときに短絡手段４に短絡動作を行わせるようにしたものである。
　以上のように、実施の形態４の電力変換装置によれば、実施の形態１、実施の形態２の転流手段７と同様の転流手段７ａ、７ｂを設け、短絡手段４と同様の短絡手段４ａ、４ｂの動作に合わせて、転流手段７ａ、７ｂの転流動作を制御するようにしたので、リカバリー電流を低減でき、実施の形態１、２と同様に、ノイズ・損失の低減もしくは回路の小型化・コストアップ抑制の効果を得ることができる。
実施の形態５．
　図２１は実施の形態５に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。図２１において、図１等と同様の動作を行う手段、素子等については同一符号を付している。図２１に示すように、本実施の形態では、直列に接続された平滑手段５ａ、５ｂで平滑手段５を構成する。また、整流素子３ａと３ｂとの接続点には短絡手段４ａを接続し、整流素子３ｃと３ｄとの接続点には短絡手段４ｂを接続する。ここで、短絡手段４ａ、４ｂは双方向スイッチであり、例えば、図２のように整流回路とスイッチとによって構成する、スイッチを複数個用いて構成する等により実現する。
　このような回路を有する電力変換装置において、実施の形態１又は実施の形態２と同様に転流手段７を設け、短絡手段４ａ、４ｂの動作に合わせて、転流手段７の転流制御を行う。
　図２２は実施の形態５に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。図２２では、短絡手段４をダイオードブリッジと２つのスイッチで構成したものである。
　このように、図２１、図２２のような構成にした場合でも、リカバリー電流を低減でき、実施の形態１、２等と同様、ノイズ・損失の低減もしくは回路の小型化・コストアップ抑制の効果を得ることができる。
実施の形態６．
　図２３は本発明の実施の形態６に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。図２３において、図１等と同様の動作を行う手段、素子等については同一符号を付している。ここで、本実施の形態の短絡手段４は双方向スイッチである必要はなく、ＩＧＢＴやＭＯＳ－ＦＥＴ等のスイッチで実現できる。また、図２３に示すように、短絡手段４と平滑手段５との間には、平滑手段５からの逆流を防止するための逆流防止素子８を設置する。逆流防止素子８と並列に転流手段７を接続する。
　そして、例えば、平滑手段５で平滑された出力電圧が所望の電圧値となるように短絡手段４のスイッチのオンオフを制御する。ここで、交流電源１による入力電流が所望の電流値となるように制御するようにしてもよい。また、上記出力電圧・入力電流がそれぞれ所望の値となるように制御するようにしてもよい。
　そして、このような回路を有する電力変換装置において、実施の形態１等と同様に転流手段７を設け、短絡手段４の動作に合わせて、転流手段７の転流制御を行う。このため、リカバリー電流を低減でき、実施の形態１等と同様、ノイズ・損失の低減もしくは回路の小型化・コストアップ抑制の効果を得ることができる。
　図２４は、実施の形態６に係る電力変換装置の構成の別例を示す図である。図２４は、図２３に示す電力変換装置において、リアクトル２、短絡手段４及び逆流防止素子８について２系統並列に設けた電力変換装置である。ここで、リアクトル２、短絡手段４、逆流防止素子８において並列に接続する系統数については、２系統に限らず、さらに多い系統数であってもよい。
　そして、例えば、平滑手段５で平滑された出力電圧が所望の電圧値となるように短絡手段４ａ、４ｂのスイッチのオンオフを制御する。ここで、交流電源１による入力電流が所望の電流値となるように制御するようにしてもよい。また、上記出力電圧・入力電流がそれぞれ所望の値となるように制御するようにしてもよい。
　また、このとき、短絡手段４ａと４ｂとを、必ずしも同じタイミングでオンオフさせる必要はない。例えば、スイッチング周期中、任意の位相差をもって制御すれば、各系統での電流リプルが相殺され、入力電流の電流リプルを低減することができる。ここで、１８０度の位相差のときがもっとも効果が得られる。また、３系統の場合には１２０度の位相差のときがもっとも効果が得られる。このように、系統数がｎの場合に３６０度／ｎの位相差とすることで電流リプル相殺の効果はもっとも大きくなる。また系統数が多いほど、その効果は大きくなる。
