DE69229263T2 - Treiberschaltkreis und verfahren zur steuerung eines schalters mit schwebendem gate mit hohem wirkungsgrad unter verwendung eines streufeldinduktanz-transformators - Google Patents

Treiberschaltkreis und verfahren zur steuerung eines schalters mit schwebendem gate mit hohem wirkungsgrad unter verwendung eines streufeldinduktanz-transformators

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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03K17/691—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit using transformer coupling

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Description

  • Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Leitfähigkeitsregelung von kapazitativen Eingangstromschaltvorrichtungen.
  • Stromschaltvorrichtungen mit einem kapazitativen Gate-Regel-Eingang (z. B. MOSFET, isoliertem Gate-Bipolar-Transistor (IGBT), MOS-geregeltem Thyristor (MCT)) werden bei einer Vielzahl elektronischer Schaltanwendungen (z. B. Ein/Auslastreglern, Schaltverstärkern, Motortreibern, Gleichspannungs-Gleichspannungskonvertern, Zyklokonvertern (Frequenzrichtern)) verwendet. Derartige Vorrichtungen werden durch Aufladen des kapazitativen Widerstandes des Gates auf einen geeigneten, relativ niedrigen Spannungswert (z. B. 8 oder 15 Volt) eingeschaltet und durch Entladen des kapazitativen Gate-Widerstandes (z. B. auf einen Spannungswert nahe 0 Volt) ausgeschaltet. Information darüber, wann die Stromschaltvorrichtung an oder aus ist, wird typischerweise durch Niederniveau-elektronische Regelkreise erzeugt. Diese Information wird zu einer Gate- Treiber-Schaltung geliefert, die dafür ausgelegt ist, den kapazitativen Gate-Widerstand der Stromschaltvorrichtung als ein Mittel zum Ein- und Ausschalten der Vorrichtung schnell aufzuladen und zu entladen. Die kapazitative Charakteristik des Gate-Anschlusses beinhaltet, daß die Ein- und Ausschaltgeschwindigkeit der Stromschaltvorrichtung großenteils von der Fähigkeit des Gate-Treibers abhängen wird, Strom in und aus dem kapazitativen Gate-Widerstand zu ziehen und aufzunehmen.
  • Ein konventioneller Weg eine derartige Stromschaltvorrichtung Ein- und Auszuschalten ist mittels eines Gate-Schalterpaares (Fig. 1). Ein erster Gate-Schalter 12 ist in Serie mit einer Quelle der Gate-Vorspannung 16 und den Gate-Anschlüssen der Stromschaltvorrichtung 10 verbunden; ein zweiter Gate-Schalter 14 ist über die Gate- Anschlüsse verbunden. Beim Einschalten des ersten Schalters (durch den Regelschaltkreis 18), wobei der zweite Schalter ausgeschaltet ist, wird der kapazitative Gate-Widerstand 20 auf eine Spannung im Wesentlichen gleich derjenigen der Vorspannungsquelle aufgeladen; durch Einschalten des zweiten Schalters (wobei der erste Schalter ausgeschaltet ist) wird der kapazitative Gate-Widerstand im Wesentlichen auf 0 Volt entladen. Bei einer konventionellen Gate-Treiber-Schaltung 22 von dieser Art wird die gesamte Energie, die in der Gate-Treiber-Schaltung während jedes Schaltzyklus dissipiert wird (d. h., Einschalt- /Auschaltzyklus) gleich dem zweifachen Energiepeak sein, der in dem kapazitativen Gate- Widerstand 20 während des Zyklus gespeichert wird: die Hälfte dieser Energie wird in dem ersten Gate-Schalter 12 während des Aufladens verloren, die andere Hälfte wird in dem zweiten Gate-Schalter 14 während des Entladens verloren. Wenn die Schaltfrequenz (d. h., die Rate, zu der die Schaltzyklen auftreten) ansteigt, steigt der Betrag des dissipierten Stroms in dem Gate-Treiber proportional. Dies kann insbesondere Probleme bei Hochfrequenzstromschaltanwendungen auslösen.
  • Steigerwald (U.S. Patent No. 4,967,109, 30. Oktober 1990) zeigt, wie die Leistung eines konventionellen Gate-Treibers durch Anbringen einer Diode und eines Drosselwiderstands in Serie mit dem ersten Gate-Schalter verbessert werden kann (Fig. 2). Wenn der erste Gate-Schalter 22 eingeschaltet ist (wobei der zweite Gate-Schalter 24 aus ist), ist die Drosselspule 32 mit dem kapazitativen Widerstand 30 in Resonanz und die Gate-Spannung wird zu einer Spannung hochgetrieben, die gleich zweimal der Spannung der Vorspannungsquelle 26 ist. Die Diode 34 verhindert einen Rückwärtsenergiefluß zurück von dem kapazitativen Gate-Widerstand in die Drosselspule. Der kapazitative Gate- Widerstand wird durch Einschalten des zweiten Gate-Schalters 24 (wobei der erste Gate- Schalter aus ist) entladen. Es gibt mehrere Vorteile dieses Quasi-resonanten Gate-Treiber 36 Ansatzes: (a) durch Verwendung eines quasi-resonanten Energietransfer-Mechanismus wird der Verlust in dem ersten Gate-Schalter im Wesentlichen eliminiert, wichtiger noch, ein schneller Übergang im Anstieg der Gate-Spannung kann durch geeignete Auswahl des Drosselspulenwertes (d. h., durch Einstellen der äquivalenten charakteristischen Zeitkonstanten des LC-Schaltkreises, die durch den kapazitativen Gate-Widerstand 30 und die Drosselspule 32 gebildet wird, auf einen geeigneten niedrigen Wert) erreicht werden und (b) der Wert der Vorspannungsquelle, die benötigt wird, um einen gewünschten Wert der Gate-Einschaltspannung zu erreichen, kann auf die Hälfte reduziert werden. Im U.S. Patent 5,010,261 vom 23. April 1991, offenbart Steigerwald eine komplexere Gate- Treiber-Schaltung, die quasi-resonante Übergänge beim Ein- und Auschalten bietet, wodurch die Verluste in den Treibern weiter reduziert werden. Ein hierauf bezogener Ansatz, der einen einzelnen Schalter über dem Gate der Stromschaltvorrichtung und eine Drosselspule und eine Diode in Serie mit dem Gate und einer Vorspannungsquelle verwendet, wird durch Tabisz, Gradzki, et al. in "Zero-Voltage Switched Quasi-Resonant Buck and Flyback Converters - Experimental Results at 10 MHz," IEEE Transactions on Power Electronics, April 1989, Seite 194 beschrieben. Bei dem Tabisz-Schaltkreis wird ein quasi-resonanter Anstieg der Gate-Spannung auf einen Wert über dem zweifachen des Wertes der Vorspannungsquelle durch Verwendung eines "Flyback" Ansatzes bei einem konstant Frequenz-Stromwandler erreicht.
  • Die konventionellen und quasi-resonanten Gate-Treiber-Schaltungen 22, 36, die oben beschrieben sind, sind Beispiele von Schaltungen, bei denen die Gate-Treiber, der Regelschaltkreis und die Gate-Anschlüsse der Stromschaltvorrichtung alle auf eine gemeinsame Signalrückführung bezogen sind. Es gibt jedoch viele Anwendungen, bei denen die Gate-Anschlüsse der Stromschaltvorrichtung auf einen Schaltknoten bezogen sind, der bei einem Spannungswert "fließt", der von dem des Regelschaltkreisrückführsignals abweicht. Beispielsweise ist in Fig. 3 die Gate-Spannung Vg der "Hochseite" der Stromschaltvorrichtung 40 auf einen Schaltknoten 42 bezogen, der um hunderte von Volt variieren kann, wenn die Stromschaltvorrichtung ein- oder ausgeschaltet wird. Eine Möglichkeit das Gate einer fließenden Stromschaltvorrichtung zu betreiben, ist es eine nicht isolierte aktive niveau-ändernde Gate-Treiber-Schaltung zu verwenden. Eine derartige Schaltung, die als eine monolithische integrierte Schaltung, Teilenummer 1R2125 von International Rectifier, Kalifornien, USA hergestellt ist, ist in dem vorläufigen Datenblatt Nr. PD-6.017, "High Voltage Current Limiting MOS Gate- Driver" beschrieben. Andere aktive niveau-ändernde Schaltungen sind in "International Rectifier Application Note AN-978A", 1990 beschrieben. Derartige Schaltungen haben eine Anzahl von Nachteilen: (a) Sie sind verlustbehafteter und komplexer als konventionelle nicht fließende Treiber; (b) die aktiv niveau- ändernden Vorrichtungen, die in derartigen Schaltungen verwendet werden (z. B. Halbleitervorrichtungen), müssen der Spannungsdifferenz zwischen dem fließenden Knoten und dem Rückführsignal des Regelschaltkreises widerstehen und diese Vorrichtungen können katastrophal versagen, wenn diese Spannung selbst kurzzeitig das Vorrichtungs-Breakdown-Spannungs-Rating überschreiten kann; (c) der Mangel galvanischer Isolation zwischen dem Regelschaltkreis und dem fließenden (floating) Gate vergrößert die Empfindlichkeit der Schaltung für die Wirkung von Rauschen und der Änderungsrate der Fließspannung und (d) sie erfordern eine Fließquelle von Gate-Vorspannung (z. B. eine fließende Vorspannungsversorgung, eine "bootstrap" Abschaltung, eine Ladepumpe).
  • Eine andere Art einen fließenden Gate-Treiber zu implementieren ist es, einen Isolationstransformator in die Gate-Treiber-Schaltung einzuarbeiten. Eine derartige Gate- Treiber-Schaltung wird bei Barzegar, U.S. Patent No. 4,748, 351, "Power MOSFET Gate- Driver Circuit" 31. Mai 1988 beschrieben (und schematisch in Fig. 4 gezeigt). In der Figur weist der isolierte Gate-Treiber-Transformator 50 einen konventionellen impulsisolierten Transformator 52 mit einer Primärwicklung 54 auf, die auf die Regelkreisrückführung bezogen ist, und ein Paar Sekundärwicklungen 56, 58, die auf den Fließ-Gate-Anschlußknoten 60 bezogen sind. Ein Differential-Treiber 62, der mit der Primärwicklung verbunden ist, erlaubt das Wechseln der Polarität des Spannungsimpulses, der durch die Sekundärwicklung geliefert wird. Eine Sekundärwicklung 56 ist in Serie mit einer ersten Diode 64 und dem Gate-Anschluß der Stromschaltvorrichtung 66 verbunden; die andere Sekundärwicklung 58 ist in Serie mit einer zweiten Diode 68 und den Gate- Regelanschlüssen eines Gate-Schalters 70 verbunden; der über die Gate-Anschlüsse der Stromschaltvorrichtung 66 verkabelt ist. Wenn die Primärwicklung durch einen Impuls einer ersten Polarität betrieben wird, wird der kapazitative Gate-Widerstand 72 der Stromschaltvorrichtung auf eine Spannung aufgeladen, die durch die Ausgabespannung des Differential-Treibers und die Wicklungszahl des isolatierten Transformators 52 bestimmt wird; wenn die Primärwicklung durch einen Impuls der entgegengesetzten Polarität betrieben wird, schaltet der Gate-Schalter 70 ein und der kapazitative Gate- Widerstand der Stromschaltvorrichtung wird entladen. Der isolierte Gate-Treiber- Transformator 50 aus Fig. 4 ist durch aktive Niveauänderung in Form von reduzierter Komplexität, verbesserte Spannungszusammenbruchseigenschaft, verbesserter Rauschimmunität und Elimination der Notwendigkeit für eine fließende Vorspannungsquelle verbessert. Andere isolierte Transformator-Treiberkonfigurationen sind in der zuvorgenannten "International Rectifier Application Note" dargestellt. Von einem Verlustgesichtspunkt jedoch, ist keine der herangezogenen isolierten Transformatorschaltungen eine Verbesserung gegenüber einer konventionellen Gate- Treiber-Schaltung.
  • Galvanisch isolierte Gate-Treiber-Schaltungen, die optische Koppler verwenden, werden auch im Stand der Technik beschrieben. Jedoch erfordern derartige Schaltungen generell eine fließende Vorspannungsquelle und weisen Ausbreitungsverzögerungen auf, die typischerweise länger sind als diejenigen, die bei elektrisch gekoppelten Schaltungen gefunden werden.
  • Im U.S. Patent No. 4,415,959 lehrt Vinciarelli, wie Energie verlustfrei von einer Eingangsspannungsquelle zu einem kapazitativen Widerstand über einen geregelten Betrag von Leckinduktanz in einen Isolationstransformator übertragen werden kann. In Vinciarellis vorwärtsgerichteter Stromumrichterschaltung verbindet ein Schalter eine Spannungsquelle mit der Primärwicklung eines Transformators, der einen geregelten Betrag von Leckinduktanz aufweist. Die Sekundärwicklung des Transformators ist in Serie mit einem kapazitativen Widerstand und einer Diode verbunden. Der Schalter ist bei null Strom geschlossen; der Strom steigt und fällt im wesentlichen sinusförmig in den Transformatorwicklungen, wenn ein Energiequantum von der Eingangsquelle zu dem kapazitativen Widerstand über die Transformator Leckinduktanz hindurchgeführt wird; und der Schalter wird bei null Strom geschlossen. Während dieser Energie Transferphase und bei Annahme idealer Komponenten, wird der kapazitative Widerstand auf eine Spannung im wesentlichen gleich dem zweifachen der reflektierten Quellenspannung aufgeladen (die reflektierte Quellenspannung ist dabei gleich der Eingangsquellenspannung multipliziert mit dem Kopplungskoeffizienten des Transformators und geteilt durch die Transformator Primär- und Sekundärwicklungsrate). Die Diode in Serie mit der Sekundärwicklung verhindert, daß die Energie, die in dem kapazitativen Widerstand gespeichert ist, in die Quelle zurückkehrt.
