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Die vorliegende Erfindung betrifft einen Resonanzwandler, insbesondere einen Serienresonanzwandler oder einen LLC-Wandler.
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Resonanzwandler sind im Bereich der Leistungswandlung immer weiter verbreitet, da sie bei hohen Frequenzen betrieben werden können und geringe Schaltverluste aufweisen.
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Ein Resonanzwandler umfasst wenigstens eine Halbbrückenschaltung mit zwei Schaltern, der eine Rechteckspannung aus einer Eingangsgleichspannung erzeugt. Die Rechteckspannung wird einer Resonanzschaltung zugeführt und die Spannung über einem der Schaltelemente des Resonanzwandlers wird gleichgerichtet, um eine Ausgangsgleichspannung zu erzeugen. Die Rechteckspannung erzeugt eine oszillierende Spannung in der Resonanzschaltung. Die oszillierende Spannung erlaubt, dass die Schalter der Halbbrückenschaltung bei einer Spannung von Null, d.h. spannungslos, geschaltet werden können, was dazu beiträgt, die Schaltverluste selbst bei hohen Schaltfrequenzen niedrig zu halten.
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Der Resonator des Resonanzwandlers kann einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung aufweisen. Bei dieser Art von Wandler wird üblicherweise eine Spannung über der Sekundärwicklung unter Verwendung eines Gleichrichternetzwerks gleichgerichtet, das zwischen die Sekundärwicklung und die Ausgangsanschlüsse geschaltet ist. An den Ausgangsanschlüssen ist die Ausgangsspannung verfügbar. Ein Serienresonanzwandler weist eine Reihen-LC-Schaltung auf, die in Reihe zu der Primärwicklung des Transformators geschaltet ist, und ein LLC-Wandler umfasst zusätzlich zu der LC-Schaltung eine weitere Induktivität, die parallel zu der Primärwicklung des Transformators geschaltet ist.
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Die Eingangsleistung des Resonanzwandlers, und dadurch die Ausgangsspannung, kann durch geeignetes Einstellen der Schaltfrequenz der Halbbrückenschaltung geregelt werden. Der Resonanzwandler kann bei Frequenzen oberhalb einer Resonanzfrequenz des Resonanznetzwerks betrieben werden und kann bei Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz betrieben werden, wobei die Betriebsart den Stromverlauf in dem Gleichrichternetzwerk beeinflusst.
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Bei einem Serienresonanzwandler und bei einem LLC-Wandler können Spannungsüberschwinger mit hohen Spannungsspitzen in dem sekundärseitigen Gleichrichternetzwerk auftreten, und zwar insbesondere in solchen Fällen, in denen das Gleichrichternetzwerk eine Topologie mit einem Mittenabgriff aufweist. Diese Überschwinger können durch parasitäre Oszillatorschaltungen bedingt sein, die parasitäre Kapazitäten und parasitäre Induktivitäten aufweisen können. Bei herkömmlichen Wandlern sind die in dem Gleichrichternetzwerk vorhandenen Schaltungselemente so gewählt, dass deren Spannungsfestigkeit hoch genug ist, dass sie diesen hohen Spannungsspitzen widerstehen. Dies erhöht allerdings die Kosten und reduziert die Gesamteffizienz des Wandlers, da Schaltungselemente mit einer höheren Spannungsfestigkeit üblicherweise höhere Durchlassverluste besitzen.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, einen Resonanzwandler, insbesondere einen Serienresonanzwandler oder einen LLC-Wandler zur Verfügung zu stellen, bei dem Spannungsüberschwinger auf der Sekundärseite des Transformators verhindert oder zumindest verringert werden.
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Diese Aufgabe wird durch einen Resonanzwandler gemäß Anspruch 1 gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
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Ein Resonanzwandler gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung umfasst erste und zweite Eingangsanschlüsse zum Anlegen einer Eingangsspannung, erste und zweite Ausgangsanschlüsse zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklung und die Sekundärwicklung jeweils einen ersten und einen zweiten Anschluss aufweisen. Der Wandler umfasst außerdem eine Serienresonanzschaltung mit einem kapazitiven Element und der Primärwicklung des Transformators, ein Schaltanordnung, die zwischen die Eingangsanschlüsse und die Serienresonanzschaltung geschaltet ist, eine Gleichrichterschaltung, die zwischen die Sekundärwicklung und die Ausgangsanschlüsse geschaltet sind, und eine Klemmschaltung, die zwischen einen der Anschlüsse der Primärwicklung und die Eingangsanschlüsse geschaltet ist.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand von Zeichnungen erläutert. Es sei darauf hingewiesen, dass diese Ausführungsbeispiele dazu dienen, das Grundprinzip zu erläutern, so dass nur solche Merkmale dargestellt sind, die zum Verständnis des Grundprinzips notwendig sind. Die Zeichnungen sind nicht maßstabsgerecht. Außerdem bezeichnen, sofern nichts anderes angegeben ist, gleiche Bezugszeichen gleiche Merkmale in den Zeichnungen.
