JPS6135616A - 電界効果トランジスタ駆動回路 - Google Patents
電界効果トランジスタ駆動回路Info
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- JPS6135616A JPS6135616A JP15699484A JP15699484A JPS6135616A JP S6135616 A JPS6135616 A JP S6135616A JP 15699484 A JP15699484 A JP 15699484A JP 15699484 A JP15699484 A JP 15699484A JP S6135616 A JPS6135616 A JP S6135616A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/689—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
- H03K17/691—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit using transformer coupling
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、MOS(Metal −0xide −Se
miconductar)型の電界効果トランジスタを
駆動する回路、特に、信号源側と電界効果トランジスタ
のゲート駆動回路とが変圧器によって絶縁されている場
合1に好適な電界効果トランジスタ駆動回路に関する。
miconductar)型の電界効果トランジスタを
駆動する回路、特に、信号源側と電界効果トランジスタ
のゲート駆動回路とが変圧器によって絶縁されている場
合1に好適な電界効果トランジスタ駆動回路に関する。
従来技術とその問題点
従来、スイッチング電源においては、変換用変圧器に接
続されるメインのスイッチ素子として、バイポーラ型パ
ワートランジスタを使用したものが一般的であったが、
最近、バイポーラ型トランジスタに代えて、MO9型電
界効果トランジスタをスイッチ素子として使用したスイ
ッチング電源が注目されている。電界効果トランジスタ
を使用したスイッチング電源は、バイポーラ型トランジ
スタを使用した場合に比較して、スイッチングの高速化
、小型化及び高効率化の点で優れているからである。
続されるメインのスイッチ素子として、バイポーラ型パ
ワートランジスタを使用したものが一般的であったが、
最近、バイポーラ型トランジスタに代えて、MO9型電
界効果トランジスタをスイッチ素子として使用したスイ
ッチング電源が注目されている。電界効果トランジスタ
を使用したスイッチング電源は、バイポーラ型トランジ
スタを使用した場合に比較して、スイッチングの高速化
、小型化及び高効率化の点で優れているからである。
ところが、バイポーラ型トランジスタが電流駆動方式と
なるのに対し、電界効果トランジスタはゲート、ソース
間の入力容量C4nが非常に高く、木質的に電圧駆動方
式となるため、バイポーラ型トランジスタの回路技術な
単に転用しただけでは、効率が高く、しかも軽量、小型
で誤動作を生じない高信頼度のスイッチング電源を実現
することができない。
なるのに対し、電界効果トランジスタはゲート、ソース
間の入力容量C4nが非常に高く、木質的に電圧駆動方
式となるため、バイポーラ型トランジスタの回路技術な
単に転用しただけでは、効率が高く、しかも軽量、小型
で誤動作を生じない高信頼度のスイッチング電源を実現
することができない。
例えばバイポーラトランジスタにおける回路技術を転用
した電界効果トランジスタ駆動回路としそ、第4図に示
すように、信号源l側と電界効果トランジスタQ1のゲ
ートGとの間に絶縁用の変圧器T1を挿入し、この変圧
器T1の入力巻線N1に信号源lからの駆動パルスによ
ってオン、オフされるスイッチ素子Q2を直列に接続し
、更に出力巻線N2から電界効果トランジスタQ1のゲ
ートGに至る回路にダイオードD1と抵抗R1の並列接
続回路を直列に挿入する回路が知られている。ダイオー
ドDzは変圧器T1に生じるフライバック電圧に対して
順方向となるように接続するeR2は抵抗、RLは負荷
、Vdは直流電源、Dはドレイン、Sはソース、Cin
はゲート、ソース間の入力容量である。
した電界効果トランジスタ駆動回路としそ、第4図に示