  • JP-A 01 300 617 von Fuji Electric Co Limited und JP-A 61 035 616 von TDK Corporation offenbaren konventionelle Gate-Treiber-Schaltungen. In jedem Fall weist die Gate- Treiber-Schaltung effektiv auf einen Transformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist; eine erst Schaltvorrichtung, die in Serie mit der Primärwicklung verbunden ist; eine erst unidirektionale Leitvorrichtung, die in Serie mit der Sekundärwicklung verbunden ist, wobei die erste unidirektionale Leitvorrichtung derart ausgerichtet ist, um während des Leitungsvorganges durch die erst Schaltvorrichtung zu leiten; ein Anschluß, der verbunden ist, um Energie, die durch die erste unidirektionale Leitvorrichtung geleitet wird, zu dem Gate-Regel-Eingang der Stromschaltvorrichtung zu der die Gate-Treiber-Vorrichtung vorgesehen ist hindurchzuführen; und einen Regelschaltkreis zum selektiven Schließen und Öffnen der ersten Schaltvorrichtung, um eine Eingangsspannungsquelle über der Primärwicklung zu verbinden.
  • Die vorliegende Erfindung verbessert derartige konventionelle Gate-Treiber-Schaltungen durch Verwendung eines Transformators, der einen geregelten Betrag von effektiver Leckinduktanz aufweist und durch die Verwendung einer Treiberlogik, die die effektive Leckinduktant verwendet, um quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransfer von der Spannungsquelle über die effektive Leckinduktanz zu dem Gate-Regel-Eingang zu ermöglichen. Dies wird dadurch erreicht, daß der Entladeschaltkreis derart betrieben wird, um selektives Entladen des effektiven kapazitiven Widerstands zu erlauben oder zu verhindern.
  • Dementsprechend bietet die vorliegende Erfindung gemäß einem Aspekt eine Gate- Treibervorrichtung zum Aufladen und Entladen eines kapazitiven Eingangs eines Regel- Gates einer Stromschaltvorrichtung, wobei der Eingang des Regel-Gates einen effektiven kapazitativen Widerstand aufweist, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist:
  • einen Transformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist;
  • eine erste Schaltvorrichtung, die in Serie mit der Primärwicklung verbunden ist;
  • eine erste unidirektionale leitende Vorrichtung, die in Serie mit der Sekundärwicklung verbunden ist, wobei die erste unidirektional leitende Vorrichtung derart ausgerichtet ist, um während der Leitung durch die erste Schaltvorrichtung zu leiten;
  • einen Anschluß, der verbunden ist, um Energie, die durch die erste unidirektional leitende Vorrichtung zu dem Regel-Gate-Eingang der Stromschaltvorrichtung geleitet worden ist, passieren zu lassen;
  • einen Entladeschaltkreis, der mit dem Anschluß zum selektiven Ermöglichen oder Verhindern des Entladens des effektiven kapazitativen Widerstands des Eingangs des Regel-Gates verbunden ist;
  • einen Regelschaltkreis zum selektiven Schließen und Öffnen der ersten Schaltvorrichtung, um eine Eingangsspannungsquelle über die Primärwicklung zu verbinden;
  • wobei die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß der Transformator einen geregelten Betrag von effektiver Leckinduktivität aufweist und daß eine Treiberlogikschaltung vorgesehen ist, die operativ einen quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransfer von der Spannungsquelle über die effektive Leckinduktivität des Transformators zu dem Regel- Gate-Eingang ermöglicht und den Entladeschaltkreis beim Schließen und Öffnen der ersten Schaltvorrichtung abschaltet, um die Stromschaltvorrichtung einzuschalten, und die den Entladeschaltkreis betreibt, um selektives Entladen des effektiven kapazitativen Widerstands bei einem aufeinanderfolgenden Schließen und Öffnen der ersten Schaltvorrichtung zu ermöglichen, um die Stromschaltvorrichtung auszuschalten.
  • Diese Merkmale können auf besondere ganze Zahlen von spezifischen Ausführungsformen unserer Vorrichtungen bezogen sein, die im Detail im folgenden beschrieben werden:
  • Die beschriebenen Ausführungsformen von Gate-Treibervorrichtungen weisen auf:
  • Einen Transformator (104, 204, 504), der eine Primärwicklung (106) und eine Sekundärwicklung (108) aufweist;
  • eine erste Schaltvorrichtung (124, 224, 324, 524), die in Serie mit der Primärwicklung verbunden ist;
  • eine erste unidirektional leitende Vorrichtung (110, D2), die in Serie mit der Sekundärwicklung verbunden ist, wobei die erste unidirektional leitende Vorrichtung derart ausgerichtet ist, um während der Leitung durch die erste Schaltvorrichtung zu leiten;
  • einen Anschluß, der verbunden ist, um Energie, die durch die erste unidirektional leitende Vorrichtung zu dem Regel-Gate-Eingang (162) der Stromschaltvorrichtung (118, 218, 604) geleitet worden ist, passieren zu lassen;
  • einen Entladeschaltkreis (112, 116), der mit dem Anschluß zum selektiven Ermöglichen oder Verhindern des Entladens des effektiven kapazitativen Widerstands (116) des Regel- Gates verbunden ist;
  • einen Regelschaltkreis (122, 222) zum selektiven Schließen und Öffnen der ersten Schaltvorrichtung, um eine Eingangsspannungsquelle (126) über die Primärwicklung zu verbinden;
  • wobei die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß der Transformator einen geregelten Betrag von effektiver Leckinduktivität aufweist und daß eine Treiberlogikschaltung (114) vorgesehen ist, die operativ einen quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransfer von der Spannungsquelle über die effektive Leckinduktivität des Transformators zu dem Regel- Gate durch Betreiben des Entladeschaltkreises ermöglicht, um selektives Entladen des effektiven kapazitativen Widerstands zu ermöglichen oder zu verhindern.
  • Die Verwendung von Bezugszeichen in dem vorangegangenen Abschnitt soll keine einschränkende Wirkung haben.
  • Bevorzugte Ausführungsformen weisen die folgenden Merkmale auf:
  • Der Entladeschaltkreis weist eine zweite Schaltvorrichtung auf, die in Serie mit der ersten unidirektional leitenden Vorrichtung und der Sekundärwicklung und zwischen den Anschlüssen verbunden ist. Die Treiberlogikschaltung weist einen Abtastschaltkreis zur Bestimmung des AN- oder AUS-Zustands der Stromschaltvorrichtung und des offenen und geschlossenen Zustands der ersten Schaltvorrichtung; und einen Treiberschaltkreis zum Ermöglichen des quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransfers und zum Betreiben des Entladeschaltkreises als Reaktion auf den AN- oder AUS-Zustand der Stromschaltvorrichtung oder des offenen oder geschlossenen Zustands der ersten Schaltvorrichtung auf. Der Abtastschaltkreis weist einen ersten Abtasteingang auf, der verbunden ist, um Leitfähigkeitsinformation zu erfassen, die einen Hinweis darauf gibt, ob die Stromschaltvorrichtung an- oder ausgeschaltet ist, und einen zweiten Abtasteingang, der verbunden ist, um eine erste Schaltzustandsinformation zu erfassen, die Hinweis darauf gibt, ob die erste Schaltvorrichtung geöffnet oder geschlossen ist. Der Treiberschaltkreis veranlaßt die zweite Schaltvorrichtung in Reaktion auf ein Schließen der ersten Schaltvorrichtung zu einer Zeit, wenn die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet ist, zu öffnen, wodurch ein quantisierter vorwärtsgerichteter Energietransfer von der Spannungsquelle zu dem effektiven kapazitativen Widerstand des Regel-Gate-Eingangs als ein Mittel zum Einschalten der Stromschaltvorrichtung ermöglicht wird, und wobei in Reaktion auf ein Schließen der ersten Schaltvorrichtung zu einer Zeit, wenn die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet ist, die zweite Schaltvorrichtung veranlaßt wird, zu schließen, wodurch der effektive kapazitative Widerstand entladen wird und die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet wird. In einigen Ausführungsformen ist der Regelschaltkreis angeordnet, um die erste Schaltvorrichtung im wesentlichen im ersten Moment zu öffnen, der dem Auslösen eines quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransferzyklus folgt, bei dem der Strom in der Sekundärwicklung auf Null zurückkehrt. Bei anderen Ausführungsformen wird die erste Schaltvorrichtung zu einem Zeitpunkt geöffnet, der später als der Zeitpunkt ist, der der erste Augenblick ist, der dem Auslösen eines quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransferzyklus folgt, bei dem der Strom in der Sekundärwicklung auf Null zurückkehrt. In anderen Ausführungsformen ist der Regelschaltkreis derart angeordnet, die erste Schaltvorrichtung nach einer vorbestimmten Zeitspanne, die der Auslösung eines quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransferzyklus folgt, zu öffnen. Im letzteren Fall ist die vorbestimmte Zeitspanne so ausgewählt, um größer als oder gleich der maximalen angenommenen Zeitspanne zwischen dem Schließen des ersten Schalters und dem daran anschließenden Augenblicks zu sein, bei dem der Strom der Sekundärwicklung auf Null zurückkehrt.
  • Die erfaßte Leitfähigkeitsinformation kann ein elektrisches Signal sein, das auf Spannung über dem Regel-Gate-Eingang hinweist, oder das auf den Strom, den die Stromschaltvorrichtung fährt, hinweist. Die erste Schaltzustandsinformation weist ein elektrisches Signal auf, das auf die Spannung über der Sekundärwicklung hinweist.
  • Die Treiberlogikschaltung ist derart angeordnet, um die zweite Schaltvorrichtung anzuschalten, wenn die Leitfähigkeitsinformation unter einem vorbestimmten ersten Schwellenwert liegt und die erste Schaltvorrichtung geöffnet ist. In einigen Ausführungsformen weist die Leitfähigkeitsinformation die Spannung über dem Regel- Gate-Eingang auf, wobei der erste Schwellenwert im wesentlichen gleich 8 Volt beträgt.
  • Die Vorrichtung kann auch Einrichtungen zum Regeln der Wirkung des Magnetisierungsstroms des Transformators aufweisen, z. B. eine Snubber-Schaltung, die eine zweite, unidirektional leitende Vorrichtung in Serie mit einem Widerstand aufweist, wobei die Snubber-Schaltung parallel mit der Sekundärwicklung verbunden ist, wobei die zweite unidirektional leitende Vorrichtung derart gepolt ist, daß die zweite unidirektional leitende Vorrichtung nicht leitend ist, wenn die erste unidirektional leitende Vorrichtung Strom leitet. Die erste unidirektional leitende Vorrichtung, der zweite Schalter, die Treiberlogik und die Snubber-Schaltung können eine einzige monolithische integrierte Schaltung sein.
  • Die Vorrichtung kann auch eine Punktinduktivität aufweisen, die in Serie mit der Primärwicklung oder in Serie mit der Sekundärwicklung oder parallel mit dem kapazitativen Regeleingang verbunden ist.
  • Die erste Schaltvorrichtung und der Regelschaltkreis können derart angeordnet sein, um selektiv den Betrag der Ladung zu verändern, die zu dem Schaltkreis geliefert werden kann, der mit der Sekundärwicklung während eines Ladungstransferzyklus verbunden ist, der mit dem Schließen der ersten Schaltvorrichtung beginnt und mit dem Öffnen der ersten Schaltvorrichtung endet. Beispielsweise kann der Betrag der Ladung, die während des Ladungstransferzyklus übertragen wird, unter einem ersten vorbestimmten Wert liegen, falls der Ladungstransferzyklus dazu bestimmt ist, die Stromschaltvorrichtung auszuschalten. Die Treiberlogikschaltung ist derart angeordnet, daß, falls die Stromschalteinrichtung am Beginn des Ladungstransferzyklus ausgeschaltet ist und der Betrag der Ladung, die während des Ladungstransferzyklus übertragen wird, unter dem ersten vorbestimmten Wert liegt, dann im wesentlichen zu dem Zeitpunkt, zu dem der Ladungstransferzyklus endet, die Treiberlogik bewirken wird, daß die zweite Schaltvorrichtung geschlossen wird. Selektive Änderungen des Betrags der Ladung, die während eines Ladungstransferzyklus übertragen wird, durch Änderung des Betrags der Zeit, welche die erste Schaltvorrichtung geschlossen ist. Die erste Schaltvorrichtung kann ein Niedrigwiderstandsschalter sein, der parallel mit einem Hochwiderstandsschalter ist und wobei selektive Änderungen des Betrags der Ladung, die während eines Ladungstransferzyklus übertragen wird, durch Schließen und Öffnen des einen oder des anderen der Schalter bewirkt wird.
  • Beim Öffnen der ersten Schaltvorrichtung am Ende des quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransfrerzyklus, wird der Wert der Spannung über dem effektiven kapazitativen Widerstand größer als die reflektierte Quellenspannung, die durch die Vorspannungsquelle und den Transformator begründet wird.
  • Der Transformator, die erste Schaltvorrichtung, der Regelschaltkreis, die erste unidirektional leitende Vorrichtung, die zweite Schaltvorrichtung, die Treiberlogik und die Einrichtung zum Regeln des Magnetisierungsstroms weisen eine einzige zusammengesetzte Vorrichtung mit zumindest den folgenden fünf Anschlüssen auf: einen ersten Anschluß zum Liefern elektrischer Information zu dem Regelschaltkreis, wobei die elektrische Information darauf hinweist, ob die Stromschaltvorrichtung an- oder ausgeschaltet werden soll; einen zweiten Anschluß zum Verbinden mit einem Ende der Spannungsquelle; einen dritten Anschluß zum Verbinden mit dem Rückführsignal der elektrischen Kleinsignal Information und mit dem anderen Ende der Spannungsquelle; und vierte und fünfte Anschlüsse zum Verbinden mit dem Gate-Regel-Eingang der Stromschaltvorrichtung; wobei der Regelschaltkreis als ein monolithischer integrierter Schaltkreis ausgebildet ist. Der Regelschaltkreis und die erste Schaltvorrichtung sind als eine einzige monolithische integrierte Schaltung ausgebildet. Die Treiberlogik, die erste unidirektional leitende Vorrichtung, die zweite Schaltvorrichtung und die Einrichtung zum Regeln des Magnetisierungsstroms sind als einzige monolithische integrierte Schaltung ausgebildet. Die zusammengesetzte Vorrichtung kann eine Hybridkonstruktion aufweisen.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Stromschaltvorrichtung, die erste unidirektional leitende Vorrichtung und die zweite Schaltvorrichtung in einer integrierten Treiberschaltvorrichtung ausgebildet, die des weiteren eine Einrichtung zum Regeln des Magnetisierungsstroms aufweist, die parallel mit der Sekundärwicklung und dem Treiberlogikschaltkreis verbunden ist, der dazu ausgelegt ist, um operativ die zweite Schaltvorrichtung zu öffnen und zu schließen. Die Treiberlogik weist einen ersten Abtasteingang und einen zweiten Abtasteingang auf, wobei der erste Abtasteingang Leitfähigkeitsinformation annimmt, die darauf hinweist, ob die Stromschaltvorrichtung an- oder ausgeschaltet ist, und der zweite Abtasteingang Zustandsinformation des ersten Schalters annimmt, die darauf hinweist, ob die erste Schaltvorrichtung geöffnet oder geschlossen ist. Die Treiberlogik ist derart angeordnet, um als Reaktion auf ein Schließen der ersten Schaltvorrichtung zu einem Zeitpunkt, wenn die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet ist, die zweite Schaltvorrichtung zu veranlassen, zu öffnen, wodurch ein quantisierter vorwärtsgerichteter Energietransfer zwischen der Vorspannungsquelle und dem effektiven kapazitativen Widerstand des Gate-Regel-Eingangs als eine Einrichtung zum Einschalten der Stromschaltvorrichtung ermöglicht wird, und derart angeordnet ist, um in Reaktion auf ein Schließen der ersten Schaltvorrichtung zu einem Zeitpunkt, wenn die Stromschaltvorrichtung an ist, zu verursachen, daß die zweite Schaltvorrichtung geschlossen wird, wodurch der effektive kapazitative Widerstand entladen wird und die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet wird.
