DE3813672C2 - Wechselrichter für eine induktive Last - Google Patents
Wechselrichter für eine induktive LastInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Wechselrichter der im Oberbegriff
des Patentanspruches 1 angegebenen Art.
Wechselrichter dieser Art, wie sie beispielsweise durch die
DE 35 27 622 A1 bekannt sind, finden insbesondere
für die Hochfrequenzspeisung von Gasendladungslampen Verwen
dung, denen mit Rücksicht auf ihre negative Strom-Spannungscha
rakteristik ein induktiver Widerstand in Gestalt einer Drossel
in Reihe geschaltet ist. Das hierbei für die potentialfreie
Ansteuerung wenigstens des einen von wenigstens zwei elektroni
schen Schaltern vorzusehende Steuersignal-Übertragungselement
ist in der Regel ein Transformator. Ein solches Steuersignal-
Übertragungselement stellt nicht nur ein relativ teures Bauele
ment dar, sondern bestimmt darüber hinaus aufgrund seiner ver
hältnismäßig großen Abmessungen des Gesamtvolumen des Wechsel
richters.
Wie beispielsweise die Literaturstelle "Siemens Components" 20
(1982), Heft 1, Seiten 8 bis 13 angibt, ist ein Transformator
nicht die einzige Möglichkeit für die potentialüberbrückende
Ansteuerung von elektronischen Schaltern, beispielsweise MOS-
Leistungstransistoren. Als Steuersignal-Übertragungselemente
können auch Optokoppler oder Piezo-Zündkoppler zum Einsatz
kommen. Abgesehen davon, daß auch Steuersignal-Übertragungs
elemente dieser Art relativ teure Bauelemente sind, weisen sie
oftmals eine erhebliche Dämpfung zwischen Ein-und Ausgang auf
und eignen sich darüber hinaus zum Teil nur für niedrige
Frequenzen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Wechselrichter der genannten Art eine weitere Lösung
für ein Steuersignal-Übertragungselement
anzugeben, das eine geringe Verlustleistung
aufweist und sich darüber hinaus auch für höhere Frequenzen bei
geringem fertigungstechnischen Aufwand und geringen Abmessungen
eignet.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Patentan
spruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Durch die DE 34 05 936 A1 ist es zwar bereits
bekannt, zur Ansteuerung eines auf einem zweiten Bezugspoten
tial liegenden, als Schalter wirksamen Leistungstransistors ein
Steuersignal-Übertragungselement in Form einer auf einem ersten
Bezugspotential liegenden Stromquelle sowie einer ein Steuer
signal in Abhängigkeit der Größe des Stromes der steuernden
Stromquelle generierenden, auf dem zweiten Bezugspotential
liegenden Detektorschaltung mit nachfolgender Treiberschaltung
vorzusehen.
Durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung dieses Steuersignal-
Übertragungselementes mit einer Steuersignal-Blockiereinrich
tung wird es aber möglich, dieses Steuersignal-Übertragungselement
in außerordentlich vorteilhafter Weise auch bei Wechselrichtern
in Schalterbrückenbauweise einzusetzen und damit eine Gesamtan
ordnung zu konzipieren, die sich bei geringen Abmessungen und
elektrischen Verlusten für hohe Steuerleistungen und hohe
Schaltfrequenzen auslegen läßt.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei einer
Schalterbrückenschaltung die erforderlicher Potentialüber
brückung zwischen der Ansteuerschaltung und dem wenigstens
einen elektronischen Schalter in außerordentlich vorteilhafter
Weise auch dadurch herbeigeführt werden kann, daß auch zur Ubermitt
lung der Steuerinformation vom Steuersignalausgang der An
steuerschaltung zum Steuersignaleingang des elektronischen
Schalters die Stromsteuerung einer steuerbaren Stromquelle
ausgenutzt wird.
