JPH05344718A - 電力変換装置の駆動回路 - Google Patents
電力変換装置の駆動回路Info
- Publication number
- JPH05344718A JPH05344718A JP17622692A JP17622692A JPH05344718A JP H05344718 A JPH05344718 A JP H05344718A JP 17622692 A JP17622692 A JP 17622692A JP 17622692 A JP17622692 A JP 17622692A JP H05344718 A JPH05344718 A JP H05344718A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- transformer
- pair
- driven semiconductor
- effect transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチング素子として電圧駆動形半導体素
子を用いた電力変換装置において，低い入力電圧におい
ても，充分な駆動電圧を与える。 【構成】 変圧器39の一次巻線38にスイッチング素子と
して電界効果トランジスタ37が直列に接続される。駆動
用の信号を与える電界効果トランジスタ23のドレインに
は＋側線路２からはダイオード25を介して電圧供給され
る。また同時にスイッチング素子の電界効果トランジス
タ37がオフしてときに発生する逆起電力をダイオード29
とコンデンサ31による整流回路において電源電圧の２倍
またはそれ以上の電圧を取り出し，この電圧を主スイッ
チング素子の駆動用に利用する。
子を用いた電力変換装置において，低い入力電圧におい
ても，充分な駆動電圧を与える。 【構成】 変圧器39の一次巻線38にスイッチング素子と
して電界効果トランジスタ37が直列に接続される。駆動
用の信号を与える電界効果トランジスタ23のドレインに
は＋側線路２からはダイオード25を介して電圧供給され
る。また同時にスイッチング素子の電界効果トランジス
タ37がオフしてときに発生する逆起電力をダイオード29
とコンデンサ31による整流回路において電源電圧の２倍
またはそれ以上の電圧を取り出し，この電圧を主スイッ
チング素子の駆動用に利用する。
Description
【産業上の利用分野】本発明は電力変換装置の駆動回
路，特に電界効果トランジスタやSIT 等の電圧駆動形半
導体素子を用いた電力変換装置の駆動回路に関する。
路，特に電界効果トランジスタやSIT 等の電圧駆動形半
導体素子を用いた電力変換装置の駆動回路に関する。
【従来技術】電界効果トランジスタやSIT 等の電圧駆動
形半導体素子は本質的に，蓄積電荷をもたないスイッチ
ング素子であって，駆動電流がわずかで高速スイッチン
グが可能のため，電力変換装置にしばしば使用されてい
る。しかしながら，図６に示すように，電界効果トラン
ジスタのゲート・ソース間電圧ＶGS対ドレイン・ソース
間電圧ＶDS特性をみると，ゲート・ソース間電圧が約３
Ｖのしきい電圧ＶTH以下ではカットオフの領域にあるた
め，このしきい電圧ＶTH以上の電圧は必要となる。また
そのカットオフの領域を越えても，５Ｖないし10Ｖ以上
のゲート駆動電圧を与えないと，効率の高いスイッチン
グ素子としては動作させることができない。従来は，こ
のように入力電圧の低い電力変換装置においては，別途
駆動用の補助電源を備えるか，電力変換装置に駆動用の
補助昇圧回路を付加していたが，回路が複雑となり，あ
るいは変換効率を低く抑えるという問題があった。特に
３Ｖ程度の小型電池を入力とする電力変換装置において
は，解決困難な問題であった。
形半導体素子は本質的に，蓄積電荷をもたないスイッチ
ング素子であって，駆動電流がわずかで高速スイッチン
グが可能のため，電力変換装置にしばしば使用されてい
る。しかしながら，図６に示すように，電界効果トラン
ジスタのゲート・ソース間電圧ＶGS対ドレイン・ソース
間電圧ＶDS特性をみると，ゲート・ソース間電圧が約３
Ｖのしきい電圧ＶTH以下ではカットオフの領域にあるた
め，このしきい電圧ＶTH以上の電圧は必要となる。また
そのカットオフの領域を越えても，５Ｖないし10Ｖ以上
のゲート駆動電圧を与えないと，効率の高いスイッチン
グ素子としては動作させることができない。従来は，こ
のように入力電圧の低い電力変換装置においては，別途
駆動用の補助電源を備えるか，電力変換装置に駆動用の
補助昇圧回路を付加していたが，回路が複雑となり，あ
るいは変換効率を低く抑えるという問題があった。特に
３Ｖ程度の小型電池を入力とする電力変換装置において
は，解決困難な問題であった。
【発明が解決しようとする課題】本発明は，電界効果ト
ランジスタ等の電圧駆動形半導体素子を用いた電力変換