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1 veranschaulicht schematisch ein erstes Ausführungsbeispiel eines Serienresonanzwandlers mit einer Klemmschaltung.
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2 veranschaulicht Zeitverläufe von Ansteuersignalen, die in dem Wandler gemäß 1 vorkommen.
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3 veranschaulicht ein zweites Ausführungsbeispiel eines Serienresonanzwandlers.
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4 veranschaulicht ein drittes Ausführungsbeispiel eines Serienresonanzwandlers.
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5 veranschaulicht ein erstes Ausführungsbeispiel eines LLC-Resonanzwandlers.
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6 veranschaulicht ein zweites Ausführungsbeispiel eines LLC-Resonanzwandlers.
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7 veranschaulicht ein drittes Ausführungsbeispiel eines LLC-Resonanzwandlers.
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1 veranschaulicht schematisch ein Schaltbild eines Serienresonanzwandlers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel. Der Wandler umfasst erste und zweite Eingangsanschlüsse 11, 12 zum Anlegen einer Eingangsspannung Vin und erste und zweite Ausgangsanschlüsse 13, 14 zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung Vout. Die Eingangsspannung Vin ist beispielsweise eine Gleichspannung oder eine gleichgerichtete Wechselspannung, wie beispielsweise eine gleichgerichtete Sinusspannung. Die Ausgangsspannung Vout ist eine Gleichspannung. Der Wandler ist dazu ausgebildet, eine geregelte Ausgangsspannung Vout aus der Eingangsspannung Vin zu erzeugen. D.h. der Wandler ist dazu ausgebildet, die Ausgangsspannung Vout so zu erzeugen, dass die Ausgangsspannung Vout einer vorgegebenen Referenzspannung entspricht.
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Der Serienresonanzwandler gemäß 1 umfasst eine herkömmliche Grundtopologie mit einer Schaltanordnung 20, die an die Eingangsanschlüsse 11, 12 gekoppelt ist; einem Transformator 30 mit einer Primärwicklung 31 und einer Sekundärwicklung 32; einer Serienresonanzschaltung mit der Primärwicklung 31 des Transformators; und einer Gleichrichterschaltung, die zwischen die Sekundärwicklung 32 des Transformators und die Ausgangsanschlüsse 13, 14 gekoppelt ist. Zusätzlich zu dieser Grundtopologie umfasst der Serienresonanzwandler eine Klemmschaltung 61, 62. Das Funktionsprinzip der Klemmschaltung 61, 62 ist nachfolgend noch im Detail erläutert.
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Bei dem Wandler gemäß 1 umfasst die Schaltanordnung 20 eine Halbbrückenschaltung mit einem ersten und einem zweiten Schaltelement 21, 22, die jeweils eine Laststrecke und einen Steueranschluss aufweisen. Die Laststrecken der zwei Schaltelemente 21, 22 sind in Reihe zwischen die Eingangsanschlüsse 11, 12 geschaltet. Ein Schaltungsknoten, der den Laststrecken der zwei Schaltelemente 21, 22 gemeinsam ist, bildet einen Ausgang 23 oder einen Mittenabgriff der Halbbrückenschaltung. Die Schaltelemente 21, 22 können als herkömmliche elektronische Schalter ausgebildet sein, wie beispielsweise als MOSFETs, IGBTs oder als Bipolartransistoren (BJTs, Bipolar Junction Transistors). Lediglich zu Zwecken der Erläuterung sind die Schaltelemente 21, 22 gemäß 1 als MOSFETs, insbesondere als n-leitende selbstsperrende MOSFETs, ausgebildet. Diese MOSFETs weisen jeweils eine Drain-Source-Strecke zwischen Drain- und Sourceanschlüssen und einen Gateanschluss auf. Die Drain-Source-Strecken der MOSFETs bilden jeweils eine Laststrecke und sind in Reihe zwischen die Eingangsanschlüsse 11, 12 geschaltet. Die Gateanschlüsse der MOSFETs 21, 22 bilden einen Steueranschluss. Das erste Schaltelement 21 bildet einen High-Side-Schalter und das zweite Schaltelement 22 bildet einen Low-Side-Schalter in der Halbbrückenschaltung.
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Die Serienresonanzschaltung umfasst die Primärwicklung 31 als erstes induktives Element, ein zweites induktives Element 41 und wenigstens ein kapazitives Element 42, das in Reihe zwischen den Ausgang 23 der Halbbrückenschaltung 21, 22 und den zweiten Ausgangsanschluss 14 geschaltet ist. Eine Resonanzfrequenz der Serienresonanzschaltung ist abhängig von den Induktivitäten der Primärwicklung 31 und des zweiten induktiven Elements 41 und von einer Kapazität des kapazitiven Elements 42. Das zweite induktive Element 41 kann als diskretes Bauelement ausgebildet sein, kann jedoch auch als parasitäre Induktivität ausgebildet sein, wie beispielsweise als Leitungsinduktivität oder Streuinduktivität des Transformators.