すように、信号源l側と電界効果トランジスタQ1のゲ
ートGとの間に絶縁用の変圧器T1を挿入し、この変圧
器T1の入力巻線N1に信号源lからの駆動パルスによ
ってオン、オフされるスイッチ素子Q2を直列に接続し
、更に出力巻線N2から電界効果トランジスタQ1のゲ
ートGに至る回路にダイオードD1と抵抗R1の並列接
続回路を直列に挿入する回路が知られている。ダイオー
ドDzは変圧器T1に生じるフライバック電圧に対して
順方向となるように接続するeR2は抵抗、RLは負荷
、Vdは直流電源、Dはドレイン、Sはソース、Cin
はゲート、ソース間の入力容量である。
上記の回路においては、信号源1からの駆動パルスによ
りスイッチ素子Q2がオンになり、その時に絶縫変圧器
T1の出力巻線N2に生じる電圧によって、電界効果ト
ランジスタQzのゲー)Gが抵抗Rzを通して駆動され
、電界効果トランジスタQ1がオンになる0次にスイッ
チ素子Q2がオフになると、その時に出力巻線N2に生
じるフライバック電圧がダイオードD1を通して電界効
果トランジスタQ1のゲートに逆極性に印加され、これ
によってゲート、ソース間の入力容量Cjnに蓄積され
た電荷が放電され、電界効果トランジスタQzがオフに
なる。
りスイッチ素子Q2がオンになり、その時に絶縫変圧器
T1の出力巻線N2に生じる電圧によって、電界効果ト
ランジスタQzのゲー)Gが抵抗Rzを通して駆動され
、電界効果トランジスタQ1がオンになる0次にスイッ
チ素子Q2がオフになると、その時に出力巻線N2に生
じるフライバック電圧がダイオードD1を通して電界効
果トランジスタQ1のゲートに逆極性に印加され、これ
によってゲート、ソース間の入力容量Cjnに蓄積され
た電荷が放電され、電界効果トランジスタQzがオフに
なる。
また1、別の従来例として、第5図に示す回路も知られ
ている。この第5図に示す従来例では、変圧器T1の出
力巻線N2の両端間に、抵抗R3とダイオードD2の直
列回路を接続しである。ダイオードD2は変圧器Tlの
出力巻線N2に生じるフライバック電圧に対して順方向
となるように接続されている。Raは抵抗である。
ている。この第5図に示す従来例では、変圧器T1の出
力巻線N2の両端間に、抵抗R3とダイオードD2の直
列回路を接続しである。ダイオードD2は変圧器Tlの
出力巻線N2に生じるフライバック電圧に対して順方向
となるように接続されている。Raは抵抗である。
この第5図に示す従来例の場合は、スイッチ素子Q2が
オフにな9たときに変圧器Tlの出力巻線N2に生じる
フライバック電圧によってゲート、ソース間の入力容量
Cinの蓄積電荷を放電させる。なお、スイッチ素子Q
2がオンになったときの動作は第4図の場合と同様であ
る。
オフにな9たときに変圧器Tlの出力巻線N2に生じる
フライバック電圧によってゲート、ソース間の入力容量
Cinの蓄積電荷を放電させる。なお、スイッチ素子Q
2がオンになったときの動作は第4図の場合と同様であ
る。
ところが、電界効果トランジスタQ1はゲート、ソース
間の入力容量Cinが非常に高いため、上述した何れの
従来例においても、次のような問題を生じる。
間の入力容量Cinが非常に高いため、上述した何れの
従来例においても、次のような問題を生じる。
(イ)大容量の入力容量Cinに蓄積された電荷を変圧
器T1の巻線N2を通して引抜く回路作用となるため、
パルス幅が狭くなるほど、電界効果トランジスタQ1の
′ドレイン電流Idgのオフが遅くなる。この結果、効
率が低下し、ヒートシンクあ大型化、コストアップ等を
招く。
器T1の巻線N2を通して引抜く回路作用となるため、
パルス幅が狭くなるほど、電界効果トランジスタQ1の
′ドレイン電流Idgのオフが遅くなる。この結果、効
率が低下し、ヒートシンクあ大型化、コストアップ等を
招く。
(ロ)入力容量C4nに蓄積された電荷を変圧器Tlの
巻線N2を通して引抜くため、そのり−ケージインダク
タンス分の影響等により、スイッチング素子Q2に印加
される電圧vCeが振動する。この電圧振動分は巻線N
1側から巻線N2偏に伝送され、電界効果トランジスタ
Q1を電圧駆動する。この結果、電界効果トランジスタ
Q1のスイッチング動作が異常発振動作をするようにな
ってしまう、電界効果トランジスタQ1の異常発振は、
損失の増大、スイッチング電源における直流出力のりプ
ルの増大等の問題を生じる。
巻線N2を通して引抜くため、そのり−ケージインダク