装置において，低い入力電圧においても，総合効率を高
め得る駆動回路を得ることを目的とする。
ランジスタ等の電圧駆動形半導体素子を用いた電力変換
装置において，低い入力電圧においても，総合効率を高
め得る駆動回路を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】この課題を解決するた
め，本発明においては，主回路構成として，直流入力端
子に一対の線路を接続し，この一対の線路に主スイッチ
ング素子である電圧駆動形半導体素子の主電流電極と変
圧器の一次巻線とを直列に接続する。この変圧器の二次
巻線より出力電力を発生して電力変換装置を構成する。
そして駆動回路として変圧器の一次巻線と電圧駆動形半
導体素子の主電流電極との接続点と，線路の一端との間
に互いに直列接続されたダイオードとコンデンサを接続
し，このコンデンサに主スイッチング素子である電圧駆
動形半導体素子電界効果トランジスタのオフ時の逆起電
力を蓄えて，電圧駆動形半導体素子の制御電極への駆動
電源とするものである。また，電圧駆動形半導体素子の
オフ時の逆起電力を蓄える手段として，多段倍電圧整流
回路を備えることもあわせて提案するものである。
め，本発明においては，主回路構成として，直流入力端
子に一対の線路を接続し，この一対の線路に主スイッチ
ング素子である電圧駆動形半導体素子の主電流電極と変
圧器の一次巻線とを直列に接続する。この変圧器の二次
巻線より出力電力を発生して電力変換装置を構成する。
そして駆動回路として変圧器の一次巻線と電圧駆動形半
導体素子の主電流電極との接続点と，線路の一端との間
に互いに直列接続されたダイオードとコンデンサを接続
し，このコンデンサに主スイッチング素子である電圧駆
動形半導体素子電界効果トランジスタのオフ時の逆起電
力を蓄えて，電圧駆動形半導体素子の制御電極への駆動
電源とするものである。また，電圧駆動形半導体素子の
オフ時の逆起電力を蓄える手段として，多段倍電圧整流
回路を備えることもあわせて提案するものである。
【作用】主スイッチング素子である電圧駆動形半導体素
子がオフしたときの逆起電力は直流入力電圧とほぼ等し
い値か，それ以上の値の電圧であるので，この電圧が線
路間の電圧と加算されて，２倍かそれ以上の電圧が駆動
回路の電圧となる。したがって直流入力電圧が低い場合
であっても，電圧駆動形半導体素子を良好なスイッチン
グ特性で作動させることができる。ダイオードとコンデ
ンサに代えて，多段倍電圧整流回路を備える場合につい
ては，駆動回路の電圧がさらに高く昇圧される。そし
て，逆起電力のエネルギーをコンデンサで吸収すること
になるため，主スイッチング素子のスナバとしても作用
する。
子がオフしたときの逆起電力は直流入力電圧とほぼ等し
い値か，それ以上の値の電圧であるので，この電圧が線
路間の電圧と加算されて，２倍かそれ以上の電圧が駆動
回路の電圧となる。したがって直流入力電圧が低い場合
であっても，電圧駆動形半導体素子を良好なスイッチン
グ特性で作動させることができる。ダイオードとコンデ
ンサに代えて，多段倍電圧整流回路を備える場合につい
ては，駆動回路の電圧がさらに高く昇圧される。そし
て，逆起電力のエネルギーをコンデンサで吸収すること
になるため，主スイッチング素子のスナバとしても作用
する。
【実施例】図１は本発明に係る電力変換装置の駆動回路
の一実施例である。図において，入力端子１，３には３
Ｖ程度の電圧の電池が接続され，端子７には100kHz程度
の駆動パルスが印加されてスイッチング素子をオンオフ
駆動して出力端子49,51 間に５Ｖの一定直流電圧を発生
させるものである。まず主回路の構成について説明する
と，入力端子１，３にはそれぞれ線路２，４が接続さ
れ，この線路２，４間にはコンデンサ５が接続されて線
路間のインピーダンスを充分低く抑える。そしてこの線
路２，４は各回路部品へと伝達される。＋側の線路２に
は変圧器39の一次巻線38の一端が接続され，−側の線路
４にはスイッチング素子である電界効果トランジスタ37
のソースが接続される。そして，変圧器39の一次巻線38
とスイッチング素子である電界効果トランジスタ37が直
列に接続されて直流を交番電流に変換している。変圧器
39の二次巻線40にはダイオード41と43からなる整流回路
と，チョークコイル45, コンデンサ47からなる平滑回路
により直流に変換して出力端子49,51 に所望の一定直流
電圧を供給する。次に駆動回路の構成について説明する
と，NPN 形のトランジスタ９とPNP 形のトランジスタ11
においては，それぞれのベース同志とエミッタ同志とは
相互接続され，各ベースは端子７に接続され，各エミッ
タは次の段へと接続される。そしてトランジスタ９のコ
レクタは＋線路２に接続され，トランジスタ11のコレク
タは−線路４に接続される。次にトランジスタ９と11の