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Gemäß einem Ausführungsbeispiel, das in 1 in gestrichelten Linien dargestellt ist, umfasst die Serienresonanzschaltung nicht nur ein kapazitives Element 42, das an den zweiten Eingangsanschluss 12 gekoppelt ist, sondern umfasst auch ein weiteres kapazitives Element 42 2. Dieses weitere kapazitive Element 42 2 ist ebenfalls in Reihe zu dem zweiten induktiven Element 41 geschaltet und ist an den ersten Eingangsanschluss 12 gekoppelt. Diese zwei kapazitiven Elemente 42, 42 2 können identische Kapazitäten aufweisen. Zwei kapazitive Elemente, wie die beiden kapazitiven Elemente 42, 42 2 gemäß 1, können beispielsweise in solchen Fällen vorgesehen werden, bei denen die Schaltanordnung 20 als Halbbrückenschaltung, wie in 1 dargestellt, ausgebildet ist.
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Die Gleichrichterschaltung 50 umfasst erste und zweite Gleichrichterelemente 51, 52. Das erste Gleichrichterelement 51 ist zwischen einen ersten Anschluss 32 1 der zweiten Sekundärwicklung 32 und den zweiten Ausgangsanschluss 14 geschaltet und das zweite Gleichrichterelement 32 ist zwischen einen zweiten Anschluss 32 2 der Sekundärwicklung 32 und den zweiten Ausgangsanschluss 14 geschaltet. Außerdem ist ein kapazitives Element 53, wie beispielsweise ein Kondensator, zwischen die Ausgangsanschlüsse 13, 14 geschaltet. Die Sekundärwicklung 32 weist einen Abgriffspunkt bzw. Mittenabgriff auf, der an den ersten Ausgangsanschluss 13 gekoppelt ist. Die Topologie des Gleichrichternetzwerks 50 wird daher als Topologie mit Abgriffspunkt bzw. Topologie mit Mittenabgriff bezeichnet (engl.: center tap rectifier topology).
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Die Gleichrichterelemente 51, 52 sind so verschaltet, dass ein Ausgangsstrom Iout des Wandlers in der in 1 dargestellten Richtung fließen kann. Es sei erwähnt, dass es auch möglich ist, den Abgriffspunkt der Sekundärwicklung 32 an den zweiten Ausgangsanschluss 14 anzuschließen und die ersten und zweiten Gleichrichterelemente 51, 52 zwischen die ersten und zweiten Anschlüsse 32 1, 32 2 einerseits und den ersten Ausgangsanschluss 13 andererseits zu schalten. In diesem Fall ist allerdings die Polung der Gleichrichterelemente zu vertauschen.
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Das Funktionsprinzip des Serienresonanzwandlers gemäß 1 ist nachfolgend erläutert. Die Schaltanordnung 20 erzeugt eine Rechteckspannung an dem Ausgang 23 der Halbbrückenschaltung durch abwechselndes Einschalten und Ausschalten der zwei Schaltelemente 21, 22. Wenn das erste Schaltelement 21 eingeschaltet wird, wird das zweite Schaltelement 22 ausgeschaltet, und wenn das zweite Schaltelement 22 eingeschaltet wird, wird das erste Schaltelement 21 ausgeschaltet. Zusätzlich kann eine Totzeit Td zwischen Einschaltdauern der zwei Schaltelemente 21, 22 vorhanden sein. Eine Einschaltdauer eines Schaltelements ist die Zeitdauer, während der das jeweilige Schaltelement eingeschaltet ist. Während der Totzeit sind beide Schaltelemente 21, 22 ausgeschaltet. Das Vorsehen einer Totzeit zwischen den Einschaltdauern der Schaltelemente 21, 22 hilft einen Querstrom zwischen den Eingangsanschlüssen 11, 12 sicher zu vermeiden und hilft ein spannungsloses Schalten (Zero Voltage Switching, ZVS) der Schaltelemente 21, 22 zu ermöglichen. "Spannungsloses Schalten" bedeutet, dass die ersten und zweiten Schaltelemente 21, 22 geschaltet werden können, wenn die Spannung über deren Laststrecke Null ist. Während der Totzeit Td kann die Laststreckenspannung auf Null absinken, bevor das jeweilige Schaltelement 21, 22 eingeschaltet wird.