Vorteilhafte Ausgestaltungen des Gegenstandes nach dem Patent
anspruch 1 sind in den weiteren Patentansprüchen 2 bis 8 ange
geben.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden
anhand der Zeichnung näher erläutert, dabei zeigt
Fig. 1 das Prinzipschaltbild einer Schalter-Halbbrückenschal
tung mit einer potentialüberbrückenden Ansteuerung eines
elektronischen Schalters nach der Erfindung,
Fig. 2 das Prinzipschaltbild einer Detektorschaltung nach
Fig. 1,
Fig. 3 das Prinzipschaltbild einer Schalter-Vollbrückenschal
tung mit potentialüberbrückenden Ansteuerung von zwei
elektronischen Schaltern nach der Erfindung,
Fig. 4 das nähere Einzelheiten aufweisende Schaltbild einer
Schalter-Halbbrückenschaltung nach Fig. 1 mit einer
induktiven Last,
Fig. 5 das nähere Einzelheiten aufweisende Schaltbild einer
Schalter-Halbbrückenschaltung nach Fig. 1 mit einer
ohmschen bzw. einer kapazitiven Last.
Das in Fig. 1 dargestellte Schaltbild einer Schalter-Halb
brückenschaltung weist in den beiden Brückenzweigen jeweils
einen elektronischen Schalter S1 bzw. S2 auf. Der gemeinsame
Verbindungspunkt der beiden elektronischen Schalter S1 und S2,
der hier den Brückanschlußpunkt X darstellt, ist mit der Rei
henschaltung aus der Last R, die aus dem eigentlichen Verbrau
cher V in Reihe mit der Drossel Dr besteht, und dem Brücken
kondensator C0 verbunden. Die zwei zueinander komplementäre
Steuersignalausgänge Q und aufweisende Ansteuerschaltung AS
kann über den Steuersignalausgang Q den auf dem gleichen ersten
Bezugspotential (Masse) liegenden elektronischen Schalter S2 unmittel
bar ansteuern. Der potentialmäßig hochliegende, d. h. an einem zweiten Be
zugspotential am Brückenanschlußpunkt X liegende elektronische Schalter S1 wird dabei entspre
chend Fig. 1 vom Steuersignalausgang der Ansteuerschaltung AS
über das Steuersignal-Übertragungselement SE angesteuert. Die
Reihenschaltung der beiden elektronischen Schalter S1 und S2
liegt an der Betriebsgleichspannung Ug. Weiterhin ist der
Reihenschaltung aus der Last R und dem Brückenkondensator C0
ein der Funkentstörung dienender Flankenkondensator CF parallel
geschaltet.
Das Steuersignal-Übertragungselement SE weist auf der Steuereingangsseite des an dem
zweiten Bezugspotential liegenden elektronischen Schal
ters S1 eine Detektorschaltung DS auf, die ausgangsseitig über
eine Steuersignal-Blockiereinrichtung BE mit dem Steuersignal
eingang des elektronischen Schalters S1 über eine Treiberstufe
TS verbunden ist. Die Treiberstufe TS ist erforderlich, da
es sich bei dem elektronischen Schalter S1 um einen Leistungs
transistor handelt, der für seine Ansteuerung eine gewisse
Steuerleistung benötigt. Die Detektorschaltung DS und die
Treiberstufe TS, weisen ebenfalls das gleiche zweite Bezugs
potential wie der elektronische Schalter S1 auf.
Auf seiten der Ansteuerschaltung AS weist das Steuersignal-
Übertragungselement SE eine steuerbare Stromquelle SQ auf, die
das gleiche erste Bezugspotential hat, wie die Ansteuerschal
tung AS und vom Steuersignalausgang der Ansteuerschaltung AS
angesteuert wird.
Die Detektorschaltung DS liegt im Stromkreis der steuerbaren
Stromquelle SQ, durch die im eingeschalteten Zustand der
eingeprägte Strom i0 fließt. Die Detektorschaltung DS leitet
aus diesem eingeprägten Strom i0 ein Steuersignal ab, das sie
ausgangsseitig über die Treiberstufe TS an den Steuersignal
eingang des elektronischen Schalters S1 abgibt.