各エミッタはそれぞれ抵抗器13,15 を介して電界効果ト
ランジスタ17,21 のゲートに接続される。電界効果トラ
ンジスタ17のドレインは電界効果トランジスタ23のゲー
トに接続されると共に，抵抗器19を介して電界効果トラ
ンジスタ23のドレインに接続される。この電界効果トラ
ンジスタ23のドレインはダイオード25を介して＋側の線
路２に接続される。そして変圧器39の一次巻線38の両端
には，直列接続されたダイオード29とコンデンサ31が接
続されて，これらダイオード29とコンデンサ31との相互
接続点からはダイオード27を介して電界効果トランジス
タ23のドレインへと接続される。電界効果トランジスタ
23のソースと電界効果トランジスタ21のドレインとは共
通接続され，抵抗器33を介して電界効果トランジスタ37
のゲートへと接続される。また，この電界効果トランジ
スタ37のゲートとソース間には抵抗器35が並列接続され
る。
の一実施例である。図において，入力端子１，３には３
Ｖ程度の電圧の電池が接続され，端子７には100kHz程度
の駆動パルスが印加されてスイッチング素子をオンオフ
駆動して出力端子49,51 間に５Ｖの一定直流電圧を発生
させるものである。まず主回路の構成について説明する
と，入力端子１，３にはそれぞれ線路２，４が接続さ
れ，この線路２，４間にはコンデンサ５が接続されて線
路間のインピーダンスを充分低く抑える。そしてこの線
路２，４は各回路部品へと伝達される。＋側の線路２に
は変圧器39の一次巻線38の一端が接続され，−側の線路
４にはスイッチング素子である電界効果トランジスタ37
のソースが接続される。そして，変圧器39の一次巻線38
とスイッチング素子である電界効果トランジスタ37が直
列に接続されて直流を交番電流に変換している。変圧器
39の二次巻線40にはダイオード41と43からなる整流回路
と，チョークコイル45, コンデンサ47からなる平滑回路
により直流に変換して出力端子49,51 に所望の一定直流
電圧を供給する。次に駆動回路の構成について説明する
と，NPN 形のトランジスタ９とPNP 形のトランジスタ11
においては，それぞれのベース同志とエミッタ同志とは
相互接続され，各ベースは端子７に接続され，各エミッ
タは次の段へと接続される。そしてトランジスタ９のコ
レクタは＋線路２に接続され，トランジスタ11のコレク
タは−線路４に接続される。次にトランジスタ９と11の
各エミッタはそれぞれ抵抗器13,15 を介して電界効果ト
ランジスタ17,21 のゲートに接続される。電界効果トラ
ンジスタ17のドレインは電界効果トランジスタ23のゲー
トに接続されると共に，抵抗器19を介して電界効果トラ
ンジスタ23のドレインに接続される。この電界効果トラ
ンジスタ23のドレインはダイオード25を介して＋側の線
路２に接続される。そして変圧器39の一次巻線38の両端
には，直列接続されたダイオード29とコンデンサ31が接
続されて，これらダイオード29とコンデンサ31との相互
接続点からはダイオード27を介して電界効果トランジス
タ23のドレインへと接続される。電界効果トランジスタ
23のソースと電界効果トランジスタ21のドレインとは共
通接続され，抵抗器33を介して電界効果トランジスタ37
のゲートへと接続される。また，この電界効果トランジ
スタ37のゲートとソース間には抵抗器35が並列接続され
る。
【動作説明】次に動作を説明する。この電力変換装置に
おいては，端子７に供給されるパルスの電位がＬレベル
にあるときは，電界効果トランジスタ９と11のエミッタ
はＬレベル，電界効果トランジスタ21のドレインはＨレ
ベルとなり，主スイッチング素子である電界効果トラン
ジスタ37はオンとなる。そして供給パルスがＨレベルに
あるときは，主スイッチング素子はオフとなり，以下オ
ンオフを繰り返し動作する。駆動回路の電界効果トラン
ジスタ23のドレインの電圧は起動当初は，ダイオード25
を介して与えられる入力電源電圧Vin であるが，以下に
説明するように昇圧機能が作用する。まずコンデンサ31
の電荷は電界効果トランジスタ37がタ−ン・オンする前
に放電されているものと仮定する。主スイッチング素子
である電界効果トランジスタ37がタ−ン・オンすると変
成器39の一次巻線38には，図の黒点印を正として入力電
圧Vin が印加される。このとき駆動用の電界効果トラン
ジスタ17，21はオフで，電界効果トランジスタ23はオン
状態である。このオン期間中は，コンデンサ31はダイオ
−ド27, 抵抗器19, 電界効果トランジスタ23のゲ−ト−
ソ−スおよび抵抗器33, 電界効果トランジスタ37のゲ−
ト−ソ−スを経て充電される経路が存在するが実際はダ
イオ−ド25と27の順方向電圧が等しければコンデンサ31
には電圧が印加されず，充電されることはない。次に主