タンス分の影響等により、スイッチング素子Q2に印加
される電圧vCeが振動する。この電圧振動分は巻線N
1側から巻線N2偏に伝送され、電界効果トランジスタ
Q1を電圧駆動する。この結果、電界効果トランジスタ
Q1のスイッチング動作が異常発振動作をするようにな
ってしまう、電界効果トランジスタQ1の異常発振は、
損失の増大、スイッチング電源における直流出力のりプ
ルの増大等の問題を生じる。
本発明の目的
本発明は上述する従来からの問題点を解決し。
高効率、軽量、小型で誤動作を生じない高信頼度かつ高
性能の電界効果トランジスタ駆動回路を提供することを
目的とする。
性能の電界効果トランジスタ駆動回路を提供することを
目的とする。
本発明の構成
上記目的を達成するため1本発明は、信号源側と電界効
果トランジスタのゲート駆動回路との間に変圧器を挿入
した電界効果トランジスタ駆動回路において、前記電界
効果トランジスタのゲートとソースとの間に接続された
三端子スイッチ素子と、前記変圧器に生じるフライバッ
クエネルギーを利用して前記三端子スイッチ素子を導通
させる回路とを備え、前記三端子スイッチ素子の導通に
より前記電界効果トランジスタの入力容量に蓄積された
電荷を放電させることを特徴とする。
果トランジスタのゲート駆動回路との間に変圧器を挿入
した電界効果トランジスタ駆動回路において、前記電界
効果トランジスタのゲートとソースとの間に接続された
三端子スイッチ素子と、前記変圧器に生じるフライバッ
クエネルギーを利用して前記三端子スイッチ素子を導通
させる回路とを備え、前記三端子スイッチ素子の導通に
より前記電界効果トランジスタの入力容量に蓄積された
電荷を放電させることを特徴とする。
実施例
第1図は本発明に係る電界効果トランジスタ駆動回路の
電気回路接続図である0図において、第4図及び第5図
と同一の参照符号は同一性ある構成部分を示している。
電気回路接続図である0図において、第4図及び第5図
と同一の参照符号は同一性ある構成部分を示している。
Q3は電界効果トランジスタQ1のゲートGとソースS
との間に接続された三端子スイッチ素子である。この実
施例では、三端子スイッチ素子Q8はPNP型トランジ
スタを使用し、そのエミッタ、コレクタを電界効果トラ
ンジスタQzのゲートGとソースSとの間に接続しであ
る。
との間に接続された三端子スイッチ素子である。この実
施例では、三端子スイッチ素子Q8はPNP型トランジ
スタを使用し、そのエミッタ、コレクタを電界効果トラ
ンジスタQzのゲートGとソースSとの間に接続しであ
る。
2は変圧器T1に生じるフライバックエネルギーを利用
して三端子スイッチ素子Q3を導通させる回路である。
して三端子スイッチ素子Q3を導通させる回路である。
この実施例では1回路2は、三端子スイッチ素子Q3の
接続位置よりは変圧器T1側の位置で、フライバック電
圧に対して逆極性となるように、変圧器T1の巻線N2
の一端と前記電界効果トランジスタQ1のゲートとの間
に、ダイオードD8を直列に接続すると共に、このダイ
オードD3の端子(イ)、(ロ)から三端子スイッチ素
子Q3のベースに対して、三端子スイッチ素子Q8のた
めのバイアス回路3を形成しである。
接続位置よりは変圧器T1側の位置で、フライバック電
圧に対して逆極性となるように、変圧器T1の巻線N2
の一端と前記電界効果トランジスタQ1のゲートとの間
に、ダイオードD8を直列に接続すると共に、このダイ
オードD3の端子(イ)、(ロ)から三端子スイッチ素
子Q3のベースに対して、三端子スイッチ素子Q8のた
めのバイアス回路3を形成しである。
バイアス回路3は、ダイオードD3の端子(ロ)から三
端子スイッチ素子Q8のベースに抵抗R5を接続すると
共に、ダイオードD8の端子(イ)と三端子スイッチ素
子Q8のベースとの間に、ダイオードD4及び抵抗R4
を接続しである。D5はスイッチングスピードを向上さ
せるために接続されたベーカクランプ用のダイオード。
端子スイッチ素子Q8のベースに抵抗R5を接続すると
共に、ダイオードD8の端子(イ)と三端子スイッチ素
子Q8のベースとの間に、ダイオードD4及び抵抗R4
を接続しである。D5はスイッチングスピードを向上さ
せるために接続されたベーカクランプ用のダイオード。
R6は名イツチングスピード調整用の抵抗である。
次に第2図の波形図を参照して上記実施例の回路作用を
説明する。信号源lからの駆動パルスによりスイッチ素
