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KREUZVERWEISE AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
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Die
vorliegende Anmeldung beansprucht die Priorität der vorläufigen US-Patentanmeldung Nr. 61/170,076 mit dem
Titel „Asymmetric
Zero-Voltage Switching Full-Bridge
Power Converters”,
eingereicht am 16. April 2009, deren Inhalt hiermit vollständig zur Bezugnahme
für alle
Zwecke übernommen
wird.
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ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
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Viele
Topologien von Gleichstrom-Gleichstrom-Leistungsumrichtern, wie
etwa Durchfluss, Rücklauf,
SEPIC, Vollbrücke,
usw., sind auf diesem Gebiet bekannt. Derartige Umrichter weisen
Leistungsumrichtungs-Wirkungsgrade auf, die typischerweise im Bereich
von 70% bis 95% liegen. Ein Grund für den geringen Wirkungsgrad
der Leistungsumrichtung ist die Energie, die beim Schalten der Leistungstransistoren
des Umrichters verloren geht. Um Leerlaufenergie zu reduzieren,
versuchen viele Leistungsumrichtermodelle, ihre Leistungstransistoren auf
Einschaltzustände
zu schalten, wenn die Spannungen an den Schaltern nahezu Null Volt
beträgt, was
oft als „Nullspannungsschaltung” bezeichnet wird.
Es war jedoch schwierig, Modelle mit wirklicher Nullspannungsschaltung
für Topologien
von Vollbrücken-Umrichtern zu erreichen.
Ein einfacher Vollbrücken-Umrichter
entlädt
die Energie des Transformators einfach in die beiden Mittelpunkte
der Schaltwellenform der Primärwicklung
ohne selektive Lenkung. Daher ist der einfache Vollbrücken-Umrichter
viel anfälliger
für ein „hartes
Schalten”,
was bedeutet, dass ein gegebener Leistungstransistor mit einer erheblichen
Spannung an seinen Leitungsanschlüsse (z. B. Drain- und Source-Anschlüsse) eingeschaltet
wird, was zu großen
Verlustleistungen führt.
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KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
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Im
Rahmen der Erstellung seiner Erfindung hat der Erfinder effizientere
Schaltsequenzen für
die Brückenschalter
entwickelt, um die Nullspannungsschaltung besser auszuführen. Die
Schaltsequenzen können
auch angepasst werden, um Leitungsverluste in den Körperdioden
einiger Schalter, insbesondere bei niedrigen Betriebszykluswerten,
zu reduzieren.
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Eine
erste beispielhafte Ausführungsform der
Erfindung betrifft einen Vollbrücken-Leistungsumrichter,
der eine Gleichstrom-Ausgangsleistung bereitstellt. Der beispielhafte
Leistungsumrichter umfasst einen Eingangsport, um eine Quelle umzurichtender
Leistung zu empfangen, einen Ausgangsport, um eine Gleichstrom-Ausgangsleistung
bereitzustellen, eine Brückenschaltung
und einen Transformator. Die Brückenschaltung
umfasst einen ersten Schalter und einen zweiten Schalter, die an
einem ersten Knoten in Reihe gekoppelt sind, und einen dritten und
einen vierten Schalter, die an einem zweiten Knoten in Reihe gekoppelt
sind. Die serielle Kombination der ersten und zweiten Schalter wird
mit dem Eingangsport parallel gekoppelt, und die serielle Kombination der
dritten und vierten Schalter wird mit dem Eingangsport parallel
gekoppelt. Der Transformator umfasst eine Primärwicklung, die mit den ersten
und zweiten Knoten gekoppelt ist, und mindestens eine Sekundärwicklung.
Der beispielhafte Leistungsumrichter umfasst ferner eine Stromgleichrichterschaltung,
die mit der mindestens einen Sekundärwicklung des Transformators
gekoppelt ist, und eine Ausgangsspule, die zwischen der Gleichrichterschaltung und
dem Ausgangsport gekoppelt ist. Jeder der ersten bis vierten Schalter
wird mehrmals zwischen abwechselnden leitenden und nichtleitenden
Zuständen
umgeschaltet, wobei die ersten und zweiten Schalter derart geschaltet
werden, dass sie sich nicht gleichzeitig in leitenden Zuständen befinden,
wobei die dritten und vierten Schalter derart geschaltet werden,
dass sie sich nicht gleichzeitig in leitenden Zuständen befinden,
wobei die zweiten und vierten Schalter derart geschaltet werden,
dass sich nicht gleichzeitig in leitenden Zuständen befinden, und wobei die
ersten und dritten Schalter derart geschaltet werden, dass sie sich
während
einer Vielzahl von Zeitspannen gleichzeitig in leitenden Zuständen befinden.
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Eine
zweite beispielhafte Ausführungsform der
Erfindung betrifft einen Vollbrücken-Leistungsumrichter,
der eine Gleichstrom-Ausgangsleistung bereitstellt. Der beispielhafte
Leistungsumrichter umfasst einen Eingangsport, um eine Quelle umzurichtender
Leistung zu empfangen, einen Ausgangsport, um eine Gleichstrom-Ausgangsleistung
bereitzustellen, eine Brückenschaltung
und einen Transformator. Die Brückenschaltung
umfasst einen ersten Transistor, einen zweiten Transistor, einen
dritten Transistor und einen vierten Transistor. Jeder Transistor
weist einen ersten Leitungsanschluss, einen zweiten Leitungsanschluss
und einen Modulationsanschluss auf. Die Modulationsanschluss empfangt
ein Steuersignal, das einen ersten Zustand, der den Transistor in
einen leitenden Zustand versetzt, in dem Strom von seinem ersten
Leitungsanschluss zu seinem zweiten Leitungsanschluss geleitet werden
kann, und einen zweiten Zustand, der den Transistor in einen nichtleitenden
Zustand versetzt, in dem kein Strom von seinem ersten Leitungsanschluss
zu seinem zweiten Leitungsanschluss geleitet werden kann, aufweist.
Bei jedem der ersten und zweiten Transistoren ist einer seiner Leitungsanschlüsse mit einem
ersten Knoten und der andere seiner Leitungsanschlüsse ist
mit einem jeweiligen Anschluss des Eingangsports gekoppelt. Bei
jedem der dritten und vierten Transistoren ist einer seiner Leitungsanschlüsse mit
einem zweiten Knoten und der andere seiner Leitungsanschlüsse ist
mit einem jeweiligen Anschluss des Eingangsports gekoppelt. Der
Transformator umfasst eine Primärwicklung,
die mit den ersten und zweiten Knoten gekoppelt ist, und mindestens
eine Sekundärwicklung.
Der beispielhafte Leistungsumrichter umfasst ferner eine Stromgleichrichterschaltung,
die mit der mindestens einen Sekundärwicklung des Transformators
gekoppelt ist, und eine Ausgangsspule, die zwischen der Gleichrichterschaltung
und dem Ausgangsport gekoppelt ist. Jeder der ersten bis vierten
Transistoren wird mehrmals zwischen abwechselnden leitenden und nichtleitenden
Zuständen
umgeschaltet, wobei die ersten und zweiten Transistoren derart geschaltet werden,
dass sie sich nicht gleichzeitig in leitenden Zuständen befinden,
wobei die dritten und vierten Transistoren derart geschaltet werden,
dass sie sich nicht gleichzeitig in leitenden Zuständen befinden, wobei
die zweiten und vierten Transistoren derart geschaltet werden, dass
sich nicht gleichzeitig in leitenden Zuständen befinden, und wobei die
ersten und dritten Transistoren derart geschaltet werden, dass sie
sich während
einer Vielzahl von Zeitspannen gleichzeitig in leitenden Zuständen befinden.
