DE19949389C1 - Ansteuerschaltung - Google Patents
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Abstract
Ansteuerschaltung für eine MOSFET- oder IGBT-Leistungsendstufe, mit einer die Leistungsendstufe ansteuernden Leistungs-Treiberstufe; und einer die Leistungs-Treiberstufe ansteuernden Eingangsstufe zum Einkoppeln von Eingangssignalen, wobei die Eingangsstufe eine Stromsenke mit einem Eingang und einem Ausgang sowie einen Stromdetektor mit einem Eingang und einem Ausgang aufweist, wobei der Eingang der Stromsenke zum Einspeisen der Eingangssignale dient und der Ausgang der Stromsenke mit dem Eingang des Stromdetektors verbunden ist, und wobei das Massepotential der Stromsenke nicht identisch ist mit dem Massepotential des Stromdetektors.
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung für ei
ne Leistungsendstufe. Derartige Ansteuerschaltungen sind in der
betrieblichen Praxis vielfach bekannt und eingesetzt. Die DE 43 38 083 C1
beschreibt eine solche Ansteuerschaltung. Als Lei
stungsendstufen kommen dabei entweder Leistungs-MOSFET mit hoher
Ansteuertaktfrequenz oder Leistungs-IGBT zum Einsatz, die im
Schaltbetrieb arbeiten, um hohe Leistungen schnell und verlustarm
zu schalten. Zum Beispiel beschreibt die DE 42 30 510 C1 eine der
artige Leistungsendstufe in Form einer Halbbrückenanordnung.
Grundsätzlich kann die vorliegende Erfindung für alle Arten von
Leistungsendstufen verwendet werden, die einen FET-Eingang haben.
In den folgenden Dokumenten sind - ohne Anspruch auf Vollständig
keit - solche Ansteuerschaltungen beschrieben:
Aus der DE 36 14 832 C2 ist eine galvanisch trennende Signal
übertragungsschaltung bekannt, die aus digitalen Eingangssignalen
über eine Eingangsspule und eine dazu im Abstand angeordnete be
schaltete Ausgangsspule galvanisch getrennte Ausgangssignale er
zeugt. Dazu sind die Spulen so beabstandet, daß praktisch rück
wirkungsfreie Ausgangssignale an den Klemmen der Ausgangsspule
bereitstehen. Diese Schaltung soll eine hinreichende Spannungs
festigkeit mit einem geringen Beschaltungsaufwand erzielen.
Aus der DE 29 12 693 A1 ist ein Trennverstärker bekannt, der ei
nen Transformator zur Potentialtrennung von Impulsen verwendet.
Dieser Trennverstärker ist so gestaltet, daß er sehr genau arbei
tet, indem Versorgungsströme und Signalströme getrennt werden.
Aus der DE 21 03 091 A1 ist ein Transistor-Zerhacker-Modulator
bekannt, der einen Transformator aufweist, bei dem zum Zwecke der
Minimierung von Störungen eine geerdete Abschirmung zwischen den
nebeneinander auf den Transformatorkern gewickelten Primär- und
Sekundärwicklung angebracht ist.
Aus der DE 25 25 741 B2 ist ein Taktimpulssystem mit einem sehr
komplex aufgebauten Transformator bekannt, bei dem die Primär-
und Sekundärwicklungen bifilar ineinander verwunden auf den Kern
des Transformators gewickelt sind.
Aus Patent Abstracts of Japan, Sect. E, Vol. 2 (1978), Nr. 145
(E-75) zu JP 53-112048 A ist ein Signalisolationsschaltkreis be
kannt, der ein störungsfreies Analog-Ausgangssignal liefert, in
dem ein Transformator mit wenigstens zwei oder mehr Wicklungen
und ein Abtast-Haltekreis mit einem gesättigten Kern vorgesehen
ist.
Aus Patent Abstracts of Japan, Sect. E, Vol. 6 (1982), Nr. 205
(E-136) zu JP 57-113606 A ist ein Isolationsverstärkungsschalt
kreis bekannt, der zur Signalübertragung für eine Steuereinrich
tung verwendet wird. Dabei wird die Abtastperiode und die Phase
so eingestellt, daß der Erregungsstrom null ist.
Ein Problem herkömmlicher Ansteuerschaltungen besteht darin, daß
in der Regel zur Einspeisung der Steuersignale (mit Frequenzen im
Bereich von bis zu etwa 1-2 MHz) eine galvanische Trennung mit
teils speziell gestalteter Transformatoren realisiert ist. Aller
dings haben auch diese Transformatoren Übertragungsgrenzfrequen
zen, die bei hohen Ansteuerungsgeschwindigkeiten zu Signalverzer
rungen führen.
Aus der JP 10-22803 A ist eine MOSFET-Leistungsendstufe mit einer
die Leistungsendstufe ansteuernden Leistungs-Treiberstufe sowie
einer die Leistungs-Treiberstufe ansteuernden Eingangsstufe zum
Einkoppeln von Eingangssignalen bekannt. Diese Eingangsstufe um
faßt eine Stromsenke mit einem Eingang und einem Ausgang sowie
einen Stromdetektor mit einem Eingang und einem Ausgang. Der Ein
gang der Stromsenke dient zum Einspeisen der Eingangssignale und
der Ausgang der Stromsenke ist mit dem Eingang des Stromdetektors
verbunden. Das Massepotential der Stromsenke ist dabei unter
schiedlich von dem Massepotential des Stromdetektors.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe ist dementsprechend
eine Ansteuerschaltung bereitzustellen, die kompakt baut, kurze
Signal-Laufzeiten ermöglicht, eine große Signal-Taktfrequenzband
breite hat und die eine erhöhte Betriebssicherheit gewährleistet.