子Q2がto時にオンになると、そのとき変圧器T1の
出力巻線N2に生じる電圧Exが、ダイオードD3を通
して電界効果トランジスタQ1のゲートGとソースSと
の間に印加される。この結果、第2図(C)に示すよう
なゲート電流Igaが流れて入力容量C4nが充電され
、電界効果トランジスタQlがオンになる。
説明する。信号源lからの駆動パルスによりスイッチ素
子Q2がto時にオンになると、そのとき変圧器T1の
出力巻線N2に生じる電圧Exが、ダイオードD3を通
して電界効果トランジスタQ1のゲートGとソースSと
の間に印加される。この結果、第2図(C)に示すよう
なゲート電流Igaが流れて入力容量C4nが充電され
、電界効果トランジスタQlがオンになる。
次にスイッチ素子Q2がt1時にオフになると、変圧器
T1の各巻線N1、N2にフライバック電圧が発生する
。出力巻線N2に生じたフライバック電圧は、巻線N2
の両端間に接続された抵aRa及びダイオードD2によ
る放電作用を受けるから、ダイオードD8の端子(イ)
側で見たフライバック電圧E2は、第2図(a)に示す
ようになる。
T1の各巻線N1、N2にフライバック電圧が発生する
。出力巻線N2に生じたフライバック電圧は、巻線N2
の両端間に接続された抵aRa及びダイオードD2によ
る放電作用を受けるから、ダイオードD8の端子(イ)
側で見たフライバック電圧E2は、第2図(a)に示す
ようになる。
一方、ダイオードDaの端子(ロ)側は、入力容量Ci
nの充電電圧に依存する正電圧に保たれている。従って
、ダイオードD9の端子(イ)−(ロ)間には、端子(
ロ)側を正、端子(イ)側を負とする電位差が生じ、こ
の電位差によってバイアス回路3に電流が流れ、三端子
スイッチ素子Q3が導通する。そして、三端子スイッチ
素子Q3の導通に劣り、電界効果トランジスタQxのゲ
ートGとソースSの間が短絡され、入力容量Cinに蓄
積された電荷が三端子スイッチ素子Q8を通して放電さ
れる。
nの充電電圧に依存する正電圧に保たれている。従って
、ダイオードD9の端子(イ)−(ロ)間には、端子(
ロ)側を正、端子(イ)側を負とする電位差が生じ、こ
の電位差によってバイアス回路3に電流が流れ、三端子
スイッチ素子Q3が導通する。そして、三端子スイッチ
素子Q3の導通に劣り、電界効果トランジスタQxのゲ
ートGとソースSの間が短絡され、入力容量Cinに蓄
積された電荷が三端子スイッチ素子Q8を通して放電さ
れる。
上述のように、本発明においては、トランジスタ等で構
成される三端子スイッチ素子Qaを導通させて、入力容
量Cinの蓄積電荷を放電させる構成であるから、電界
効果トランジスタQlのスイッチングスピードを、従来
より著しく高速化することができる。この実施例に示す
ように、ベーカクランプダイオードD5を付加した回路
構成では、スイッチングスピードを30nm〜50ng
と従来の175以下の時間に短縮することができた。
成される三端子スイッチ素子Qaを導通させて、入力容
量Cinの蓄積電荷を放電させる構成であるから、電界
効果トランジスタQlのスイッチングスピードを、従来
より著しく高速化することができる。この実施例に示す
ように、ベーカクランプダイオードD5を付加した回路
構成では、スイッチングスピードを30nm〜50ng
と従来の175以下の時間に短縮することができた。
しかも、放電電流は専ら三端子スイッチ素子Q3を通っ
て流れ、変圧器T1の巻線N2には流れないから、入力
容量Cinの蓄積電荷の放電時に、変圧器T1の巻線N
1.N2の持つインダクタンスの影響を受けてスイッチ
ング素子Q2の電圧Weeが振動する等の問題を生じる
ことがない。
て流れ、変圧器T1の巻線N2には流れないから、入力
容量Cinの蓄積電荷の放電時に、変圧器T1の巻線N
1.N2の持つインダクタンスの影響を受けてスイッチ
ング素子Q2の電圧Weeが振動する等の問題を生じる
ことがない。
従って、電界効果トランジスタQ1の異常発振動作を防
止し、異常発振動作に伴う損失の増大、スイッチン夛電
源における出力リプルの増大等の問題を解決することが
できる。
止し、異常発振動作に伴う損失の増大、スイッチン夛電
源における出力リプルの増大等の問題を解決することが
できる。
また、入力容量Cinの蓄積電荷を放電する場合、変圧
器T1の巻線Nx、N2による影響がなくなるので、変
圧器T1の設計が容易になり、コストが安価になる0例
えば巻線N1、N2のり−ケージイングクタンスが大き