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Eine
dritte beispielhafte Ausführungsform der
Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Vollbrücken-Leistungsumrichters,
der eine Gleichstrom-Ausgangsleistung bereitstellt. Der Leistungsumrichter
umfasst einen Eingangsport, um eine Quelle umzurichtender Leistung
zu empfangen, einen Ausgangsport, um eine Gleichstrom-Ausgangsleistung
bereitzustellen, eine Brückenschaltung
und einen Transformator. Die Brückenschaltung
umfasst einen ersten Schalter und einen zweiten Schalter, die an
einem ersten Knoten in Reihe gekoppelt sind, und einen dritten Schalter
und einen vierten Schalter, die an einem zweiten Knoten in Reihe
gekoppelt sind. Die serielle Kombination der ersten und zweiten Schalter
wird mit dem Eingangsport parallel gekoppelt, und die serielle Kombination
der dritten und vierten Schalter wird mit dem Eingangsport parallel
gekoppelt. Der Transformator umfasst eine Primärwicklung, die mit den ersten
und zweiten Knoten gekoppelt ist, und mindestens eine Sekundärwicklung.
Der beispielhafte Leistungsumrichter umfasst ferner eine Stromgleichrichterschaltung,
die mit der mindestens einen Sekundärwicklung des Transformators
gekoppelt ist, und eine Ausgangsspule, die zwischen der Gleichrichterschaltung
und dem Ausgangsport gekoppelt ist. Das beispielhafte Verfahren
umfasst folgende Schritte: Versetzen des ersten Schalters in einen
leitenden Zustand, anschließend
Versetzen des dritten Schalters in einen nichtleitenden Zustand,
anschließend
Versetzen des vierten Schalters in einen leitenden Zustand, anschließend Versetzen
des vierten Schalters in einen nichtleitenden Zustand, anschließend Versetzen
des dritten Schalters in einen leitenden Zustand, anschließend Versetzen
des ersten Schalters in einen nichtleitenden Zustand, anschließend Versetzen
des zweiten Schalters in einen leitenden Zustand und anschließend Versetzen
des zweiten Schalters in einen nichtleitenden Zustand.
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Weitere
Einzelheiten bezüglich
der Ausführungsformen
der Erfindung werden nachstehend in dem Abschnitt Ausführliche
Beschreibung mit Bezug auf die Figuren bereitgestellt.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Es
zeigen:
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1 ein
schematisches Diagramm eines beispielhaften Vollbrücken-Umrichters
mit Gleichstromausgang gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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2 ein
beispielhaftes Zeitdiagramm für die
Schaltsteuersignale und die Primärspannung
und den Primärstrom
für den
Transformator des in 1 gezeigten Umrichters gemäß einer
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung.
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3 eine
beispielhafte Schaltung, die beispielhafte Schaltsteuersignale für den in 1 gezeigten
Umrichter erzeugt, gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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4 und 5 jeweils
beispielhafte Brückenschaltungen
für den
in 1 gezeigten Umrichter gemäß jeweiligen Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung.
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6 und 7 jeweils
zusätzliche
beispielhafte Umsetzungen des Transformators und der Gleichrichterschaltung
für den
in 1 gezeigten Umrichter gemäß jeweiligen Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Die
Techniken gemäß der vorliegenden
Erfindung werden nachstehend mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen,
in denen beispielhafte Ausführungsformen
der Erfindung gezeigt werden, ausführlicher beschrieben. Die vorliegende
Erfindung kann jedoch in verschiedenen Formen ausgebildet werden
und ist nicht als auf die hier dargelegten Ausführungsformen eingeschränkt auszulegen.
Diese Ausführungsformen
werden vielmehr derart bereitgestellt, dass die vorliegende Offenbarung
umfassend und komplett ist und dem Fachmann auf diesem Gebiet den
Umfang der Erfindung vollständig
vermittelt. Es werden die gleichen Bezugsziffern verwendet, um die
gleichen Elemente in der ganzen Beschreibung zu bezeichnen. Die
Elemente können
unterschiedliche gegenseitige Beziehungen und verschiedene Positionen
für verschiedene
Ausführungsformen
aufweisen.
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Die
hier verwendeten Begriffe dienen allein zur Erläuterung der vorliegenden Erfindung
und sind nicht als die Bedeutung oder den Umfang der vorliegenden
Erfindung einschränkend
auszulegen. So wie sie in der vorliegenden Beschreibung verwendet wird,
kann eine Einzahlform eine Mehrzahlform umfassen, es sei denn, sie
gibt definitiv einen kontextabhängigen
Sonderfall an. Ebenso definieren die Ausdrücke „umfassen” und/oder „umfassend”, die in der vorliegenden
Beschreibung verwendet werden, weder die erwähnten Formen, Zahlen, Schritte,
Aktionen, Arbeitsgänge,
Organe, Elemente und/oder Gruppen derselben noch schließen sie
das Vorhandensein oder das Hinzufügen einer oder mehrerer anderer
verschiedener Formen, Zahlen, Schritte, Arbeitsgänge, Organe, Elemente und/oder
Gruppen derselben oder das Hinzufügen derselben aus. Begriffe
wie „erster,
erste, erstes”, „zweiter,
zweite, zweites” usw.
werden verwendet, um diverse Bauelemente zu beschreiben. Es ist
jedoch offensichtlich, dass die Bauelemente durch diese Begriffe
nicht definiert werden sollen. Die Begriffe werden nur verwendet,
um ein Bauelement von einem anderen Bauelement zu unterscheiden.
Somit kann ein erstes Bauelement, das beschrieben wird, sich auch
auf ein zweites Bauelement beziehen, ohne den Umfang der vorliegenden
Erfindung zu verlassen. Raumbezugsbegriffe, wie etwa „oben”, „unten”, „oberer,
obere, oberes”, „links”, „rechts”, „oberhalb”, „unterhalb” und dergleichen,
können
hier der Einfachheit der Beschreibung halber verwendet werden, um
eine Beziehung eines Elements oder Merkmals zu einem oder mehreren
anderen Elementen oder Merkmalen, wie in den Figuren abgebildet,
zu beschreiben. Es versteht sich, dass die Raumbezugsbegriffe dazu
gedacht sind, verschiedene Orientierungen der Vorrichtung im Gebrauch
oder Betrieb zusätzlich
zu der in den Figuren abgebildeten Orientierung einzuschließen.