  • Geeigneter Weise hat die integrierte Treiberstromschaltvorrichtung drei Anschlüsse: einen ersten Anschluß, der die integrierte Treiberstromschaltvorrichtung mit einem Ende der Sekundärwicklung verbindet; einen zweiten Anschluß, der die integrierte Treiberstromschaltvorrichtung mit dem anderen Ende der Sekundärwicklung verbindet, wobei der zweite Anschluß auch mit einem ersten stromführenden Ende der Stromschaltvorrichtung verbunden ist; und einen dritten Anschluß, der mit einem zweiten stromführenden Ende der Stromschaltvorrichtung verbunden ist. Die integrierte Treiberstromschaltvorrichtung kann als eine monolithische integrierte Schaltung auf einer einzigen Form ausgebildet sein, oder es kann eine erste monolithische integrierte Schaltung vorgesehen sein, die die erste unidirektionale Leitvorrichtung, die zweite Schaltvorrichtung, die Magnetisierungsstromregelungseinrichtung, die Treiberlogikschaltung und eine Stromhalbleiterform, die die Stromschaltvorrichtung ausführt, aufweist. Die erste monolithische integrierte Schaltung und die Halbleiterform können in einem einzigen Paket durch Hybridkonstruktion und Verbindungstechniken miteinander kombiniert sein.
  • Die Erfindung bietet gemäß einem zweiten alternativen Aspekt, ein Verfahren zum Reglen einer Stromschaltvorrichtung mit einem kapazitativen Gate-Regel-Eingang, das folgendes aufweist:
  • Zurverfügungstellung eines Transformators mit einem geregelten Betrag von Leckinduktivität;
  • Zurverfügungstellung einer unidirektional leitenden Vorrichtung, die zwischen einer Sekundärwicklung des Transformators und dem kapazitativen Gate-Regel-Eingang verbunden ist;
  • Einschalten der Stromschaltvorrichtung durch Schließen und Öffnen einer ersten Schaltvorrichtung, um eine Spannungsquelle mit einer Primärwicklung des Transformators zu verbinden, um selektiven quantisierten Transfer von der Spannungsquelle zu verursachen, um den kapazitativen Gate-Regel-Eingang aufzuladen; und
  • Ausschalten der Stromschaltvorrichtung durch Entladen des kapazitativen Gate-Regel- Eingangs als Reaktion auf ein aufeinanderfolgendes Schließen und Öffnen der ersten Schaltvorrichtung.
  • Geeigneterweise sind Anschlüsse zum Koppeln der Gate-Treibervorrichtung mit dem Gate-Regel-Eingang der Stromschaltvorrichtung vorgesehen, und ein Entladeschaltkreis ist zum Entladen der effektiven Kapazität des Gate-Regel-Eingangs vorgesehen. Das Verfahren ermöglicht einen quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransfer von der Spannungsquelle zu den Anschlüssen, um den effektiven kapazitativen Widerstand des Gate-Regel-Eingangs aufzuladen. Der Entladeschaltkreis ist über die Anschlüsse verbunden, um den effektiven kapazitativen Widerstand zu entladen.
  • In einem Betriebsmodus wird eine Folge von unidirektionalen Spannungsimpulsen an die Primärwicklung des Transformators geliefert, wobei jeder aufeinanderfolgende der unidirektionalen Impulse bewirkt, daß die Stromschaltvorrichtung abwechselnd an- oder ausschaltet.
  • Impuls-für-Impuls-Synchronisationsverluste in der Gate-Treibervorrichtung können durch selektives Ändern des Betrags von Ladung, die zu dem Schaltkreis, der mit der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist, während der Zeitspanne, in der die erste Schaltvorrichtung geschlossen ist, abhängig davon, ob das Schließen des ersten Schalters beabsichtigt ist, um die Stromschaltvorrichtung an- oder auszuschaltet, und Entladen des effektiven kapazitativen Widerstands des Gate-Regel-Eingangs der Stromschaltvorrichtung, falls die Ladung, die zu dem effektiven kapazitativen Widerstand während der Zeitspanne geliefert wird, während der die erste Schaltvorrichtung geschlossen ist, unter einer vorbestimmten Schwellenspannung ist, vermieden werden.
  • In den Zeichnungen zeigen:
  • Fig. 1 und 2 Beispiele nicht isolierter Gate-Treiber-Schaltungen vom Stand der Technik.
  • Fig. 3 eine Schaltung zum Hochseitenschalten, wobei die Spannung über den Gate- Anschlüssen der Stromschaltvorrichtung oberhalb der Lastspannung fließen muß.
  • Fig. 4 eine isolierte Transformator Gate-Treiber-Schaltung vom Stand der Technik.
  • Fig. 5 eine Ausführungsform einer Gate-Treiber-Schaltung nach der vorliegenden Erfindung.
  • Fig. 6 eine Betriebswellenform für die Gate-Treiber-Schaltung aus Fig. 5.
  • Fig. 7 eine Ausführungsform einer Snubber-Schaltung zur Verwendung mit der Gate- Treiber-Schaltung nach Fig. 5.
  • Fig. 8 ein Schaltungsschema einer bevorzugten Ausführungsform einer Schaltung zur Verwendung in einer Ausführungsform eines Gate-Treibers nach der vorliegenden Erfindung.
  • Fig. 9A und 9B jeweils eine Gate-Treiber-Schaltung, die die in Fig. 8 gezeigte Schaltung einschließt, und ein Abschnitt einer Gate-Treiber-Schaltung, die gewisse parasitäre Schaltungsinduktanzen aufweist.
  • Fig. 10 eine Betriebswellenform für die Gate-Treiber-Schaltung nach Fig. 9.
  • Fig. 11A bis 11F, wie die AN- und AUS-Zustände einer Stromschaltvorrichtung zu einer Reihe von Eingangsimpulsen in verschiedenen Gate-Treiber- Schaltungsausführungsformen synchronisiert werden.
  • Fig. 12 eine Gate-Treiber-Schaltung, die einen einendigen Dualimpedanztreiber aufweist.
  • Fig. 13 eine Art, einen MOSFET als einen Gate-Schalter in einer Ausführungsform einer Gate-Treiber-Schaltung nach der vorliegenden Erfindung zu verwenden.
  • Fig. 14 eine Fünf-Anschluß-Vorrichtung, die verschiedene Elemente des Gate-Treibers aus Fig. 5 in einem einzelnen Paket einarbeitet.
  • Fig. 15 eine Vorrichtung mit drei Anschlüssen, die Elemente des Gate-Treibers aus Fig. 5 zusammen mit einer Stromschaltvorrichtung in einem einzelnen Paket kombiniert.
  • Fig. 16 einen Weg Inkrementalinduktanz oder -kapazität in einer Ausführungsform einer Gate-Treiber-Schaltung nach der vorliegenden Erfindung hinzuzufügen.
  • Eine Gate-Treiber-Schaltung 102 ist schematisch in Fig. 5 gezeigt. In der Figur weist die Gate-Treiber-Schaltung 102 einen Leckinduktanztransformator 104 auf mit einer Primärwicklung 106, die N1-Windungen aufweist, einer Sekundärwicklung 108, die N2- Windungen aufweist, und der durch eine gegenseitige Induktanz vom Wert M Henry, einen Kopplungskoeffizienten vom Wert k, eine totale Primärinduktanz von L1 Henry und eine gesamte Sekundärinduktanz vom Wert L2 Henry gekennzeichnet ist; eine erste Diode 110; einen Gate-Schalter 112; und Treiberlogik 114 zum Regeln, ob der Gate-Schalter 112 an oder aus ist. In der Figur ist der Ausgang der Gate-Treiber-Schaltung 102 mit den Gate- Regel-Eingangsanschlüssen 162, 164 einer Stromschaltvorrichtung 118 von der Art, die einen kapazitativen Gate-Regel-Eingang hat (z. B. einen MOSFET, IGBT, MCT), verbunden. Zur Klarheit ist die Gate-Kapazität der Stromschaltvorrichtung als ein "lumped" oder punktförmiger kapazitativer Widerstand 116 gezeigt. Der Eingang der Gate-Treiber-Schaltung ist mit einer Vorspannungsquelle 126 und einem einendigen Schalter 124 verbunden. Der einendige Schalter wird durch den Regelschaltkreis 122 ein- und ausgeschaltet. Die Gate-Anschlüsse 162, 164 der Stromschaltvorrichtung beziehen sich auf einen Schaltungsknoten 120, der bei einem Spannungswert unterschiedlich von dem Rückführsignal des Regelschaltkreises 122 und der Vorspannungsquelle 126 "floating" ("fließend") sein kann.
  • In ihren unterschiedlichen Ausführungsformen operiert die Gate-Treiber-Schaltung 102 aus Fig. 5 in einem Multiplex-Modus. Ein geeignet zeitlich gesteuerter Spannungsimpuls, der über der Primärwicklung 106 des Transformators 104 angewendet wird (z. B. durch Einrichtungen zum Schließen und Öffnen des einendigen Schalter 124), wird die Stromschaltvorrichtung 118 einschalten; die Stromschaltvorrichtung wird eingeschaltet bleiben, bis ein anderer Spannungsimpuls über der Primärwicklung aufgebracht wird, zu welcher Zeit sie ausgeschaltet wird. Beide Impulse sind von der gleichen Polarität. Die Transformator-Sekundärspannung Vsec und die Gate-Spannung der Stromschaltvorrichtung Vg werden zu der Treiberlogik 114 jeweils über den Sekundär- Abtast-Eingang 132 und den Gate-Abtast-Eingang 134 geliefert. Die Treiberlogik 114 bestimmt, wann der Gate-Schalter 112 eingeschaltet (d. h. Entladen des kapazitativen Gate- Widerstands und Ausschalten der Stromschaltvorrichtung) und ausgeschaltet (d. h. Ermöglichen des Ladens des kapazitativen Gate-Widerstands als eine Einrichtung zum Einschalten der Stromschaltvorrichtung) wird.
  • In bevorzugten Ausführungsformen ist der Transformator 104 in der Gate-Treiber- Schaltung 102 aus Fig. 5 ausgelegt, um einen geregelten Betrag von Leckinduktanz zu bieten (d. h., es ist ein Leck-Transformator). Um den Betrieb einer derartigen Gate-Treiber- Schaltung 102 darzustellen, nehmen wir ideale Schaltungenselemente an und nehmen anfänglich an, daß der Gate-Schalter 112 und die Stromschaltvorrichtung 118 ausgeschaltet sind (d. h., der kapazitative Gate-Widerstand 116 ist entladen und Gate- Spannung Vg ist im Wesentlichen gleich 0). Zu der Zeit t = t0 schließt der Regelschaltkreis 122 den einendigen Schalter 124 (Fig. 6A), wo durch die Spannung Vb, die durch die Vorspannungsquelle 126 über der Primärwicklung 106 des Leckinduktanz-Transformators geliefert wird, vorgegeben wird. In Übereinstimmung mit den durch Vinciarelli offenbarten Prinzipien (U.S. Patent No. 4,415, 959 "Forward Converter Switching at Zero Current") wird der Strom in der Primärwicklung 106 und der Sekundärwicklung 108 des Leckinduktanz-Transformators 104, Ipri and Isec (Fig. 6C und 6B) jeweils 0 zu der Zeit t = t0 und wird sinusförmig zwischen t = t0 und t = t1 steigen und fallen, wenn Energie von der Vorspannungsquelle zu dem kapazitativen Gate-Widerstand 116 über die Leckinduktanz des Transformators 104 und die Serien-Diode 110 übertragen wird. Während dieser quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransferphase wird die Spannung Vg über dem kapazitativen Gate-Widerstand 116 (Fig. 6D) sinusförmig ansteigen, um einen Wert nahe bei ca. Vmax = 2 * Vb * (M/L1) = 2 * Vb * (k/a) = 2 * Vref, wobei a = N1/N2 das Wicklungsverhältnis des Transformators 104 ist und Vref = Vb * (k/a) als die reflektierte Quellenspannung definiert ist, die durch den Transformator und die Vorspannungsquelle begründet wird. Zu der Zeit t = t1 kehrt der Strom Isec nach 0 zurück und der Regelschaltkreis 122 öffnet den einendigen Schalter. Diese Technik, wobei Energie unidirektional von einer Spannungsquelle zu einem kapazitativen Widerstand über eine Serien-Diode und die effektive Leckinduktanz eines Transformators übertragen wird, was bewirkt, daß die Spannung am kapazitativen Widerstand auf einen Spitzenwert hochgetrieben wird, wird im allgemeinen hier als "quantisierter vorwärtsgerichteter Energietransfer" bezeichnet.
  • Zwischen t = t0 und t = t1 baut sich Magnetisierungsstrom in der Primärwicklung auf (wie durch die als Im in Fig. 6C gekennzeichnete gestrichelte Linie, und den resultierenden nicht 0 Wert von Ipri bei t = t1 angedeutet ist). Die Wirkungen dieses Magnetisierungsstroms können durch jede einer breiten Vielfalt von Techniken vom Stand der Technik gesteuert werden. Z. B. ein "Snubber" Schaltkreis, der einen Widerstand 130 und eine Zweit-Diode 128 aufweist, könnte über die Sekundärwicklung 108 des Leckinduktanz-Transformators 104 verbunden sein, wie in Fig. 7 gezeigt. Wenn der einendige Schalter 124 sich öffnet, wird der Magnetisierungsstrom in die Sekundärwicklung kommutieren und die "Snubber"-Schaltung wird die negative Peak- Abweichung (Fig. 6E) der Sekundärspannung, wenn sie die Magnetisierungsenergie als Wärme dissipiert, regeln.
