DE10109768A1

DE10109768A1 - Spannungskonverter

Info

Publication number: DE10109768A1
Application number: DE10109768A
Authority: DE
Inventors: Alain Chapuis; Peter Gammenthaler
Original assignee: Power One AG
Current assignee: Power One AG
Priority date: 2001-03-01
Filing date: 2001-03-01
Publication date: 2002-09-05
Also published as: EP1237268A2; US6657872B2; US20020122321A1; EP1237268A3

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Spannungskonverter von einem Flusswandlertyp mit einem, bezogen auf einen Transformator (17), sekundärseitigen, selbstgesteuerten Synchrongleichrichter, wobei für ein Ansteuern eines aktiven Schaltelements (V¶1¶, V¶2¶) des Synchrongleichrichters eine Kapazitätsvorrichtung (C¶1¶; C¶1¶, C¶2¶) vorgesehen ist, die mittels einer sekundärseitigen Hilfswicklung (W¶1¶, W¶2¶) des Transformators geladen und deren Ladung mittels eines Halbleiterelements (D¶1¶, D¶2¶; 30, 32) an einem Steueranschluss des aktiven Schaltelements anliegt, wobei die Kapazitätsvorrichtung so ausgebildet ist, dass die Ladung einen Synchron-Schaltbetrieb des aktiven Schaltelements ermöglicht.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Spannungskonverter vom Flusswandlertyp nach dem Oberbegriff des Patentan spruchs 1.

Derartige Spannungskonverter weisen sekundärseitig einen Synchrongleichrichter auf, welcher zum Erreichen eines mög lichst günstigen Wirkungsgrades typischerweise mit MOSFETs realisiert wird. Aus dem Stand der Technik sind zahlreiche Topologien für Flusswandler bekannt, wie etwa Eintakt-, Ge gentakt-, Halbbrücken-, Push-Pull-, Vollbrücken- oder Pha se-Shift-Flusswandler.

Insbesondere jedoch das Prinzip der Selbststeuerung von Synchron-Gleichrichtern, nämlich die Verwendung von in der Konverterschaltung selbst bereits vorhandenen bzw. auftre tenden Spannungsverläufen zum Ein- bzw. Ausschalten der ak tiven Schaltelemente synchron zu primärseitigen Schaltern, kann bei manchen Flusswandler-Topologien, insbesondere sol chen, die keine Eintakt-Flusswandler sind, prinzipiell pro blematisch sein: Wenn bei einem Gegentakt-, Halbbrücken-, Vollbrücken- oder Phase-Shift-Flusswandler primärseitig al le Halbleiter im ausgeschalteten Zustand sind, muss auf der Sekundärseite zu diesem Zeitpunkt der Freilaufstrom durch die aktiven (Gleichrichter-)Schaltelemente geleitet werden, und bei einer Realisierung dieser Elemente durch MOSFETs muss ein entsprechendes Ansteuersignal vorhanden sein. Die ses kann jedoch unmittelbar aus dem Transformator, etwa mittels einer für das Ansteuersignal vorgesehenen Hilfs wicklung, nicht ohne weiteres erzeugt werden.

Aus diesem Grunde ist zwar prinzipiell das Prinzip der Selbststeuerung bekannt, es ist jedoch auf Grund dieser und anderer topologiebedingter Probleme gerade bei Flusswand lern der genannten Topologien nachteilig.

Vielmehr wird bei diesen Flusswandlertopologien (Gegen takt-, Halbbrücken-, Vollbrücken- oder Phase-Shift-Fluss wandlern) oder anderen Topologien eine Ansteuerung von Lei stungshalbleitern eines sekundärseitigen Synchrongleich richters, wie in analoger Weise etwa in dem deutschen Ge brauchsmuster 299 01 322 beschrieben, mittels einer Fremd steuerung gelöst, wie sie zum Stand der Technik in Fig. 6 schematisch beschrieben ist: Eine PWM-Steuereinheit 10 steuert dabei sowohl eine primärseitige (ansonsten bekann te) Schalteranordnung selbst, als auch über eine sekundär seitig von einem Übertrager 16 angeordneten Steuereinheit 14, ein Paar als Synchrongleichrichter wirkender Leistungs halbleiter 18, 20, wobei das Konverter- Ausgangsspannungssignal über einem Lastwiderstand R_L ab fällt.