スイッチング素子の電界効果トランジスタ37がタ−ン・
オフすると変圧器39の一次巻線38の両端には，変圧器39
の励磁インダクタンスによる逆起電力が現れる。この逆
起電力はダイオ−ド29を介してコンデンサ31を充電す
る。尚，一部は抵抗器19を通じ電界効果トランジスタ17
のドレイン−ソ−スおよび入力電源Vin を経て消費され
る。次にふたたび電界効果トランジスタ37がタ−ン・オ
ンするとコンデンサ31に前のオフ期間中に入力電圧まで
充電されていた電圧がちょうど入力電源 Vinに足し合わ
されるかたちでダイオ−ド27のアノ−ド側に印加されダ
イオ−ド25を逆バイアスする。その結果，駆動用の電界
効果トランジスタ23のドレインおよび抵抗器19にはほぼ
入力電圧 Vinの２倍の電圧がかかることになる。なお以
上の説明では，変圧器39には洩れインダクタンスが存在
しない理想的な変圧器として考えてきたが，実際には洩
れインダクタンスが無視できない値として存在する。そ
の場合には電界効果トランジスタ37がオフしたときの逆
起電力の値はさらに大きい値となり，コンデンサ31の充
電電圧は入力電圧 Vinの２倍以上の電圧となる。したが
って，入力電圧が３Ｖ程度であっても，駆動回路の電圧
は６Ｖまたはそれ以上の値となるため，主スイッチング
素子の電界効果トランジスタを低い電圧降下の特性領域
で動作させることができる。また同時にスイッチング素
子のスナバとして作用するため，スナバ損失を低減する
ことができる。以上説明してきた実施例では，電力変換
装置の主回路構成は，いわゆるフォワード形であって，
主スイッチング素子がオンのときに二次側に電力が伝達
される形のものである。この逆のフライバック形であっ
ても，本発明の駆動回路を実施することができる。
おいては，端子７に供給されるパルスの電位がＬレベル
にあるときは，電界効果トランジスタ９と11のエミッタ
はＬレベル，電界効果トランジスタ21のドレインはＨレ
ベルとなり，主スイッチング素子である電界効果トラン
ジスタ37はオンとなる。そして供給パルスがＨレベルに
あるときは，主スイッチング素子はオフとなり，以下オ
ンオフを繰り返し動作する。駆動回路の電界効果トラン
ジスタ23のドレインの電圧は起動当初は，ダイオード25
を介して与えられる入力電源電圧Vin であるが，以下に
説明するように昇圧機能が作用する。まずコンデンサ31
の電荷は電界効果トランジスタ37がタ−ン・オンする前
に放電されているものと仮定する。主スイッチング素子
である電界効果トランジスタ37がタ−ン・オンすると変
成器39の一次巻線38には，図の黒点印を正として入力電
圧Vin が印加される。このとき駆動用の電界効果トラン
ジスタ17，21はオフで，電界効果トランジスタ23はオン
状態である。このオン期間中は，コンデンサ31はダイオ
−ド27, 抵抗器19, 電界効果トランジスタ23のゲ−ト−
ソ−スおよび抵抗器33, 電界効果トランジスタ37のゲ−
ト−ソ−スを経て充電される経路が存在するが実際はダ
イオ−ド25と27の順方向電圧が等しければコンデンサ31
には電圧が印加されず，充電されることはない。次に主
スイッチング素子の電界効果トランジスタ37がタ−ン・
オフすると変圧器39の一次巻線38の両端には，変圧器39
の励磁インダクタンスによる逆起電力が現れる。この逆
起電力はダイオ−ド29を介してコンデンサ31を充電す
る。尚，一部は抵抗器19を通じ電界効果トランジスタ17
のドレイン−ソ−スおよび入力電源Vin を経て消費され
る。次にふたたび電界効果トランジスタ37がタ−ン・オ
ンするとコンデンサ31に前のオフ期間中に入力電圧まで
充電されていた電圧がちょうど入力電源 Vinに足し合わ
されるかたちでダイオ−ド27のアノ−ド側に印加されダ
イオ−ド25を逆バイアスする。その結果，駆動用の電界
効果トランジスタ23のドレインおよび抵抗器19にはほぼ
入力電圧 Vinの２倍の電圧がかかることになる。なお以
上の説明では，変圧器39には洩れインダクタンスが存在
しない理想的な変圧器として考えてきたが，実際には洩
れインダクタンスが無視できない値として存在する。そ
の場合には電界効果トランジスタ37がオフしたときの逆
起電力の値はさらに大きい値となり，コンデンサ31の充
電電圧は入力電圧 Vinの２倍以上の電圧となる。したが
って，入力電圧が３Ｖ程度であっても，駆動回路の電圧
は６Ｖまたはそれ以上の値となるため，主スイッチング
素子の電界効果トランジスタを低い電圧降下の特性領域
で動作させることができる。また同時にスイッチング素
子のスナバとして作用するため，スナバ損失を低減する
ことができる。以上説明してきた実施例では，電力変換
装置の主回路構成は，いわゆるフォワード形であって，
主スイッチング素子がオンのときに二次側に電力が伝達
される形のものである。この逆のフライバック形であっ