  • Nach dem Zeitpunkt t = t1 wird der kapazitive Gate-Widerstand auf Vmax aufgeladen, wobei die erst Diode 110 umgekehrt unter Vorspannung gesetzt wird, wodurch der kapazitative Gate-Widerstand vom Entladen zurück durch den Sekundärtransformator abgehalten wird und die Stromschaltvorrichtung 118 angeschaltet wird. Die Gate- Spannung Vg wird zu der Treiberlogik 114 über die Gate-Abtastverbindung 134 geliefert, die als eine Vorspannungsquelle zum betreiben der Treiberlogik während der Zeitperiode t = t1 bis t = t2 und als eine Signaleingabe, die auf den Wert Vg hinweist; dient.
  • Zur Zeit t2 veranlaßt der Regelschaltkreis noch einmal den einendigen Schalter zu schließen. Da der kapazitative Gate-Widerstand auf eine Spannung von ca. gleich 2 * Vb (k/a) aufgeladen ist, wird die erste Diode rückwärts mit Vorspannung beaufschlagt bleiben, wenn die Sekundärspannung auf einen Wert von ca. Vb * (k/a) = Vmax/2 ansteigt (Fig. 6E). Die Treiberlogik 114, die den Anstieg bei der Sekundärspannung (über den sekundären Abtasteingang 132) zu einer Zeit abtastet, wenn die Stromschaltvorrichtung eingeschaltet ist (was sie über den Wert von Vg an dem Gate-Abtasteingang 134 abtastet) schaltet den Gate-Schalter 112 ein, wobei der kapazitative Gate-Widerstand (Fig. 6D) entladen wird und die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet wird. Der einendige Schalter wird zum Zeitpunkt t = t3 ausgeschaltet, wonach der Gate-Treiber erneut im Betriebszustand ist, der zum Zeitpunkt t = t0 existierte.
  • Die Anstiegszeit der Gate-Spannung, z. B. die Zeitspanne t = t0 bis t = t1, über die die Gate- Spannung von 0 Volt zu einem Peakwert Vmax ansteigt, wird eine Funktion des effektiven Werts des kapazitativen Gate-Widerstands 116 Cg und des Werts der effektiven sekundären Leckinduktanz des Transformators sein. Für einen Transformator mit gleichgekoppelten Wicklungen, einem Kopplungskoeffizienten mit dem Wert k, einer gesamten sekundären Induktanz (d. h. der Induktanz der Sekundärwicklung gemessen mit dem offenen Primärwicklungsschaltkreis) vom Wert Ls und vernachlässigbarem Wicklungswiderstand, beträgt die effektive Sekundärleckinduktanz L1 2 = 2 * Ls * (1 - k). Die Anstiegszeit für eine Schaltung mit Sekundärleckinduktanzwert L1 2 und einem effektiven kapazitativen Gate-Widerstand vom Wert Cg wird Tr = π * (2 * Ls * Cg * (1 - k)) sein. Zum Beispiel wird eine Gate-Treiber-Schaltung, die einen gleichen gekoppelten Leckinduktionstransformator aufweist, mit einem Kopplungskoeffizienten k = 0,97 und einer Sekundärinduktanz von 4,5 Microhenry, die eine Stromschaltvorrichtung mit einem effektiven kapazitativen Gate-Widerstand gleich 3000 Picofarad antreibt, eine Anstiegszeit von Tr = 89 Nanosekunden erfahren.
  • Die Gate-Treiber-Schaltung 102 in Fig. 5 weist die folgende Kombination von Vorteilen auf a) sie bietet den Vorteil von galvanischer Isolation: fließende Treiberfähigkeit, hohe Zusammenbruchspannungsrate und hohe Rauschimmunität, b) sie erfordert keine "fließende" Vorspannungsquelle, c) durch Verwendung eines quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransfermechanismus bietet sie die doppelte effektive Gate- Treiberspannung verglichen mit dem, was anderenfalls in einer konventionellen, transformatorisolierten Gate-Treiber-Schaltung ohne eine fließende Vorspannungsquelle realisiert werden könnte (z. B. wie in Fig. 4), und d) durch Verwendung eines quantisierten, vorwärtsgerichteten Energietransfermechanismus sind die Verluste in dem Gate-Treiber, die mit dem Aufladen des kapazitativen Gate-Widerstands verbunden sind, stark reduziert.
  • Es gibt viele Wege, die Treiberlogik 114 aus Fig. 5 zu implementieren. Bei einer tatsächlichen Implementation, die bei einem Hochgeschwindigkeits- (z. B. 250 kHz, 1 MHz) Motortreiber oder einem resonanten oder quasi-resonanten Gleichstrom- Gleichstrom-Konverter nützlich ist, und die in Fig. 8 gezeigt ist, sind alle der Elemente in dem Gate-Treiber 102 aus Fig. 5 (außer der Leckinduktionstransformator 104) in Form eines monolithischen integrierten Silicium-Schaltkreises 100 implementiert. In Fig. 8 weist der integrierte Schaltkreis eine erste Diode D2 auf, die der ersten Diode 110 in Fig. 5 entspricht; eine zweite Diode D4 und ein Widerstand R4 entsprechen der zweiten Diode 128 und dem Widerstand 130, der die Snubber-Schaltung aus Fig. 7 aufweist; und eine "Triplington"-Anordnung von Transistoren Q6, Q15, Q16 (hiernach als "Triplington" bezeichnet) entspricht dem Gate-Schalter 112 aus Fig. 5. Die Triplington besteht aus einer "Darlington"-Anordnung von Transistoren Q15 und Q16 (hiernach als "Darlington" bezeichnet) und einem Treiber-Transistor Q6. Die Balance oder Symmetrie der Schaltung aus Fig. 8 entspricht dem Treiberlogik-Block 114 aus Fig. 5. In Anwendung würde die in Fig. 8 gezeigte integrierte Schaltung, wie in Fig. 9 gezeigt, mit einem Leckinduktanztransformator 204 und einer Stromschaltvorrichtung 218 über Eingang, Ausgang und Rückführverbindungen 250, 252 und 254 jeweils verbunden sein.
  • Unter Bezugnahme auf Fig. 8, 9 und 10 kann der Betrieb der Gate-Treiber-Schaltung 202 aus Fig. 9 (in die die integrierte Schaltung 200 aus Fig. 8 eingearbeitet ist) durch die anfängliche Annahme erklärt werden, daß kurz vor dem Beginn eines Schaltzyklus zum Zeitpunkt t = t0 der kapazitative Gate-Widerstand 216 der Stromschaltvorrichtung 218 auf eine Spannung vom Wert Vi entladen ist (der Wert hiervon ist nahe 0 Volt, wie unten besprochen) und die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet ist. Zur Zeit t = t0 schaltet der Regelschaltkreis 220 den einendigen Schalter 224 ein. Wie zuvor erklärt, verursacht das Schließen des einendigen Schalters einen vorwärtsgerichteten Energietransfer von der Vorspannungsquelle 226 zu dem kapazitativen Gate-Widerstand 216 über den Leckinduktanztransformator 204 und die erste Diode D2. Wenn Vsec und Vg anfangen, sich zu vergrößern, werden die Transistoren Q11, Q12, Q14 und Q27 über die Widerstände R6, R7, R8 und die Diode D1 unter Vorspannung gesetzt. Die Wirkung davon, wenn diese Vorrichtungen angeschaltet sind, ist: a) die Triplington-Transistoren Q6, Q15 und Q16 ausgeschaltet zu halten, wodurch dem kapazitativen Gate-Widerstand erlaubt wird, sich weiter aufzuladen (Fig. 10C) und b) die Transistoren Q5, Q8, Q10 und Q19 ausgeschaltet zu halten. Der anfängliche Anstieg in der Gate-Spannung wird auch einen Stromfluß in dem Widerstand R14 und im Transistor Q18 verursachen. Da die Transistoren Q18 und Q4 als ein "current mirror" verbunden sind, würde der Strom in dem Kollektor andernfalls im wesentlichen gleich dem Strom sein, der in R14 fließt, außer das die Zehnerdiode D11 wirkungsvoll diesen Stromfluß verhindert, bis Vg die Zehnerdurchbruchspannung überschreitet (nominal 5,8 Volt in der tatsächlichen Schaltung). Auf diese Weise wird, bis die Vg 5,8 Volt überschreitet, der Transistor Q4 eingeschaltet sein und der Transistor Q13 ausgeschaltet gehalten sein.
  • Wenn Vg über 5,8 Volt ansteigt, wird die Zehnerdiode D11 anfangen zu leiten und, da der Kollektorstrom von Q4 auf einen geringen Wert gleich demjenigen, der von Q18 gespiegelt wird, limitiert ist, die Spannung an dem Kollektor von Q4 wird zu steigen anfangen. Wenn die Gate-Spannung über einen vorbestimmten minimalen Schwellenwert VT ansteigt (bestimmt durch die Durchbruchspannung von D11 und den Wert der Widerstände R16 und R26, der in der Schaltung von Fig. 8 ca. 8 Volt beträgt, wird der Transistor Q13 eingeschaltet (zur Zeit t1 in Fig. 10E). Q13 hält die Basis von Q15 niedrig, wodurch er die Darlington deaktiviert.
  • Zur Zeit t = t2 kehrt der Sekundärstrom Isec (Fig. 1 OB) zu Null zurück und die Gate- Spannung erreicht einen Peak-Wert Vmax' zu der Zeit, zu der der Regelschaltkreis 222 den einendigen Schalter 224 ausschaltet und die Sekundärspannung Vsec zusammenbricht. Weil die anfängliche Spannung über dem kapazitativen Gate-Widerstand zur Zeit t = t0 gleich Vi war, wird der kapazitative Gate-Widerstand zur Zeit t = t2 zu einem Wert Vmax' = Vmax - Vi aufgeladen sein (wobei Vmax = 2 * Vb * (k/a), wie vorher definiert). Der Snubber, der aus der zweiten Diode 228 und dem Widerstand 230 gebildet ist, dissipiert die Energie, die mit jedem Magnetisierungsstrom, der in den Transformator 204 zu der Zeit t2 fließt, verbunden ist. Der Zusammenbruch der Sekundärspannung entfernt den Treiber von den Transistoren Q14 und Q27, was bewirkt, daß diese ausgeschaltet werden. Wenn Q27 ausgeschaltet ist, werden die Transistoren Q8 und Q10 als Ergebnis des Stromflusses, der in den Widerstand R13 über die Gate-Spannung Vg induziert wird, angeschaltet. Q8 eingeschaltet "sperrt" Q27 aus. Q 10 eingeschaltet verursacht, daß Q11 und Q12 ausgeschaltet werden. Mit Q11, Q12 und Q14 ausgeschaltet, wird die Darlington ausgeschaltet gehalten, einzig als ein Ergebnis davon, daß Q13 eingeschaltet ist.
  • Zwischen t = t2 und t = t3 wird die Gate-Spannung Vg dazu tendieren, aufgrund des Stroms, der durch den integrierten Schaltkreis 200 gezogen wird, etwas abzunehmen und dies wird eine obere Schranke auf die Zeitperiode setzen, die die Stromschaltvorrichtung 218 in ihren eingeschalteten Zustand verharren kann. Für die Schaltung aus Fig. 8 wird der Widerstand R5 für das Anschwellen dieses Stroms zurechenbar sein, wobei er als ein effektiver Widerstand Reff von ca. 10 Kiloohm über dem kapazitativen Gate-Widerstand erscheint. Zwischen der Zeit t = t2 und t = t3 kann die Zeitkonstante der Entladung geschätzt werden als τ = Reff * Cg, worin Cg der effektive Wert des kapazitativen Gate-Widerstands während der Entladung ist. Z. B. wird, falls die Stromschaltvorrichtung 218 ein Feldeffekttransistor mit einem effektiven kapazitativen Gate-Widerstand von 3000 Picofarad ist, dann die Zeitkonstante der Entladung zwischen der Zeit t = t2 und t = t3 ca. 30 Mikrosekunden sein. Falls der Gate-Treiber das Gate zu einer Peak-Spannung Vmax' auflädt (d. h., zu einer Zeit t2, Fig. 10C) und der Minimalwert der Gate-Spannung, der erforderlich ist, um die Stromschaltvorrichtung eingeschaltet zu halten Vgmin Volt beträgt, dann wird die maximale An-Zeitdauer ca. tonmax = τ 1n (Vmax'/Vgmin). Zum Beispiel ist, falls Vmax' = 13 Volt und Vgmin = 9 Volt für die zitierten Bedingungen tonmax = 11 Mikrosekunden. Dies ist in erster Linie bei Niederfrequenz-Stromrichter- Schalteranwendungen von Bedeutung, bei denen der Schalter für eine Periode eingeschaltet bleiben muß, die vergleichbar mit tonmax ist (wie z. B. in einem impulsbreiten modulierten Stromrichterschalter, der bei einer Schaltfrequenz von 100 kHz oder weniger betrieben wird). Für die meisten Resonanz- oder Nullstromschaltkonverter ist die AN-Zeit der Stromschaltvorrichtung (oder Vorrichtungen) relativ fest (z. B. 0,5 oder 1 Mikrosekunde), selbst obwohl die Schaltfrequenz über relativ weite Bereiche variieren kann (z. B. von 50 kHz zu 1 MHz). Zum Beispiel war die typische AN-Zeit einer Stromschaltvorrichtung in einem Produktionsnullstromschaltkonverter von der Art, wie sie in Vinciarelli, U.S. Patent 4,415,959 beschrieben wurde, zum Anmeldezeitpunkt in der Nachbarschaft von 500 Nanosekunden. Bei einer derartigen Anwendung kann der Effekt auf die Gate-Spannung durch Strom, der durch die Treiberschaltung aus Fig. 8 gezogen wird, während der AN-Zeit der Stromschaltvorrichtung vernachlässigbar sein.