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Es
versteht sich ebenfalls, dass wenn ein Element, wie etwa ein elektrisches
Bauelement, als an ein anderes Element „gekoppelt” oder „elektrisch gekoppelt” beschrieben wird,
es mit dem anderen Element direkt gekoppelt sein kann oder ein oder mehrere
Zwischenelemente in der Kopplung vorliegen können. Wenn im Gegensatz dazu
ein Element als mit einem anderen Element oder einer anderen Schicht „direkt
gekoppelt” bezeichnet
wird, liegen keine Zwischenelemente vor. Es versteht sich, dass
die Ansprüche
der Anmeldung geändert
werden können, um
beispielhafte Beziehungen anzugeben, die in der Beschreibung beschrieben
oder in den Figuren gezeigt werden, wobei ihre Unterstützung durch
die Originalanmeldung bereitgestellt wird. Der hier verwendete Begriff „und/oder” umfasst
alle möglichen
Kombinationen von einem oder mehreren der verknüpften aufgeführten Elemente.
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1 zeigt
ein schematisches Diagramm eines beispielhaften Vollbrücken-Umrichters
mit Gleichstromausgang 100 gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Der Umrichter 100 umfasst einen
Eingangsport 101, um eine Quelle umzurichtender Leistung
(auf einer Spannung Vin) zu empfangen, einen Ausgangsport 102,
um eine Gleichstrom-Ausgangsleistung
auf einer Spannung Vout bereitzustellen, eine Brückenschaltung 110, welche
die Eingangsleistung ab einen Transformator T1 anlegt, eine Gleichrichterschaltung 120,
die mit der Sekundärseite
des Transformators T1 gekoppelt ist, eine Ausgangsspule Lout, die
zwischen der Gleichrichterschaltung 120 und dem Ausgangsport 102 gekoppelt
ist, und einen Ausgangskondensator Cout, der mit dem Ausgangsport 102 parallel
gekoppelt ist. Der Transformator T1 weist eine Primärwicklung,
eine erste Sekundärwicklung
(obere Sekundärwicklung),
eine zweite Sekundärwicklung
(untere Sekundärwicklung)
und eine parasitäre
Streuinduktivität LLK, die sich naturgemäß aus der Wicklungskonstruktion
des Transformators ergibt, auf. Die Gleichrichterschaltung 120 weist
eine erste Diode D1, die zwischen der oberen Sekundärwicklung
und der Ausgangsspule Lout gekoppelt ist, und zweite Diode D2, die
zwischen der unteren Sekundärwicklung
und der Ausgangsspule Lout gekoppelt ist, auf. An einem Anschluss
jeder Transformatorwicklung wurde eine Darstellung durch einen großen Punkt
verwendet, um die Orientierung der Wicklung im Verhältnis zu
anderen Wicklungen zu zeigen. Jeder Wicklung kann eine Spannungsbezeichnung
zugewiesen werden, wie etwa Vpr für die Primärwicklung. Ohne an Allgemeinheit
zu verlieren wird die positive Seite der Spannungsbezeichnung der
Wicklung dem Anschluss mit dem großen Punkt zugewiesen. Wenn
eine Spannung an die Primärwicklung
des Transformators angelegt wird, wird eine Spannung an jeder der
Sekundärwicklungen
in Verbindung mit dem Windungsverhältnis 1:N des Transformators
erzeugt. In den hier gezeigten schematischen Diagrammen stellen
Drähte,
die sich kreuzen, keinen elektrischen Kontakt miteinander her, es
sei denn, ein kleiner Punkt wird an ihrer Kreuzung gezeigt.
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Die
Brückenschaltung 110 umfasst
einen ersten Schalter S1 und einen zweiten Schalter S2, die an einem
ersten Knoten N1 in Reihe gekoppelt sind, und einen dritten Schalter
S3 und einen vierten Schalter S4, die an einem zweiten Knoten N2
in Reihe gekoppelt sind. Jeder Schalter S1 bis S4 umfasst eine Halbleiter-Schaltvorrichtung
(wie etwa einen MOSFET, BJT, IGBT, usw.), die eine parasitäre Kapazität aufweist,
die zu den Leitungsanschlüsse
(z. B. Source und Drain bei einem MOSFET, Emitter und Kollektor
bei einem BJT und IGBT) des Schalters parallel angeordnet ist, und
kann eine parasitäre
Leitungsdiode aufweisen, die ähnlich
angeordnet ist. Wenn die parasitäre
Leitungsdiode in der Halbleitervorrichtung für den Schalter nicht vorliegt,
kann eine Diode oder ein Gleichrichter mit den Leitungsanschlüssen der
Halbleitervorrichtung parallel gekoppelt werden. Jede Halbleitervorrichtung
weist auch einen Modulationsanschluss (z. B. ein Gate, eine Basis,
usw.) auf, an den ein Steuersignal angelegt wird, um den Stromfluss
zwischen den Leitungsanschlüssen
der Vorrichtung zu steuern. Die Modulationsanschlüsse werden
in 1 schematisch durch die Pfeilsymbole neben den
Schaltern gezeigt. Die serielle Kombination der Schalter S1 und
S2 ist mit dem Eingangsport 101 parallel gekoppelt, und
die serielle Kombination der Schalter S3 und S4 ist mit dem Eingangsport 101 parallel
gekoppelt. Jeder der Knoten N1 und N2 ist mit einem Anschluss der
Primärwicklung
des Transformators T1 elektrisch gekoppelt. Wie nachstehend ausführlicher
beschrieben wird, kann einer der Knoten, wie etwa der Knoten N2,
mit der Primärwicklung über eine
Resonanzspule LR gekoppelt sein, um den
Bereich der Nullspannungsschaltung für den Umrichter 100 zu
vergrößern. Wenn
die Resonanzspule LR verwendet wird, können Dioden D3
und D4 hinzugefügt
werden, um die positiven und negativen Spannungsexkursionen am Anschluss
der Spule, die mit dem Transformator T1 gekoppelt ist, einzuschränken (die
Anode von D3 ist mit LR gekoppelt, die Kathode
von D3 ist mit der positiven Seite des Eingangsports 101 gekoppelt,
die Anode von D4 ist mit der negativen Seite des Eingangsports 101 gekoppelt
und die Kathode von D4 ist mit LR gekoppelt). Wenn
die Resonanzspule LR nicht verwendet wird, kann
ein direkter Anschluss 105 (gestrichelt gezeigt) verwendet
werden.
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Die
Resonanzspule LR kann mit einem der Knoten
N1 oder N2 gekoppelt werden; 1 bildet die
Spule ab, wie sie mit dem Knoten N2 gekoppelt ist. Ebenso kann die
Position der Kombination der Schalter S1 und S2 mit der Position
der Kombination der Schalter S3 und S4 ausgetauscht werden. Entsprechend
versteht es sich, dass die Angaben des ersten Schalters, des zweiten
Schalters, des dritten Schalters, des vierten Schalters, des ersten
Transistors, des zweiten Transistors, des dritten Transistors und
des vierten Transistors in den Ansprüchen und in dem Abschnitt Kurzdarstellung
der Erfindung alle diese Konfigurationen einschließen. D.
h. dass die Schaltvorgänge
des ersten Schalters und des ersten Transistors (z. B. die Steuersignale
für dieselben), die
in den Ansprüchen
und in der Kurzdarstellung angegeben werden, auf den Schalter S1
oder den Schalter S3 anwendbar sind, die Schaltvorgänge des zweiten
Schalters und des zweiten Transistors (z. B. die Steuersignale für dieselben),
die in den Ansprüchen
und in der Kurzdarstellung angegeben werden, auf den Schalter S2
oder den Schalter S4 anwendbar sind, die Schaltvorgänge des
dritten Schalters und des dritten Transistors (z. B. die Steuersignale
für dieselben),
die in den Ansprüchen
und in der Kurzdarstellung angegeben werden, auf den Schalter S3 oder
den Schalter S1 anwendbar sind, und die Schaltvorgänge des
vierten Schalters und des vierten Transistors (z. B. die Steuersignale
für dieselben),
die in den Ansprüchen
und in der Kurzdarstellung angegeben werden, auf den Schalter S4
oder den Schalter S2 anwendbar sind.