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2 veranschaulicht schematisch Zeitverläufe eines ersten Ansteuersignals S21 des ersten Schaltelements 21 und eines zweiten Ansteuersignals S22 des zweiten Schaltelements 22. Diese Ansteuersignale S21, S22 werden durch eine Steuerschaltung 100 erzeugt. Die Ansteuersignale S21, S22 weisen einen Ein-Pegel auf, wenn das zugehörige Schaltelement 21, 22 eingeschaltet werden soll, und weisen einen Aus-Pegel auf, wenn das zugehörige Schaltelement 21, 22 ausgeschaltet werden soll. Zu Zwecken der Erläuterung sei angenommen, dass ein Ein-Pegel des Ansteuersignals S21, S22 ein hoher Signalpegel ist und dass ein Aus-Pegel ein niedriger Signalpegel ist. In 2 bezeichnet Td die Totzeit zwischen Ein-Impulsen der ersten und zweiten Ansteuersignale S21, S22. Die Ein-Impulse sind solche Impulse, während der die zugehörigen Schaltelemente 21, 22 eingeschaltet sind. In 2 bezeichnet T die Dauer eines Schaltzyklus oder einer Ansteuerperiode des Wandlers. In jedem Schaltzyklus wird jedes der Schaltelemente 21, 22 einmal für eine Ein-Dauer Ton21, Ton22 eingeschaltet. Ein Tastverhältnis (Duty Cycle) D des Schaltbetriebs ist definiert durch ein Verhältnis Ton21/T zwischen der Dauer Ton21 der Ein-Dauer des ersten Schaltelement 21 und der Dauer T eines Schaltzyklus. Üblicherweise beträgt der Duty Cycle D etwa 0,5 bzw. 50%. Tatsächlich ist der Duty Cycle aufgrund der Totzeiten Td etwas kleiner als 50%.
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Wenn das erste Schaltelement 21 eingeschaltet ist, entspricht die Spannung an dem Ausgang 23 der Halbbrückenschaltung annähernd der Eingangsspannung Vin (wenn ein Spannungsabfall über der Laststrecke des ersten Schaltelements 21 vernachlässigt wird). Während der Ein-Dauer des ersten Schaltelements 21 wird elektrische Energie über die Eingangsanschlüsse 11, 12 zugeführt und wird magnetisch in der Primärwicklung 31 und dem zweiten induktiven Element 41 gespeichert und wird kapazitiv in dem kapazitiven Element 42 gespeichert. Die in den Schaltungselementen der Serienresonanzschaltung gespeicherte Energie bewirkt, dass ein Strom durch die Serienresonanzschaltung nach Ausschalten des ersten Schaltelements 21 weiterhin fließt. Während Aus-Zeiten des ersten Schaltelements 21 stellt das zweite Schaltelement 22 einen Freilaufstrompfad für den Strom in der Serienresonanzschaltung zur Verfügung. Während der Totzeiten Td ermöglichen integrierte Bodydioden der MOSFETs 21, 22 einen Stromfluss bzw. stellen einen Strompfad zur Verfügung. Sofern Schaltungselemente als erste und zweite Schaltelemente 21, 22 verwendet werden, die keine integrierte Diode aufweisen, können Dioden parallel zu den Laststrecken der Schaltelemente 21, 22 vorgesehen werden.
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Die Steuerschaltung 100 erzeugt die Ansteuersignale S21, S22 abhängig von der Ausgangsspannung Vout, um die Ausgangsspannung Vout so zu regeln, dass die Ausgangsspannung einer vorgegebenen Referenzspannung entspricht. Hierzu ist die Ausgangsspannung Vout oder ein von der Ausgangsspannung Vout abhängiges Signal an die Steuerschaltung 100 zurückgekoppelt. Die Steuerschaltung 100 kann auf der Primärseite des Wandlers angeordnet sein, also auf der Seite mit der Primärwicklung 31. In diesem Fall kann eine Kopplungsschaltung 101 (in gestrichelten Linien dargestellt) zwischen dem Ausgang des Wandlers und der Steuerschaltung 100 vorgesehen sein. Die Kopplungsschaltung 101 umfasst Schaltungselemente die geeignet sind, die Ausgangsspannung Vout oder ein Signal, das eine Information über die Ausgangsspannung Vout enthält, von der Sekundärseite des Wandlers an die Steuerschaltung 100 (auf der Primärseite des Wandlers) über eine durch den Transformator 30 gebildete Potentialbarriere zu übertragen. Die Kopplungsschaltung 100 kann Schaltungselemente enthalten, die geeignet sind, elektrische Signale über eine Potentialbarriere zu übertragen. Solche Schaltungselemente sind beispielsweise ein Optokoppler, ein Transformator, insbesondere ein kernloser Transformator (engl.: coreless transformer), usw.. Solche Kopplungsschaltungen sind allgemein bekannt, so dass diesbezüglich keine weiteren Erläuterungen notwendig sind.
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Die Steuerschaltung 100 kann als herkömmliche Steuerschaltung eines Serienresonanzwandlers ausgebildet sein. Die Steuerschaltung 100 ist dazu ausgebildet, die Schaltfrequenz der Halbbrückenschaltung abhängig von der Ausgangsspannung Vout einzustellen oder zu variieren, um die Ausgangsspannung Vout zu regeln. Die Schaltfrequenz der Halbbrückenschaltung entspricht dem Kehrwert der Dauer T eines Schaltzyklus, d.h.: f = 1/T. Das Spannungsregelprinzip in einem Resonanzwandler, wie beispielsweise den Serienresonanzwandlern gemäß der 1, 3 und 4 oder den LLC-Wandlern gemäß der 5 bis 7, ist allgemein bekannt, so dass diesbezüglich keine weiteren Erläuterungen notwendig sind.