  • Zur Zeit t3 schließt der Regelschaltkreis 222 erneut den einendigen Schalter 224. Da die erste Diode 210 umgekehrt mit Vorspannung beaufschlagt ist, steigt die Spannung Vsec auf einen Wert Vmax/2, was verursacht, daß Strom in den Widerstand R3 fließt und der Transistor Q6 eingeschaltet wird. Weil die hohe Stromquellenfähigkeit von Q6 die Stromabsorptionsfähigkeit von Transistor Q13 übersteigt, wird Q13 übersättigt und Q15 und Q16 werden eingeschaltet. Der Anstieg der Basispannung bei Q16 schaltet Q19 an, was im Gegenzug Q13 ausschaltet (Fig. 10E). Die Triplington (Q6, Q15 und Q16) ist nun eingeschaltet und wird durch Vsec (über R3) und Vg (über R5) eingeschaltet gehalten. Der kapazitative Gate-Widerstand wird schnell entladen, was Vsec und Vg herunterzieht (Fig. 10C und 10D) und die Stromschaltvorrichtung ausschaltet.
  • Falls dort keine Induktion in den Verbindungen zwischen der integrierten Schaltung 200 und den Gate-Anschlüssen der Stromschaltvorrichtung wäre, dann würde die integrierte Schaltung, wenn Vg auf eine Spannung Vi abnimmt, wobei Vi zwischen eine und zwei Dioden fällt (d. h. 0,6 bis 1,4 Volt), im wesentlichen inaktiv werden und aufhören den kapazitativen Gate-Widerstand zu entladen. Jedoch wird in der praktischen Anwendung ein gewisser Betrag von parasitärer Induktanz in den Leitungen der Stromschaltvorrichtungen und in den Verbindungen zu der integrierten Schaltung vorhanden sein (wie z. B. die "lumped" parasitären Induktanzen 501a, 501b, in den Verbindungen zwischen einem verallgemeinerten Gate-Schalter 112 und einer Stromschaltvorrichtung 118 in Fig. 9b). Während des Einschaltens des Stromschalters sind diese parasitären Induktanzen harmlos, wenn sie im wesentlichen einen Abschnitt der gesamten effektiven Induktanz bilden, durch die Energie zu dem kapazitativen Gate- Widerstand übertragen wird. Beim Ausschalten jedoch werden die parasitären Induktanzen den Strom und die Spannungen, die mit dem Entladen des kapazitativen Gate- Widerstandes verbunden sind, veranlassen, zwischen einem positiven und einem negativen Wert bei relativ hoher Frequenz zum schwingen zu bewegen. In der integrierten Schaltung 200 aus Fig. 8 wird die Hochgeschwindigkeitsausgangsdiode D6 die negative Peak- Abweichung begrenzen und schnell diese Schwingung dämpfen und das Ergebnis dieser Klemmung und Dämpfung wird sein, daß der Wert von Vi bei praktischen Anwendungen letztendlich nahe bei null Volt liegen wird.
  • Es sollte auch angemerkt werden, daß während der AUS-Zeit der Stromschaltvorrichtung die integrierte Schaltung 200 agieren wird, um einen Niedrigimpedanzzustand über den Gate-Anschlüssen der Stromschaltvorrichtung aufrechtzuerhalten. Sollte der Wert von Vg versuchen über ca. zwei Diodenabfälle (z. B. 1,4 Volt) anzusteigen, dann wird Stromfluß in R5 die Darlington aktivieren und die Gate-Spannung wird abgeklemmt. Die meisten MOS Stromschaltvorrichtungen hatten zum Anmeldezeitpunkt eine Schwellenspannungsrate (z. B. der Wert einer Gate-Spannung zwischen der Leitung in der Stromschaltvorrichtung effektiv nicht stattfindet) gut oberhalb des späteren Werts der Spannung.
  • Ein potentielles Problem, das mit einem Multiplex-Treiberschema verbunden ist, ist der Verlust von Puls-für-Puls Synchronisation. Zum Beispiel Fig. 11A zeigt eine Serie von Impulsen, die zu dem Eingang eines Gate-Treibers (wie in Fig. 10A) geliefert werden. Wechselnde Impulse kippen die Stromschaltvorrichtung zwischen ihren AN- und AUS- Zuständen (Fig. 11B). In Fig. 11C wird eine Serie von Gate-Treiber-Eingangsimpulsen durch einen "Rausch"-Impuls zu der Zeit t1 verfälscht, was ein unbeabsichtigtes Ausschalten der Stromschaltvorrichtungen (Fig. 11D) verursacht. Beginnend bei Zeit t2 würde jeder nachfolgende Eingangsimpuls die Stromschaltvorrichtung zu einem Zustand kippen, der der entgegengesetzte des gewünschten ist. Ein derartiger Verlust von Synchronisation würde im allgemeinen katastrophale Fehlfunktionen einer Stromschaltkonverterschaltung verursachen.
  • Die Schaltung 200 von Fig. 8 weist einen Mechanismus auf, der verwendet werden kann, um automatische Erholung von unbeabsichtigtem Verlust von Synchronisation durch Ermöglichen, daß die Schaltung zwischen Einschalt- und Ausschaltpulsen unterscheidet, zu bieten. Bei der Darstellung des Betriebs dieses Mechanismus stellen wir zuerst fest, daß das Aufladen des kapazitativen Gate-Widerstandes zu jedem bestimmten Spannungswert erfordert, daß ein gewisser übereinstimmender Energiebetrag von der Vorspannungsquelle (226, Fig. 9) zu dem kapazitativen Gate-Widerstand übertragen werden muß. Der andere Weg, um die Spannung über dem kapazitativen Gate-Widerstand um einen Betrag ansteigen zu lassen, erfordert, daß ein gewisser übereinstimmender Betrag von Ladung von der Vorspannungsquelle zu dem kapazitativen Gate-Widerstand übertragen wird. Mit Bezug auf Fig. 8 und 9 ist ein Weg, um den Betrag der Ladung zu ändern, die zu dem kapazitativen Gate-Widerstand während der Ein-Zeit des einendigen Schalters 224 übertragen wird, den Betrag der Zeit zu ändern, die der Schalter eingeschaltet ist. Wenn die Einschaltzeit des einendigen Schalters (d. h., die Zeitspanne zwischen t = t0 und t = t2 (Fig. 10C)) reduziert wird, wird der Betrag, der zu dem kapazitativen Gate-Widerstand übertragenen Ladung reduziert, genauso wie der Wert von Vmax'. Unterhalb eines Wertes der Einschaltzeit wird der Wert von Vmax' geringer sein als VT. Unter diesen Umständen wird Q13 (Fig. 8) nicht während des Zeitintervalls t = t0 bis t = t2 zur Zeit t2 eingeschaltet, wenn Vsec zusammenbricht und Q11 und Q12 ausgeschaltet werden, wobei die Darlington nicht gehemmt und (über Vg und R5) eingeschaltet wird, was Cg entlädt. Auf diese Weise wird, falls die Anschaltzeit soweit reduziert wird, daß sie geringer als ein geeignetes Niveau ist, ein Impuls, der durch den einendigen Schalter geliefert wird, nicht genügend Ladung übertragen, um die Stromschaltvorrichtung einzuschalten. Andererseits ist der Energiebetrag, der von der Vorspannungsquelle 226 zu der Gate-Treiber-Schaltung 200 übertragen werden muß, um die Stromschaltvorrichtung 218 auszuschalten, wesentlich geringer als die Energie, die zum Einschalten erforderlich ist. Daher gibt es einen Wert der einendigen Schalter-Anschaltzeit tx, der ausreichend ist, um ein Ausschalten der Stromschaltvorrichtung zu bewirken, der jedoch nicht genügend Ladung übertragen kann, um die Stromschaltvorrichtung einzuschalten. Um die Stromschaltvorrichtung einzuschalten, würde der Regelschaltkreis dann einen "Hochenergie"-Impuls durch Schließen des einendigen Schalters schließen und ihn geschlossen halten, bis der kapazitative Gate-Widerstand vollständig aufgeladen ist (z. B. im wesentliche zur Zeit t = t2, Fig. 10B, zu der Isec Null durchschreitet). Um den Stromschalter auszuschalten, würde der Regelschaltkreis einen "Niederenergie"-Impuls durch Schließen des einendigen Schalters für eine kürzere festgelegte Zeitperiode tx liefern.
  • Daß dies ein Mechanismus zum automatischen Erholen von Synchronisationsverlusten bietet, ist mit Bezug auf Fig. 9, 11E und 11F dargestellt. In Fig. 11E werden eine Serie von Hochenergie und Niederenergieimpulsen zu dem Gate-Treiberschaltkreis 202 geliefert. Zu den Zeiten, die mit t = ton markiert sind, weist der Regelschaltkreis 222 darauf hin, daß die Stromschaltvorrichtung durch Liefern eines Hochenergieimpulses eingeschaltet werden soll; zu Zeiten, die mit t = toff markiert sind, weist der Regelschaltkreis 222 darauf hin, daß die Stromschaltvorrichtung durch Liefern eines Niederenergieimpulses ausgeschaltet werden soll. Hochenergie-Einschaltimpulse sind in Fig. 11E durch den Buchstaben H gekennzeichnet; Niederenergie-Ausschaltimpulse sind durch den Buchstaben L gekennzeichnet. Zur Zeit t1 tritt ein Impulsrauschen auf (Fig. 11E), das ein unerwünschtes Ausschalten des Schalters verursacht. Zur Zeit t2 wird ein Niedrigenergie- Ausschaltimpuls erzeugt, der die Stromschaltvorrichtung nicht in ihren eingeschalteten Zustand kippen kann. Bei dem nachfolgenden Hochenergieimpuls schaltet die Stromschaltvorrichtung in Synchronisation mit Information, die von dem Regelschaltkreis geliefert wird, ein.
  • Anstelle des Einstellens der Impulsbreite, die durch den einendigen Schalter geliefert wird, ist ein anderer Weg, den Energiebetrag (und die Ladung) der die durch den einendigen Schalter übertragen wird, durch Hinzufügen eines Widerstands in Serie mit dem Schalter einzustellen. Wenn dieser Widerstand vergrößert wird, wird der Energiebetrag, der zu dem kapazitativen Gate-Widerstand übertragen wird, in einer festgesetzten Zeitperiode reduziert, wie auch Vmax'. Über einem Widerstandswert wird Vmax' nicht VT übersteigen und die Stromschaltvorrichtung wird nicht eingeschaltet. Fig. 12 zeigt eine schematische Darstellung eines Gate-Treibers, der einen einendigen Dualwiderstands Schalter 324 aufweist. Wenn die Stromschaltvorrichtung 218 eingeschaltet werden soll, wird ein Niedrigwiderstandsschalter 326 durch den Regelschaltkreis 322 geschlossen und geöffnet; wenn die Stromschaltvorrichtung 218 ausgeschaltet werden soll, wird ein Hochwiderstandsschalter 328 (wie durch den Widerstand Rs 350 angedeutet, in Serie mit dem Schalter) durch den Regelschaltkreis geschlossen und geöffnet. Wenn der Niedrigwiderstandsschalter 326 geschlossen und geöffnet wird, wird ein "Hochenergie"- Impuls zu dem Gate-Treiberschaltkreis 200 geliefert; wenn der Hochwiderstandsschalter 328 geschlossen und geöffnet wird, wird ein "Niederenergie"-Impuls zu dem Gate- Treiberschaltkreis geliefert. Ein Hochenergieimpuls kann die Stromschaltvorrichtung in jeden der Zustände, d. h. von Aus nach An und von An nach Aus kippen, wogegen ein Niederenergieimpuls, wie oben erläutert, die Stromschaltvorrichtung nur von An nach Aus kippen kann. Durch Lieferung von Impulsen, deren Energieniveaus damit korrespondieren, ob die Stromschaltvorrichtung ein- oder ausgeschaltet werden soll, kann der Dualwiderstandsschalter 324 aus Fig. 12, falls er in Kombination mit dem Gate- Treiberschaltkreis 200 von der Art wie in Fig. 8 gezeigt, verwendet wird, eine automatische Erholung vom unbeabsichtigten Verlust von Synchronisation in einer Art bieten, die im wesentlichen derjenigen entspricht, die zuvor mit Bezug auf Fig. 11E und 11F beschrieben wurde.
  • Es sollte auch angemerkt werden, daß in der Schaltung 200 aus Fig. 8 automatisches Entladen von Cg in Reaktion auf einen Abfall von Vg unter den Schwellenwert VT stattfindet, wann immer die Stromschaltvorrichtung eingeschaltet ist. Beispielsweise wird, falls ein Einschaltpuls genügend Ladung trägt, um Vg über VT anzuheben, aber ein nachfolgender Ausschaltpuls nicht geliefert wird, bevor Vg unter VT abfällt (z. B. weil R5 Cg entlädt), der Schaltkreis 200 dann die Darlington (wie oben beschrieben) einschalten und Cg entladen.
  • Die sinuswellenartige Variation in der Wellenform des Transformatorsekundärstroms und der Gate-Spannung, wie beispielsweise in Fig. 6B, 6D, 10B und 10C dargestellt, setzt voraus, daß der kapazitative Gate-Widerstand der Stromschaltvorrichtung als ein fester "lumped" Wert erscheint. In der Praxis kann der kapazitative Gate-Widerstand von einer bestimmten Art von Stromschaltvorrichtung nicht ein fester Wert sein, sondern wird als eine Funktion von Schaltungsparametern variieren (z. B. Spannungen). Des weiteren können Variationen in der Spannung, oder des Stroms, die über/durch die Stromschaltvorrichtung geführt wird, die Wellenform der Gate-Spannung während des Ein- und Ausschaltens beeinflussen. Beispielsweise für ein MOSFET: a) der kapazitative Gate-Widerstand wird als die Quadratwurzel der Gate-Spannung variieren und, b) wenn die Gate-Spannung die "Schwellenspannung" der Vorrichtung erreicht und der Ablauf zu der Quellenspannung abzubrechen beginnt, wird die Gate-Spannungswellenform verzerrt sein, wenn Strom aus dem Gate über den kapazitativen Gate-Ablaßwiderstand gezogen wird. Der Nettoeffekt wird sein, daß die Variation bei der Gate-Spannung beim Einschalten nicht eine Sinus-Form sein wird, sondern einen gewissen Grad von Verzerrung erfahren wird. Für jede spezielle Art von Stromschaltvorrichtung mit einem kapazitativen Gate-Regelwiderstandseingang wird die Art und der Grad dieser Verzerrungen differieren. Jedoch ist das Vorhandensein dieser Verzerrungen einfach ein Hinweis auf die Schaltungscharakteristiken einer speziellen Art von Stromschaltvorrichtungen und ist nicht in Konflikt mit den grundlegenden Betriebsprinzipien, die in unseren Schaltungen ausgeführt sind.