くとも特性に影響を及ぼさないし、またギャップなしコ
アを使用するととも可能になる。
器T1の巻線Nx、N2による影響がなくなるので、変
圧器T1の設計が容易になり、コストが安価になる0例
えば巻線N1、N2のり−ケージイングクタンスが大き
くとも特性に影響を及ぼさないし、またギャップなしコ
アを使用するととも可能になる。
第3図は本発明に係る電界効果トランジスタ駆動回路を
スイッチング電源に適用した具体的な回路図を示してい
る0図において、第1図と同一の参照符号は同一性ある
構成部分を示している。
スイッチング電源に適用した具体的な回路図を示してい
る0図において、第1図と同一の参照符号は同一性ある
構成部分を示している。
T2は変換用の変圧器、4は出力側に備えられた整流平
滑回路、5は例えばパルス幅制御回路等を含む制御回路
、6及び7は入力端子、8は出力端子である。
滑回路、5は例えばパルス幅制御回路等を含む制御回路
、6及び7は入力端子、8は出力端子である。
この実施例に示すスイッチング電源は、変圧器T2の巻
線N21に直列に接続された電界効果トランジスタQ1
のスイッチング作用により、入力端子6−7から変圧器
T2の巻線Nzxを通して与えられる直流入力Viaを
スイッチングし、そのスイッチング出力を変圧器T2の
巻線Nu側に取り出し、整流平滑回路4によって直流に
変換して出力端子8から負荷に直流電源を供給する。
線N21に直列に接続された電界効果トランジスタQ1
のスイッチング作用により、入力端子6−7から変圧器
T2の巻線Nzxを通して与えられる直流入力Viaを
スイッチングし、そのスイッチング出力を変圧器T2の
巻線Nu側に取り出し、整流平滑回路4によって直流に
変換して出力端子8から負荷に直流電源を供給する。
直流出力の一部は制御回路5に入力され、制御回路5で
は直流出力が一定となるように、または過電流もしくは
過電圧とならないように、スイッチ素子Q2に供給され
る制御信号のパルス幅を制御する。スイッチ素子Q2の
オン、オフに伴う駆動回路の回路動作は第trI4で示
したと同様であるので、説明は省略する。
は直流出力が一定となるように、または過電流もしくは
過電圧とならないように、スイッチ素子Q2に供給され
る制御信号のパルス幅を制御する。スイッチ素子Q2の
オン、オフに伴う駆動回路の回路動作は第trI4で示
したと同様であるので、説明は省略する。
上述のように、メインスイッチとして電界効果トランジ
スタQ1を使用し、この電界効果トランジスタQ1を本
発明に係る駆動回路によって駆動した場合は、第1図で
詳説した理由により、高効率、軽量、小型で誤動作を生
じない高信頼度かつ高性能のスイッチング電源を実現す
ることができる。
スタQ1を使用し、この電界効果トランジスタQ1を本
発明に係る駆動回路によって駆動した場合は、第1図で
詳説した理由により、高効率、軽量、小型で誤動作を生
じない高信頼度かつ高性能のスイッチング電源を実現す
ることができる。
本発明の効果
以上述べたように、本発明は、信号源側と電界効果トラ
ンジスタのゲート駆動回路との間に変圧器を挿入した電
界効果トランジスタ駆動回路において、前記電界効果ト
ランジスタのゲートとソースとの間に接続された三端子
スイッチ素子と、前記変圧器に生じるフライバックエネ
ルギーを利用して前記三端子スイッチ素子を導通させる
回路とを備え、前記三端子スイッチ素子の導通により前
記電界効果トランジスタの入力容量に蓄積された電荷を
放電させることを特徴とするから、高効率、軽量、小型
で誤動作を生じない高信頼度かつ高性能の電界効果トラ
ンジスタ駆動回路を提供することができる。
ンジスタのゲート駆動回路との間に変圧器を挿入した電
界効果トランジスタ駆動回路において、前記電界効果ト
ランジスタのゲートとソースとの間に接続された三端子
スイッチ素子と、前記変圧器に生じるフライバックエネ
ルギーを利用して前記三端子スイッチ素子を導通させる
回路とを備え、前記三端子スイッチ素子の導通により前
記電界効果トランジスタの入力容量に蓄積された電荷を
放電させることを特徴とするから、高効率、軽量、小型
で誤動作を生じない高信頼度かつ高性能の電界効果トラ
ンジスタ駆動回路を提供することができる。
第1図は本発明に係る電界効果トランジスタ駆動回路の
電気回路図、第2図はその動作鷺説明するための各部の
波形図、第3図は本発明に係る電界効果トランジスタ駆
動回路を適用したスイッチング電源の電気回路図、第4