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Wenn
sie sich in einem leitenden Zustand befindet, kann die Halbleitervorrichtung
eines Schalters S1 bis S4 einen Spannungsabfall von 0,15 V oder
weniger an ihren Leitungsanschlüsse
aufweisen. Diese Spannung wird auf die Leitungsanschlüsse des
Schalters übertragen.
Soweit vorhanden, weist die parasitäre Leitungsdiode eines Schalters S1
bis S4 einen Spannungsabfall von ungefähr 0,6 V bis 0,8 V auf, wenn
sie leitend ist; und ein Gleichrichter, der zu einem Schalter S1
bis S4 hinzugefügt
wird, kann einen Spannungsabfall von nur ungefähr 0,3 V aufweisen, wenn er
leitend ist. Wenn die Halbleitervorrichtung eines Schalters leitend
ist, ist die parasitäre
Diode oder der hinzugefügte
Gleichrichter nichtleitend oder nur eine unbedeutende Menge des durch
den Schalter fließenden
Stroms (z. B. weniger als 1%) leitend. Typischerweise ist die Halbleitervorrichtung
eines Schalters dazu gedacht, den Stromfluss in eine bestimmte Richtung
für den
Schalter zu steuern (wie etwa in der Richtung, die dem Transformator
T1 Leistung bereitstellt). Die parasitäre Diode, oder der hinzugefügte Gleichrichter,
ist orientiert, um in der entgegengesetzten Richtung zu leiten,
um Stromfluss zuzulassen, wenn sie bzw. er in Durchlassrichtung
vorgespannt ist, und um die Spannung an der Halbleitervorrichtung
einzuschränken,
wenn die Halbleitervorrichtung nichtleitend ist, und somit als Sicherheitsmechanismus
zu dienen. Wenn sie durch das Steuersignal an ihrem Modulationsanschluss
in einen leitenden Zustand versetzt wird, kann der Stromfluss durch
die Halbleitervorrichtung typischerweise in beide Richtungen fließen (bidirektionale
Leitung). Im Gegensatz dazu ist sowohl die parasitäre Diode
als auch der hinzugefügte
Gleichrichter in nur einer Richtung leitend (unidirektionale Leitung).
Um die vorliegende Beschreibung zu vereinfachen, wenn ein Schalter
S1 bis S4 als geschlossen, leitend oder sich in einem leitenden
Zustand befindend bezeichnet wird, bedeutet dies, dass die Halbleitervorrichtung
des Schalters sich in einem leitenden Zustand befindet; und wenn
ein Schalter S1 bis S4 als geöffnet,
nichtleitend oder sich in einem nichtleitenden Zustand befindend
bezeichnet wird, bedeutet dies, dass die Halbleitervorrichtung des
Schalters sich in einem nichtleitenden Zustand befindet und die parasitäre Diode
(soweit vorhanden) oder die hinzugefügte Diode/der hinzugefügte Gleichrichter
(soweit vorhanden) Strom leiten kann, wenn die Spannung, die an
den Leitungsanschlüssen
des Schalters vorliegt, eine derartige Leitung ermöglicht.
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Die
Schalter S2 und S3 können
gleichzeitig geschlossen (in leitende Zustände versetzt) sein, um das
Anlegen von Leistung und einer positiven Spannung an die Primärwicklung
des Transformators T1 zu verursachen, und um Strom in den gepunkteten Anschluss
der Primärwicklung
fließen
zu lassen (ein positiver Wert von Ipr). Dies lässt Strom aus dem gepunkteten
Anschluss der oberen Sekundärwicklung des
Transformators und durch die Diode D1 zu der Ausgangsspule Lout
fließen.
Der Strom wird an den Ausgangskondensator Cout und die Last am Ausgangsport 102 gesendet
und kehrt zu dem nicht gepunkteten Anschluss der oberen Sekundärwicklung zurück. Andererseits
können
die Schalter S1 und S4 gleichzeitig geschlossen (in leitende Zustände versetzt)
sein, um eine negative Spannung an die Primärwicklung anzulegen und Strom
aus dem gepunkteten Anschluss der Primärwicklung fließen zu lassen (ein
negativer Wert von Ipr). Dies lässt
Strom aus dem nicht gepunkteten Anschluss der unteren Sekundärwicklung
des Transformators und durch die Diode D2 zu der Ausgangsspule Lout
fließen.
Der Strom wird an den Ausgangskondensator Cout und die Last am Ausgangsport 102 gesendet
und kehrt zu dem gepunkteten Anschluss der unteren Sekundärwicklung
zurück.
Somit stellt das Anlegen entweder einer positiven Spannung oder
einer negativen Spannung an die Primärwicklung des Transformators
Leistung für
den Ausgangsport 102 bereit.
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Die
Spannung am Ausgangsport 102 kann reguliert werden, indem
die Leistungsmenge gesteuert wird, die von der Ausgangsspule Lout
bereitgestellt wird, die wiederum durch das Steuern der Zeitspanne
gesteuert werden kann, während
der die Schalterpaare (S2/S3 und S1/S4) leitend sind. Wenn keine
Leistung für
die Spule Lout bereitgestellt wird, werden die beiden Schalter S1
und S3 in leitende Zustände
versetzt, um eine Spannung von nahezu Null Volt an den Transformatorwicklungen
bereitzustellen, so dass die Spule Lout über einen Freilauf-Strompfad durch eine
oder zwei der Dioden D1 und D2 verfügen kann. Diese Bedingung der
Nullspannungsnähe kann
auch dadurch bereitgestellt werden, dass die beiden Schalter S2
und S4 in leitende Zustände
versetzt werden. Der freilaufende Strom der Spule Lout wird in die
Primärwicklung
zurückreflektiert
und lässt den
Strom und die Energie, die in der Streuinduktivität LLK des Transformators und soweit vorhanden auch
in der Resonanzspule LR gespeichert sind,
weiter fließen.
Jeder Schalter des Schalterpaars, das verwendet wird, um die Null
Volt an der Primärwicklung
zum Freilaufen bereitzustellen (d. h. entweder S1 und S3 oder S2
und S4), ermöglicht
es dem Strom, in einer der beiden Richtungen durch seine Leitungsanschlüsse zu fließen, wenn
der Schalter in einen leitenden Zustand versetzt wird. Dies ist
von der mit dem Schalter verknüpften
Körperdiode
zu unterscheiden, die einen Stromfluss in nur einer Richtung durch
ihre Leitungsanschlüsse
ermöglicht.