ても，本発明の駆動回路を実施することができる。
【第２の実施例】図２は本発明の第２の実施例であっ
て，主回路構成が図１に示す実施例のフォワード形とは
対照的に，いわゆるフライバック形であって，主スイッ
チング素子である電界効果トランジスタ37がオフのとき
に二次側に電力が伝達される形のものである。図１と同
じ符号の要素はそれぞれ同じ符号のものに対応する。こ
の実施例においては駆動回路がトランジスタ10と電界効
果トランジスタ21，24と抵抗器19とから構成されてい
る。駆動パルスは端子７に印加されて，その信号がＬレ
ベルにあるときは，電界効果トランジスタ21のドレイン
はＬレベルになり，主スイッチング素子たる電界効果ト
ランジスタ37はオフする。スナバ回路兼駆動用昇圧電源
回路としてのコンデンサ31とダイオード29の作用は図１
の実施例と同様である。ただしコンデンサ31の電圧を直
接ダイオード25のアノードに接続されている。図１の実
施例におけるダイオード27を省いても支障なく動作す
る。
て，主回路構成が図１に示す実施例のフォワード形とは
対照的に，いわゆるフライバック形であって，主スイッ
チング素子である電界効果トランジスタ37がオフのとき
に二次側に電力が伝達される形のものである。図１と同
じ符号の要素はそれぞれ同じ符号のものに対応する。こ
の実施例においては駆動回路がトランジスタ10と電界効
果トランジスタ21，24と抵抗器19とから構成されてい
る。駆動パルスは端子７に印加されて，その信号がＬレ
ベルにあるときは，電界効果トランジスタ21のドレイン
はＬレベルになり，主スイッチング素子たる電界効果ト
ランジスタ37はオフする。スナバ回路兼駆動用昇圧電源
回路としてのコンデンサ31とダイオード29の作用は図１
の実施例と同様である。ただしコンデンサ31の電圧を直
接ダイオード25のアノードに接続されている。図１の実
施例におけるダイオード27を省いても支障なく動作す
る。
【第３の実施例】図３は本発明の第３の実施例であっ
て，駆動回路用の昇圧回路の構成が変形されている。電
界効果トランジスタ37がオフして変圧器39の一次巻線38
に逆起電力が発生すると，ダイオード55が導通してコン
デンサ53を充電する。次に電界効果トランジスタ37がオ
ンするとコンデンサ53の充電電荷はダイオード59が導通
してコンデンサ57を充電する。次のオフのサイクルで
は，変圧器39の一次巻線38に逆起電力に加えて，このコ
ンデンサ57の電圧が，ダイオード61を導通させてコンデ
ンサ63と53とを充電する。したがって図３のａ点の電圧
は，変圧器39の一次巻線38の逆起電力の２倍の電圧とな
り，入力電圧の４倍またはそれ以上の電圧となる。この
昇圧された電圧は駆動回路の電圧となって，主スイッチ
ング素子たる電界効果トランジスタ37を効率良く駆動さ
せることができる。また，同様に倍電圧整流回路の段数
は必要に応じて１段から任意の段数まで増加させること
ができる。この回路においては，直接主スイッチング素
子である電界効果トランジスタ37のドレイン・ソース間
にスナバ回路が接続された形となるため，スナバとして
より効果的である。その他の回路構成については，主回
路は図１の実施例と同様であり，駆動回路は図２の回路
と同様である。
て，駆動回路用の昇圧回路の構成が変形されている。電
界効果トランジスタ37がオフして変圧器39の一次巻線38
に逆起電力が発生すると，ダイオード55が導通してコン
デンサ53を充電する。次に電界効果トランジスタ37がオ
ンするとコンデンサ53の充電電荷はダイオード59が導通
してコンデンサ57を充電する。次のオフのサイクルで
は，変圧器39の一次巻線38に逆起電力に加えて，このコ
ンデンサ57の電圧が，ダイオード61を導通させてコンデ
ンサ63と53とを充電する。したがって図３のａ点の電圧
は，変圧器39の一次巻線38の逆起電力の２倍の電圧とな
り，入力電圧の４倍またはそれ以上の電圧となる。この
昇圧された電圧は駆動回路の電圧となって，主スイッチ
ング素子たる電界効果トランジスタ37を効率良く駆動さ
せることができる。また，同様に倍電圧整流回路の段数
は必要に応じて１段から任意の段数まで増加させること
ができる。この回路においては，直接主スイッチング素
子である電界効果トランジスタ37のドレイン・ソース間
にスナバ回路が接続された形となるため，スナバとして
より効果的である。その他の回路構成については，主回
路は図１の実施例と同様であり，駆動回路は図２の回路
と同様である。
【第４の実施例】図４は本発明の第４の実施例の部分図
であって，駆動回路用の昇圧回路の構成が別の形をして
いる。変圧器39の一次巻線38には中点タップ38C を設け
て，この中点タップ38C にスイッチング素子である電界
効果トランジスタ37のドレインが接続される。それ以外
は図１の実施例と同様の構成である。変圧器39の一次巻