図は従来の電界効果トランジスタ駆動回路の電気回路図
、第5図は同じく別の従来例における電気回路図である
。 l・・・信号源 Ql・・・電界効果トランジスタ Q8・・・三端子スイッチ素子 T1・・拳変圧器 Nu、N2・・・巻線D2〜D
5・・・ダイオード RaNR6@@e抵抗 第4図 第5図
電気回路図、第2図はその動作鷺説明するための各部の
波形図、第3図は本発明に係る電界効果トランジスタ駆
動回路を適用したスイッチング電源の電気回路図、第4
図は従来の電界効果トランジスタ駆動回路の電気回路図
、第5図は同じく別の従来例における電気回路図である
。 l・・・信号源 Ql・・・電界効果トランジスタ Q8・・・三端子スイッチ素子 T1・・拳変圧器 Nu、N2・・・巻線D2〜D
5・・・ダイオード RaNR6@@e抵抗 第4図 第5図
Claims (5)
- (1)信号源側と電界効果トランジスタのゲート駆動回
路との間に変圧器を挿入した電界効果トランジスタ駆動
回路において、前記電界効果トランジスタのゲートとソ
ースとの間に接続された三端子スイッチ素子と、前記変
圧器に生じるフライバックエネルギーを利用して前記三
端子スイッチ素子を導通させる回路とを備え、前記三端
子スイッチ素子の導通により前記電界効果トランジスタ
の入力容量に蓄積された電荷を放電させることを特徴と
する電界効果トランジスタ駆動回路。 - (2)前記回路は、前記電界効果トランジスタのゲート
に対する前記三端子スイッチ素子の接続位置よりは前記
変圧器側の位置で、フライバック電圧に対して逆極性と
なるように、前記変圧器の巻線の一端と前記電界効果ト
ランジスタのゲートとの間に直列に接続されたダイオー
ドと、このダイオードの両端から前記三端子スイッチ素
子の制御入力端子に対して形成されたバイアス回路とを
備えることを特徴とする特許請求の範囲第1項に記載の
電界効果トランジスタ駆動回路。 - (3)前記バイアス回路は、前記ダイオードと前記電界
効果トランジスタのゲートとの接続位置から前記三端子
スイッチ素子の制御入力端子に接続された抵抗回路と、
前記ダイオード及び前記変圧器の接続位置と前記三端子
スイッチ素子の制御入力端子との間に接続されたダイオ
ードとを含むことを特徴とする特許請求の範囲第2項に
記載の電界効果トランジスタ駆動回路。 - (4)前記三端子スイッチ素子はトランジスタで成るこ
とを特徴とする特許請求の範囲第1項、第2項または第
3項に記載の電界効果トランジスタ駆動回路。 - (5)前記三端子スイッチ素子を構成する前記トランジ
スタは、ベーカクランプ回路を有することを特徴とする
特許請求の範囲第4項に記載の電界効果トランジスタ駆
動回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15699484A JPS6135616A (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | 電界効果トランジスタ駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP15699484A JPS6135616A (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | 電界効果トランジスタ駆動回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6135616A true JPS6135616A (ja) | 1986-02-20 |
Family
ID=15639851
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15699484A Pending JPS6135616A (ja) | 1984-07-27 | 1984-07-27 | 電界効果トランジスタ駆動回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6135616A (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1984
- 1984-07-27 JP JP15699484A patent/JPS6135616A/ja active Pending
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