  • Ein Gate-Treiber von der in Fig. 9 gezeigten Art, der einen monolithischen integrierten Schaltkreis der Schaltung aus Fig. 8 implementiert, wurde im Labor gebaut und getestet. Die integrierte Schaltung wurde unter Verwendung eines bipolaren Verfahrens hergestellt, das auf der Basis der Kombination von folgenden wünschenswerten Attributen ausgewählt wurde: a) eine erste Hochstrom-Hochgeschwindigkeits-Schottky-Diode (D2, Fig. 8) konnte direkt auf der Form implementiert werden; b) ein Hochstrom-"Triplington" (Q6, Q15, Q16, Fig. 8), zum schnellen Entladen des kapazitativen Gate-Widerstands, konnte auch direkt auf der Form implementiert werden; c) die resultierende Formgröße war relativ klein (45 * 10&supmin;³ Zoll²); und d) die Kosten pro Form waren gering. Wenn der Treiber mit einem kleinen Leckinduktanztransformator (204, Fig. 8) mit vier Windungen auf seiner Primärwicklung, drei Wicklungen auf seiner Sekundärwicklung, einer gesamten Primärinduktanz von 7,6 Mikrohenry, einer gesamten Sekundärinduktanz von 4, 4 Mikrohenry und einem Kopplungskoeffizienten von 0,96 (und einer äquivalenten Sekundärleckinduktanz von 350 Nanohenry); einer MOSFET Stromschaltvorrichtung vom Typ IRF 350, die von International Rectifier, Ca. U.S.A. hergestellt wird; und einer Vorspannungsquelle (226, Fig. 8) von 12,5 Volt kombiniert wird, weist dieser eine Anstiegszeit von 230 Nanosekunden (äquivalent zu einer Zeitperiode t2 in Fig. 10) eine Abfallzeit von 100 Nanosekunden und einen Peak-Wert der Gate-Spannung von 14 Volt auf. Die Differenz in der beobachteten Peakspannung von 14 Volt gegenüber der vorhergesagten idealen Peakspannung von ca. 18 Volt war ein Ergebnis von Schaltungsspannungsabfällen und Verlusten in den nicht idealen Komponenten.
  • Es bestehen natürlich viele Wege, unseren Gate-Treiber zu implementieren. Anstatt der Verwendung eines bipolaren Schaltkreises für die Treiberlogik, könnte ein CMOS- Schaltkreis verwendet werden. Dies würde den Strom verringern, der von der Treiberlogik während der EIN-Zeit des Schalters gezogen wird und würde längere EIN-Zeiten ermöglichen. Anstelle der Verwendung eines bipolaren Gate-Schalters (z. B. des "Triplington" aus Fig. 8) kann ein MOSFET oder anderer kapazitativer Eingang als Gate- Schalter verwendet werden. Zum Beispiel zeigt Fig. 13 schematisch einen Abschnitt einer alternativen Ausführungsform einer Gate-Treiber-Schaltung, die einen MOSFET Gate- Schalter 112 aufweist. In der Figur sind die erste Diode 110, die Treiberlogik 114, der sekundäre Leckinduktanztransformator 108, der Gate-Schalter 112 und die Stromschaltvorrichtung 118, wie zuvor in Fig. 5 gezeigt, verbunden. In Fig. 13 schaltet die Treiberlogik 114 den Schalter jedoch durch Aufladen des kapazitativen Gate- Widerstandes 113 des Gate-Schalters 112 über eine Diode 400 ein. Wenn der kapazitative Gate-Widerstand des Gate-Schalters 112 einmal aufgeladen ist, wird der Gate-Schalter eingeschaltet; die Gate-Spannung Vg an der Stromschaltvorrichtung bricht zusammen; und die Treiberlogik 114 wird inaktiv. Wegen des Vorhandenseins der Diode 400 bleibt der kapazitative Gate-Widerstand 113 des Gate-Schalters jedoch geladen und der Gate- Schalter wird eine niedrige Impedanz über den Gate-Anschlüssen der Stromschaltvorrichtung 118 aufweisen. Um die Stromschaltvorrichtung 118 einzuschalten, wird der kapazitative Gate-Widerstand des Gate-Schalters durch den Entladeschalter 410 entladen, wenn ein Einschaltimpuls zu der Treiberlogik über den Leckinduktanztransformator 104 geliefert wird.
  • Im allgemeinen können dann mit Bezug auf Fig. 5 einige Betriebsmerkmale der Gate- Treiberschaltung wie folgt zusammengefaßt werden:
  • a. Der Gate-Treiber wird in einem Multiplex-Modus betrieben: Falls ein Spannungsimpuls über der Primärwicklung 106 des Transformators 104 zu einer Zeit aufgebracht wird, wenn die Stromschaltvorrichtung 118 ausgeschaltet ist, wird die Treiberlogik 114 den Gate-Schalter 112 ausschalten, wodurch das Aufladen des effektiven kapazitativen Gate-Widerstands 116 als ein Mittel zum Einschalten der Stromschaltvorrichtung ausgelöst wird; falls ein Spannungsimpuls über der Primärwicklung 106 des Transformators 104 zu einer Zeit aufgebracht wird, wenn die Stromschaltvorrichtung 118 eingeschaltet ist, wird die Treiberlogik den Gate- Schalter ausschalten, wodurch der effektive kapazitative Gate-Widerstand als ein Mittel zum Ausschalten der Stromschaltvorrichtung entladen wird.
  • b. Die Gate-Treiberschaltung bewirkt Aufladen des effektiven kapazitativen Gate- Widerstandes 116 der Stromschaltvorrichtung 118 durch zur Verfügungstellung eines quantisierten vorwärts gerichteten Energietransfers zwischen der Vorspannungsquelle 126 und dem effektiven kapazitativen Widerstand über die effektive Sekundärleckinduktanz des Leckinduktanztransformators 104.
  • c. Die Treiberlogik 114 regelt das Öffnen und das Schließen des Gate-Schalters 112 basierend auf Information bezüglich der Leitfähigkeit der Stromschaltvorrichtung 118 und des Zustands des einendigen Schalters 124 (d. h., geöffnet oder geschlossen). Falls die Stromschaltvorrichtung zu einer Zeit, wenn der einendige Schalter geschlossen ist, nicht leitend ist, öffnet die Treiberlogik den Gate-Schalter, wodurch zwischen der Vorspannungsquelle und dem effektiven kapazitativen Widerstand ein vorwärts gerichteter Energietransfer ausgeführt wird, als Mittel zum Vergrößern der Leitfähigkeit der Stromschaltvorrichtung. Falls die Stromschaltvorrichtung zu einer Zeit leitfähig ist, in der der einendige Schalter geschlossen ist, dann wird die Treiberlogik den Gate-Schalter als ein Mittel zum Ausschalten der Stromschaltvorrichtung schließen. Ein bevorzugter Weg für die Treiberlogik, die Leitfähigkeit der Stromschaltvorrichtung zu bestimmen, ist durch Messung der Gate-Spannung Vg. Ein bevorzugter Weg für die Treiberlogik, den Zustand des einendigen Schalters zu bestimmen, ist durch Messen der sekundären Transformatorspannung. Es gibt jedoch andere Wege, die Leitfähigkeit der Stromschaltvorrichtung zu messen. Z. B. könnte der Stromfluß in der Stromschaltvorrichtung gemessen werden und mit einem vorbestimmten Schwellenwert verglichen werden. Eine derartige Meßtechnik kann bei nicht Null Stromschaltstromrichtern (z. B. PWM-Gleichspannungs-Gleichspannungsrichtern) nützlich sein, wo Öffnen und Schließen der Stromschaltvorrichtungen in schnellen und relativ großen Änderungen in dem Strom resultiert, der durch die Vorrichtung geführt wird (eine derartige Technik würde weniger nützlich in einem Nullstromschaltkonverter sein, wo der Strom in der Stromschaltvorrichtung bei null Strom beginnt und endet und sanft während einer Energieübertragungsphase ansteigt und fällt).
  • d. Der Regelschaltkreis und der einendige Schalter können derart angeordnet sein, um selektiv den Betrag der Ladung, die zu dem Schaltkreis übertragen wird, zu ändern, der mit der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist (z. B. die Treiberlogik, die Stromschaltvorrichtung) während der Zeitperiode, in der der einendige Schalter an ist. In Kombination mit einer geeignet ausgelegten Treiberlogik kann dieses Merkmal verwendet werden, um einen Mechanismus zu bieten, der es der Treiberlogik erlaubt, zu unterscheiden, ob ein Ladetransferzyklus (z. B. das Schließen und Öffnen des einendigen Schalters) gemeint ist, um die Stromschaltvorrichtung ein- oder auszuschalten, oder nicht.
  • In Bezug auf das Regeln des einendigen Schalters (z. B. 124 in Fig. 5, 224 in Fig. 9; 324 in Fig. 12) gibt es eine Vielzahl von bekannten Techniken zum Ausschalten des Schalters am Ende des quantisierten Energietransferzyklus (z. B. t = t0 bis t = t1 in Fig. 7; t = t0 bis t = t2 in Fig. 10). Zum Beispiel könnte ein isolierter Stromtransformator verwendet werden, um den Sekundärstrom Isec zu erfassen und durch Niederniveauvergleicherschaltung den einendigen Schalter auszuschalten (obwohl die Komplexität eines derartigen Schemas in den neuesten Anwendungen unerwünscht ist). Alternativ könnte der Primärstrom (z. B. durch Verwendung eines Stromtransformators, eines Widerstands oder eines anderen aktiven Stromerfassungsschemas) erfaßt werden und der einendige Schalter ausgeschaltet werden, wenn der Strom unter einen Wert abfiele, der dem angenommenen Wert des primären Magnetisierungsstroms am Ende des quantisierten Energietransferzyklus entspricht. Eine viel einfachere Technik würde es sein, die EIN-Zeit des einendigen Schalters an einen Wert zu koppeln, der größer ist als der angenommene Maximalwert der EIN-Zeit, die für den Strom der Sekundärwicklung erforderlich ist, um den Nulldurchgang zu erreichen, (z. B. Zeit t = t0 bis t = t1 in Fig. 6B; t = t0 bis t = t2 in Fig. 10B). Während dieses gewährleisten würde, daß der Strom, der den kapazitativen Gate-Widerstand auflädt (Fig. 6B und 10B) immer den Nulldurchgang erreichen würden und daß die Gate- Spannung immer ihren Maximalwert erreichen würde, würde dies auch zu einem Anstieg beim Betrag des Magnetisierungsstroms führen, der in den einendigen Schalter zu der Zeit fließen würde, zu der er ausgeschaltet ist, zusammen mit damit verbundenem Anstieg der Verluste in dem einendigen Schalter. Jedoch würde die Verringerung der Schaltungskomplexität, verbunden mit der Implementierung eines festgesetzten Einschaltzeit-Ansatz in vielen Anwendungen den im wesentlichen vernachlässigbaren Verlust im gesamten Schalter-Schaltungswirkungsgrad kompensieren, der mit diesem Anstieg der Verluste im Gate-Schalter verbunden ist, weil der Betrag des Stroms, der durch den einendigen Schalter verarbeitet wird, gering ist.
  • Unsere Lehre kann ausgenutzt werden, um eine Vielzahl anderer nützlicher Vorrichtungen zusammenzufügen. Zum Beispiel zeigt Fig. 14 ein Blockschaltbild einer fließenden Gate- Treiberanordnung mit fünf Anschlüssen, die alle der wesentlichen Elemente des fließenden Gate-Treibers aus Fig. 5 in einem einzigen Paket (mit Ausnahme von der Stromschaltvorrichtung) vereinigt (unter Verwendung von z. B. Hybridpackungs- und verbindungstechniken). In der Figur besteht die fließende Gate-Treiber-Anordnung 502 mit fünf Anschlüssen aus einem Regelschaltkreis 522; einem einendigen Schalter 524; einem Leckinduktanztransformator 504 mit einem geregelten Betrag von effektiver sekundärer Leckinduktanz LI2; und einer integrierten Gate-Treiberschaltung 530 (z. B. von der in Fig. 8 gezeigten Art). Die fließende Gate-Treiber-Anordnung 502 mit fünf Anschlüssen weist einen Vorspannungsquellenanschluß 510 auf; ein Eingangsanschluß 514; einen ersten Rückführsignalanschluß 512; und ein Paar von Gate-Verbindungsanschlüssen 516, 518 zum Verbinden der Anordnung mit einer Stromschaltvorrichtung (nicht gezeigt). Elektrische Schwachstromsignale, die einen Hinweis darauf geben, ob die Stromschaltvorrichtung ein oder aus sein soll, werden zu dem Eingangsanschluß 514 geliefert. Der erste Rückführsignalanschluß 512, der der gemeinsame Signalrückführpunkt für die Vorspannungsquelle (nicht gezeigt), den Regelschaltkreis und den einendigen Schalter ist, ist von den Gate-Verbindungsanschlüssen 516, 518 durch den Transformator (und dadurch von der Stromschaltvorrichtung) isoliert. In bevorzugten Ausführungsformen würde der Regelschaltkreis als eine monolithische integrierte Schaltung implementiert und würde den einendigen Schalter 104 einschließen (wie durch die gestrichelte Linie um die Kombination der zwei Elemente 550 angedeutet). Eine weitere nützliche Ausführungsform verbindet den Gate-Treiber-Schaltkreis (z. B., wie in Fig. 8) zusammen mit einer Stromschaltvorrichtung in einem einzigen Paket. Zum Beispiel zeigt Fig. 15 eine integrierte Treiber-Stromschaltvorrichtung 600 mit drei Anschlüssen, die eine Stromschaltvorrichtung (z. B. ein MOSFET, einen IGBT) 604 und einen Gate-Treiber- Schaltkreis 602 (z. B. von der in Fig. 8 gezeigten Art) aufweist. Ein erster Anschluß 606 ist der Eingangsanschluß für den Gate-Treiber-Schaltkreis; ein zweiter Anschluß 608 ist ein erstes stromführendes Ende für die Stromschaltvorrichtung und ein Bezugspunkt für den elektrischen Eingang, der zu dem ersten Anschluß und die Gate- Regeleingangsspannung Vg geliefert wird; ein dritter Anschluß 610 ist ein zweites stromführendes Ende für die Stromschaltvorrichtung. In der Anwendung würde die integrierte Treiber-Stromschaltvorrichtung aus Fig. 15 den getrennten integrierten Gate- Treiber-Schaltkreis 200 und die Stromschaltvorrichtung 218 aus Fig. 9A ersetzen. In einer bevorzugten Ausführungsform würde eine derartige Vorrichtung in einem vollständigen monolithischen Format gebaut werden: sowohl der Gate-Treiber-Schaltkreis und der MOSFET würden in einer einzigen Form kombiniert werden. Die Vorteile dieses Ansatzes sind Verringerung der Gesamtgröße und Kosten und Minimierung von parasitären Induktanzen in den Verbindungen zwischen dem Gate-Treiber-Schaltkreis und dem MOSFET. In anderen Ausführungsformen könnte der integrierte Treiber MOSFET durch Kombinieren einer monolithischen integrierten Gate-Treiberschaltung (z. B. wie in Fig. 8) und einer getrennten Stromschaltvorrichtung (d. h., in der Form einer Halbleiterform) in einem einzigen Paket unter Verwendung von Hybridpack- und verbindungstechniken aufgebaut sein.