Das Steuersignal-Übertragungselement SE, das die erforderliche
Potentialüberbrückung zwischen dem Steuersignalausgang der
Ansteuerschaltung AS und dem Steuersignaleingang des elektroni
schen Schalters S1 leistet, benutzt sozusagen den eingeprägten
Strom i0 der steuerbaren Stromquelle zur Steuersignal-Informa
tionsübertragung vom Steuersignalausgang der Ansteuerschal
tung AS zum Steuersignaleingang des elektronischen Schalters S1
über die Detektierung dieses Stroms in der Detektorschaltung DS
in Abhängigkeit davon, ob der Strom i0 vorhanden oder nicht
vorhanden ist.
Die Steuersignal-Blockiereinrichtung BE ist wegen des unver
zichtbaren, der Funkentstörung dienenden Flankenkondensators CF
erforderlich. Ohne sie würde die Rückwirkung des Aufladevor
ganges des Flankenkondensators beim Aufsteuern des elektroni
schen Schalters S2 auf die Detektorschaltung DS ein vorzeitiges
Schließen des Schalters S1 und damit hohe Verluste im elektro
nischen Schalter S1, infolge der schlagartigen Aufladung des
Flankenkondensators CF, bedingen. Die Steuersignal-Blockierein
richtung BE kann im allgemeinen aus einem einen Ruhekontakt
aufweisenden Verbindungsschalter VS bestehen, der von einer
Schaltersteuerung SS, die aus der ansteigenden Flanke der Spannung
am Flankenkondensator CF während seiner Aufladung ein
Steuersignal ableitet, betätigt wird.
Das in Fig. 2 dargestellte Prinzipschaltbild einer Detektor
schaltung DS nach Fig. 1 besteht im wesentlichen aus dem Span
nungsteiler mit den Widerständen R1 und R2, an denen die Hilfs
spannung Uhi liegt, und einer ausgangsseitigen Schwellwert
schaltung SW, die eingangsseitig zusammen mit der steuerbaren
Stromquelle SQ an den Abgriff des Spannungsteilers angeschaltet
ist. Wird die Stromquelle SQ nach Fig. 1 eingeschaltet, er
zwingt der eingeprägte nunmehr fließende Strom i0 eine Änderung
des Spannungspotentials am Abgriff des Spannungsteilers, die
zum Ansprechen der Schwellwertschaltung SW ausgenutzt wird.
Entsprechend Fig. 1 zeigt Fig. 3 das Prinzipschaltbild einer
Schalter-Vollbrückenschaltung mit den elektronischen Schaltern
S11, S12, S21 und S22. An der Schalterbrücke liegt wieder wie
in Fig. 1 eingangsseitig die Betriebsgleichspannung Ug. Die
elektronischen Schalter S12 und S22, die das gleiche Bezugs
potential, und zwar das erste Bezugspotential, haben wie die
Ansteuerschaltung AS, werden über deren Steuersignalausgänge Q
und unmittelbar angesteuert. Die Ansteuerung der auf dem
zweiten Bezugspotential liegenden elektronischen Schalter S11
und S21 sind mit den ihnen zugeordneten Steuersignalausgängen
der Ansteuerschaltung AS jeweils über ein Steuersignal-Über
tragungselement SE nach Fig. 1 verbunden. Bei der Schalter-
Vollbrückenschaltung entfällt der in der Schalter-Halbbrücken
schaltung nach Fig. 1 erforderliche Brückenkondensator C0. Die
Last R ist hier zwischen den beiden Brückenanschlußpunkten x1
und x2 angeschaltet. Von jedem der beiden Brückenanschlußpunkte
liegt gegen das erste Bezugspotential ein Flankenkondensator
CF.
Die in Fig. 4 nähere Einzelheiten aufweisende Schalter-Halb
brückenschaltung, entsprechend dem Prinzipschaltbild nach Fig.