Somit sind die leitenden Zustände
für diese
Transistoren bidirektionale leitende Zustände.
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Eine
beispielhafte Schaltsequenz wird nachstehend mit Bezug auf das Zeitdiagramm
bereitgestellt, das in 2 gezeigt wird, die ein Zeitdiagramm der
Steuersignale an die Modulationsanschlüsse der Schalter S1 bis S4,
der Spannung Vpr an der Primärwicklung
des Transformators und des Stroms Ipr, der durch die Primärwicklung
des Transformators fließt, zeigt.
In dem Zeitdiagramm werden acht Zeitpunkte t0 bis t8 gezeigt. Ein
kompletter Schaltzyklus erfolgt zwischen den Zeitpunkten t0 und
t8. Genau vor dem Zeitpunkt t0 befindet sich das Steuersignal für den Schalter
S1 in einem eingeschalteten Zustand (ON), während die Steuersignale für die Schalter
S2 bis S4 sich in ausgeschalteten Zuständen (OFF) befinden. Zu dem
Zeitpunkt t0 wird der Schalter S4 eingeschaltet und die beiden Schalter
S1 und S4 verursachen das Anlegen von Leistung und einer Spannung
mit negativer Polarität
an die Primärwicklung über LLK und LR (soweit
vorhanden), wodurch veranlasst wird, dass die Leistung an die Spule
Lout über
die Diode D2 übertragen
wird. Unterdessen wird die Energie in der Induktivität LLK und der Spule LR (soweit
vorhanden) gespeichert.
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Der
Schalter S4 kann dann zum Zeitpunkt t1 ausgeschaltet werden, und
kurze Zeit später
kann der Schalter S4 dann zum Zeitpunkt t2 eingeschaltet werden.
Während
dieser kurzen Zeitspanne fließt
der Strom Iout durch die Spule Lout durch die untere Sekundärwicklung
und wird auf die Primärwicklung
als ein Strom reflektiert, der von dem Schalter S1 in die Kapazitäten fließt, die
mit dem Knoten N2 gekoppelt sind, wodurch die Spannung des Knotens
N2 von Null auf den Eingangsspannungspegel angehoben wird, da der
Schalter S4 ausgeschaltet ist. Somit kann der Schalter S3 unter
Nullspannungsbedingungen (d. h. Nullspannungsschaltung) oder nahezu Nullspannungsbedingungen
eingeschaltet werden. Die Energie in der Induktivität LLK und der Spule LR (soweit
vorhanden) trägt
zu diesem Übergang
bei. Dieser Spannungsübergang
ist relativ schnell und energiegeladen aufgrund des Vorhandenseins
des reflektierten Stroms Iout aus der Spule Lout.
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Wenn
die Schalter S1 und S3 sich zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 in
leitenden Zuständen
befinden, kann die Spule Lout freilaufen, um eine gewünschte Steuerung
der Ausgangsspannung Vout zu erreichen. Der Strom für die Spule
Lout fließt
durch die beiden Sekundärwicklungen,
jedoch hauptsächlich
in die Diode D2, aufgrund der Transformatorwirkung. Die Energie
in jeder der Induktivität
LLK, der Spule LR (soweit
vorhanden) und der Ausgangsspule Lout nimmt während dieser Zeitspanne ab.
Vollbrücken-Umrichter nach dem
Stand der Technik würden den
Schalter S3 während
dieses Zeitraums nicht in einem leitenden Zustand (ON-Zustand) lassen,
und wären
stattdessen darauf angewiesen, dass die parasitäre Diode des Schalters S3 den
Stromfluss führt. Im
Rahmen der Erstellung seiner Erfindung hat der Erfinder jedoch erkannt,
dass eine derartige Konfiguration zu Leitungsverlusten in der Körperdiode
führt, die
für leichte
Betriebszyklusbedingungen bedeutend sein können. Sie führt auch zu einem schnelleren
Energieverlust in jeder der Induktivität LLK,
der Spule LR (soweit vorhanden) und der
Ausgangsspule Lout, was die Möglichkeit
verringert, eine Nullspannungsschaltung in dem nächsten Zeitsegment zwischen den
Zeitpunkten t3 und t4 zu erreichen. Wenn man den Fall eines reflektierten
freilaufenden Stroms von 5 A, eines Spannungsabfalls von 0,7 V in
Durchlassrichtung für
die Körperdiode
von Schalter S4 und einen ON-Widerstand von 70 mΩ für jeden der Schalter S1 und
S3 nimmt, beträgt
die Verlustleistung in den Schaltern S1 und S3 während dieses Zeitsegments ungefähr 3,5 Watt,
wohingegen ein Vollbrücken-Umrichter
nach dem Stand der Technik ungefähr
5,25 Watt verlieren würde.
Entsprechend reduziert die Erfindung diese Leitungsverluste um ungefähr 33% während dieses
Zeitsegments.
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Als
nächstes
kann der Schalter S1 dann zum Zeitpunkt t3 ausgeschaltet werden,
und kurze Zeit später
kann der Schalter S2 dann zum Zeitpunkt t4 eingeschaltet werden.
Während
dieser zweiten kurzen Zeitspanne fließt der Strom, der von der Energie unterstützt wird,
die in der Streuinduktivität
LLK des Transformators, und optional in
der Resonanzspule LR, gespeichert wird,
nun aus den Kapazitäten,
die mit dem Knoten N1 gekoppelt sind, und in den Schalter S3 (der
immer noch eingeschaltet ist), wodurch die Spannung des Knotens
N1 von dem Eingangsspannungspegel auf nahezu Null Volt gesenkt wird (da
der Schalter S1 ausgeschaltet ist). Somit kann der Schalter S2 unter
Nullspannungsbedingungen (d. h. Nullspannungsschaltung) oder nahezu
Nullspannungsbedingungen zum Zeitpunkt t4 eingeschaltet werden.
Im Gegensatz zu dem vorherigen Spannungsübergang zwischen den Zeitpunkten
t1 und t2 wird relativ wenig oder gar kein Strom von der Spule Lout
in die Primärwicklung
während
dieses Übergangs
reflektiert, und dieser Spannungsübergang ist nicht so schnell
oder energiegeladen wie der vorherige Spannungsübergang. Dieser Spannungsübergang
basiert hauptsächlich
auf der Resonanzübertragung
von Energie von der Streuinduktivität LLK und der
Resonanzspule LR (soweit vorhanden) auf
die mit dem Knoten N1 gekoppelten Kapazitäten.
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Zwischen
den Zeitpunkten t4 und t5, wenn die beiden Schalter S2 und S3 eingeschaltet
sind, wird Spannung mit einer positiven Polarität und Leistung an die Primärwicklung über LLK und LR (soweit vorhanden)
angelegt, und die Leistung wird über
die Diode D1 auf die Spule Lout übertragen.
Unterdessen wird die Energie in der Induktivität LLK und
der Spule LR (soweit vorhanden) gespeichert.