Die Spannungskurven der Fig. 7 verdeutlichen das Schaltver halten der Gleichrichterelemente 18 und 20 relativ zur Transformatorspannung (erste Kurve), die, bedingt durch die primärseitige Steuerung, in der gezeigten Weise um die Nullspannung pendelt: Dagegen besitzen die Ansteuersignale für die Transistoren 18, 20 (zweite und dritte Kurve) einen Pegel größer Null zum Aktivieren des jeweiligen Halbleiters für den Freilaufstrom.

Allerdings ist, wie schon anhand der Fig. 6 deutlich wird, eine derartige Fremdsteuerung der aktiven Schaltelemente des Synchrongleichrichters auf Sekundärseite aufwendig und teuer.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine An steuerung von aktiven Schaltelementen eines Synchrongleich richters in einem gattungsgemäßen Spannungskonverter der genannten Topologien zu vereinfachen, insbesondere den schaltungstechnischen Aufwand zu verringern, wobei das Prinzip der Selbststeuerung, d. h. Regenerierung der Steu ersignale aus bereits in der Konverterschaltung vorhandenen Signalen, ohne die Notwendigkeit externer Signallogiken, eingesetzt werden soll.

Die Aufgabe wird durch die Vorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst; vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

So ist erfindungsgemäß eine Kapazitätsvorrichtung vorgese hen, welche mit ihrer Ladung die Ansteuerenergie (bzw. An steuerspannung) für die aktiven Schaltelemente so zwischen speichert, dass insbesondere auch zu denjenigen Zeitpunkten im Betriebszyklus, zu welchem sekundärseitig an der erfin dungsgemäßen Hilfswicklung kein Spannungssignal anliegt, der Ansteuerungsbetrieb und mithin die ordnungsgemäße Funk tionsweise des Synchrongleichrichters gewährleistet sein kann.

In erfindungsgemäß vorteilhafter Weise wird dabei ausge nutzt, dass das von der Hilfswicklung erzeugte Signal syn chron zur Transformatorspannung ist, so dass das Ein- bzw. Ausschalten der aktiven Schaltelemente des Gleichrichters mit hoher Genauigkeit und damit verlustarm erfolgt. Das er findungsgemäß zur Ansteuerung des Synchrongleichrichters (genauer gesagt: des Steueranschlusses eines betreffenden Gleichrichter-Schaltelements) eingesetzte Halblei terelement, Diode oder Transistor, ermöglicht dabei in schaltungstechnisch äußerst einfacher Weise die Signaler zeugung und Signalanlegung durch Zusammenwirken von Hilfs wicklung und Kapazität.

Besonders bevorzugt ist es dabei, einen Kapazitätswert für die Kapazitätsvorrichtung zu wählen, der deutlich höher ist als eine Ansteuerkapazität (z. B. Gatekapazität im Falle eines MOSFET) des Steueranschlusses, so dass die betreffen den Ladungsverhältnisse ein sicheres Ansteuern und stabiles Schalten gewährleisten. Dabei hat sich besonders bewährt, für die Kapazität der Kapazitätsvorrichtung mindestens das Fünf- bis Zehnfache der für das aktive Schaltelement vor handenen Ansteuerkapazität zu wählen.

Prinzipiell eignet sich die vorliegende Erfindung für be liebige Topologien auf Primärseite und Sekundärseite; als besonders bevorzugt wären primärseitig Gegentakt-, Voll brücken-, Halbbrücken- oder Phase-Shift-Topologien, und se kundärseitig Current-Doubler- oder die einfache Mittel punktkonfiguration mit Speicherdrossel anzusehen.