1, stellt ein Ausführungsbeispiel für ein elektronisches Vor
schaltgerät für Leuchtstofflampen dar. Die durch den Verbrau
cher V dargestellte Lampe wird dabei in Reihe mit der Drossel
DR betrieben, wodurch sich die Last R induktiv darstellt. Die
auf der Brückeneingangsseite anliegende Betriebsgleichspannung
Ug wird von der Netzspannung un abgeleitet, die an den An
schlüssen N/L ansteht und über ein Funkenstörfilter F einer
Gleichrichterschaltung GL zugeführt wird. Die auf der Ausgangs
seite der Gleichrichterschaltung auftretende Betriebsgleich
spannung Ug wird durch den Ladekondensator CL gestützt.
Die elektronischen Schalter S1 und S2 sind MOS-Leistungstran
sistoren V1 und V2, deren Schaltstrecke von einer in unterbro
chener Linie eingetragenen Freilaufdiode DF überbrückt ist. Die
steuerbare Stromquelle SQ besteht ihrerseits aus einem Klein
signal-MOS-Transistor V3, der über den Widerstand R3 hinweg mit
dem ersten Bezugspotential verbunden ist. Die Betriebsgleich
spannung für die Ansteuerschaltung AS ist die positive Hilfs
spannung Uhi, die durch den Kondensator C2 gestützt ist und
deren Erzeugung hier nicht näher beschrieben wird. Die am
Kondensator C2 wirksame positive Hilfsspannung Uhi wird über
die Diode D1 auf den Kondensator C1 übertragen. Die so ge
wonnene positive Hilfsspannung Uhi am Kondensator C1 dient
der Detektorschaltung DS und der ihr nachgeschalteten Treiber
stufe TS als Betriebsgleichspannung.
Der Steuersignaleingang des elektronischen Schalters S2 ist mit
dem Steuersignalausgang Q der Ansteuerschaltung AS über den Wi
derstand R7 verbunden. Die Detektorschaltung DS weist den be
reits in Verbindung mit Fig. 2 erwähnten Spannungsteiler aus den
Widerständen R1 und R2 auf. Die Schwellwertschaltung besteht
aus dem Transistor V4 in Basisschaltung, der zwischen Basis und
Kollektor noch die der Antisättigung dienende Diode D4 aufweist
und deren Kollektor über den Widerstand R4 mit dem Eingang der
nachfolgenden Treiberstufe TS verbunden ist.
Die Treiberstufe TS weist zwei zueinander komplementäre Tran
sistoren V5 und V6 auf, deren Basisanschlüsse einander parallel
geschaltet sind und über den Widerstand R5 mit der positiven
Hilfsspannung Uhi in Verbindung stehen. Der gemeinsame Verbin
dungspunkt der Emitter der Transistoren V5 und V6 stellt den
Ausgang der Treiberstufe TS dar, die über den Widerstand R6 mit
dem Steuereingang des elektronischen Schalters S1 verbunden
ist.
Die Detektorschaltung DS und die Treiberstufe TS haben beide
als Bezugspotential das Potential des Brückenanschlußpunktes X.
Der Eingang der Treiberstufe TS ist ferner über die Reihen
schaltung der gleichsinnig gepolten Dioden D5 und D2 an den
gemeinsamen Verbindungspunkt der Diode D1 und des Kondensators
C1 angeschaltet. Weiterhin ist der gemeinsame Verbindungspunkt
der Dioden D5 und D2 mit dem Masse darstellenden ersten Bezugs
potential über den Kondensator C3 verbunden. Außerdem ist dem
elektronischen Schalter S2 entsprechend Fig. 1 der Flanken
kondensator CF parallel geschaltet.
Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schalter-Halbbrücken
schaltung nach Fig. 4 sind in Fig. 5 im Diagramm a1 die Steuer
signalspannung uQ am Steuersignalausgang Q der Ansteuerschal
tung AS, im Diagramm a2 die Steuersignalspannung u am Steuer
signalausgang der Ansteuerschaltung AS und im Zeitdiagramm a3
der Verlauf der Wechselspannung uH am Brückenanschlußpunkt x
gegen das erste Bezugspotential über der Zeit dargestellt.