Diese Aufgabe wird durch eine Ansteuerschaltung für eine MOSFET-
oder IGBT-Leistungsendstufe gelöst, mit einer die Leistungsend
stufe ansteuernden Leistungs-Treiberstufe und einer die Lei
stungs-Treiberstufe ansteuernden Eingangsstufe zum Einkoppeln von
Eingangssignalen, wobei die Eingangsstufe (mindestens) eine
Stromsenke mit einem Eingang und einem Ausgang sowie (mindestens)
einen Stromdetektor mit einem Eingang und einem Ausgang aufweist,
wobei der Eingang der Stromsenke zum Einspeisen der Eingangs
signale dient und der Ausgang der Stromsenke mit dem Eingang des
Stromdetektors verbunden ist, wobei das Massepotential der Strom
senke mit dem Massepotential des Stromdetektors nicht überein
stimmt. Erfindungsgemäß weist die Eingangsstufe eine Invertier
stufe mit einem Eingang und einem Ausgang auf, wobei der Inver
tierstufe über deren Eingang Eingangssignale eingekoppelt werden
und invertierte Eingangssignale in einen Eingang einer weiteren
Stromsenke eingespeist werden.
Die in den im Stand der Technik bekannten Anordnungen verwendeten
Transformatoren im Signalpfad dienen einerseits der galvanischen
Entkopplung und andererseits der Pegelumsetzung. Allerdings ist
in vielen Fällen eine galvanische Entkopplung nicht zwingend er
forderlich. Darüberhinaus sind Transformatoren relativ großbauend
und teuer in der Herstellung. Die Erfindung stellt dabei eine Al
ternative zur Verfügung, bei der eine Pegelumsetzung und insbe
sondere ein Wechsel des Bezugsmassepotentials auf anderem Wege
als mittels eines Transformators realisiert sind.
In einer Ausführungsform der Erfindung ist jeder Stromsenke ein
eigener Stromdetektor nachgeschaltet.
Die Eingangsstufe weist eine Differenzierstufe auf, in der Aus
gangssignale der Stromdetektoren nach der Zeit abgeleitet werden,
wobei vorzugsweise der Ausgang des oder jedes Stromdetektors mit
einem Eingang der oder einer Differenzstufe verbunden ist.
Des Weiteren ist jeweils ein Speicherelement zur Speicherung der
Ansteuersignale vorgesehen.
Das Speicherelement weist vorzugsweise ein aus zwei Invertern ge
bildetes Flip-Flop auf.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist der Ausgang der oder
jeder Stromsenke mit dem Eingang des jeweiligen Stromdetektors
galvanisch verbunden.
Bei der oder jeder Stromsenke ist ein Steuereingang eines Transi
stors mit dem Eingang der Stromsenke verbunden, ein weiterer An
schluß des Transistors ist über einen Widerstand mit dem Massepo
tential der Stromsenke und ein dritter Anschluß des Transistors
ist mit dem Ausgang der Stromsenke verbunden.
In dem oder jedem Stromdetektor ist ein Steuereingang eines Tran
sistors mit dem Eingang des Stromdetektors und über einen Wider
stand mit einem Versorgungsspannungsanschluß des Stromdetektors
verbunden, ein weiterer Anschluß des Transistors ist mit dem Aus
gang des Stromdetektors und über einen Widerstand mit dem Masse
potential des Stromdetektors verbunden, und ein dritter Anschluß
des Transistors ist mit dem Versorgungsspannungsanschluß des
Stromdetektors verbunden.
Die oder jede Differenzierstufe weist eine Kapazität auf, wobei
vorzugsweise ein Kondensator zwischen dem Eingang und dem Ausgang
der Differenzierstufe angeordnet ist. Alternativ dazu kann die
Differenzierstufe auch durch einen Operationsverstärker gebildet
sein, dessen invertierender Eingang mit einer seriellen Kapazität
verschaltet ist, dessen nicht-invertierender Eingang mit Masse
verbunden ist, und dessen Ausgang auf den invertierenden Eingang
zurückgekoppelt ist.
Bei der oder jeder Stromsenke ist ein Steuereingang eines Transi
stors über einen Widerstand mit dem Eingang der Stromsenke ver
bunden, ein weiterer Anschluß des Transistors ist mit dem Masse
potential der Stromsenke und ein dritter Anschluß des Transistors
über einen Widerstand mit dem Ausgang der Stromsenke verbunden.
Allerdings ist hierbei eine bipolare Stromversorgung (+/-Masse)
erforderlich, bei der dann das Ausgangssignal auf Masse bezogen
ist.
In einer anderen Ausführungsform der Erfindung ist der Widerstand
zwischen dem dritten Anschluß des Transistors und dem Ausgang der
Stromsenke ein kurzgeschlossener Junction-Feldeffekt-Transistor,
bei dem ein Gate-Anschluß und ein Source-Anschluß miteinander
verbunden sind und ein Drain-Anschluß mit dem Ausgang der Strom
senke verbunden ist.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung kann die oder je
de Stromsenke einen Operationsverstärker aufweisen, dessen inver
tierender Eingang mit einem Mittelabgriff eines Spannungsteilers
verbunden ist, der zwischen einer positiven Versorgungsspannung
und dem Massepotential der Stromsenke angeordnet ist, dessen
nicht-invertierender Eingang mit dem Eingang der Stromsenke ver
bunden ist, und dessen Ausgang mit einem Basis-Anschluß einem
Transistor verbunden ist, dessen Emitter-Anschluß über einen Wi
derstand mit einer negativen Versorgungsspannung, und dessen Kol
lektor-Anschluß mit dem Ausgang der Stromsenke verbunden ist.
Dies hat den Vorteil, daß die Spannungsdifferenz zwischen der po
sitiven Primärspannung und der positiven Sekundärspannung prak
tisch Null Volt betragen kann ohne daß die Funktionsweise der
Schaltung beeinträchtigt ist.