In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfin dung ist die Sekundärseite mit zwei Schaltungszweigen als Brückengleichrichter realisiert, so dass für jeden Schal tungszweig ein aktives Schaltelement vorliegt, welches aus einer zugehörigen Hilfswicklung des Paares von Hilfswick lungen mit Ladung bzw. Spannung versorgt wird. Dabei kann es einerseits günstig sein, für beide Zweige einen gemein samen Kondensator als Kapazitätsvorrichtung vorzusehen; al ternativ sieht eine weitere, bevorzugte Ausführungsform der Erfindung vor, für jeden Zweig eine Reihenschaltung aus In duktivität (d. h. jeweiliger Hilfswicklung) und Kondensator vorzusehen, wobei in diesem Fall das Halbleiterelement als Transistor (besonders bevorzugt: MOSFET) realisiert ist und sein Steuersignal von einem Knoten zwischen Induktivität und Kondensator eines jeweils gegenüberliegenden Zweiges empfängt.

Der Vorteil gegenüber einer Ausführungsform mit Dioden als Halbleiterelement bzw. lediglich einem Kondensator liegt darin, dass durch eine solche Schaltung der Kondensator durch die zugehörige Hilfswicklung sowohl aufgeladen, als auch entladen werden und die Steueranschlüsse der aktiven Schaltelemente während der vorgesehenen Ausschaltphasen ak tiv auf einen Nullpegel gezogen werden, so dass insbeson dere bei schnellen Spannungsänderungen kapazitive Effekte der Leistungshalbleiter selbst nicht zu einem unbeabsich tigten Einschalten führen können.

Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung liegt darin, die Zweige jeweils mit einem Spannungsbegrenzer zu kombinieren, da die Spannung über einem in jedem Zweig ver wendeten Kondensator als Kapazitätselement von der Ein gangsspannung des Konverters abhängt und daher, etwa bei großen Eingangsspannungsvariationen, eine maximale An steuerspannung am aktiven Schaltelement überschritten wer den kann. Zu diesem Zweck bietet es sich besonders an, ge eignet angeordnete und angesteuerte MOSFETs kanalseitig zur Spannungsbegrenzung den jeweiligen Steueranschlüssen der aktiven Schaltelemente vorzuschalten.

Im Ergebnis entsteht durch die vorliegende Erfindung in schaltungstechnisch überraschend einfacher Weise ein Span nungskonverter mit selbstgesteuertem Synchrongleichrichter, der sich durch präzises Schaltverhalten der sekundärseiti gen Gleichrichterelemente und damit hohe Verlustarmut aus zeichnet. Gleichzeitig minimiert die geringe Anzahl der verwendeten Schaltungselemente den herstellungstechnischen Aufwand, so dass insbesondere auch aus fertigungstechni scher Sicht die vorliegende Erfindung große Vorteile auf weist.

Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele sowie anhand der Zeichnungen; diese zeigen in

Fig. 1 ein prinzipielles Schaltbild zur Verdeutlichung der Erzeugung eines Ansteuersignals für ein akti ves Gleichrichterschaltelement mittels Hilfswick lung und Kondensator;

Fig. 2 ein Signaldiagramm zum Vergleich der Spannung über der Hilfswicklung und der Ansteuerspannung;

Fig. 3 ein Prinzipschaltbild einer ersten Ausführungs form der vorliegenden Erfindung mit zwei sekun därseitigen aktiven Schaltelementen und jeweils zugeordneter Hilfswicklung bei gemeinsamem Kon densator;

Fig. 4 eine Weiterentwicklung des Prinzips der Fig. 3 (lediglich Ausschnitt der Ansteuerung der Lei stungshalbleiter) mittels Transistoren als Schal telementen und für jeden Zweig separatem Konden sator;

Fig. 5 noch eine Weiterentwicklung des Schaltbildes gem. Fig. 4 mit zusätzlich vorgesehenen, als Span nungsbegrenzer geschalteten Transistoren vor den jeweiligen Steueranschlüssen der aktiven Schalt elemente (best mode);

Fig. 6 ein Prinzipschaltbild eines aus dem Stand der Technik bekannten, fremdgesteuerten Spannungskon verters vom Flusswandlertyp und

Fig. 7 ein Signaldiagramm zum Vergleich der verschiede nen, durch zusätzliche Schaltlogik erzeugten An steuersignale für die sekundärseitigen aktiven Gleichrichter-Schaltelemente in Fig. 7.