線38の終端部38d の電圧は，中点タップ38C の電圧の２
倍の電圧が発生しているので，電界効果トランジスタ37
がオフしたときのコンデンサ31の充電電圧は，図１の実
施例と比べて２倍の電圧となり，入力電圧の４倍または
それ以上の電圧を得ることができる。
であって，駆動回路用の昇圧回路の構成が別の形をして
いる。変圧器39の一次巻線38には中点タップ38C を設け
て，この中点タップ38C にスイッチング素子である電界
効果トランジスタ37のドレインが接続される。それ以外
は図１の実施例と同様の構成である。変圧器39の一次巻
線38の終端部38d の電圧は，中点タップ38C の電圧の２
倍の電圧が発生しているので，電界効果トランジスタ37
がオフしたときのコンデンサ31の充電電圧は，図１の実
施例と比べて２倍の電圧となり，入力電圧の４倍または
それ以上の電圧を得ることができる。
【第５の実施例】図５は本発明の第５の実施例の部分図
であって，駆動回路用の昇圧回路の構成がさらに別の形
をしている。図５において，変圧器39の一次巻線38には
ダイオード29,67,71およびコンデンサ31,65,69からなる
倍電圧整流回路が接続されていて，スイッチング素子た
る電界効果トランジスタ37のオフ時の逆起電力の２倍の
電圧を得ることができる。その電圧は，線路２を基準と
してダイオード71のアノードに現れる。この電圧は主ス
イッチング素子の駆動用と充分な電圧として使用でき
る。尚，倍電圧整流回路の段数は，必要に応じて任意の
段数まで増加させることができる。以上述べた各実施例
において，主スイッチング素子としての電界効果トラン
ジスタはＮチャネルに限らずＰチャネル形でも同様に実
施できる。また電圧駆動形半導体素子である，IGBTやSI
T においても同様に実施できる。またDC-DC コンバータ
に限らず, 変圧器の二次側の整流回路を備えない回路に
おいても実施できる。
であって，駆動回路用の昇圧回路の構成がさらに別の形
をしている。図５において，変圧器39の一次巻線38には
ダイオード29,67,71およびコンデンサ31,65,69からなる
倍電圧整流回路が接続されていて，スイッチング素子た
る電界効果トランジスタ37のオフ時の逆起電力の２倍の
電圧を得ることができる。その電圧は，線路２を基準と
してダイオード71のアノードに現れる。この電圧は主ス
イッチング素子の駆動用と充分な電圧として使用でき
る。尚，倍電圧整流回路の段数は，必要に応じて任意の
段数まで増加させることができる。以上述べた各実施例
において，主スイッチング素子としての電界効果トラン
ジスタはＮチャネルに限らずＰチャネル形でも同様に実
施できる。また電圧駆動形半導体素子である，IGBTやSI
T においても同様に実施できる。またDC-DC コンバータ
に限らず, 変圧器の二次側の整流回路を備えない回路に
おいても実施できる。
【発明の効果】本発明は以上述べたような特徴を有する
ので，電界効果トランジスタ等の電圧駆動形半導体素子
を主スイッチング素子として構成される電力変換装置に
おいて，入力電圧が低くてその値の入力電圧で駆動して
は，電圧駆動形半導体素子の順方向電圧降下が大きい場
合であっても，２倍またはそれ以上の値に昇圧された駆
動用電圧が与えられるので，スイッチング素子の電圧駆
動形半導体素子の順方向電圧降下を低くすると共に高速
スイッチングできる効果がある。さらに，つぎのような
効果もある。すなわち従来スナバ回路のエネルギ−を無
駄に抵抗などで消費してきたものをコンデンサから駆動
用エネルギ−として再利用できるため，スナバ回路のエ
ネルギ−損失の改善と駆動回路への入力電源からの給電
エネルギ−が削減される効果がある。
ので，電界効果トランジスタ等の電圧駆動形半導体素子
を主スイッチング素子として構成される電力変換装置に
おいて，入力電圧が低くてその値の入力電圧で駆動して
は，電圧駆動形半導体素子の順方向電圧降下が大きい場
合であっても，２倍またはそれ以上の値に昇圧された駆
動用電圧が与えられるので，スイッチング素子の電圧駆
動形半導体素子の順方向電圧降下を低くすると共に高速
スイッチングできる効果がある。さらに，つぎのような
効果もある。すなわち従来スナバ回路のエネルギ−を無
駄に抵抗などで消費してきたものをコンデンサから駆動
用エネルギ−として再利用できるため，スナバ回路のエ
ネルギ−損失の改善と駆動回路への入力電源からの給電
エネルギ−が削減される効果がある。
【図１】本発明に係る電力変換装置の駆動回路の一実施
例を示す。■
例を示す。■
【図２】本発明に係る電力変換装置の駆動回路の第２の
実施例を示す。■
実施例を示す。■
【図３】本発明に係る電力変換装置の駆動回路の第３の
実施例を示す。■
実施例を示す。■
【図４】本発明に係る電力変換装置の駆動回路の第４の
実施例の部分図である。■
実施例の部分図である。■