Dabei kann der Spannungsteiler durch einen Widerstand zwischen
der positiven Versorgungsspannung und dem invertierenden Eingang
und einer Diode zwischen dem Massepotential und dem invertieren
den Eingang des Operationsverstärkers gebildet sein, und/oder
zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers und dem Basis-
Anschluß des Transistors ist eine Zener-Diode angeordnet.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung kann der oder je
der Stromdetektor einen Operationsverstärker aufweisen, dessen
invertierender Eingang mit einem Mittelabgriff eines Spannungs
teilers verbunden ist, der zwischen einer positiven Versorgungs
spannung und dem Massepotential des Stromdetektors angeordnet
ist, dessen nicht-invertierender Eingang mit dem Eingang des
Stromdetektors sowie über einen Widerstand mit der positiven Ver
sorgungsspannung des Stromdetektors verbunden ist, und dessen
Ausgang mit dem Ausgang des Stromdetektors verbunden ist.
Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden durch die
Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der beigefügten
Zeichnungen deutlich.
Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines Blockschaltbil
des der erfindungsgemäße Ansteuerschaltung.
Fig. 1a zeigt eine schematische Darstellung eines Schaltplans der
erfindungsgemäße Ansteuerschaltung ohne Stromversorgung.
Fig. 1b zeigt eine erfindungsgemäße Stromversorgung für die er
findungsgemäße Ansteuerschaltung nach Fig. 1a.
Fig. 2 zeigt schematische Darstellung eines Blockschaltbildes der
erfindungsgemäßen Eingangsstufe.
Fig. 3 zeigt eine schematische Darstellung eines Schaltplans der
erfindungsgemäßen Eingangsstufe.
Fig. 4 zeigt eine schematische Darstellung eines Schaltplans der
erfindungsgemäßen Stromsenke in einer weiteren Ausführungsform.
Fig. 5 zeigt eine schematische Darstellung eines Schaltplans der
erfindungsgemäßen Stromsenke in einer weiteren Ausführungsform.
Fig. 6 zeigt eine schematische Darstellung eines Schaltplans des
erfindungsgemäßen Stromdetektors in einer weiteren Ausführungs
form.
Die Ansteuerschaltung 10 (siehe Fig. 1) weist folgende Baugruppen
auf: Eine Leistungstreiberstufe 20, eine Stromversorgung 30, eine
die Leistungstreiberstufe 20 ansteuernde Ansteuerschaltung 40,
eine Unterspannungserkennungsstufe 50, eine Überstromerkennungs
stufe 60, und eine Wiederhol-Impulsunterdrückungsstufe 70.
Die Ansteuerschaltung 40 weist eine Eingangsstufe 90 und eine
Speicherstufe 80 auf.
Der Ansteuerschaltung 10 werden über Eingangsanschlüsse 12 digi
tale Steuersignale zugeführt, deren Frequenz als Untergrenze
praktisch im Gleichspannungssignalbereich liegt, und deren Ober
grenze im Bereich von mehreren MHz liegt. Die Tastverhältnisse
des Eingangssignals können zwischen 0% und 100% liegen.
Die Stromversorgung 30 wird von einer einfachen +12 V Gleichspan
nungsquelle gespeist, wobei die Stromversorgung 30 für den Be
trieb der Ansteuerschaltung 10 erforderliche positive und negati
ve Spannungen aus der 12 V Gleichspannung erzeugt.
Die Leistungstreiberstufe 20 weist einen Gate-Anschluß G und ei
nen Sourceanschluß 5 für die Leistungsendstufe auf. Außerdem
weist die Überstromerkennungsstufe 60 einen Drainanschluß D auf,
der ebenfalls mit der Leistungsendstufe zu verbinden ist.
Die Leistungstreiberstufe 20 wird von der Speicherstufe 80 der
Ansteuerstufe 40 angesteuert. Dabei erfolgt die Weiterleitung der
Ansteuersignale aus der Speicherstufe 80 heraus nur dann, wenn 1.
die Überstromerkennungsstufe 60 kein Sperrsignal ISS an die Spei
cherstufe 80 abgibt, da die Leistungsendstufe nicht zuviel Drain
strom aufnimmt, 2. die Unterspannungserkennungsstufe 50 kein
Sperrsignal USS an die Speicherstufe 80 abgibt, da wenigstens ei
ne der Betriebsspannungen der Stromversorgungen nicht unter einen
vorbestimmten Pegel gefallen ist, und 3. ein von der Überstromer
kennungsstufe 80 erkannter Überstromfall schon so lange her ist,
daß eine in der Wiederhol-Impulsunterdrückungsstufe 70 vor
bestimmte Zeit abgelaufen ist.
Die Speicherstufe 80 wird von der Eingangsstufe 90 mit Eingangs
signalen gespeist. Dabei haben die Eingangssignale und die Aus
gangssignale der Eingangsstufe 90 unterschiedliche Bezugspoten
tiale.
Entsprechendes gilt für die von der Stromversorgung 30 erzeugten
Betriebsspannungen. Die Stromversorgung 30 erzeugt zum Betrieb der
einzelnen Baugruppen sowohl positive als auch eine negative Be
triebsspannungen.
In den Fig. 1a und 1b ist die Ansteuerschaltung 10 von Fig. 1 in
ihren Schaltungsdetails dargestellt, wobei einzelne Funktionen in
mehreren anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreisen
(ASICs) implementiert sind.
Die Stromversorgungsstufe 30 (siehe Fig. 1b) ist durch einen Os
zillator in dem Schaltkreis U2 gebildet, dessen Taktfrequenz
durch einen (integrierten) Widerstand und einen Kondensator C17
auf eine Frequenz im Bereich von 0,5 MHz bis 5 MHz, vorzugsweise
etwa 1 MHz festgelegt ist. Abhängig von dem verwendeten Transfor
matorkern eines Transformators TR1 kann die Frequenz durch einen
Schalter S zwischen einer niedrigeren und einer höheren Frequenz
(zum Beispiel etwa 500 KHz und etwa 1 MHz) gewählt werden. Der
Oszillator liefert einen Rechteck-Impulszug, der zur Ansteuerung
einer integrierten Leistungsendstufe dient.