Fig. 1 und Fig. 2 verdeutlichen, wie mit Hilfe eines Kon densators C₁ als Kapazitätsvorrichtung sowie einer Diode D₁ als Halbleiterelement ein vom Transformator mittels einer Hilfswicklung W₁ erzeugtes Transformatorspannungssignal U_W1 in der Art eines Spannungsverdopplers zum Erzeugen einer Ansteuerspannung U_V1 für das Leistungshalbleiterbauelement V₁ so angehoben werden kann, dass, von einem hohen (d. h. Einschalt-)Pegel synchron und in ansonsten bekannter Weise das Leistungshalbleiterelement im Gleichrichterbetrieb pe riodisch ausgeschaltet wird. Die durch die Spannungsver dopplung im Signal U_V1 erzeugten Signalspitzen sind für ei nen Betrieb des Leistungshalbleiters V₁ unschädlich. Die Hilfswicklung ist in ansonsten bekannter Weise auf dem (nicht näher erläuterten) Haupttransformator angebracht und weist eine enge Kopplung mit dessen Leistungswicklungen auf.

In der konkreten schaltungstechnischen Realisierung zeigt die Fig. 3 die Funktionsweise einer Selbststeuerung eines sekundärseitigen Synchrongleichrichters mit Hilfe einer Ka pazität: Ein Paar von Hilfswicklungen W₁, W₂ für einen je weiligen Leistungshalbleiter V₁ bzw. V₂ erzeugt in anson sten bekannter Weise ein gegenphasiges Spannungssignal. Durch Wirkung zugeordneter Dioden D₁ bzw. D₂ sowie des ge meinsamen, zwischen dem Verbindungspunkt der Dioden und der Hilfswicklungen verbundenen Kondensators C₁ wird in der in Fig. 2, untere Kurve gezeigten Weise das Ansteuersignal für die Leistungshalbleiter V₁, V₂ jeweils so angehoben, dass ein zum gewünschten Ansteuern der Halbleiter ausreichender Ladungs- und damit Spannungspegel zur Verfügung steht. An genommen wird dabei, dass der Kondensator C₁ so dimensio niert ist, dass er eine (parasitäre) Gate-Kapazität der MOSFETs V₁ bzw. V₂ um ein Mehrfaches übersteigt, so dass durch das Ansteuern der Halbleiter die über C₁ abfallende Spannung lediglich unwesentlich absinkt.

Im Ergebnis entsteht durch dieses Verhalten ein nahezu idealer Spannungsverlauf für die Ansteuerung der aktiven Gleichrichter, da die Ansteuerspannung, wie in Fig. 7 ge zeigt, nicht nur über die Einschaltphase konstant ist, son dern während der Phase, in der das gegenphasige aktive Gleichrichter-Element ausgeschaltet ist, die Ansteuerspan nung noch erhöht wird. Dies ist von Vorteil, da in dieser Phase der gesamte Laststrom durch das eine aktive Gleich richter-Element fließt und durch eine erhöhte Ansteuerspan nung dessen Durchlasswiderstand (und damit dessen Verlust leistung) noch weiter reduziert wird.

Praktisch ist zudem das Vorsehen von Hilfswicklungen kein wesentlicher Nachteil, da angesichts der zu erzeugenden ge ringen Ausgangsspannungen (typischerweise < 3,3 V) eine di rekte Ansteuerung der aktiven Gleichrichterelemente ohnehin nicht möglich wäre.