【図５】本発明に係る電力変換装置の駆動回路の第５の
実施例の部分図である。■
実施例の部分図である。■
【図６】電界効果トランジスタのゲート・ソース間電圧
対ドレイン・ソース間電圧特性の一例を示す。
対ドレイン・ソース間電圧特性の一例を示す。
１…入力端子 ３…入力端子 ５…コンデンサ
７…端子 ９，11…トランジスタ 13，15…抵抗器 17…電界
効果トランジスタ 19…抵抗器 21，23…電界効果トランジスタ 25，2
7，29…ダイオード 31…コンデンサ 33，35…抵抗器 37…電界効果トラ
ンジスタ 39…変圧器 41，43…ダイオード 45…チョークコイ
ル 47…コンデンサ 49…出力端子 51…出力端子 53…コンデンサ 55…
ダイオード 57…コンデンサ 59，61…ダイオード 63…
コンデンサ
７…端子 ９，11…トランジスタ 13，15…抵抗器 17…電界
効果トランジスタ 19…抵抗器 21，23…電界効果トランジスタ 25，2
7，29…ダイオード 31…コンデンサ 33，35…抵抗器 37…電界効果トラ
ンジスタ 39…変圧器 41，43…ダイオード 45…チョークコイ
ル 47…コンデンサ 49…出力端子 51…出力端子 53…コンデンサ 55…
ダイオード 57…コンデンサ 59，61…ダイオード 63…
コンデンサ
Claims (3)
- 【請求項１】一対の直流入力端子に接続される一対の線
路と，この一対の線路に電圧駆動形半導体素子の主電流
電極と変圧器の一次巻線とを直列に接続し，この変圧器
の二次巻線より出力電力を発生してなる電力変換装置に
おいて， 前記変圧器の一次巻線と前記電圧駆動形半導体素子の主
電流電極との接続点と，前記一対の線路の一端との間に
互いに直列接続されたダイオードとコンデンサを接続
し，このコンデンサに前記電圧駆動形半導体素子のオフ
時の逆起電力を蓄えて，前記電圧駆動形半導体素子の制
御電極への駆動電源をなすことを特徴とする電力変換装
置の駆動回路。 - 【請求項２】一対の直流入力端子に接続される一対の線
路と，この一対の線路に電圧駆動形半導体素子の主電流
電極と変圧器の一次巻線とを直列に接続し，この変圧器
の二次巻線より出力電力を発生してなる電力変換装置に
おいて， 前記変圧器の一次巻線と前記電圧駆動形半導体素子の主
電流電極との接続点と，前記一対の線路の一端との間に
互いに多段倍電圧整流回路を接続し，この多段倍電圧整
流回路に前記電圧駆動形半導体素子のオフ時の逆起電力
を蓄えて，前記電圧駆動形半導体素子の制御電極への駆
動電源をなすことを特徴とする電力変換装置の駆動回
路。 - 【請求項３】一対の直流入力端子に接続される一対の線
路と，この一対の線路に電圧駆動形半導体素子の主電流
電極と，変圧器の一次巻線の始点と中点タップとを直列
に接続し，この変圧器の二次巻線より出力電力を発生し
てなる電力変換装置において， 前記変圧器の一次巻線の終点と，前記一対の線路の一端
との間に互いに直列接続されたダイオードとコンデンサ
を接続し，このコンデンサに前記電圧駆動形半導体素子
のオフ時の逆起電力を蓄えて，前記電圧駆動形半導体素
子の制御電極への駆動電源をなすことを特徴とする電力
変換装置の駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17622692A JPH05344718A (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | 電力変換装置の駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17622692A JPH05344718A (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | 電力変換装置の駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05344718A true JPH05344718A (ja) | 1993-12-24 |
Family
ID=16009839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17622692A Withdrawn JPH05344718A (ja) | 1992-06-10 | 1992-06-10 | 電力変換装置の駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05344718A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006191741A (ja) * | 2005-01-06 | 2006-07-20 | Sanken Electric Co Ltd | 直流変換装置 |