Es wird davon ausgegangen, daß im Zeitpunkt t0 nach Fig. 5 die
Steuersignalspannung uQ am Steuersignalausgang Q der Ansteuer
schaltung AS den positiven Wert Uhi annimmt und damit den
MOS-Leistungstransistor V2 des elektronischen Schalters S2 in
den leitenden Zustand versetzt. Der elektronische Schalter S1
ist im nichtleitenden Zustand. Wie die Zeitdiagramme a2 und a3
nach Fig. 5 zeigen, ist die Wechselspannung uH im leitenden
Zustand des elektronischen Schalters S2 Null. Auch die Steuer
signalspannung u hat in diesem Zeitpunkt den Wert Null. Es
fließt nun ein Strom aus dem Brückenkondensator C0 durch den
Verbraucher V, die Drossel DR und über den elektronischen
Schalter S2 zurück zum Brückenkondensator C0. Durch diesen
Strom, der zugleich der Laststrom ist, wird die Induktivität
der Drossel DR aufgeladen. Weiterhin fließt bei leitendem
elektronischen Schalter S2 ein Strom, von dem die positive
Hilfsspannung Uhi stützenden Kondensator C2 über die Diode D1
in den Kondensator C1 und über den elektronischen Schalter S2
zurück zum Kondensator C2. Dieser Strom lädt den Kondensator C1
auf die positive Hilfsspannung Uhi auf, die, wie bereits ausge
führt wurde, der Detektorschaltung DS und der Treiberstufe TS
als Betriebsgleichspannung dient.
Im Zeitpunkt t1 wird, wie das Diagramm a1 in Fig. 5 zeigt, die
Steuersignalspannung uQ Null und der elektronische Schalter S2
geht von seinem leitenden in den gesperrten Zustand über. Die
Drossel DR treibt den in ihrer Induktivität gespeicherten Strom
nunmehr über den Flankenkondensator CF, den Brückenkondensator
C0 und den Verbraucher V zurück zur Drossel DR. Es entsteht die
im Diagramm a3 der Fig. 5 dargestellte positive Flanke, die im
Zeitpunkt t2 den Wert der Betriebsgleichspannung Ug erreicht
und damit zum Abschluß kommt. Die Induktivität der Drossel DR
entlädt sich weiterhin nunmehr über die im MOS-Leistungstran
sistor V1 integrierte Freilaufdiode DF, den Ladekondensator CL,
den Brückenkondensator C0 und den Verbraucher V.
Es ist darauf hinzuweisen, daß während des Zeitabschnitts t1
bis t2, in dem sich die Flanke der Wechselspannung uH aufbaut,
über die Drossel DR, die Diode D3, die parasitären Kapazitäten
Cp1, Cp2 und Cp3 des Kleinsignal-MOS-Transistors V3, der Strom
quelle SQ, den Brückenkondensator C0 und den Verbraucher V ein
Strom zurück zur Drossel DR fließt. Dieser Strom sperrt den
Transistor V4 der Detektorschaltung DS, wodurch der elektro
nische Schalter S1 in unerwünschter Weise über die Treiberstufe
TS vom gesperrten in den leitenden Zustand übergeführt würde.
Dies muß, wie bereits erwähnt worden ist, vermieden werden,
weil der Flankenkondensator CF ansonsten aus dem Ladekondensa
tor CL über den elektronischen Schalter S1 schlagartig umgela
den würde und sich damit unerwünschte Einschaltverluste im
elektronischen Schalter S1 ergeben würden.