　図２５は、実施の形態６に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。図２５（ａ）は、図２３の構成に対し、リアクトル２を交流電源１側に設けるようにしたものである。また、図２５（ｂ）は、図２４の構成を変形したものである。また、図２５（ｃ）は、短絡手段４の経路にリアクトル２ａ、２ｂを設けたものである。ここで、図２５（ｃ）の短絡手段４では、各整流素子４１ａ～４１ｄと短絡用スイッチ４２ａ～４２ｄとを並列に接続し、また、短絡用コンデンサ４３を有して実施の形態１、２等と同様の短絡手段４の機能を実現する。
　図２６は実施の形態６に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。ここで、本実施の形態の電力変換装置は図２６（ａ）に示すようにマトリクスコンバータである。そして、例えば三相誘導電動機を負荷６としている。マトリクスコンバータのスイッチ１１（１１ａ～１１ｉ）は、図２６（ｂ）に示すように、双方向スイッチで構成し、双方向スイッチを構成する逆流防止素子等に対して、それぞれ転流手段７ａ、７ｂが接続され、転流制御を行うことができる。
　図２７は実施の形態６に係る電力変換装置の構成の別の一例を示す図である。図２７に示すように、電流経路上の電流防止素子８ａ～８ｄに対して、それぞれ転流手段７ａ～７ｄを並列に接続して電力変換装置を構成するようにしてもよい。
　以上のような回路を有する電力変換装置において、実施の形態１又は実施の形態２と同様に転流手段７を設け、短絡手段４等の動作に合わせて、転流手段７の転流制御を行う。このため、リカバリー電流を低減でき、実施の形態１、２等と同様、ノイズ・損失の低減もしくは回路の小型化・コストアップ抑制の効果を得ることができる。
実施の形態７．
　図２８～図３７は本発明の実施の形態７に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。図２８～図３７において、図１等と同様の動作を行う手段、素子等については同一符号を付している。
　上述した実施の形態１～６では、単相の交流電源１に対応した電力変換装置について述べてきた。例えば図２８～図３７に示すような、三相交流電源対応の同様の方式の電力変換装置についても、転流手段７を設け、転流制御を行うようにしてもよい。これにより図２８～図３７の電力変換装置においても、リカバリー電流を低減でき、実施の形態１等と同様、ノイズ・損失の低減もしくは回路の小型化・コストアップ抑制の効果を得ることができる。
実施の形態８．
　図３８は本発明の実施の形態８に係る冷凍空気調和装置の構成図である。本実施の形態では、上述した電力変換装置を介して電力供給を行う冷凍空気調和装置について説明する。図３８の冷凍空気調和装置は、熱源側ユニット（室外機）３００と負荷側ユニット（室内機）４００とを備え、これらが冷媒配管で連結され、主となる冷媒回路（以下、主冷媒回路と称す）を構成して冷媒を循環させている。冷媒配管のうち、気体の冷媒（ガス冷媒）が流れる配管をガス配管５００とし、液体の冷媒（液冷媒。気液二相冷媒の場合もある）が流れる配管を液配管６００とする。
　熱源側ユニット３００は、本実施の形態においては、圧縮機３０１、油分離器３０２、四方弁３０３、熱源側熱交換器３０４、熱源側ファン３０５、アキュムレータ３０６、熱源側絞り装置（膨張弁）３０７、冷媒間熱交換器３０８、バイパス絞り装置３０９及び熱源側制御装置３１０の各装置（手段）で構成する。
　圧縮機３０１は、吸入した冷媒を圧縮して吐出する。ここで、圧縮機３０１は、運転周波数を任意に変化させることにより、圧縮機３０１の容量（単位時間あたりの冷媒を送り出す量）を細かく変化させることができるものとする。ここで、上述した各実施の形態における電力変換装置が、圧縮機３０１（モータ）を駆動させる電力を供給する交流電源１と負荷６となる圧縮機３０１等との間に取り付けられている。
　油分離器３０２は、冷媒に混じって圧縮機３０１から吐出された潤滑油を分離させるものである。分離された潤滑油は圧縮機３０１に戻される。四方弁３０３は、熱源側制御装置３１０からの指示に基づいて冷房運転時と暖房運転時とによって冷媒の流れを切り換える。また、熱源側熱交換器３０４は、冷媒と空気（室外の空気）との熱交換を行う。例えば、暖房運転時においては蒸発器として機能し、熱源側絞り装置３０７を介して流入した低圧の冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を蒸発させ、気化させる。また、冷房運転時においては凝縮器として機能し、四方弁３０３側から流入した圧縮機３０１において圧縮された冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を凝縮して液化させる。熱源側熱交換器３０４には、冷媒と空気との熱交換を効率よく行うため、熱源側ファン３０５が設けられている。熱源側ファン３０５についても、上述の各実施の形態１に記載した電力変換装置を介して電力供給を行い、例えば負荷６となるインバータ装置においてファンモータの運転周波数を任意に変化させてファンの回転速度を細かく変化させるようにしてもよい。