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Der Wandler kann bei Schaltfrequenzen f unterhalb einer Resonanzfrequenz fRES der Serienresonanzschaltung betrieben werden und kann bei Frequenzen f oberhalb der Resonanzfrequenz fRES der Serienresonanzschaltung betrieben werden. Bei beiden Betriebsarten, d.h. bei Schaltfrequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz und bei Schaltfrequenzen oberhalb der Resonanzfrequenz, kann die Eingangsleistung des Wandlers, und dadurch die Ausgangsspannung Vout, durch Variieren der Schaltfrequenz f des Wandlers geregelt werden. Die Eingangsleistung des Wandlers ist die elektrische Leistung, die dem Wandler an dessen Eingangsanschlüssen 11, 12 zugeführt ist. Bei einer fest vorgegebenen Eingangsspannung Vin ist die Eingangsleistung abhängig von der Schaltfrequenz.
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Bezugnehmend auf 1 umfasst der Wandler parasitäre Kapazitäten Cp1, Cp2. Eine erste parasitäre Kapazität Cp1 ist eine parasitäre Kapazität des zweiten induktiven Elements 41. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, dass das zweite induktive Element 41 ein diskretes induktives Element oder ein parasitäres induktives Element, wie beispielsweise ein parasitäres induktives Element des Transformators 30, sein kann. Eine zweite parasitäre Kapazität Cp2 ist eine parasitäre Kapazität des Transformators 30 und ist zwischen der Primärwicklung 31 und der Sekundärwicklung 32 des Transformators 30 vorhanden. Außerdem umfasst der Wandler parasitäre Induktivitäten Lp1, Lp2 in dem Gleichrichternetzwerk 50. Diese parasitären Induktivitäten Lp1, Lp2 sind insbesondere Streuinduktivitäten des Transformators 30 und/oder Leitungsinduktivitäten. Außerdem können die Gleichrichterelemente 51, 52 Ausgangskapazitäten Coss1, Coss2 aufweisen, die als parasitäre Kapazitäten wirken. Diese parasitären Kapazitäten Coss1, Coss2 sind zwischen den Lastanschlüssen der Gleichrichterelemente 51, 52 vorhanden. Diese Ausgangskapazitäten Coss1, Coss2 weisen insbesondere in solchen Fällen eine erhebliche Kapazität auf, in denen diese Gleichrichterelemente als Synchrongleichrichter-MOSFETs (SR-MOSFETs) ausgebildet sind, wie dies in 3 dargestellt ist.
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Die parasitären Kapazitäten Cp1, Cp2 bilden zusammen mit den parasitären Induktivitäten Lp1, Lp2 parasitäre Oszillatorschaltungen. Diese parasitären Oszillatorschaltungen können Spannungsüberschwinger an den ersten und zweiten Anschlüssen 32 1, 32 2 der Sekundärwicklung 32 verursachen. Diese Spannungsüberschwinger können die Gleichrichterelemente 51, 52 beschädigen, die zwischen die ersten und zweiten Anschlüsse 32 1, 32 2 der Sekundärwicklung 32 und einen der Ausgangsanschlüsse, nämlich den zweiten Ausgangsanschluss 14 bei dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel, geschaltet sind. Um zu verhindern, dass die Gleichrichterelemente 51, 52 beschädigt werden, könnten diese Gleichrichterelemente 51, 52 so gewählt werden, dass sie eine ausreichend hohe Spannungsfestigkeit besitzen. Allerdings nehmen die Kosten des Wandlers und auch die ohmschen Verluste in dem Gleichrichternetzwerk 50 mit zunehmender Spannungsfestigkeit der Gleichrichterelemente 51, 52 zu.