Während die Schaltungsanordnung der Fig. 3 primärseitig ei ne sog. Halbbrücken-Konfiguration und sekundärseitig eine sog. Current-Doubler-Konfiguration zeigt, handelt es sich hierbei lediglich um geeignete Ausführungsbeispiele. In der praktischen Realisierung eignen sich jedoch zahlreiche pri mär- und sekundärseitige Topologien, so etwa primärseitig Gegentakt-, Halbbrücken-, Vollbrücken oder Phase-Shift- Konfigurationen und auf der Sekundärseite Current Doubler oder die einfache Mittelpunkt-Konfiguration mit einer Spei cherdrossel.

Anhand der Fig. 4 und 5 wird eine Weiterentwicklung der prinzipiellen Idee der Fig. 1 bis 3 erläutert, wobei durch den Einsatz von (MOSFET-)Transistoren anstelle der Dioden prinzipbedingte Nachteile der Fig. 3 verbessert werden kön nen. Die wesentlichen Nachteile sind oben bereits darge legt: Problematisch ist, dass die Kondensator-Spannung ein Abbild der Eingangsspannung ist, und wenn diese variiert, dann ändert sich auch die Kondensatorspannung mit. Da der Kapazitätswert C₁ jedoch relativ groß gewählt werden muss, kann die Anpassung der Kondensatorspannung recht lange dau ern. Insbesondere ist bei der Diodenschaltung prinzipiell nur ein schnelles Aufladen möglich, das notwendige Entladen der Kapazität bei einem großen (negativen) Ein gangsspannungssprung kann nicht durch die Diode erfolgen und müsste demnach über einen Widerstand erfolgen, was aber zu einer permanenten Verlustleistung führen würde. Daher ist die Lösung mit (MOSFET-)Transistoren gem. Fig. 4, Fig. 5 von Vorteil, weil die Transistoren 30, 32 in Fig. 4, Fig. 5 (insbesondere MOSFETs) prinzipiell in beide "Strom- Richtungen" niederohmig angesteuert werden und deshalb den Kondensator schnell auf- und auch entladen können; somit folgt die Spannung auf diesem Kondensator immer der Ein gangsspannung, unabhängig davon, wie sich diese ändert. (Wenn das nicht der Fall ist, besteht die Gefahr, dass der Synchrongleichrichter bei einem negativen Eingangsspan nungssprung nicht mehr richtig ausgeschaltet wird.)

So ist in Fig. 4 (und auch in der weiteren Weiterentwick lung der Fig. 5) die Reihenfolge von Kapazität und Indukti vität (Hilfswicklung) vertauscht, mit dem Ergebnis, dass jeder Zweig der in Fig. 4 gezeigten ausschnittsweisen Schaltung einen eigenen Kondensator C₁ bzw. C₂ aufweist. Zusätzlich wird eine jeweilige Diode durch einen MOSFET 30, 32 ersetzt, dergestalt, dass anstelle der Diode der Fig. 3 der betreffende Kanal des MOSFET verläuft, und die (Gate)Ansteuerung eines betreffenden MOSFET durch das Si gnal am jeweils gegenüberliegenden Zweig abgegriffen wird, d. h. der MOSFET 32 wird durch das Signal am Knoten zwi schen W₁ und C₁ abgegriffen, während das Steuersignal für MOSFET 30 am Knoten zwischen W₂ und C₂ abgegriffen wird.

Hierdurch wird erreicht, dass ein betreffender Kondensator von einer zugehörigen Hilfswicklung nunmehr sowohl aufgela den als auch entladen werden kann. Zusätzlich sorgt etwa der MOSFET 30 dafür, dass in einem Ausschaltzustand des Leistungshalbleiters V₁ dessen Gate-Elektrode niederohmig auf Nullpotential gezogen wird (und entsprechend gilt dies für MOSFET 32, bzw. V₂), mit der Wirkung, dass, insbesonde re auch bei schnellen Spannungsänderungen an der Drain- Elektrode der aktiven Gleichrichterelemente V₁, V₂, sich diese durch parasitäre (Rückkopplungs-)Kapazitäten zwischen Drain und Gate nicht selbst wieder einschalten können.