　冷媒間熱交換器３０８は、冷媒回路の主となる流路を流れる冷媒と、その流路から分岐してバイパス絞り装置３０９（膨張弁）により流量調整された冷媒との間で熱交換を行う。特に冷房運転時において冷媒を過冷却する必要がある場合に、冷媒を過冷却して負荷側ユニット４００に供給するものである。バイパス絞り装置３０９を介して流れる液体は、バイパス配管を介してアキュムレータ３０６に戻される。アキュムレータ３０６は例えば液体の余剰冷媒を溜めておく手段である。熱源側制御装置３１０は、例えばマイクロコンピュータ等からなる。負荷側制御装置４０４と有線又は無線通信することができ、例えば、冷凍空気調和装置内の各種検知手段（センサ）の検知に係るデータに基づいて、インバータ回路制御による圧縮機３０１の運転周波数制御等、冷凍空気調和装置に係る各手段を制御して冷凍空気調和装置全体の動作制御を行う。また、上述の実施の形態において説明した制御手段１０２が行う処理を熱源側制御装置３１０が行うようにしてもよい。
　一方、負荷側ユニット４００は、負荷側熱交換器４０１、負荷側絞り装置（膨張弁）４０２、負荷側ファン４０３及び負荷側制御装置４０４で構成される。負荷側熱交換器４０１は冷媒と空気との熱交換を行う。例えば、暖房運転時においては凝縮器として機能し、ガス配管５００から流入した冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を凝縮させて液化（又は気液二相化）させ、液配管６００側に流出させる。一方、冷房運転時においては蒸発器として機能し、負荷側絞り装置４０２により低圧状態にされた冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒に空気の熱を奪わせて蒸発させて気化させ、ガス配管５００側に流出させる。また、負荷側ユニット４００には、熱交換を行う空気の流れを調整するための負荷側ファン４０３が設けられている。この負荷側ファン４０３の運転速度は、例えば利用者の設定により決定される。負荷側絞り装置４０２は、開度を変化させることで、負荷側熱交換器４０１内における冷媒の圧力を調整するために設ける。
　また、負荷側制御装置４０４もマイクロコンピュータ等からなり、例えば熱源側制御装置３１０と有線又は無線通信することができる。熱源側制御装置３１０からの指示、居住者等からの指示に基づいて、例えば室内が所定の温度となるように、負荷側ユニット４００の各装置（手段）を制御する。また、負荷側ユニット４００に設けられた検知手段の検知に係るデータを含む信号を送信する。
　以上のように実施の形態８の冷凍空気調和装置では、上述した実施の形態における電力変換装置を用いて圧縮機３０１、熱源側ファン３０５等への電力供給を行うようにしたので、高効率、高信頼性の冷凍空気調和装置を得ることができる。
　前述した実施の形態８では、本発明に係る電力変換装置を冷凍空気調和装置に適用する場合について説明したが、これに限定するものではない。ヒートポンプ装置、冷蔵庫等の冷凍サイクル（ヒートポンプサイクル）を利用する装置、エレベータ等の搬送機器等、照明器具（システム）にも適用することができ、同様の効果を奏することができる。
　１　交流電源、２，２ａ，２ｂ　リアクトル、３　整流回路、３ａ～３ｄ　整流素子、４，４ａ，４ｂ　短絡手段、５，５ａ，５ｂ　平滑手段、６　負荷、６ａ　インバータ回路、７，７ａ～７ｄ　転流手段、８，８ａ～８ｄ　逆流防止素子、９　スイッチ、１０　共振コンデンサ、４１　短絡用整流回路、４１ａ～４１ｄ　整流素子、４２　短絡用スイッチ、４３　短絡用コンデンサ、７１　変圧器、７２　転流用整流素子、７３　変圧器駆動回路、７４　転流用スイッチ、７５　転流用電源、７６　コンデンサ、１０１　入力電流検出器、１０２　制御手段、１０３　駆動信号生成部、１１１，１１２　絶対値演算部、１１３　減算部、１１４　ＰＩ制御部、３００　熱源側ユニット、３０１　圧縮機、３０２　油分離器、３０３　四方弁、３０４　熱源側熱交換器、３０５　熱源側ファン、３０６　アキュムレータ、３０７　熱源側絞り装置、３０８　冷媒間熱交換器、３０９　バイパス絞り装置、３１０　熱源側制御装置、４００　負荷側ユニット、４０１　負荷側熱交換器、４０２　負荷側絞り装置、４０３　負荷側ファン、４０４　負荷側制御装置、５００　ガス配管、６００　液配管。