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Die Erzeugung dieser Spannungsüberschwinger an den ersten und zweiten Anschlüssen 32 1, 32 2 der Sekundärwicklung 32 wird nachfolgend kurz erläutert: Die an dem Ausgang 23 der Halbbrückenschaltung bereitgestellte Rechteckspannung bewirkt einen in die Serienresonanzschaltung fließenden Oszillatorstrom Iosc. Dieser Oszillatorstrom Iosc ist allerdings nicht in Phase mit der an dem Ausgang 23 bereitgestellten Rechteckspannung, so dass der Oszillatorstrom Iosc während der Ein-Phase eines der ersten und zweiten Schaltelemente 21, 22 seine Richtung ändert. Wenn das zweite Schaltelement 22 eingeschaltet wird, fließt der Oszillatorstrom Iosc zunächst in einer ersten Richtung (die der in 1 dargestellten Richtung entspricht) und ändert dann seine Richtung derart, dass er in einer entgegengesetzten zweiten Richtung fließt. Wenn das erste Schaltelement 21 eingeschaltet wird, fließt der Oszillatorstrom Iosc zunächst weiterhin in der zweiten Richtung und ändert dann seine Richtung, so dass er in der entgegengesetzten ersten Richtung fließt. Oszillationen, die durch die parasitären Schaltungselemente Cp1, Cp2, Lp1, Lp2 und Coss1, Coss2 verursacht werden, können jedes Mal dann auftreten, wenn der Oszillatorstrom Iosc seine Stromflussrichtung ändert, und jedes Mal, wenn die an dem Ausgangsanschluss 23 bereitgestellte Rechteckspannung ihre Amplitude ändert, d.h. jedes Mal dann, wenn eines der Schaltelemente 21, 22 ausgeschaltet wird und das andere eingeschaltet wird. Zwei unterschiedliche Arten von Oszillationen (Überschwingern) können auftreten, nämlich eine erste Art, die dann auftritt, wenn der Oszillatorstrom Iosc seine Richtung ändert, und eine zweite Art, die dann auftritt, wenn die Rechteckspannung an den dem Ausgang 23 ihre Amplitude ändert (von Vin auf Null oder von Null auf Vin).
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Beide Arten von Oszillationen können Spannungsüberschwinger an den Anschlüssen der Sekundärwicklung 32, und damit an den ersten und zweiten Gleichrichterelementen 51, 52 verursachen. Spannungsüberschwinger (der ersten Art) an dem ersten Gleichrichterelement 51 können während der Ein-Phase des zweiten Schaltelements 22 auftreten, wenn der Oszillatorstrom Iosc seine Richtung von der ersten Richtung zu der zweiten Richtung ändert. Diese Spannungsüberschwinger (Oszillationen) werden insbesondere verursacht durch die parasitäre Induktivität Lp1 und die Ausgangskapazität Coss1 des ersten Gleichrichterelements 51. Spannungsüberschwinger (der zweiten Art) an dem ersten Gleichrichterelement 51 können weiterhin zu Beginn der Ein-Phase des ersten Schaltelements 21 auftreten. Diese Spannungsüberschwinger (Oszillationen) werden insbesondere bewirkt durch die parasitäre Induktivität Lp2 und die parasitären Kapazitäten Cp1, Cp2.
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Spannungsüberschwinger (der ersten Art) können an dem zweiten Gleichrichterelement 52 während der Ein-Phasen des ersten Schaltelements 21 auftreten, wenn der Oszillatorstrom Iosc seine Richtung von der zweiten Richtung zu der ersten Richtung ändert. Diese Spannungsüberschwinger (Oszillationen) werden insbesondere verursacht durch die parasitäre Induktivität Lp2 und die Ausgangskapazität Coss2 des zweiten Gleichrichterelements 52. Spannungsüberschwinger (der zweiten Art) können an dem zweiten Gleichrichterelement 52 zu Beginn der Ein-Phase des zweiten Schaltelements 22 auftreten. Diese Spannungsüberschwinger (Oszillationen) werden insbesondere verursacht durch die parasitäre Induktivität Lp1 und die parasitären Kapazitäten Cp1, Cp2.
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Um Spannungsüberschwinger zu verhindern oder wenigstens teilweise zu unterdrücken, umfasst der Wandler eine Klemmschaltung mit einem ersten Klemmelement 61, das zwischen einen Schaltungsknoten A und den ersten Eingangsanschluss 11 geschaltet ist, und mit einem zweiten Klemmelement 62, das zwischen den Schaltungsknoten A und den zweiten Eingangsanschluss 12 geschaltet ist. Das erste Klemmelement 61 ist so verschaltet, dass es das elektrische Potential an dem Schaltungsknoten A auf das elektrische Potential an den ersten Eingangsanschluss 11 klemmt. Das zweite Klemmelement 62 ist so verschaltet, dass es das elektrische Potential an dem Schaltungsknoten A auf das elektrische Potential an den zweiten Eingangsanschluss 12 klemmt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der zweite Eingangsanschluss 12 an ein Referenzpotential angeschlossen, wie beispielsweise an Masse (GND). In diesem Fall klemmt das zweite Klemmelement 62 das elektrische Potential an dem Schaltungsknoten A auf das Referenzpotential, während das erste Klemmelement 61 das elektrische Potential an dem Schaltungsknoten A auf die Eingangsspannung Vin klemmt. Die Klemmelemente 61, 62 sind beispielsweise pn-Dioden, pin-Dioden oder Schottky-Dioden. In dem Ausführungsbeispiel gemäß 1 sind die zwei Klemmelemente 61, 62 als pn-Dioden ausgebildet, wobei der Anodenanschluss und der Kathodenanschluss des ersten Klemmelements 61 an den Schaltungsknoten A bzw. den Eingangsanschluss 11 angeschlossen sind, und der Anodenanschluss und der Kathodenanschluss des zweiten Klemmelements 62 an den zweiten Eingangsanschluss 12 bzw. den Schaltungsknoten A angeschlossen sind.