| JP2010045913A (ja) * | 2008-08-12 | 2010-02-25 | Rohm Co Ltd | 駆動装置 |
-
1992
- 1992-06-10 JP JP17622692A patent/JPH05344718A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006191741A (ja) * | 2005-01-06 | 2006-07-20 | Sanken Electric Co Ltd | 直流変換装置 |
| JP2010045913A (ja) * | 2008-08-12 | 2010-02-25 | Rohm Co Ltd | 駆動装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| USRE37510E1 (en) | Self-synchronized drive circuit for a synchronized rectifier in a clamped-mode power converter | |
| US6373727B1 (en) | Synchronous rectification in a flyback converter | |
| US6831847B2 (en) | Synchronous rectifier drive circuit and power supply including same | |
| US5726869A (en) | Synchronous rectifier type DC-to-DC converter in which a saturable inductive device is connected in series with a secondary-side switching device | |
| EP0605925B1 (en) | Power supply circuit | |
| JPH0357713B2 (ja) | ||
| JP2002345239A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3341825B2 (ja) | 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US6490178B1 (en) | Switching power circuit which switches voltage supplied to a primary winding of a transformer with a switching element to rectify alternating current generated in a secondary winding of the transformer | |
| US6181578B1 (en) | Synchronous rectifier drive mechanism for resonant reset forward converters | |
| CN218733846U (zh) | 一种双管反激变换电路 | |
| JPS6322149B2 (ja) | ||
| JPH05344718A (ja) | 電力変換装置の駆動回路 | |
| JPH1169803A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3063823B2 (ja) | 電源回路 | |
| JP2716221B2 (ja) | Ｄｃ―ｄｃコンバータ | |
| US4602323A (en) | Single-ended transformer drive circuit | |
| KR102393664B1 (ko) | 인버터 스위치 게이트 구동 장치 및 인버터 | |
| EP1360559A2 (en) | Switching power supply | |
| KR100277135B1 (ko) | 액티브 클램프 전원장치 및 방법 | |
| JP3169873B2 (ja) | 電源装置 | |
| WO2000038305A9 (en) | A synchronous flyback converter | |
| GB2313495A (en) | Synchronous/driving circuit for a synchronous rectifier | |
| JPH11127577A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 | |
| KR0137585Y1 (ko) | 전원공급장치 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990831 |