Claims (14)

  1. 　電源と負荷との間に接続され、前記負荷側から前記電源側への電流の逆流を防止する逆流防止素子と、
    　該逆流防止素子と並列接続した別経路に電流を流す転流動作を行うための転流手段と
    を備えることを特徴とする逆流防止手段。
  2. 　前記転流手段は、
    　前記別経路を流れる電流を整流する転流用整流素子と、
    　１次側巻線に係る電圧に基づく電圧を前記別経路上の２次側巻線に印加させ、前記転流動作を行う変圧器と、
    　前記変圧器の１次側巻線への電圧印加を制御する変圧器駆動装置と
    を有することを特徴とする請求項１に記載の逆流防止手段。
  3. 　　前記変圧器駆動回路は、転流用電源と転流用スイッチとを有し、前記変圧器の１次側巻線と接続し、
    　前記転流用スイッチの開閉により、前記転流用電源から前記変圧器の１次側巻線に流れる電流を制御することを特徴とする請求項２に記載の逆流防止手段。
  4. 　複数の前記逆流防止素子にそれぞれ前記転流用整流素子及び前記変圧器の２次側巻線を並列接続し、
    　前記変圧器の前記１次側巻線を共通とすることを特徴とする請求項２又は３に記載の逆流防止手段。
  5. 　各逆流防止素子に対応した転流動作のタイミングを異ならせるために、各２次側巻線を逆巻きとすることを特徴とする請求項４に記載の逆流防止手段。
  6. 　前記転流用整流素子にワイドバンドギャップ半導体を用いたことを特徴とする、請求項１～５に記載の逆流防止手段。
  7. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドを材料とすることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　一部又は全部の整流素子に、請求項１～７のいずれかに記載の逆流防止手段を用いて交流電源の電流の整流を行う整流回路と、
    　該整流回路からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、
    　前記平滑コンデンサより前記交流電源側に配置され、スイッチの開閉により前記交流電源を短絡させる短絡手段と、
    　前記短絡手段より前記交流電源側に配置されたリアクトルと、
    　前記逆流防止手段の転流制御と前記短絡手段のスイッチの開閉とを制御する制御手段と
    を備えることを特徴とする電力変換装置。
  9. 　交流電源の電圧を整流する整流回路と、
    　前記整流回路からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、
    　前記平滑コンデンサより前記交流電源側に配置され、スイッチの開閉により前記交流電源を短絡させる短絡手段と、
    　前記短絡手段より前記交流電源側に配置されたリアクトルと、
    　前記平滑コンデンサからの電流の逆流を防止する請求項１～７のいずれかに記載の逆流防止手段と、
    　前記逆流防止手段の転流制御と前記短絡手段のスイッチの開閉とを制御する制御手段と
    を備えることを特徴とする電力変換装置。
  10. 　前記制御手段は、前記短絡手段のスイッチを閉じて交流電源を短絡させる前に前記転流手段に前記転流動作を開始させることを特徴とする請求項８又は９に記載の電力変換装置。
  11. 　前記制御手段は、前記短絡手段のスイッチを閉じるタイミングを含む所定時間内に、前記転流手段に転流動作を終了させるようにすることを特徴とする請求項８～１０のいずれかに記載の電力変換装置。
  12. 　前記交流電源の電圧位相に合わせて、前記転流手段に転流動作をさせることを特徴とする請求項８～１１のいずれかに記載の電力変換装置。
  13. 　前記転流手段を動作させるための電源を、
    　前記短絡手段の駆動電源および前記制御手段に電圧を供給する電源の少なくとも一方と共通化することを特徴とする請求項８～１２のいずれかに記載の電力変換装置。
  14. 　請求項８～１３のいずれかに記載の電力変換装置を、圧縮機または送風機の少なくとも一方を駆動するために備えることを特徴とする冷凍空気調和装置。
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