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Da die ersten und zweiten Anschlüsse 32 1, 32 2 der Sekundärwicklung 32 induktiv an den Schaltungsknoten A gekoppelt sind, bewirkt ein Klemmen der Spannung an dem Schaltungsknoten A auf die Eingangsspannung Vin bzw. auf Null, dass die Spannungen an den ersten und zweiten Anschlüssen 32 1, 32 2 der Sekundärwicklung geklemmt werden. Das erste Klemmelement 61 klemmt Spannungsspitzen, die an dem zweiten Gleichrichterelement 52 auftreten, und das zweite Klemmelement 61 klemmt Spannungsspitzen, die an dem ersten Gleichrichterelement 51 auftreten.
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Bezugnehmend auf 1 ist der Schaltungsknoten A einer der Anschlüsse der Primärwicklung 31. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Schaltungsknoten A ein zweiter Anschluss der Primärwicklung 31, wobei ein erster Anschluss der Primärwicklung 31 an den Ausgang 23 der Halbbrücke angeschlossen ist. Das zweite induktive Element 41 und das kapazitive Element 42 sind zwischen den zweiten Anschluss der Primärwicklung 31 und den zweiten Eingangsanschluss 12 geschaltet, so dass der Schaltungsknoten A ein zwischen der Primärwicklung 31 und anderen Schaltungselementen der Serienresonanzschaltung angeordneter Schaltungsknoten ist.
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Es sei erwähnt, dass Überschwinger, die durch die Klemmschaltung 61, 62 geklemmt werden, insbesondere in einem Betriebszustand auftreten, bei dem die Schaltfrequenz f oberhalb der Resonanzfrequenz fRES der Serienresonanzschaltung liegt. In diesem Betriebszustand wird das Gleichrichternetzwerk 50 in einem kontinuierlichen Strombetrieb (Continuous Current Mode, CCM) betrieben, was bedeutet, dass kontinuierlich ein Strom Ir von dem Mittenabgriff 33 der Sekundärwicklung 32 an den Ausgangskondensator 53 fließt. Üblicherweise wird ein Serienresonanzwandler bei Schaltfrequenzen betrieben, die oberhalb der Resonanzfrequenz liegen, so dass die zuvor anhand von 1 erläuterte Klemmschaltung dabei hilft, Spannungsüberschwinger im "normalen" Betriebszustand eines Serienresonanzwandlers zu reduzieren.
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Die Verwendung der anhand von 1 erläuterten Klemmschaltung 61, 62 ist nicht darauf beschränkt, in einem Serienresonanzwandler verwendet zu werden, der exakt die in 1 dargestellte Topologie besitzt. Stattdessen kann die Klemmschaltung im Zusammenhang mit einer Vielzahl von anderen Wandlertopologien ebenso eingesetzt werden. Einige Beispiele dieser Topologien sind nachfolgend anhand der 3 bis 7 erläutert.
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3 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Serienresonanzwandlers. Der Wandler gemäß 3 basiert auf dem Wandler gemäß 1, wobei das Gleichrichternetzwerk 50 Synchrongleichrichter 51, 52 als Gleichrichterelemente aufweist. Diese Synchrongleichrichter sind als n-leitende selbstsperrende MOSFET ausgebildet, die durch die Steuerschaltung 100 anhand von Ansteuersignalen S51, S52 angesteuert sind. Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann eine weitere Kopplungsschaltung 102 dazu verwendet werden, die Ansteuersignale S51, S52 für die Synchrongleichrichter-MOSFETs 51, 52 von der Steuerschaltung 100 über die Potentialbarriere an die Synchrongleichrichter-MOSFETs 51, 52 zu übertragen. Die Steuerschaltung 100 ist dazu ausgebildet, die Synchrongleichrichter-MOSFETs 51, 52 während solcher Zeitdauern einzuschalten, während der Dioden, die anstelle der Synchrongleichrichter-MOSFETs eingesetzt werden könnten, leitend wären. Die Verwendung und die Steuerung von Synchrongleichrichter-(SR)-MOSFETs in einem Serienresonanzwandler ist allgemein bekannt, so dass diesbezüglich keine weiteren Erläuterungen notwendig sind.
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4 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Serienresonanzwandlers. Dieser Wandler basiert auf dem Wandler gemäß 3 und unterscheidet sich von dem Wandler gemäß 3 dadurch, dass die Schaltanordnung 20 zusätzlich zu der Halbbrücke mit den ersten und zweiten Schaltelementen 21, 22 eine zweite Halbbrücke mit einem dritten und einem vierten Schaltelement 24, 25 aufweist. Die Laststrecken dieser dritten und vierten Schaltelemente 24, 25 sind in Reihe zwischen die Eingangsanschlüsse 11, 12 geschaltet und bilden einen Ausgangsanschluss 26 (an einem den Laststrecken gemeinsamen Schaltungsknoten). Die zwei Schalter 24, 25 der zweiten Halbbrückenschaltung sind bei dem in 4 dargestellten Ausführungsbeispiel als n-leitende selbstsperrende MOSFET ausgebildet. Allerdings gilt alles das, was im Zusammenhang mit der Realisierung der ersten Halbbrückenschaltung 21, 22 erläutert wurde, hinsichtlich der Realisierung der zweiten Halbbrückenschaltung in gleicher Weise.