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Der
Schalter S2 kann dann zum Zeitpunkt t5 ausgeschaltet werden, und
kurze Zeit später
kann der Schalter S1 zum Zeitpunkt t6 eingeschaltet werden. Während dieser
kurzen Dauer fließt
der Strom Iout durch die Spule Lout durch die obere Sekundärwicklung
und wird auf die Primärwicklung
als ein Strom reflektiert, der von dem Schalter S3 in die Kapazitäten fließt, die
mit dem Knoten N1 gekoppelt sind, wodurch die Spannung von Knoten
N1 von Null auf den Eingangsspannungspegel angehoben wird, da der
Schalter S2 ausgeschaltet ist. Somit kann der Schalter S1 unter
Nullspannungsbedingungen (d. h. Nullspannungsschaltung) oder nahezu
Nullspannungsbedingungen eingeschaltet werden. Die Energie in der
Induktivität
LLK und der Spule LR (soweit vorhanden)
trägt zu
diesem Übergang
bei. Dieser Spannungsübergang
ist relativ schnell und energiegeladen aufgrund des Vorhandenseins
des reflektierten Stroms aus der Spule Lout.
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Wenn
die Schalter S1 und S3 sich zwischen den Zeitpunkten t6 und t7 in
leitenden Zuständen
befinden, kann die Spule Lout freilaufen, um eine gewünschte Steuerung
der Ausgangsspannung Vout zu erreichen. Der Strom für die Spule
Lout fließt
durch die beiden Sekundärwicklungen,
jedoch hauptsächlich
durch die Diode D2, aufgrund der Transformatorwirkung. Die Energie
in jeder der Induktivität
LLK, der Spule LR (soweit
vorhanden) und der Ausgangsspule Lout nimmt während dieser Zeitspanne ab.
Vollbrücken- Umrichter nach dem
Stand der Technik würden den
Schalter S1 während
dieses Zeitraums nicht in einem leitenden Zustand (ON-Zustand) lassen,
und wären
stattdessen darauf angewiesen, dass die parasitäre Diode des Schalters S1 den
Stromfluss führt. Im
Rahmen der Erstellung seiner Erfindung hat der Erfinder jedoch erkannt,
dass eine derartige Konfiguration zu Leitungsverlusten in der Körperdiode
führt, die
für leichte
Betriebszyklusbedingungen bedeutend sein können. Sie führt auch zu einem schnelleren
Energieverlust in jeder der Induktivität LLK,
der Spule LR (soweit vorhanden) und der
Ausgangsspule Lout, was die Möglichkeit
verringert, eine Nullspannungsschaltung in dem nächsten Zeitsegment zwischen den
Zeitpunkten t7 und t8 zu erreichen. Wenn man den Fall eines reflektierten
freilaufenden Stroms von 5 A, eines Spannungsabfalls von 0,7 V in
Durchlassrichtung für
die Körperdiode
von Schalter S1 und einen ON-Widerstand von 70 mΩ für jeden der Schalter S1 und
S3 nimmt, beträgt
der Leistungsverlust in den Schaltern S1 und S3 während dieses
Zeitsegments ungefähr
3,5 Watt, wohingegen ein Vollbrücken-Umrichter
nach dem Stand der Technik ungefähr
5,25 Watt verlieren würde.
Entsprechend reduziert die Erfindung diese Leitungsverluste um ungefähr 33% während dieses
Zeitsegments.
-
Als
nächstes
kann der Schalter S3 dann zum Zeitpunkt t7 ausgeschaltet werden,
und kurze Zeit später
kann der Schalter S4 dann zum Zeitpunkt t8 eingeschaltet werden.
Während
dieser zweiten kurzen Zeitspanne fließt der Strom, der von der Energie unterstützt wird,
die in der Streuinduktivität
LLK des Transformators und optional in der
Resonanzspule LR, gespeichert wird, nun
aus den Kapazitäten,
die mit dem Knoten N2 gekoppelt sind, und in den Schalter S1 (der
immer noch eingeschaltet ist), wodurch die Spannung des Knotens
N2 von dem Eingangsspannungspegel auf nahezu Null Volt gesenkt wird (da
der Schalter S3 ausgeschaltet ist). Somit kann der Schalter S4 unter
Nullspannungsbedingungen (d. h. Nullspannungsschaltung) oder nahezu
Nullspannungsbedingungen zum Zeitpunkt t8 eingeschaltet werden.
Im Gegensatz zu dem vorherigen Spannungsübergang zwischen den Zeitpunkten
t5 und t6 wird während
dieses Übergangs
relativ wenig oder gar nichts von dem Strom von der Spule Lout auf
die Primärwicklung
reflektiert, und dieser Spannungsübergang ist nicht so schnell
oder energiegeladen wie der vorherige Spannungsübergang. Dieser Spannungsübergang
basiert hauptsächlich
auf der Resonanzübertragung
von Energie aus der Streuinduktivität LLK und
der Resonanzspule LR (soweit vorhanden) auf
die Kapazitäten,
die mit dem Knoten N2 gekoppelt sind. Der Zeitpunkt t8 entspricht
dem Zeitpunkt t0 und beendet den Schaltzyklus.
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Bei
dem obigen Beispiel versteht es sich, dass jede Seite der Brückenschaltung 110 als
asymmetrische Halbbrückentopologie
betrieben wird, wobei eine Seite die Schalter S1 und S2 und die
andere Seite die Schalter S3 und S4 umfasst. In jeder Halbbrücke wird
ein Schalter (S2 oder S4) in einem Betriebszyklus D betrieben, der
zwischen 0 und 0,5 (50%) liegt, und der andere Schalter (S1 oder
S3) befindet sich in einem Betriebszyklus von (1-D-Δ), wobei Δ die Pausenzeit
von zwei Spannungsübergängen ist
(z. B. t1–t2
und t7–t8).
Der Wert von (1-D-Δ) ist
immer größer als
0,5 (50%) und kann bis 1,00 (100%) reichen. Der Betrieb der Schalter
in einer Halbbrücke
ist im Verhältnis
zum Betrieb der entsprechenden Schaltung der anderen Halbbrücke um 180 Grad
phasenverschoben. Das heißt,
dass die Wellenform des Steuersignals für den Schalter S2 im Verhältnis zu
derjenigen des Steuersignals für
den Schalter S4 um 180 Grad phasenverschoben oder um einen Zeitraum
von 0,5·(t8 – t0) verzögert ist. Ähnlich ist
die Wellenform des Steuersignals für den Schalter S1 im Verhältnis zu
derjenigen des Steuersignals für
den Schalter S3 um 180 Grad phasenverschoben oder um einen Zeitraum
von 0,5·(t8 – t0) verzögert. Eine
beispielhafte Schaltung zum Erzeugen der Steuersignale für die Schalter
S1 bis S4 wird nachstehend bereitgestellt. Es versteht sich, dass eine
Flanke eines Schaltsteuersignals von einem Taktsignal oder dergleichen
gesetzt werden kann, während
eine andere Flanke gegebenenfalls nach D oder (1-D-Δ) moduliert
werden kann. Bei einer typischen Umsetzung können die Vorderflanken des Steuersignals
von einem Taktsignal gesetzt werden und die fallenden Flanken können von
einer Modulationsschaltung moduliert werden, um den Betriebszykluswert
D je nach Bedarf zu ändern,
um die Ausgangsspannung auf einen gewünschten Wert zu regulieren.