Die Steuersignal-Blockiereinrichtung BE ist hier durch den
Kondensator C3 und die beiden Dioden D2 und D5 realisiert. Sie
verhindert, daß während des Zeitintervalls t1 bis t2 ein
Schalten des elektronischen Schalters S1 vom gesperrten in den
leitenden Zustand erfolgt. Im Zeitintervall t1 bis t2 fließt,
getrieben durch die Induktivität der Drossel DR über die
Transistordiode D6, die Diode D5, den Kondensator C3, den
Brückenkondensator C0 und den Verbraucher V zurück zur Drossel
DR ein Strom, der die Basen der Transistoren V5 und V6 auf der
Spannung der Transistordiode D6 festhält. Damit ist die
Treiberstufe blockiert und ein Aufsteuern des elektronischen
Schalters S1 verhindert. Sobald die Flanke der Wechselspannung
uH im Zeitpunkt t2 abgeschlossen und damit der Kondensator C3
auf die Summenspannung aus der Betriebsgleichspannung Ug und
der Hilfsspannung Uhi aufgeladen ist, wird der Transistor V4
über den Widerstand R1 wieder in den leitenden Zustand geschal
tet, so daß auch nach dem Zeitpunkt t2 der elektronische Schal
ter S1 im gesperrten Zustand verbleibt.
Im Zeitpunkt t3 nimmt, wie das Diagramm a2 in Fig. 5 zeigt, die
Steuersignalspannung u den Wert der positiven Hilfsspannung
Uhi an. Damit wird der Kleinsignal-MOS-Transistor V3 der Strom
quelle SQ vom gesperrten in den leitenden Zustand übergeführt
und es fließt der eingeprägte Strom i0. Dieser Strom ist größer
als der Strom i1, der durch den Widerstand R1 in die Basis des
Transistors V4 fließt und diesen im leitenden Zustand hält. Da
der eingeprägte Strom io der Stromquelle SQ größer als der
Strom i1 ist, wird in dem Augenblick, in dem dieser eingeprägte
Strom zu fließen beginnt, die Basis des Transistors V4 negativ
und der Transistor gesperrt. Die der Antisättigung dienende
Diode D4 sorgt hierbei dafür, daß der Transistor ausreichend
schnell sperrt. Sobald der Transistor V4 gesperrt ist, werden
die Basen der Transistoren V5 und V6 über den Widerstand R5 mit
einer positiven Spannung versorgt und die Treiberstufe steuert
den elektronischen Schalter S1 vom gesperrten in den leitenden
Zustand.
Aus dem Ladekondensator CL fließt nunmehr über den elektroni
schen Schalter S1, die Drossel DR, den Verbraucher V, und den
Brückenkondensator C0 ein Strom zurück zum Ladekondensator CL.
Dieser Strom, der wiederum den Laststrom darstellt, lädt nun
mehr die Induktivität der Drossel DR in umgekehrter Richtung
auf. Zum Zeitpunkt t4 nimmt die Steuersignalspannung u, wie
das Diagramm a2 in Fig. 5 zeigt, wiederum den Wert Null an und
unterbricht damit den eingeprägten Strom i0 der Stromquelle SQ.
Der Strom i1 durch den Widerstand R1 ist damit wieder groß
genug, um die Basis des Transistors V4 positiv zu machen und
damit diesen Transistor in den leitenden Zustand zu versetzen.
Dadurch wird die Treiberstufe TS gesperrt und der elektronische
Schalter S1 vom leitenden in den gesperrten Zustand rückge
führt.
Sobald der elektronische Schalter S1 gesperrt ist, entlädt sich
die Induktivität der Drossel DR über den Verbraucher V, den
Brückenkondensator C0 und den Flankenkondensator CF. Es ent
steht damit im Zeitintervall t4 bis t5 die im Diagramm a3 der
Fig. 5 dargestellte abfallende Flanke der Wechselspannung uH.