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Bei dem Wandler gemäß 4 ist die Serienresonanzschaltung zwischen den Ausgang 23 der ersten Halbbrückenschaltung und den Ausgang 26 der zweiten Halbbrückenschaltung geschaltet. Das dritte Schaltelement 24, das zwischen den ersten Eingangsanschluss 11 und die Serienresonanzschaltung geschaltet ist, wird durch das zweite Ansteuersignal S22 angesteuert, das auch das zweite Schaltelement 22 ansteuert. Das vierte Schaltelement 25, das zwischen die Serienresonanzschaltung und den zweiten Eingangsanschluss 12 geschaltet ist, wird durch das erste Ansteuersignal S21 angesteuert, das auch das erste Schaltelement S21 ansteuert. Daher ist, wenn der erste Anschluss der Serienresonanzschaltung an den ersten Eingangsanschluss 11 über das erste Schaltelement 21 angeschlossen ist, ein zweiter Anschluss der Serienresonanzschaltung über das vierte Schaltelement 25 an den zweiten Eingangsanschluss 12 angeschlossen; und, wenn der erste Anschluss der Serienresonanzschaltung an den zweiten Eingangsanschluss 12 über das zweite Schaltelement 22 angeschlossen ist, ist der zweite Anschluss der Serienresonanzschaltung über das dritte Schaltelement 24 an den ersten Eingangsanschluss 11 angeschlossen.
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Bezugnehmend auf die 5 und 7 ist die Verwendung der zuvor erläuterten Klemmschaltung 61, 62 nicht darauf beschränkt, in einem Serienresonanzwandler eingesetzt zu werden, sondern die Klemmschaltung 61, 62 kann auch in einem LLC-Wandler eingesetzt werden. Ein LLC-Wandler unterscheidet sich von einem Serienresonanzwandler dadurch, dass die Serienresonanzschaltung in einem LLC-Wandler ein drittes induktives Element aufweist, das parallel zu der Primärwicklung des Transformators geschaltet ist. 5 veranschaulicht einen LLC-Wandler mit einer Topologie, die auf der Topologie des Serienresonanzwandlers gemäß 1 basiert, 6 veranschaulicht einen LLC-Wandler mit einer Topologie, der auf der Topologie des Serienresonanzwandlers gemäß 3 basiert, und 7 veranschaulicht einen LLC-Wandler mit einer Topologie, die auf der Topologie des Serienresonanzwandlers gemäß 4 basiert. Die LLC-Wandler gemäß der 5 bis 7 unterscheiden sich von den Serienresonanzwandlern gemäß der 1, 3 bzw. 4 dadurch, dass ein drittes induktives Element 44 parallel zu der Primärwicklung 31 des Transformators 30 geschaltet ist. Alles das, was zuvor bezüglich anderer Schaltelemente der Serienresonanzwandler gemäß der 1, 3 und 4 erläutert wurde, gilt für die entsprechenden Schaltelemente der LLC-Wandler gemäß der 5 bis 7 in gleicher Weise.
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Anders als ein Serienresonanzwandler wird ein LLC-Wandler üblicherweise bei Schaltfrequenzen betrieben, die unterhalb der Resonanzfrequenz fRES der Serienresonanzschaltung liegen. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, dass die Resonanzfrequenz der Serienresonanzschaltung eines LLC-Wandlers auch von dem dritten induktiven Element 44 abhängig ist. Obwohl im "normalen" Betriebszustand eines LLC-Wandlers die Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz liegen, wird ein LLC-Wandler während der Anlaufphase üblicherweise bei Schaltfrequenzen oberhalb der Resonanzfrequenz betrieben, wobei die Schaltfrequenz auf "normale" Schaltfrequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz nach der Anlaufphase reduziert wird.
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Die Verwendung von höheren Schaltfrequenzen während der Anlaufphase hilft, einen Anlaufstrom in das dritte induktive Element 44 (das "Shunt"-Element) niedrig zu halten. Dadurch ist das Vorsehen einer Klemmschaltung, die hilft, Spannungsüberschwinger in der Gleichrichterschaltung 50 zu reduzieren, die bei Schaltfrequenzen oberhalb der Resonanzfrequenz auftreten, auch in einem LLC-Wandler sinnvoll.
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Abschließend sei erwähnt, dass Merkmale, die im Zusammenhang mit einem Ausführungsbeispiel erläutert wurden, auch mit Merkmalen anderer Ausführungsbeispiele kombiniert werden können, selbst wenn dies zuvor nicht explizit erläutert wurde, sofern sich diese Merkmale nicht gegenseitig ausschließen.