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Es
versteht sich ebenfalls, dass die obige Konfiguration die Energie
aktiviert, die in der Streuinduktivität LLK der
Primärwicklung
des Transformators und der Resonanzspule LR (soweit
vorhanden) der Primärwicklung
gespeichert wird, um die „offene” Mittelpunktspannung
der Primärwicklung
auf eine positive Eingangsspannung hochzusetzen (+Vin in 2) oder
auf den negativen Wert der Eingangsspannung (–Vin) herunterzusetzen und
um eine Einschaltung der Brückenschalter
bei Nullspannung zu ermöglichen.
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Es
versteht sich ebenfalls, dass die Schalter S1 und S3 (die oberen
Brückenschalter)
während
eines Großteils
des Schaltzyklus gleichzeitig eingeschaltet sind, und zwar für eine Dauer
die bei ungefähr
(1-2D-2Δ)
liegt. Diese Zeit entspricht den Zeitspannen t2 bis t3 und t6 bis
t7, die Zeitspannen sind, bei denen die Ausgangsspule Lout freiläuft. Im
Vergleich dazu sind die oberen Brückenschalter eines Gleichstrom-Ausgangsumrichters
mit Vollbrücke nach
dem Stand der Technik konfiguriert, um sich in einem nicht überlappenden
Leitungszustand zu befinden und sich bei einem Betriebszyklus von
nahezu 0,5 (50%) zu befinden. Somit ist ein Gleichstrom-Ausgangsumrichter
mit Vollbrücke
nach dem Stand der Technik auf die Körperdioden der oberen Brückenschalter
angewiesen, um den reflektierten Laststrom Iout und den Strom der
Streuinduktivität des
Transformators zu leiten. Im Rahmen der Erstellung seiner Erfindung
hat der Erfinder erkannt, dass das Leiten dieser Ströme durch
die Körperdioden
einen bedeutenden Leistungsverlust erzeugt, insbesondere bei niedrigen
Betriebszykluswerten, bei denen die Freilaufzeitspannen einen bedeutenden
Anteil des Schaltzyklus einnehmen. Diese Verluste werden von der
obigen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung erheblich reduziert, wobei die beiden Schalter
S1 und S3 sich während
eines bedeutenden Teils (z. B. typischerweise mehr als 90%) der
Freilaufzeitspannen der Spule Lout in leitenden Zuständen befinden.
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Obwohl
diese beispielhafte Ausführungsform mit
den unteren Schaltern S2 und S4, die einen Betriebszyklus D aufweisen,
und den oberen Schaltern S1 und S3, die einen Betriebszyklus (1-D-Δ) aufweisen,
abgebildet wurde, versteht es sich, dass die umgekehrte Anordnung
verwendet werden kann (wobei z. B. die unteren Schalter S1 und S3
einen Betriebszyklus (1-D-Δ)
und die oberen Schalter S2 und S4 einen Betriebszyklus D aufweisen.
Entsprechend versteht es sich, dass die Angaben der Schaltvorgänge des
ersten Schalters, des zweiten Schalters, des dritten Schalters,
des vierten Schalters, des ersten Transistors, des zweiten Transistors,
des dritten Transistors und des vierten Transistors in den Ansprüchen und
in dem Abschnitt Kurzdarstellung der Erfindung alle diese Konfigurationen
einschließen.
D. h. dass die Schaltvorgänge
des ersten Schalters und des ersten Transistors (z. B. die Steuersignale
für dieselben),
die in den Ansprüchen
und in der Kurzdarstellung angegeben werden, auf den Schalter S1
oder den Schalter S2 anwendbar sind, die Schaltvorgänge des
zweiten Schalters und des zweiten Transistors (z. B. die Steuersignale
für dieselben),
die in den Ansprüchen
und in der Kurzdarstellung angegeben werden, auf den Schalter S2
oder den Schalter S1 anwendbar sind, die Schaltvorgänge des
dritten Schalters und des dritten Transistors (z. B. die Steuersignale
für dieselben),
die in den Ansprüchen
und in der Kurzdarstellung angegeben werden, auf den Schalter S3
oder den Schalter S4 anwendbar sind, und die Schaltvorgänge des
vierten Schalters und des vierten Transistors (z. B. die Steuersignale
für dieselben),
die in den Ansprüchen
und in der Kurzdarstellung angegeben werden, auf den Schalter S4
oder den Schalter S3 anwendbar sind. Im Allgemeinen können die
Schaltvorgänge
der Schalter S1 bis S4 (z. B. die Steuersignale für dieselben)
der Brückenschaltung 100 von
oben nach unten für
die beiden oberen/unteren Schalterpaare (wobei ein Paar S1 und S2
ist und das andere Paar S3 und S4 ist) und von links nach rechts
für die
beiden rechten/linken Schalterpaare (wobei ein Paar S1 und S3 ist
und das andere Paar S2 und S4 ist) ausgetauscht werden. Eine Kombination
dieser Austauschmöglichkeiten
ist ebenfalls möglich
(wobei die Kombination einer Drehung um 180 Grad oder einem doppelten
Diagonalaustausch, S1 mit S4 und S2 mit S3, entspricht). Ein einfacher
Diagonalaustausch der Schaltvorgänge
(z. B. der Steuersignale), wie etwa die für S1 mit denen für S4 oder
die für
S2 mit denen für
S3, ist jedoch nicht erlaubt.
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Angesichts
der obigen Beschreibung versteht es sich, dass ein beispielhaftes
Verfahren zum Betreiben eines Umrichters 100 folgende Schritte umfassen
kann: Versetzen des Schalters S1 in einen leitenden Zustand, anschließend Versetzen
des Schalters S3 in einen nichtleitenden Zustand, anschließend Versetzen
des Schalters 54 in einen leitenden Zustand, anschließend Versetzen
des Schalters S4 in einen nichtleitenden Zustand, anschließend Versetzen
des Schalters S3 in einen leitenden Zustand, anschließend Versetzen
des Schalters S1 in einen nichtleitenden Zustand, anschließend Versetzen
des Schalters S2 in einen leitenden Zustand und anschließend Versetzen
des Schalters S2 in einen nichtleitenden Zustand.
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3 zeigt
eine beispielhafte Schaltung 200, die verwendet werden
kann, um beispielhafte Steuersignale für die Schalter S1 bis S4 des
oben beschriebenen Umrichters 100 zu erzeugen. Die Schaltung 200 umfasst
ein Teilernetzwerk, das die Ausgangsspannung abtastet, eine Referenz
und einen Fehlerverstärker,
der die abgetastete Ausgangsspannung und die Referenz vergleicht,
und ein Rückkopplungsnetzwerk,
das ein Fehlersignal erzeugt. Das Fehlersignal stellt eine Darstellung
von dem bereit, was der Schaltbetriebszyklus D sein sollte, um die
Ausgangsspannung Vout auf einen gewünschten Wert zu regulieren.