Der Ausgangsanschluß des Schaltkreises U2 ist mit einem ersten
Primäranschluß des Transformators TR verbunden. Der zweite Pri
märanschluß des Transformators TR ist mit einer Serienschaltung
aus zwei Elektrolytkondensatoren C3, C4 verschaltet, wobei an dem
Verbindungspunkt der beiden Elektrolytkondensatoren der zweite
Primäranschluß des Transformators TR liegt. Die jeweiligen beiden
anderen Anschlüsse der Elektrolytkondensatoren C3, C4 liegen auf
Betriebsspannungs- bzw. Primärmassepotential GND1. Der Transfor
mator TR ist ein Ferrit-Ringkerntransformator.
Sekundärseitig hat der Transformator TR eine Wicklung, die mit
vier Dioden D1, D2, D3, D4 in Brückengleichrichterschaltung ver
bunden sind. Zur Erzeugung eines schwebenden Sekundärmassepoten
tials dient ein Operationsverstärker U1, dessen nicht-invertie
render Eingang (+) am Mittenanschluß eines aus zwei Widerständen
R8, R9 gebildeten Spannungsteilers gebildet ist. Die jeweils an
deren Anschlüsse der beiden Widerstände R8, R9 sind mit den Aus
gangsanschlüssen der Brückengleichrichterschaltung (negative Se
kundärbetriebsspannung -UB_sec, und positive Sekundärbetriebs
spannung +UB_sec) verbunden. Der Ausgang des Operationsverstär
kers U1 ist auf dessen invertierenden Eingang (-) rückgekoppelt,
so daß dieser als Spannungsfolger mit einer Verstärkung von 1 ar
beitet. Der Ausgang des Operationsverstärkers U1 ist mit zwei
Elektrolytkondensatoren C8, C10 und zwei Keramik-Kondensatoren
C9, C11 jeweils zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers U1
und der negativen Sekundärbetriebsspannung -Ub_sec und der posi
tiven Sekundärbetriebsspannung +Ub_sec zur Spannungsglättung ver
schaltet.
So stellt die Stromversorgungsstufe 30 jeweils eine positive und
eine negative konstantgehaltene Betriebsspannung (negative Sekun
därbetriebsspannung -Ub_sec, und positive Sekundärbetriebsspan
nung +Ub_sec) mit virtuellem Nullpunkt (Sekundärmasse GND2) be
reit.
Diese Art der Stromversorgung stellt einen möglichst störungs
freien Betrieb (bei höheren Temperaturen) der Leistungsendstufe
sicher, da die Ansteuersignale zwischen einem positiven und einem
negativen Pegel hin und her gehen können. Dennoch kann die erfin
dungsgemäße Treiberschaltung z. B. an einer einfachen 12 V-Strom
quelle betrieben werden, da alle erforderlichen Betriebsspan
nungspegel durch die spezielle Stromversorgungsstufe daraus er
zeugt werden. Dies ist insbesondere für mobile Einsatzzwecke
(strombetriebene KFZ oder dergl.) vorteilhaft.
Die in Fig. 2 als Blockschaltbild und in Fig. 3 im Detail darge
stellte Eingangsstufe 90 weist einen integrierten Schaltkreis U3
auf, in dem die nachstehend beschriebenen Funktionen integriert
sind.
Die Eingangsstufe 90 hat einen Signaleingang 92, der zum Eingang
94a eines Inverters 94 führt. Der Ausgang 94b des Inverters 94
ist mit dem Eingang 96a einer Stromsenke 96 verbunden. Parallel
dazu wird das nicht invertierte Eingangssignal zum Eingang 98a
einer zweiten Stromsenke 98 geführt. Die beiden Ausgänge 96b und
98b der beiden Stromsenken 96, 98 sind jeweils mit einem Eingang
102a, 104a zweier Stromdetektoren 102, 104 verbunden. Dabei hat
jede der Stromsenken 96, 98 ein anderes Massepotential als die
beiden Stromdetektoren 102, 104.
Die beiden Stromdetektoren 102, 104 haben jeweils einen Ausgang
102b, 104b, der jeweils mit einem Eingang 106a, 108b zweier Dif
ferenzierstufen 106, 108 verbunden ist. Die Ausgänge 106b, 108b
der beiden Differenzierstufen 106, 108 sind jeweils einem Setz
eingang 5 bzw. einem Rücksetzeingang R eines Speichers 110 ver
bunden.
In Fig. 3 ist eine Detailrealisierung der Eingangsstufe veran
schaulicht, wobei diese Eingangsstufe entweder, wie in Fig. 1a
gezeigt, als Integrierter Schaltkreis U3, oder als konventionelle
Schaltung realisiert sein kann.
Der Signaleingang 92 führt über einen Widerstand R10 zur Basis
eines npn-Transistors T1, dessen Emitter mit der Primärmasse
GND1, und dessen Kollektor über einen Widerstand R11 mit der po
sitiven Primärspannung +Ubat verbunden ist. Dieser Transistor T1
mit dem Widerstand R10 entspricht dem Inverter 94 aus Fig. 2. Der
Ausgang 94b des Inverters 94 ist hier der Kollektoranschluß des
Transistor T1.