  • In anderen Ausführungsformen kann ein Abschnitt der gesamten effektiven Schaltungsinduktanz als Leckinduktanz in den Transformator eingearbeitet sein und ein Abschnitt kann als eine punktförmige Induktanz in Serie mit einer oder mehreren der Transformatorwicklungen sein (z. B. der punktförmige "lumped" induktive Widerstand 502, der in Serie verbunden mit der Sekundärwicklung 108 des Leckinduktanztransformators in Fig. 16 gezeigt ist). Ähnlich kann ein Abschnitt des gesamten kapazitativen Schaltungswiderstands als ein punktförmiger kapazitativer Widerstand über den Gate-Anschlüssen der Stromschaltvorrichtung eingeschlossen sein, (d. h. punktförmiger "lumped" kapazitativer Widerstand CL S10, wie auch in Fig. 16 gezeigt).
  • Während hier bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben worden sind, ist es offensichtlich, daß derartige Ausführungsformen nur beispielhaft dargestellt worden sind. Zahlreiche Varianten, Änderungen und Alternativen sind für den Fachmann ohne Abweichung vom in den Ansprüchen definierten Schutzumfang der Erfindung denkbar.

Claims (43)

1. Gate-Treibervorrichtung zum Aufladen und Entladen eines kapazitativen Eingangs eines Regel-Gates einer Stromschaltvorrichtung, wobei der Eingang des Regel-Gates einen effektiven kapazitativen Widerstand aufweist, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist:
Einen Transformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist;
eine erste Schaltvorrichtung, die in Serie mit der Primärwicklung verbunden ist;
eine erste unidirektionale leitende Vorrichtung, die in Serie mit der Sekundärwicklung verbunden ist, wobei die erste unidirektionale leitende Vorrichtung derart ausgerichtet ist, um während der Leitung durch die erste Schaltvorrichtung zu leiten;
einen Anschluß, der verbunden ist, um Energie, die durch die erste unidirektionale leitende Vorrichtung zu dem Regel-Gate-Eingang, der Stromschaltvorrichtung geleitet worden ist, passieren zu lassen;
einen Entladeschaltkreis, der mit dem Anschluß zum selektiven Ermöglichen oder Verhindern des Entladens des effektiven kapazitativen Widerstands des Eingangs des Regel-Gates verbunden ist;
einen Regelschaltkreis zum selektiven Schließen und Öffnen der ersten Schaltvorrichtung, um eine Eingangsspannungsquelle über die Primärwicklung zu verbinden;
wobei die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß der Transformator einen geregelten Betrag von effektiver Leckinduktivität aufweist und daß eine Treiberlogikschaltung vorgesehen ist, die operativ einen quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransfer von der Spannungsquelle über die effektive Leckinduktivität des Transformators zu dem Regel-Gate-Eingang ermöglicht und den Entladeschaltkreis beim Schließen und Öffnen der ersten Schaltvorrichtung abschaltet, um die Stromschaltvorrichtung einzuschalten, und die den Entladeschaltkreis betreibt, um selektives Entladen des effektiven kapazitativen Widerstands bei einem aufeinanderfolgenden Schließen und Öffnen der ersten Schaltvorrichtung zu ermöglichen, um die Stromschaltvorrichtung abzustellen.
2. Gate-Treibervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Entladeschaltkreis eine zweite Schaltvorrichtung aufweist, die in Serie mit der ersten unidirektionalen leitenden Vorrichtung und der Sekundärwicklung verbunden ist, und die mit dem Anschluß verbunden ist.
3. Gate-Treibervorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberlogikschaltung folgendes aufweist:
ein Abtastschaltkreis zur operativen Bestimmung des An- oder Auszustands der Stromschaltvorrichtung und des offenen und geschlossenen Zustands der ersten Schaltvorrichtung, und
ein Treiberschaltkreis zum Ermöglichen des quantisierten vorwärtsgerichteten Energiestransfer und zum Betreiben des Entladeschaltkreises als Reaktion auf den An- oder Auszustand der Stromschaltvorrichtung und des offenen oder geschlossenen Zustandes der ersten Schaltvorrichtung.
4. Gate-Treibervorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Abtastschaltkreis einen ersten Abtasteingang aufweist, der operativ verbunden ist, um Leitfähigkeitsinformation zu erfassen, die einen Hinweis darauf gibt, ob die Stromschaltvorrichtung an- oder ausgeschaltet ist, und einen zweiten Abtasteingang, der operativ verbunden ist, um eine erste Schaltzustandsinformation zu erfassen, die Hinweis darauf gibt, ob die erste Schaltvorrichtung geöffnet oder geschlossen ist; und daß der Treiberschaltkreis operativ derart angeordnet ist, in Reaktion auf ein Schließen der ersten Schaltvorrichtung zu einer Zeit, wenn die. Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet ist, die zweite Schaltvorrichtung zum Öffnen zu veranlassen, wodurch ein quantisierter vorwärtsgerichteter Energietransfer von der Spannungsquelle zu dem effektiven kapazitativen Widerstand des Regel-Gate-Eingangs als ein Mittel zum Anschalten der Stromschaltvorrichtung ermöglicht wird, und wobei in Reaktion auf ein Schließen der ersten Schaltvorrichtung zu einer Zeit, wenn die Stromschaltvorrichtung angeschaltet ist, die zweite Schaltvorrichtung veranlaßt wird, zu schließen, wodurch der effektive kapazitative Widerstand entladen wird und die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet wird.
5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelschaltkreis operativ derart angeordnet ist, um die erste Schaltvorrichtung im wesentlichen zu dem ersten Zeitpunkt zu öffnen, der der Auslösung eines quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransferzyklus folgt, bei dem der Strom in der Sekundärwicklung auf null zurückkehrt.
6. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelschaltkreis operativ derart angeordnet ist, um die erste Schaltvorrichtung zu einem Zeitpunkt zu öffnen, der später als der Zeitpunkt ist, der der erste Augenblick ist, der dem Auslösen eines quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransferzyklus folgt, bei dem der Strom in der Sekundärwicklung auf null zurückkehrt.
7. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelschaltkreis operativ derart angeordnet ist, um die erste Schaltvorrichtung nach einer vorbestimmten Zeitspanne, die der Auslösung eines quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransferzyklus folgt, zu öffnen.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Zeitdauer derart ausgewählt ist, um größer oder gleich der maximalen angenommenen Zeitspanne zwischen Schließen des ersten Schalters und des daran anschließenden Augenblicks ist, bei dem der Strom der Sekundärwicklung auf null zurückkehrt.
9. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitfähigkeitsinformation ein elektrisches Signal aufweist, das auf Spannung über dem Regel-Gate-Eingang hindeutet.
10. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitfähigkeitsinformation ein elektrisches Signal aufweist, das auf den Strom, den die Stromschaltvorrichtung führt, hinweist.
11. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zustand der ersten Schaltvorrichtung durch ein elektrisches Signal bestimmt wird, das auf die Spannung über der Sekundärwicklung hinweist.
12. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberlogikschaltung operativ derart angeordnet ist, um die zweite Schaltvorrichtung anzuschalten, wenn die Leitfähigkeitsinformation unter einem vorbestimmten ersten Schwellenwert liegt, und wobei die erste Schaltvorrichtung geöffnet ist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitfähigkeitsinformation die Spannung an dem Regel-Gate-Eingang aufweist und wobei der erste Schwellenwert im wesentlichen gleich 8 Volt beträgt.
14. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung des weiteren Einrichtungen zum Regeln der Wirkungen von Magnetisierungsstrom des Transformators aufweist.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Regeln des Magnetisierungsstroms einen Snubber- Schaltkreis aufweist, der eine zweite unidirektionale leitende Vorrichtung in Serie mit einem Widerstand aufweist, wobei der Snubber-Schaltkreis parallel mit der Sekundärwicklung verbunden ist, wobei die zweite unidirektional leitende Vorrichtung derart gepolt ist, daß die zweite unidirektional leitende Vorrichtung nicht leitend ist, wenn die erste unidirektional leitende Vorrichtung Strom leitet.
16. Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die erste uniddirektional leitende Vorrichtung, der zweite Schalter, die Treiberlogikschaltung und der Snubber-Schaltkreis einen einzigen monolitischen integrierten Schaltkreis aufweisen.
17. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung ferner einen punktförmigen (lumped) induktiven Blindwiderstand aufweist, der in Serie mit der Primärwicklung verbunden ist.
18. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung ferner einen punktförmigen induktiven Blindwiderstand aufweist, der in Serie mit der Sekundärwicklung verbunden ist.
19. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung ferner einen punktförmigen induktiven Blindwiderstand aufweist, der parallel mit dem kapazitativen Regeleingang verbunden ist.
20. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltvorrichtung und der Regelschaltkreis operativ derart angeordnet sind, um selektiv den Betrag der Ladung zu verändern, die zu dem Schaltkreis geliefert werden kann, der mit der Sekundärwicklung während eines Ladungstransferzyklus verbunden ist, der mit dem Schließen der ersten Schaltvorrichtung beginnt und mit dem Öffnen der ersten Schaltvorrichtung endet.
21. Vorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltvorrichtung und der Regelschaltkreis derart angeordnet sind, so daß der Betrag der Ladung, die während des Ladungstransferzyklus übertragen wird, unter einem ersten vorbestimmten Wert liegen wird, falls der Ladungstransferzyklus dazu bestimmt ist, die Stromschaltvorrichtung auszuschalten.
22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Logikschaltung derart angeordnet ist, daß, falls die Stromschalteinrichtung am Beginn des Ladungstransferzyklus ausgeschaltet ist und der Betrag der Ladung, die während des Ladungstransferzyklus übertragen wird, unter dem ersten vorbestimmten Wert liegt, dann im wesentlichen zu dem Zeitpunkt, zu dem der Ladungstransferzyklus endet, die Treiberlogikschaltung bewirken wird, daß die zweite Schaltvorrichtung geschlossen wird.
23. Vorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß selektive Änderung des Betrags der Ladung, die während eines Ladungstransferzyklus übertragen wird, durch Änderung des Betrags der Zeit bewirkt wird, welche die erste Schaltvorrichtung geschlossen ist.
24. Vorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltvorrichtung einen Niedrigwiderstandsschalter parallel mit einem Hochwiderstandsschalter aufweist, und wobei selektive Änderung des Betrags der Ladung, die während eines Ladungstransferzyklus übertragen wird durch Schließen und Öffnen des einen oder des anderen der Schalter bewirkt wird.
25. Vorrichtung nach Anspruch 5, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß beim Öffnen der ersten Schaltvorrichtung am Ende des quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransferzyklus der Wert der Spannung über dem effektiven kapazitativen Widerstand größer ist als eine reflektierte Quellenspannung, die durch die Vorspannungsquelle und den Transformator begründet wird.
26. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator, die erste Schaltvorrichtung, der Regelschaltkreis, die erste unidirektionale leitende Vorrichtung, die zweite Schaltvorrichtung, die Treiberlogikschaltung und die Einrichtung zum Regeln des Magnetisierungsstroms eine einzige zusammengesetzte Vorrichtung mit zumindest den folgenden fünf Anschlüssen aufweisen:
Einem ersten Anschluß zum Liefern elektrischer Information zu dem Regelschaltkreis, wobei die elektrische Information darauf hinweist, ob die Stromschaltvorrichtung an- oder ausgeschaltet werden soll,
ein zweiter Anschluß zum Verbinden mit einem Ende der Spannungsquelle,
ein dritter Anschluß zum Verbinden mit dem Rückkehrsignal der elektrischen Information und dem anderen Ende der Spannungsquelle, und
vierte und fünfte Anschlüsse zum Verbinden mit dem Gate-Regeleingang der Stromschaltvorrichtung.
27. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelschaltkreis als ein monolitischer integrierter Schaltkreis ausgebildet ist.
28. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelschaltkreis und die erste Schaltvorrichtung als ein einziger monolitischer integrierter Schaltkreis ausgebildet sind.
29. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberlogikschaltung, die erste unidirektionale leitende Vorrichtung, die zweite Schaltvorrichtung und die Einrichtung zum Regeln des Magnetisierungsstroms als ein einziger monolitischer integrierte Schaltkreis ausgebildet sind.
30. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die zusammengesetzte Vorrichtung eine Hybridkonstruktion aufweist.
31. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromschaltvorrichtung, die erste unidirektionale leitende Vorrichtung und die zweite Schaltvorrichtung in einer integrierten Treiberschaltvorrichtung ausgebildet sind, die des weiteren eine Einrichtung zum Regeln des Magnetisierungsstroms aufweist, die parallel mit der Sekundärwicklung und dem Treiberlogikschaltkreis verbunden ist, der dazu ausgelegt ist, um operativ die zweite Schaltvorrichtung zu öffnen und zu schließen; wobei die Treiberlogikschaltung einen ersten Abtasteingang und einen zweiten Abtasteingang aufweist, wobei der erste Abtasteingang Leitfähigkeitsinformation annimmt, die darauf hinweist, ob die Stromschaltvorrichtung an- oder ausgeschaltet ist, wobei der zweite Erfassungseingang Zustandsinformation des ersten Schalters annimmt, die darauf hinweist, ob die erste Schaltvorrichtung geöffnet oder geschlossen ist, und wobei der Treiberlogikschaltkreis derart angeordet ist, um als Reaktion auf ein Schließen der ersten Schaltvorrichtung zu einem Zeitpunkt, wenn die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet ist, die zweite Schaltvorrichtung zu veranlassen zu öffnen, wodurch ein quantisierter vorwärtsgerichteter Energietransfer zwischen der Vorspannungsquelle und dem effektiven kapazitativen Widerstand des Gate-Regel-Eingangs als eine Einrichtung zum Anschalten der Stromschaltvorrichtung ermöglicht wird, und derart angeordnet ist, um in Reaktion auf ein Schließen der ersten Schaltvorrichtung zu einem Zeitpunkt, wenn die Stromschaltvorrichtung an ist, zu verursachen, daß die zweite Schaltvorrichtung geschlossen wird, wodurch der effektive kapazitative Widerstand entladen wird und die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet wird.