Die Schaltung 200 umfasst ferner einen Oszillator, einen
Pulsbreitenmodulator, ein Latch und ein logisches Gatter (z. B.
ein OR-Gatter), die konfiguriert sind, um eine Ausgabe an dem logischen
Gatter zu erzeugen (das Signal ganz rechts in 3A),
die eine Reihe von Impulsen umfasst, wobei jeder Impuls eine Breite
aufweist, die mit Bezug auf den gewünschten Wert (1-D) variiert.
Der Pulsbreitenmodulator kann ein Auslösesignal von dem Oszillator
empfangen oder die Ausgabe des logischen Gatters, wobei das Auslösesignal
den vorherigen Modulationszyklus beendet und einen neuen Modulationszyklus
beginnt. Bei dem in 3 gezeigten Beispiel gibt der
Pulsbreitenmodulator das Betriebszyklussignal in umgekehrter Form
aus, mit einer Niederspannung für
die Betriebszyklusdauer „D” während des
Anfangsteils des Modulationszyklus und einem Hochspannungsimpuls
für die
Dauer von 1-D während
des letzten Teils des Modulationszyklus. (Die folgenden Schaltungen,
wie sie nachstehend beschrieben werden, kehren das Modulationssignal
um, ehe sie es an einige der Schalter vermitteln.) Die Pulsbreitenmodulation
stellt jedoch ihr Ausgangsmodulationssignal in nicht umgekehrter
Form bereit. In beiden Fällen
werden zwei Modulationszyklen (z. B. zwei Hochspannungsimpulse)
für jeden Schaltzyklus
des Umrichters 100 erzeugt. Es liegt im Bereich der Fähigkeiten
des Fachmanns auf dem Gebiet der Schaltstromversorgung, die zuvor
erwähnten
Bauelemente anzuordnen, damit sie ein Impulsmodulationssignal bereitstellen,
oder eine andere Anordnung von Bauelementen zu konstruieren, um
das Impulssignal bereitzustellen. Mit Bezug auf 3B wird
das Impulsmodulationssignal für
eine logische Schaltung (z. B. einem T-Flipflop, 2 OR-Gattern oder 2 NOR-Gattern)
bereitgestellt, die zwei Gruppen von anfänglichen Steuersignalen für die beiden
Halbbrücken
erzeugt. Jede Gruppe von anfänglichen
Steuersignalen weist ein Signal mit einer Pulsbreite D und eine
Signal mit einer Pulsbreite (1-D) auf. Die beiden Gruppen anfänglicher
Steuersignale sind im Verhältnis
zueinander um 180 Grad (z. B. um die Hälfte eines Schaltzyklus) phasenverschoben.
Die anfänglichen
Signale werden kann jeweiligen Verzögerungselementen bereitgestellt,
welche die Vorderflanken der Signale um anpassbare Größen verzögern, welche
die endgültigen
Steuersignale erzeugen. Die anpassbare Verzögerung der Verzögerungselemente
für die „D”-Signale
können
in der Figur mit δ1
bezeichnet werden, und die anpassbare Verzögerung der Verzögerungselemente
für die „1-D”-Signale
können
in der Figur mit δ2
bezeichnet werden. Die Summe von δ1
und δ2 ist Δ (in 2 gezeigt). δ1 und δ2 haben gleiche
oder verschiedene Werte. Die Verzögerungselemente stellen die
zuvor beschriebenen kurzen Dauern t1–t2, t3–t4, t5–t6 und t7–t8 für die Nullspannungsschaltung
bereit. Es liegt im Bereich der Fähigkeiten des Fachmanns auf
dem Gebiet der Schaltstromversorgung, die zuvor erwähnten Bauelemente
zu konstruieren und anzuordnen, damit sie die anfänglichen
und endgültigen Steuersignale
bereitstellen, oder eine andere Anordnung von Bauelementen zu konstruieren,
um diese Signale bereitzustellen.
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4 zeigt
eine Ausführungsform 110' der Brückenschaltung 110,
bei der die Schalter S1 bis S4 durch Feldeffekttransistoren mit
isolierter Gate-Elektrode (IGBT) umgesetzt werden. 5 zeigt
eine Ausführungsform 110'' der Brückenschaltung 110, bei
der die Schalter S1 bis S4 durch Metalloxid-Feldeffekttransistoren
(MOSFET) umgesetzt werden. (Kapazität und Körperdioden, entweder parasitäre oder
diskrete Vorrichtungen, sind der Übersichtlichkeit halber enthalten.)
Noch einmal mit Bezug auf 1 versteht
es sich, dass, obwohl der Transformator T1 mit zwei Sekundärwicklungen
umgesetzt wurde, die mit der Gleichrichterschaltung 120 gekoppelt sind,
der Transformator T1 mit einer Sekundärwicklung als geänderter
Transformator T1 umgesetzt werden kann, der mit einer Gleichrichterschaltung 120' gekoppelt ist,
die eine Ganzwellenbrücke
aufweist, wie in 6 gezeigt. Als andere Umsetzung
kann der geänderte
Transformator T1' mit
einer Gleichrichterschaltung 120'' gekoppelt
werden, die zwei Dioden aufweist, und die Gleichrichterschaltung 120'' kann mit zwei Ausgangsspulen Lout1
und Lout2 gekoppelt sein, wie in 7 gezeigt.
Obwohl jede der Gleichrichterschaltungen 120, 120' und 120'' erläutert wurde, wie sie Dioden
als Gleichrichterbauelemente verwenden, versteht es sich, dass synchrone
Gleichrichter (z. B. synchron geschaltete Transistoren) oder Kombinationen
von synchronen Gleichrichtern und Dioden anstelle der in den Figuren
gezeigten Dioden D1, D2 und DB verwendet werden können. Entsprechend
versteht es sich, dass der Begriff „Stromgleichrichterschaltung” Umsetzungen
einschließt,
die Dioden, synchrone Gleichrichter, andere Stromgleichrichtervorrichtungen
oder Kombinationen davon verwenden.
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Jegliche
Erwähnung
von „einer,
eine, eines” und „der, die,
das” ist
dazu gedacht, ein oder mehrere zu bedeuten, falls nicht spezifisch
anders angegeben.
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Die
Begriffe und Ausdrücke,
die hier verwendet wurden, werden als Begriffe zur Beschreibung und
nicht zur Einschränkung
verwendet, und bei der Verwendung derartiger Begriffe und Ausdrücke ist
es nicht beabsichtigt, Äquivalente
der gezeigten und beschriebenen Merkmale auszuschließen, wobei
anerkannt wird, dass diverse Änderungen
im Umfang der, beanspruchten Erfindung möglich sind.
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Zudem
können
ein oder mehrere Merkmale einer oder mehrerer Ausführungsformen
der Erfindungen mit einem oder mehreren Merkmalen anderer Ausführungsformen
der Erfindung kombiniert werden, ohne den Umfang der Erfindung zu
verlassen.
-
Obwohl
die vorliegenden Erfindungen insbesondere mit Bezug auf die abgebildeten
Ausführungsformen
beschrieben wurden, versteht es sich, dass diverse Änderungen,
Modifikationen, Anpassungen und gleichwertige Anordnungen basierend auf
der vorliegenden Offenbarung vorgenommen werden können, und
dazu gedacht sind, in den Umfang der Erfindung und der beiliegenden
Ansprüche zu
fallen.