Das invertierte Signal wird über einen Widerstand R12 von dem
Kollektor des Transistors T1 der Basis eines npn-Transistors T2
zugeführt, dessen Kollektor über einen Widerstand R13 mit der po
sitiven Sekundärbetriebsspannung +Ubat und dessen Emitter über
einen Widerstand R14 mit der Primärmasse GND1 verbunden ist. So
mit arbeitet der Transistor T2 als gesteuerte Stromsenke 96. So
lange an der Basis des Transistors T2 keine Spannung anliegt,
fließt auch in den Kollektor des Transistors T2 kein Strom. So
bald eine Spannung an der Basis des Transistors T2 anliegt, kann
in den Kollektor ein Strom fließen, der nahezu unabhängig von der
am Kollektor anliegenden Spannung ist. Dies gilt, solange das Po
tential der positiven Sekundärbetriebsspannung +Ub_sec etwas (um
einige Volt) höher ist als die Eingangsspannung an der Basis des
Transistors T2.
Parallel dazu wird der Signaleingang 92 (nicht-invertiert) einer
gesteuerten Stromsenke 98 zugeführt. Dazu ist der Signaleingang
92 mit der Basis eines npn-Transistors T3 verbunden, dessen Kol
lektor über einen Widerstand R15 mit der positiven Sekundärbe
triebsspannung +Ubat und dessen Emitter über einen Widerstand R16
mit der Primärmasse GND1 verbunden ist. Die Funktionsweise der
beiden Stromsenken ist insoweit identisch.
Der Kollektor des Transistors T2 entspricht dem Ausgang 96b der
Stromsenke aus Fig. 2 und ist mit der Basis eines pnp-Transistors
T4 verbunden, dessen Kollektor über einen Widerstand R17 mit der
Sekundärmasse GND2 und dessen Emitter mit der positiven Sekundär
betriebsspannung +Ub_sec verbunden ist. In gleicher Weise ist der
Kollektor des Transistors T3, der dem Ausgang 98b der Stromsenke
96 aus Fig. 2 entspricht, mit der Basis eines pnp-Transistors T5
verbunden, dessen Kollektor über einen Widerstand R18 mit der Se
kundärmasse GND2 und dessen Emitter mit der positiven Sekundärbe
triebsspannung +Ub_sec verbunden ist. Damit arbeiten die beiden
Transistoren T4, T5 als Stromdetektoren wie folgt: Der jeweils
durch die Kollektoren der Transistoren T2 bzw. T3 fließende Strom
fließt auch durch die Widerstände R13 bzw. R15 und erzeugt so je
weils zwischen Basis und Emitter der Transistoren T4 bzw. T5 ei
nen Spannungsabfall, der diese Transistoren T4 bzw. T5 durch
schaltet. Dies hat zur Folge, daß jeweils die Spannung an den Wi
derständen R17 bzw. R18 steigt. Die Kollektoren der Transistoren
T4 bzw. T5 entsprechen den Ausgängen 102b bzw. 104b der Stromde
tektoren 102 bzw. 104 aus Fig. 2.
Mit den Kollektoren der Transistoren T4 bzw. T5 ist jeweils ein
Anschluß eines Kondensators C20 bzw. C21 verbunden, von denen je
der als Differenzierstufe (siehe Bezugszeichen 106, 108 in Fig.
2) arbeitet. Die jeweils anderen Anschlüsse der Kondensatoren C20
bzw. C21 entsprechen den Ausgängen 106b, 108b aus Fig. 2.
Der Anschluß des Kondensators C21 führt in einen Eingang R des
aus zwei Invertern I1 und I2 gebildeten RS-Flip-Flops 110, wäh
rend der Anschluß des Kondensators C20 in einen Eingang S des RS-
Flip-Flops 110 führt. Dazu ist der Anschluß des Kondensators C21
mit dem Eingang des Inverters I1 verbunden, dessen Ausgang über
einen Widerstand R19 mit dem Eingang des Inverters I2 verbunden.
Dieser Eingang des Inverters I2 ist auch der Eingang R des RS-
Flip-Flops 110. Der Ausgang des Inverters I2 bildet den Ausgang Q
des Flip-Flops 110 und ist über einen Widerstand R20 auf den Ein
gang des Inverters I1 zurückgekoppelt. Die Inverter I1, I2 werden
an der positiven Sekundärbetriebsspannung +Ub_sec und der Sekun
därmasse GND2 betrieben. Das Flip-Flop 110 dient so zur Zwischen
speicherung der eingehenden Eingangssignale auf anderem Bezugspo
tential.
Das Ausgangssignal Q des Flip-Flop 110 wird einer in dem Inte
grierten Schaltkreis U4 integrierten zweiten Speicherstufe zuge
führt (siehe Fig. 1a), zu deren Außenbeschaltung das RC Netzwerk
R1, R2, R3, C1 gehört. Diese zweite Speicherstufe ist nicht zwin
gend erforderlich, kann jedoch dazu dienen, die Ansteuersignale
zu sperren, wenn ein Überstrom- oder Unterstromfall auftritt.
In den Fig. 4 und 5 sind Varianten von Stromsenken veranschau
licht, die anstelle der in Fig. 3 gezeigten Stromsenken einsetz
bar sind.
Dabei ist die Stromsenke in Fig. 4 als aktive Stromsenke ausge
staltet mit einem Operationsverstärker U2A, dessen invertierender
Eingang (-) mit einem Mittelabgriff eines Spannungsteilers ver
bunden ist, der zwischen einer positiven Versorgungsspannung
+Ubat und dem primären Massepotential GND1 der Stromsenke ange
ordnet ist. Der nicht-invertierende Eingang (+) des Operations
verstärkers U2A ist mit dem Eingang der Stromsenke verbunden und
der Ausgang des Operationsverstärkers U2A ist über eine Z-Diode
ZD1 mit einem Basis-Anschluß eines Transistors (Q2) verbunden,
dessen Emitter-Anschluß über einen Widerstand R31 mit einer nega
tiven Versorgungsspannung -Ubat, und dessen Kollektor-Anschluß
mit dem Ausgang der Stromsenke verbunden ist bzw. diesen bildet.