In diesem Zeitintervall fließt nun auch über die Drossel DR,
den Verbraucher V, den Brückenkondensator C0, die parasitären
Kapazitäten Cp1, Cp2 und Cp3 des Kleinsignal-MOS-Transistors V3
der Stromquelle SQ, die Basis des Transistors V4 zurück zur
Drossel DR ein Strom, der den Transistor V4 in diesem Zeitin
tervall sicher leitend hält. Gleichzeitig wird der Kondensator
C3 über die Diode D2, den Kondensator C1, die Drossel DR, den
Verbraucher V und den Brückenkondensator C0 auf die Hilfsspan
nung Uhi umgeladen. Im Zeitpunkt t5 ist diese abfallende Flanke
abgeschlossen und die Induktivität der Drossel DR entlädt sich
weiter über den Verbraucher V, den Brückenkondensator C0 und
die im MOS-Leistungstransistors V2 des elektronischen Schalters
S2 integrierte Freilaufdiode DF. Der Transistor V4 bleibt dabei
durch den über R1 fließenden Strom i1 leitend und damit der
elektronische Schalter S1 im gesperrten Zustand.
Im Zeitpunkt t6 nimmt, wie das Diagramm a1 nach Fig. 5 zeigt,
die Steuersignalspannung uQ wiederum den positiven Wert Uhi an.
Damit wird der elektronische Schalter V2 vom gesperrten in den
leitenden Zustand übergeführt. Der Zyklus beginnt, wie bereits
beschrieben, von neuem.
Die erwähnte Transistordiode D6, die im Schaltbild der Fig. 4
lediglich in unterbrochener Linie eingetragen ist, ist kein
eigenes Bauelement, sondern ist bereits im Transistor V6
integriert. Sie wurde in Fig. 4 lediglich wegen der Veran
schaulichung der fließenden Ströme dargestellt.
Claims (8)
1. Wechselrichter für eine induktive Last (R), insbesondere eine
Gasentladungslampe (V) in Reihe mit einer Drossel (DR), bestehend aus
einer an einer Betriebsgleichspannung (Ug) liegenden Brückenschal
tung, mit wenigstens zwei von einer Ansteuerschaltung (AS) wechsel
seitig auf- und zugesteuerten elektronischen Schaltern (S1 bzw. S2), bei dem
der erste Schalter (S2) mit einem der Gesamtschaltung zugeordneten ersten
Bezugspotential und der zweite Schal
ter (S1) mit einem vom ersten Bezugspotential verschiedenen zweiten
Bezugspotential verbunden ist, das an einem Brückenanschlußpunkt
(X) auftritt und bei dem zwischen dem
Steuersignalausgang der Ansteuerschaltung (AS) und dem Steuersignal
eingang wenigstens des zweiten elektronischen Schalters (S1) ein die
notwendige Potentialtrennung zwischen dem ersten und dem zweiten
Bezugspotential gewährleistendes Steuersignal-Übertragungs
element (SE) angeordnet ist,
gekennzeichnet durch
die Kombination folgender Merkmale:
- - es ist ein Flankenkondensator (CF) vorgesehen, der zwischen dem auf dem zweiten Bezugspotential liegenden Brückenanschlußpunkt (X) und einem auf dem ersten Bezugspotential liegenden Anschluß geschaltet ist,
- - das Steuersignal-Übertragungselement (SE) weist eine mit dem ersten Bezugspotential verbundene steuerbare Stromquelle (SQ) sowie eine ein Steuersignal in Abhängigkeit der Größe des Stromes (i0) der steuerbaren Stromquelle (SQ) generierende, mit dem zweiten Bezugspotential verbundene Detektorschaltung (DS) auf,
- - der Detektorschaltung (DS) ist über eine Steuersignal- Blockiereinrichtung (BE) eine ebenfalls mit dem zweiten Bezugspotential verbundene Treiberstufe (TS) nachgeschaltet, die ausgangsseitig dem Steuereingang des mit dem zweiten Bezugspotential verbundenen zweiten elektronischen Schalters (S1, S11, S21) das verstärkte Steuersignal zuführt,
- - die Steuersignal-Blockiereinrichtung (BE) verhindert die Wirksamkeit eines die Treiberstufe (TS) aussteuernden Steuersignals während der Aufladung des Flankenkondensators (CF) auf den Wert der Betriebsgleichspannung (Ug).