32. Vorrichtung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichet, daß diese zumindest drei weitere Anschlüsse aufweist, nämlich:
Einen ersten Anschluß, der die integrierte Treiberstromschaltvorrichtung mit einem Ende der Sekundärwicklung verbindet;
einen zweiten Anschluß, der die integrierte Treiberstromschaltvorrichtung mit dem anderen Ende der Sekundärwicklung verbindet, wobei der zweite Anschluß auch mit einem ersten stromführenden Ende der Stromschaltvorrichtung verbunden ist, und
einen dritten Anschluß, der mit einem zweiten stromführenden Ende der Stromschaltvorrichtung verbunden ist.
33. Vorrichtung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Treiberstromschaltvorrichtung als ein monolitischer integrierter Schaltkreis auf einer einzigen Form ausgebildet ist.
34. Vorrichtung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Treiberstromschaltvorrichtung folgendes aufweist:
einen ersten monolitischen integrierten Schaltkreis, der aufweist:
die erste unidirektionale Leitungsvorrichtung;
die zweite Schaltvorrichtung;
die Magnetisierungsstromregelungseinrichtung;
die Treiberlogikschaltung; und
eine Stromhalbleiterform, die die Stromschaltvorrichtung ausführt,
wobei der erste monolitische integrierte Schaltkreis und die Halbleiterform in einem einigen Paket durch Hybridkonstruktion und Verbindungstechniken miteinander kombiniert sind.
35. Verfahren zum Regeln einer Stromschaltvorrichtung mit einem kapazitativen Gate-Regel-Eingang, das folgendes aufweist:
Zur Verfügungstellung eines Transformators mit einem kontrollierten Betrag von Leckinduktivität;
Zur Verfügungstellung einer unidirektionalen leitenden Vorrichtung, die zwischen einer Sekundärwicklung des Transformators und dem kapazitativen Gate-Regel-Eingang verbunden ist;
Einschalten der Stromschaltvorrichtung durch Schließen und Öffnen einer ersten Schaltvorrichtung, um eine Spannungsquelle mit einer Primärwicklung des Transformators zu verbinden, um selektiven quantisierten Transfer von der Spannungsquelle zu verursachen, um den kapazitativen Gate-Regel-Eingang aufzuladen; und
Ausschalten der Stromschaltvorrichtung durch Entladen des kapazitativen Gate-Regel-Eingangs als Reaktion auf ein Aufeinanderfolgen des Schließen und Öffnen der ersten Schaltvorrichtung.
36. Verfahren nach Anspruch 35, das ferner das Erfassen von Leitfähigkeitsinformation aufweist, die Hinweis darauf gibt, ob die Stromschaltvorrichtung an- oder ausgeschaltet ist.
37. Verfahren nach Anspruch 35, das ferner in Reaktion auf ein Schließen der ersten Schaltvorrichtung zu einem Zeitpunkt, wenn die Stromschaltvorrichtung ausgeschaltet ist, aufweist, daß eine zweite Schaltvorrichtung veranlaßt wird zu öffnen, wodurch ein quantisierter vorwärtsgerichteter Energietransfer von der Quelle zu dem effektiven kapazitativen Widerstand des Gate-Regel-Eingangs als ein Mittel zum Anschalten der Stromschaltvorrichtung ermöglicht wird, und wobei in Reaktion auf ein Schließen der ersten Schaltvorrichtung zu einem Zeitpunkt, wenn die Stromschaltvorrichtung angeschaltet ist, die zweite Schaltvorrichtung veranlaßt wird zu schließen, wodurch ein Entladen des effektiven kapazitativen Widerstands und Ausschalten der Stromschaltvorrichtung bewirkt wird.
38. Verfahren zum Regeln einer Stromschaltvorrichtung nach Anspruch 35, wobei die Stromschaltvorrichtung angeschaltet bleibt, nachdem die erste Schaltvorrichtung geöffnet ist.
39. Verfahren zum Regeln einer Stromschaltvorrichtung nach Anspruch 35, wobei der kapazitative Gate-Regel-Eingang in Reaktion auf den ein- oder ausgeschalteten Zustand der Stromschaltvorrichtung entladen wird.
40. Verfahren nach Anspruch 35, wobei Anschlüsse zum Anschließen einer Gate-Treibervorrichtung an den Gate-Regel-Eingang der Stromschaltvorrichtung vorgesehen sind; und wobei eine Entladeschaltung zum Entladen des effektiven kapazitativen Widerstands des Gate-Regel- Eingangs vorgesehen ist, und wobei das Verfahren das Ermöglichen eines quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransfers von der Spannungsquelle zu den Anschlüssen aufweist, um den effektiven kapazitativen Widerstand des Gate-Regel-Eingangs aufzuladen, und Anschließen des Entladeschaltkreis über die Anschlüsse, um den effektiven kapazitativen Widerstand zu entladen.
41. Verfahren nach Anspruch 40, das ferner aufweist; Bestimmen des Ein- oder Auszustandes der Stromschaltvorrichtung und des Offen- oder Geschlossenzustands der ersten Schaltvorrichtung und Ermöglichen des quantisierten vorwärtsgerichteten Energietransfers und Betreiben der Entladeschaltung in Reaktion auf den An- oder Auszustand der Stromschaltvorrichtung und des Offen- oder Geschlossenzustands der ersten Schaltvorrichtung.
42. Verfahren nach Anspruch 40, das folgendes aufweist;
Liefern einer Folge von unidirektionalen Spannungspulsen an die Primärwicklung des Transformators, wobei jeder aufeinanderfolgender der unidirektionalen Pulse bewirkt, daß die Stromschaltvorrichtung abwechselnd an- oder ausschaltet.
43. Verfahren nach Anspruch 42, das ferner den Schritt des Vermeidens von Pulse-by-Pulse Synchronisationsverlusten durch selektives Ändern eines Betrags von Ladung aufweist, die zu der Schaltung, die mit der Sekundärwicklung verbunden ist, während der Periode übertragen wird, in der die erste Schaltvorrichtung geschlossen ist, abhängig davon, ob das Schließen des ersten Schalters beabsichtigt ist, um die Stromschaltvorrichtung an- oder auszuschalten, und Entladen des effektiven kapazitativen Widerstands des Gate-Regel-Eingangs der Stromschaltvorrichtung, falls die Ladung, die zu dem effektiven kapazitativen Widerstand während der Zeitspanne geliefert wird, während der die erste Schaltvorrichtung geschlossen ist, unter einer vorbestimmten Schwellenspannung ist.
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Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7236086B1 (en) 1993-06-14 2007-06-26 Vlt, Inc. Power converter configuration, control, and construction
US5623397A (en) * 1994-01-27 1997-04-22 Vlt Corporation Power conversion in anticipatory reverse boost mode
US5467047A (en) * 1994-07-15 1995-11-14 Motorola, Inc. Power transistor rapid turn off circuit for saving power
US6072708A (en) * 1996-08-01 2000-06-06 Benchmarq Microelectronics, Inc. Phase controlled switching regulator power supply
US6900557B1 (en) * 2000-01-10 2005-05-31 Diversified Technologies, Inc. High power modulator
US6388468B1 (en) * 2000-08-30 2002-05-14 Yazaki North America Circuit and method for operating a MOSFET control circuit with a system operating voltage greater than a maximum supply voltage limit
US7116728B2 (en) * 2001-05-25 2006-10-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Quadrature alignment in communications receivers using dual delay lines
US6819573B2 (en) 2001-11-07 2004-11-16 Intel Corporation DC to DC switching power converter with partial-swing switching and method
US7439636B2 (en) * 2001-12-31 2008-10-21 Lewis James M Driver system for MOSFET based, high voltage electronic relays for AC power switching and inductive loads
AU2003203127A1 (en) * 2002-03-15 2003-09-29 Unaxis Balzers Ag Vacuum plasma generator
JP4082672B2 (ja) * 2003-03-06 2008-04-30 株式会社デンソー 電気絶縁型スイッチング素子駆動回路
US6801063B1 (en) * 2003-06-17 2004-10-05 Yazaki North America, Inc. Charge compensated bootstrap driving circuit
DE10346307B3 (de) * 2003-10-06 2004-12-30 Infineon Technologies Ag Verfahren zum schaltenden Ansteuern eines Halbleiterschaltelements
JP4313658B2 (ja) 2003-11-28 2009-08-12 三菱電機株式会社 インバータ回路
EP2171835B1 (de) * 2007-07-09 2014-07-23 Power Concepts NZ Limited Ansteuerschaltung
US7952418B2 (en) * 2008-06-27 2011-05-31 Dell Products L.P. Enhanced transistor gate drive
US20110101951A1 (en) * 2009-10-30 2011-05-05 Zhiliang Zhang Zero-Voltage-Switching Self-Driven Full-Bridge Voltage Regulator
WO2013002924A2 (en) * 2011-06-27 2013-01-03 Massachusetts Institute Of Technology Power converters having capacitive energy transfer elements and arrangements of energy storage elements for power converters
US9042143B2 (en) 2011-10-29 2015-05-26 Ixys Corporation Low forward voltage rectifier using capacitive current splitting
US8649199B2 (en) * 2011-10-29 2014-02-11 Ixys Corporation Low forward voltage rectifier
US20130187684A1 (en) * 2012-01-25 2013-07-25 Raytheon Company Fast gate driver for silicon carbide junction field-effect (jfet) switching devices
EP2713488B1 (de) * 2012-09-28 2020-04-15 OSRAM GmbH Elektronischer Wandler und zugehöriges Beleuchtungssystem und Verfahren zum Betrieb eines elektronischen Wandlers
US9166481B1 (en) 2013-03-14 2015-10-20 Vlt, Inc. Digital control of resonant power converters
GB2511846B (en) * 2013-03-15 2017-07-26 Eisergy Ltd A gate drive circuit for a semiconductor switch
KR102155031B1 (ko) * 2013-12-30 2020-09-11 삼성전자주식회사 전원 공급 장치 및 그에 포함되는 게이트 드라이버
JP5907199B2 (ja) * 2014-03-12 2016-04-26 トヨタ自動車株式会社 半導体装置及び半導体装置の制御方法
US9673816B2 (en) 2014-11-11 2017-06-06 Halliburton Energy Services, Inc. Asymmetric gate driver apparatus, methods, and systems
TWI688211B (zh) * 2015-01-29 2020-03-11 日商半導體能源研究所股份有限公司 半導體裝置、電子組件及電子裝置
US9966837B1 (en) 2016-07-08 2018-05-08 Vpt, Inc. Power converter with circuits for providing gate driving
GB2559423B8 (en) 2017-02-07 2023-06-28 Heyday Integrated Circuits Sas An isolated high side drive circuit
GB2567227A (en) 2017-10-06 2019-04-10 Heyday Integrated Circuits Galvanically isolated gate drive circuit with power transfer
CN111211764B (zh) * 2020-02-18 2023-10-24 恩智浦有限公司 栅极电压控制
US11811396B2 (en) * 2021-09-30 2023-11-07 Infineon Technologies Austria Ag Power transfer, gate drive, and/or protection functions across an isolation barrier
US12088191B1 (en) 2023-04-07 2024-09-10 Allero MicroSystems, LLC High side gate driver architecture

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3169198D1 (en) * 1980-12-04 1985-04-11 Siemens Ag Circuitry for driving at least one power fet
US4415959A (en) * 1981-03-20 1983-11-15 Vicor Corporation Forward converter switching at zero current
JPS58136137A (ja) * 1982-02-08 1983-08-13 Hitachi Ltd 電界効果トランジスタを用いたインバータ回路
JPS6049377A (ja) * 1983-08-30 1985-03-18 Canon Inc 画像処理装置
US4777387A (en) * 1984-02-21 1988-10-11 International Rectifier Corporation Fast turn-off circuit for photovoltaic driven MOSFET
JPS6135616A (ja) * 1984-07-27 1986-02-20 Tdk Corp 電界効果トランジスタ駆動回路
US4748351A (en) * 1986-08-26 1988-05-31 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Power MOSFET gate driver circuit
JPS63139421A (ja) * 1986-12-01 1988-06-11 Fuji Electric Co Ltd Ｍｏｓｆｅｔのゲ−ト駆動回路
JPH01300617A (ja) * 1988-05-30 1989-12-05 Fuji Electric Co Ltd ゲート駆動回路
JPH022704A (ja) * 1988-06-15 1990-01-08 Matsushita Electric Works Ltd 半導体スイッチング素子の駆動回路
JPH0250616A (ja) * 1988-08-12 1990-02-20 Matsushita Electric Works Ltd トランジスタ駆動回路
US4897580A (en) * 1989-06-20 1990-01-30 Motorola Inc. Amplifier drive circuit for inductive loads
US4970420A (en) * 1989-07-13 1990-11-13 Westinghouse Electric Corp. Power field effect transistor drive circuit
US4967109A (en) * 1989-12-08 1990-10-30 General Electric Company High efficiency gate driver circuit for a high frequency converter
US5010261A (en) * 1989-12-08 1991-04-23 General Electric Company Lossless gate driver circuit for a high frequency converter
US5019719A (en) * 1990-01-12 1991-05-28 International Rectifier Corporation Transformer coupled gate drive circuit for power MOSFETS

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Publication number Publication date
EP0571615A1 (de) 1993-12-01
JPH06503938A (ja) 1994-04-28
US6107860A (en) 2000-08-22
EP0571615A4 (de) 1995-05-03
DE69229263D1 (de) 1999-07-01
WO1993012581A1 (en) 1993-06-24
EP0571615B1 (de) 1999-05-26

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