Dabei ist der Spannungsteiler durch einen Widerstand R30 zwischen
der positiven Versorgungsspannung +Ubat und dem invertierenden
Eingang (-), und einer Diode D10 zwischen dem Massepotential GND1
und dem invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers U2A
gebildet.
In Fig. 5 ist eine alternative Ausführungsform einer Stromsenke
veranschaulicht, bei der ein Steuereingang (B) eines Transistors
Q3 über einen Widerstand R 32 mit dem Eingang der Stromsenke ver
bunden ist, der Emitteranschluß (E) des Transistors Q3 mit dem
Massepotential GND2 der Stromsenke und ein der Kollektoranschluß
des Transistors Q3 über einen Widerstand mit dem Ausgang der
Stromsenke verbunden ist. Der Widerstand ist hierbei ein kurzge
schlossener Junction-Feldeffekt-Transistor FET, bei dem ein Gate-
Anschluß (G) und ein Source-Anschluß (S) miteinander verbunden
sind und ein Drain-Anschluß (D) mit dem Ausgang der Stromsenke
verbunden ist.
In Fig. 6 ist eine alternative Ausführungsform eines Stromdetek
tors veranschaulicht. Der nicht-invertierenden Eingang (+) eines
Operationsverstärker US ist als Eingang 102a bzw. 104a der Strom
senke gestaltet. Dazu ist der nicht-invertierende Eingang (+)
über einen Widerstand R25 mit der positiven Versorgungsspannung
+Ub_sec verbunden. Der invertierende Eingang (-) des Operations
verstärkers U5 ist mit dem Mittelabgriff eines Spannungsteilers
verbunden, der durch einen Widerstand R26 zwischen dem sekundären
Massepotential GND2 und eine Diode D11 gebildet ist, wobei die
Anode der Diode D11 mit dem invertierenden Eingang (-) des Opera
tionsverstärkers U5 und die Kathode mit der positiven Versor
gungsspannung +Ub_sec verbunden ist. Anstelle der Diode kann auch
ein Widerstand treten. Entscheidend ist, daß der Spannungsabfall
über der Diode bzw. diesem Widerstand über der Spannung liegt,
die bei durchgesteuerter Stromsenke am Eingang des Spannungsde
tektors zu erwarten ist. Diese Spannung ist abhängig von dem
Strom, den die Stromsenke aufnimmt sowie von dem Wert des Wider
stands R25 am Eingang des Stromdetektors.
Die Unterspannungserkennungsstufe 50 (siehe Fig. 1a) ist auch in
dem Integrierten Schaltkreis U4 integriert und dient dazu, die in
dem Integrierten Schaltkreis U4 integrierten Funktionsbaugruppen
von der positiven Sekundärbetriebsspannung +Ub_sec zu trennen,
falls diese unter einen Pegel fällt, der einen ordnungsgemäßen
Betrieb nicht mehr gewährleistet. Dazu weist die Unterspannungs
erkennungsstufe einen Komparator auf, der eine einstellbare Hy
steresekurve hat. Damit kann in weiten Grenzen die Betriebssi
cherheit der Gesamtanordnung (Treiberschaltung mit Leistungsend
stufe) festgelegt werden.
Die Überstromerkennungsstufe 60 ist ebenfalls in dem Integrierten
Schaltkreis U4 integriert und dient dazu, Signale in der
(zweiten) Speicherstufe in dem Integrierten Schaltkreis U4 zu
sperren.
Der Eingangsanschluß der Überstromerkennungsstufe 60 ist über ein
RC-Netzwerk aus den Widerständen C5, R4, R5, CG mit den Kathoden
zweier Dioden D5, D6 verbunden. Weiterhin sind die Kathoden der
Dioden D5, D6 über einen Widerstand R6 mit der positiven Be
triebsspannung verbunden. Die Anode der Diode D6 ist der Sensor
anschluß für die Drain-Sourcespannung der Leistungsendstufe, wäh
rend die Anode der Diode D5 die Gatespannung bzw. die Ausgangs
spannung der Emitter der Transistoren T3, T4 erfaßt.
Sobald die Drain-Source-Spannung der Leistungsendstufe einen vor
bestimmten Wert überschreitet, schaltet die Überstromerkennungs
stufe 60 das die in dem Integrierten Schaltkreis U4 integrierte
erste Leistungstreiberstufe ab. Das RC-Netzwerk C5, R4, R5, C6
dabei bewirkt eine Ansprechverzögerung der Überstromerkennungs
stufe und ist so bemessen, daß die Leistungsendstufe vollständig
durchschalten kann bevor die in dem Integrierten Schaltkreis U4
integrierte Speicherstufe gesperrt werden kann und keine weiteren
Ansteuersignale mehr weiterleitet. Dazu ist das RC-Netzwerk so
bemessen, daß es eine Ansprechverzögerung von ca. 100 ns hervor
ruft.
Da die Unterspannungserkennungsstufe eine Ansteuerung der Lei
stungstreiberstufe verhindert, wenn eine von der Stromversor
gungsstufe abgegebene Betriebsspannung einen vorbestimmten Wert
unterschreitet, kann sichergestellt werden, daß die Ansteuer
signale für die Leistungsendstufe stets so dimensioniert sind,
daß diese nicht in den linearen Arbeitsbereich gerät. Dazu gibt
die Unterspannungserkennungsstufe ein Signal zum Unwirksamschal
ten der Ansteuerschaltung ab, wenn der eine von der Stromversor
gungsstufe abgegebenen Betriebsspannungen einen vorbestimmten
Wert unterschreitet.
Durch die Überstromerkennungsstufe, die eine Ansteuerung der Lei
stungstreiberstufe verhindert, wenn die Drain-Source- (bei
MOSFET-Endstufe) bzw. die Kollektorspannung (bei IGBT-Endstufe)
der Leistungsendstufe einen vorbestimmten Wert überschreitet,
wird sichergestellt, daß die Leistungsendstufe nicht überlastet
werden kann, so daß ein Ausfallen der Leistungsendstufe wirksam
verhindert ist.