2. Wechselrichter nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Detektorschaltung (DS) aus einem Spannungsteiler (R1, R2)
mit einer Hilfsspannung (Uhi) sowie einer ausgangsseitigen mit
einem Transistor (V4) realisierten Schwellwertschaltung (SW)
besteht, die eingangsseitig gemeinsam mit einem Stromanschluß
der Stromquelle (SQ) an einen Abgriff des Spannungsteilers
angeschaltet ist.
3. Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Treiberstufe (TS) aus zwei weiteren, zueinander komplementären
Transistoren (V5, V6) besteht.
4. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
die steuerbare Stromquelle (SQ) ein dritter, weiterer Transistor,
vorzugsweise ein Kleinsignal-MOS-Transistor (V3), in
Verbindung mit einem Widerstand (R3) ist und daß der dritte Transistor (V3)
für einen Sperrspannungswert bemessen ist, der den maximalen,
auf das zweite Bezugspotential bezogenen Betriebsspannungswert
der Detektorschaltung (DS) übersteigt.
5. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
die elektronischen Schalter (V1, V2) MOS-Leistungstransistoren
sind.
6. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Steuersignaleingang des das erste Bezugspotential aufwei
senden ersten elektronischen Schalters (S2, S12, S22) mit dem einen
von zwei zueinander komplementären Steuersignalausgängen
(, Q) der Ansteuerschaltung (AS) unmittelbar und der Steuer
signaleingang des das zweite Bezugspotential aufweisenden zweiten elek
tronischen Schalters (S, S1, S11, S21) mit dem anderen (Q)
der zwei zueinander komplementären Steuersignalausgänge (, Q)
der Ansteuerschaltung (AS) mittelbar über die steuerbare Strom
quelle (SQ), die Detektorschaltung (DS) und die Treiberstufe
(TS) in Verbindung stehen.
7. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Betriebsgleichspannung für die Ansteuerschaltung (AS), die
Detektorschaltung (DS) und die Treiberstufe (TS) eine durch zwei
Kondensatoren (C1, C2) gestützte Hilfsspannung (Uhi) ist, von
denen der zweite Kondensator (C2) für die Hilfsspannung der Ansteuer
schaltung mit seinem einen Anschluß auf dem ersten Bezugs
potential und der erste Kondensator (C1) für die Hilfsspannung
der Detektorschaltung (DS) und die Treiberstufe (TS) mit seinem
einen Anschluß auf dem zweiten Bezugspotential liegt und daß diese zwei
Kondensatoren (C1, C2) mit ihrem jeweils anderen Anschluß miteinander
über eine erste Diode (D1) in Verbindung stehen, über die hinweg sich
der die Hilfsspannung (Uhi) für die Detektorschaltung (DS)
und die Treiberstufe (TS) stützende zweite Kondensator (C2) auf die
vom ersten Kondensator (C1) gestützte Hilfsspannung (Uhi) für die
Ansteuerschaltung auflädt.
8. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Steuereingang der Treiberstufe (TS) mit dem zweiten Bezugs
potential über die Transistordiode (D6) des einen Transistors
(V6) der Treiberstufe in Verbindung steht, daß ferner die
Blockiereinrichtung (BE) aus einer zweiten und einer dritten Diode (D2, D5) und einem
dritten Kondensator (C3) besteht, der mit seinem
einen Anschluß auf dem ersten Bezugspotential liegt und mit
seinem anderen Anschluß einerseits über die dritte Diode (D5) mit
dem Steuereingang der Treiberstufe (TS) verbunden ist und
andererseits über die zweite Diode (D2) an die Hilfsspannung
(Uhi) angeschaltet ist und daß die zweite und dritte Diode (D2, D5) so gepolt
sind, daß sich der dritte Kondensator (C3) während der Aufladung des
Flankenkondensators (CF) über die Transistordiode (D6) und die
eine Diode (D5) auf die Summenspannung aus der Betriebsgleich
spannung (Ug) und der Hilfsspannung (Uhi) umlädt und während
der Entladung des Flankenkondensators (CF) auf die Hilfsspan
nung (Uhi) rückumlädt.
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DE3813672A1 (de) | 1988-11-17 |
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