Eine weitere Ergänzung erfährt die in Fig. 4 gezeigte Aus führungsform dadurch, dass in den Zweig zwischen Kondensa tor und jeweiliger Steuerelektrode des Leistungshalblei terelments noch ein Halbleiter 34 bzw. 36, bevorzugt MOSFET, zur Spannungsbegrenzung geschaltet ist, welcher, in der Fig. 5 symbolisch gezeigt, mit einer gewählten Spannung U_G voreingestellt wird und damit eine maximale Ansteuer spannung für V₁ bzw. V₂ festlegt bzw. begrenzt.

Claims

1. Spannungskonverter von einem Flusswandlertyp mit ei nem bezogen auf einen Transformator (17) sekundär seitigen, selbstgesteuerten Synchrongleichrichter, dadurch gekennzeichnet, dass
für ein Ansteuern eines aktiven Schaltelements (V₁, V₂) des Synchrongleichrichters eine Kapazitätsvor richtung (C₁; C₁, C₂) vorgesehen ist,
die mittels einer sekundärseitigen Hilfswicklung (W₁, W₂) des Transformators geladen und deren Ladung mit tels eines Halbleiterelements (D₁, D₂; 30, 32) an ei nem Steueranschluss des aktiven Schaltelements an liegt,
wobei die Kapazitätsvorrichtung so ausgebildet ist, dass die Ladung einen Synchron-Schaltbetrieb des ak tiven Schaltelements ermöglicht.

2. Spannungskonverter nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, dass eine Kapazität der Kapazitätsvorrich tung ein Mehrfaches einer wirksamen Kapazität des Steueranschlusses, insbesondere das 5- bis 10fache, beträgt.

3. Spannungskonverter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungskonverter primär seitig eine Gegentakt-, Halbbrücken-, Vollbrücken- oder Phase-Shift-Konfiguration und auf der Sekundär seite eine Current Doubler oder eine Mittelpunkt-Kon figuration aufweist.

4. Spannungskonverter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass für ein zwei Gleichrich terzweige realisierendes Paar von aktiven Schaltele menten (V₁, V₂) des Synchrongleichrichters ein ent sprechendes Paar von Hilfswicklungen (W₁, W₂) des Transformators mit jeweils einem zugeordneten Halb leiterelement (D₁, D₂) vorgesehen ist, die mit einem gemeinsamen Kondensator als Kapazitätsvorrichtung (C₁) verbunden sind.

5. Spannungskonverter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Halbleiterelement als Transistor, insbesondere MOSFET (30, 32), ausge bildet ist.

6. Spannungskonverter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass für ein zwei Gleichrich terzweige realisierendes Paar von aktiven Schaltele menten (V₁, V₂) des Synchrongleichrichters jeweils eine zugehörige Hilfswicklung (W₁, W₂) des Transfor mators sowie jeweils ein Transistor (30, 32) als Halbleiterelement vorgesehen ist,
wobei die Kapazitätsvorrichtung jeweils einen Konden sator (C₁, C₂) zwischen dem Steueranschluss eines be treffenden des Paares von aktiven Schaltelementen und der zugehörigen Hilfswicklung in Reihe geschaltet aufweist
und ein Steueranschluss eines jeweiligen der Transi storen mit einem Verbindungsknoten zwischen Hilfs wicklung und Kondensator eines gegenüberliegenden Gleichrichterzweiges verbunden ist.

7. Spannungskonverter nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch Mittel (34, 36) zur Spannungsbegrenzung, die zwischen dem Kondensator und dem Steueranschluss ei nes zugehörigen des Paares von aktiven Schaltelemen ten geschaltet sind.

8. Spannungskonverter nach Anspruch 7, dadurch gekenn zeichnet, dass die Mittel zur Spannungsbegrenzung als Kanal eines mit einer Vorspannung (U_G) angesteuerten Transistors, insbesondere MOSFET, realisiert sind.