Die Leistungstreiberstufe 20 ist zweistufig aufgebaut. Eine erste
Stufe ist in dem Integrierten Schaltkreis U4 integriert und dient
dazu, genügend Ausgangsleistung bei hinreichender Flankensteil
heit zur Ansteuerung der nachfolgenden zweiten Stufe liefern.
Diese zweite Stufe ist aus zwei Treibertransistoren T10, T20 ge
bildet, die als komplementärer Emitterfolger verschaltet sind.
Die Verbindungsleitung zwischen den beiden Emitteranschlüssen ist
der Anschluß G für den Gate-Anschluß der Leistungsendstufe.
Die Wiederhol-Impulsunterdrückungsstufe 70 ist ebenfalls in dem
Integrierten Schaltkreis U4 integriert. Dabei ist sie funktional
der internen Speicherstufe zugeordnet und bewirkt ein Unwirksam
schalten der Speicherstufe für die Dauer einer einstellbaren Zeit
nach Auslösen des Überstromerkennungssignals ISS. Dadurch ist es
möglich, die Leistungstransistoren der Leistungsendstufe abzu
schalten und für einen vorbestimmbaren Zeitraum am Wiederein
schalten zu hindern. Dies bewirkt eine thermische Überlastsiche
rung im Kurzschlußfall. Wegen der hohen Reaktionsgeschwindigkeit
der Überstromerkennungsstufe im Kurzschlußfall kann auf herkömm
lich di/dt-Begrenzungsdrosseln verzichtet werden.
Die vorliegende Erfindung kann sowohl für Leistungsendstufen mit
Leistungs-MOSFET als auch mit Leistungs-IGBT eingesetzt werden,
lediglich die die Leistungsendstufe ansteuernde Leistungstreiber
stufe muß entsprechend angepaßt werden. Die Unterschiede zwischen
MOSFET und IGBT bestehen hauptsächlich darin, daß IGBT's im Ge
gensatz zu MOSFETs nicht parallelschaltbar sind. Außerdem haben
IGBT's keinen temperaturabhängigen Durchlaßwiderstand und benöti
gen höhere Gate-Spannungen bei gleichzeitig sehr viel höheren
Eingangskapazitäten.
Bevorzugt weist dabei die Treibertransistorstufe eine aus einem
P-Kanal-MOSFET und einem N-Kanal-MOSFET gebildete Halbbrücke auf,
und die Leistungstreiberstufe weist wenigstens ein Totzeitglied
(von etwa 20 ns) für das Ansteuersignal auf. Dadurch kann ein
Brückenquerschluß der MOSFET-Halbbrücke vermieden werden.
Diese MOSFET-Halbbrücke steuert zwei komplementäre bipolare in
Emitterfolgerschaltung im B-Betrieb geschaltete PNP- bzw. NPN-
Leistungstransistoren an, die das Ansteuersignal für die IGBT-
Leistungsendstufe liefern.
Eine derartige Leistungstreiberstufe arbeitet sehr verlustarm und
stellt sicher, daß bei kapazitiver Belastung Ausgangsströme von
bis zu +/- 12 A und Gate-Spannungen bis zu +/- 20 V als Eingangs
signal für die Leistungsendstufe bereitgestellt werden können.
Durch die erfindungsgemäße Treiberschaltung werden insgesamt die
folgenden Vorteile und Eigenschaften erzielt. Das Bauvolumen und
die Herstellungskosten sind gering. Die Laufzeiten vom Eingangs
signalanschluß zum Ansteueranschluß der Leistungsendstufe sind
extrem kurz (im Bereich von 100 ns für MOSFET-Endstufen und ca.
150 ns-180 ns für IGBT-Endstufen). Bei den MOSFET-Endstufen
können ohne weiteres mehrere gleichartige Endstufen parallel an
gesteuert werden. Das bedeutet, daß komplette Leistungsschaltbau
gruppen (Treiberschaltung mit Leistungsendstufe) durch sehr klei
ne Ausgangsdrosseln parallel geschaltet werden können. Die Lei
stungs-Endstufen werden auch bei nicht anliegender Versorgungs
spannung sehr niederohmig angesteuert, so daß die Einschalt- bzw.
Ausschaltreihenfolge der Treiberschaltung und der Leistungsend
stufe beliebig sein kann. Die Spannungsschwankungsverträglichkeit
(du/dt-Verträglichkeit) ist sehr hoch.
Bei einer für IGBT-Endstufen ausgelegten Treiberschaltung gemäß
der Erfindung ergeben sich die Vorteile, daß sehr große IGBT-
Leistungsendstufen mit Eingangskapazitäten von mehr als 100 nF
bei Taktfrequenzen von mehr als 50 kHz betrieben werden können.
Dabei beträgt die Spannungssteilheit am Ansteueranschluß der
IGBT-Endstufe 100 V/µs bei einer Last von 100 nF/10 hm.
Da IGBT sehr viel langsamer schalten als MOSFET, haben die zu
sätzlichen Laufzeiten und die Totzeiten keinen negativen Einfluß.
Fig. 1 stellt ein Blockschaltbild einer Ansteuerschaltung für ei
ne (nicht gezeigte) MOSFET-Leistungsendstufe dar.
Claims (14)
1. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-Leistungs
endstufe, mit
- - einer die Leistungsendstufe ansteuernden Leistungs-Treiberstufe (20); und
- - einer die Leistungs-Treiberstufe ansteuernden Eingangsstufe (40) zum Einkoppeln von Eingangssignalen, welche eine Stromsenke (98) mit einem Eingang (98a) und einem Ausgang (98b) sowie einen Stromdetektor (102, 104) mit einem Eingang (102a, 104a) und einem Ausgang (102b, 104b) aufweist, wobei der Eingang (98a) der Stromsenke (98) zum Einspeisen der Eingangssignale dient und der Ausgang (98b) der Stromsenke (98) mit dem Eingang des Stromdetektors (102, 104) verbunden ist, wobei das Massepo tential (GND1) der Stromsenke (98) von dem Massepotential (GND2) des Stromdetektors (102, 104) unterschiedlich ist,
- - die Eingangsstufe (40) eine Invertierstufe (94) mit einem Ein gang (94a) und einem Ausgang (94b) aufweist, wobei der Invertier stufe (94) über deren Eingang (94a) die Eingangssignale zugeführt werden, und
- - die invertierten Eingangssignale in einen Eingang (96a) einer weite ren Stromsenke (96) der Eingangsstufe (40) eingespeist werden.
2. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-Leistungs
endstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
jeder Stromsenke ein eigener Stromdetektor nachgeschaltet ist.
3. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-Leistungs
endstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn
zeichnet, daß
- - die Eingangsstufe eine Differenzierstufe aufweist, in der Aus gangssignale der Stromdetektoren nach der Zeit abgeleitet werden, wobei vorzugsweise der Ausgang jedes Stromdetektors mit einem Eingang der oder einer Differenzierstufe verbunden ist.
4. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-
Leistungsendstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ge
kennzeichnet durch
- - ein Speicherelement zur Speicherung der Ansteuersignale.
5. Ansteuerschaltung nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch
gekennzeichnet, daß das Speicherelement ein aus zwei Invertern
(I1, I2) gebildetes Flip-Flop aufweist.
6. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-
Leistungsendstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch ge
kennzeichnet, daß
- - der Ausgang jeder Stromsenke mit dem Eingang des je weiligen Stromdetektors galvanisch verbunden ist.
7. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-
Leistungsendstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da
durch gekennzeichnet, daß
- - bei der oder jeder Stromsenke ein Steuereingang (B) eines Tran sistors mit dem Eingang der Stromsenke verbunden ist, ein weite rer Anschluß (E) des Transistors über einen Widerstand mit dem Massepotential der Stromsenke und ein dritter Anschluß (K) des Transistors mit dem Ausgang der Stromsenke verbunden ist.
8. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-
Leistungsendstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da
durch gekennzeichnet, daß
- - in dem oder jedem Stromdetektor ein Steuereingang (B) eines Transistors mit dem Eingang des Stromdetektors und über einen Wi derstand mit einem Versorgungsspannungsanschluß des Stromdetek tors verbunden ist, ein weiterer Anschluß (K) des Transistors mit dem Ausgang des Stromdetektors und über einen Widerstand mit dem Massepotential des Stromdetektors verbunden ist, und ein dritter Anschluß (E) des Transistors mit dem Versorgungsspannungsanschluß des Stromdetektors verbunden ist.
9. Ansteuerschaltung (10) für eines MOSFET- oder IGBT-Leistungs
endstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn
zeichnet, daß
- - die oder jede Differenzierstufe eine Kapazität aufweist, wobei vorzugsweise ein Kondensator zwischen den Eingang und dem Ausgang der Differenzierstufe angeordnet ist.
10. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-Leistungs
endstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeich
net, daß
- - bei der oder jeder Stromsenke ein Steuereingang (B) eines Tran sistors über einen Widerstand mit dem Eingang der Stromsenke ver bunden ist, ein weiterer Anschluß (E) des Transistors mit dem Massepotential der Stromsenke und ein dritter Anschluß (K) des Transistors über einen Widerstand (T) mit dem Ausgang der Strom senke verbunden ist.
11. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-Leistungs
endstufe nach Anspruch 10, dadurch gekennzeich
net, daß
- - der Widerstand zwischen dem dritten Anschluß (K) des Transi stors und dem Ausgang der Stromsenke ein kurzgeschlossener Junc tion-Feldeffekt-Transistor ist, bei dem ein Gate-Anschluß (G) und ein Source-Anschluß (S) miteinander verbunden sind und ein Drain- Anschluß mit dem Ausgang der Stromsenke verbunden ist.
12. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-Leistungs
endstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeich
net, daß
- - die oder jede Stromsenke einen Operationsverstärker aufweist, dessen invertierender Eingang (-) mit einem Mittelabgriff eines Spannungsteilers verbunden ist, der zwischen einer positiven Ver sorgungsspannung und dem Massepotential der Stromsenke angeordnet ist, dessen nicht-invertierender Eingang (+) mit dem Eingang der Stromsenke verbunden ist, und dessen Ausgang mit einem Basis- Anschluß einem Transistor verbunden ist, dessen Emitter-Anschluß über einen Widerstand mit einer negativen Versorgungsspannung, und dessen Kollektor-Anschluß mit dem Ausgang der Stromsenke ver bunden ist.
13. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-Leistungs
endstufe nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß
- - der Spannungsteiler durch einen Widerstand zwischen der positi ven Versorgungsspannung und dem invertierenden Eingang (-) und einer Diode zwischen dem Massepotential und dem invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers gebildet ist, und/oder daß
- - zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers und dem Basis- Anschluß des Transistors eine Zener-Diode angeordnet ist.
14. Ansteuerschaltung (10) für eine MOSFET- oder IGBT-Leistungs
endstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeich
net, daß
- - der oder jeder Stromdetektor einen Operationsverstärker auf weist, dessen invertierender Eingang (-) mit einem Mittelabgriff eines Spannungsteilers verbunden ist, der zwischen einer positi ven Versorgungsspannung und dem Massepotential des Stromdetektors angeordnet ist, dessen nicht-invertierender Eingang (+) mit dem Eingang des Stromdetektors sowie über einen Widerstand mit der positiven Versorgungsspannung des Stromdetektors verbunden ist, und dessen Ausgang mit dem Ausgang des Stromdetektors verbunden ist.
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8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
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