EP1484947B1 - Ansteuerschaltung für den Betrieb mindestens einer Lampe in einem dazugehörigen Lastkreis - Google Patents

Ansteuerschaltung für den Betrieb mindestens einer Lampe in einem dazugehörigen Lastkreis Download PDF

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EP1484947B1
EP1484947B1 EP04009454A EP04009454A EP1484947B1 EP 1484947 B1 EP1484947 B1 EP 1484947B1 EP 04009454 A EP04009454 A EP 04009454A EP 04009454 A EP04009454 A EP 04009454A EP 1484947 B1 EP1484947 B1 EP 1484947B1
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EP
European Patent Office
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bipolar transistor
drive circuit
effect transistor
circuit according
reference electrode
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EP1484947A2 (de
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Bernd Rudolph
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Osram GmbH
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    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
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    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage

Definitions

  • the present invention relates to a drive circuit for operating at least one lamp in an associated load circuit in which the terminals for the at least one lamp are arranged, with two switches in half-bridge arrangement.
  • FIG. 1 Such a drive circuit known from the prior art is shown schematically in FIG. 1 shown.
  • the so-called intermediate circuit voltage U zw is applied .
  • This is a DC voltage, which is usually generated by the skilled person circuits from the mains voltage.
  • Two switches S1, S2 are arranged in series in a half-bridge arrangement and are driven via a respective input circuit E1, E2, not shown.
  • the connection point of the two switches is connected via a throttle L with the lamp La, which is traversed by the lamp current I L in operation.
  • the two coupling capacitors C K1 , C K2 close the circuit.
  • Alternative circuit structures will be apparent to those skilled in the art but will not be described in more detail below as they are not relevant to the practice of the invention.
  • the switches S1, S2 When used in the so-called medium voltage range, the switches S1, S2 must be designed to switch voltages between 400 and 1000 volts.
  • the switching frequency is in the order of 40 to 50 kHz.
  • the duty cycle of in FIG. 1 shown circuit is 50 percent.
  • the network power to be switched is more than 100 watts.
  • MOSFETs Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • MOSFETs Since the field effect transistor increases the forward losses with the square of the current, and the chip area has to be correlated with the forward losses, MOSFETs become relatively expensive at currents above one ampere and average voltages of approximately 600 volts. In the IGBTs, however, there are large passage losses. In pure bipolar transistors where the forward losses are directly proportional to the current, components designed for such constraints are less expensive because they require less chip area, but their poor dynamic switching performance has a negative impact. Since the collector current can not be switched off fast enough, high switching losses result from the overlaps with the collector-emitter voltage over time.
  • the printing pen EP 0 261 018 A1 shows a drive circuit according to the preamble of claim 1.
  • the present invention is therefore the object of developing a generic drive circuit such that it has low forward losses at average currents of about 1 to 10 amps, at the same time low cost and given controllability from microcontrollers or integrated control modules.
  • the present invention is based on the finding that a fast switching can be achieved when a low-voltage MOSFET is used in combination with a bipolar transistor.
  • the MOSFET therefore only has to apply the small control voltage for the bipolar transistor and can therefore be designed to be small and cheap.
  • the bipolar transistor whose power loss is linked only linearly with the current flowing through it, can be dimensioned at low cost for large currents.
  • the second finding underlying the invention is that such a drive circuit can be started in a simple manner if a part of the energy flowing in the load circuit is transmitted to the input circuit of the respective switch.
  • a bipolar transistor is essentially a current-controlled component, a corresponding control current must be provided to it at the base.
  • a primary winding of a transformer is formed in the load circuit, the secondary windings are arranged in the input circuit of each bipolar transistor and thus supply the base of the bipolar transistor with power.
  • the bipolar transistor is overdriven as a factor of 4. This results in low passage losses. While it would not be possible to drive the bipolar transistor as a result of the large required control currents from an integrated circuit, this is very well possible with the MOSFET as an essentially voltage-controlled component.
  • the duty cycle of the two switches of the half-bridge is substantially 50 percent, so as to ensure that the transmitter does not saturate because it is being reversed by the other transistor current.
  • a preferred embodiment of the present invention is characterized in that a diode is arranged such that in the case of an npn bipolar transistor, a flow of a positive base current through the secondary winding, in the case of a pnp bipolar transistor prevents a flow of negative base current through the secondary winding , This is important because a flow of the base current through the secondary winding would prevent the formation of a voltage between the control electrode of the bipolar transistor and the reference electrode of the field effect transistor and thus the formation of a sufficiently high base-emitter voltage.
  • At least one diode or a Zener diode between the potential of the control electrode of the bipolar transistor and the potential of the reference electrode of the field effect transistor may be arranged. This is at least the voltage at the pn junction of the diode as the base-emitter voltage at the pn junction of the bipolar transistor. Opening of the bipolar transistor can thus be ensured. The same applies when using a Zener diode.
  • a series connection of an ohmic resistor and a capacitor is furthermore preferably arranged.
  • the start of the drive circuit according to the invention can be implemented cost-effectively in a simple manner.
  • the control electrode of the field effect transistor is connected to an integrated driver circuit.
  • a field effect transistor is a voltage controlled element that can be controlled from an integrated circuit due to the low demand for control current.
  • the diode or Zener diode which is arranged parallel to the control electrode of the bipolar transistor and the reference electrode of the field effect transistor between the potential of the control electrode of the bipolar transistor and the potential of the reference electrode of the field effect transistor is preferably dimensioned as a voltage of at least 1 volt, preferably about 2 volts, drops.
  • the reference electrode of the field effect transistor of each switch is preferably connected to a first reference potential, while the control electrode of the bipolar transistor of each switch is connected via a high-impedance resistor to a second reference potential.
  • This resistor is used to supply charge carriers to the base of the bipolar transistor, as long as the secondary winding of the transformer still introduces no charge carriers in the input circuit, especially at start.
  • an ohmic resistor is further arranged between the control and the reference electrode of the bipolar transistor of each switch. This ensures that the transistor is not switched on in the off state by glitches at the wrong time.
  • a cascode circuit as in the present case, it can also be used for charging or discharging parasitic capacitances of the field effect transistor. Finally, it also increases the dielectric strength of the bipolar transistors.
  • the switches are designed so that they can be operated in operation with a frequency between 100 Hz and 300 kHz and a voltage of 100 to 1000 volts. Further advantageous embodiments will become apparent from the dependent claims.
  • FIGS. 2 and 3 show embodiments of the input circuit E2 of FIG. 1 in a drive circuit according to the invention. Identical components are provided with the same reference numerals and are explained only once.
  • a bipolar transistor B2 and a field effect transistor F2 in cascode form the switch S2. The gate of the field effect transistor F2 is connected via its terminal 10 to the output of an integrated driver circuit.
  • a transformer preferably designed as a ring core, is located with its primary winding L 0 in the load circuit. Secondary windings are arranged in the respective input circuit, here the secondary winding L2 in the input circuit E2.
  • a diode D21 prevents outflow of charge carriers from the base via the secondary winding L2.
  • a high-resistance resistor R21 which is connected on the one hand to the base of the bipolar transistor B2
  • the intermediate circuit voltage U zw charge carriers can be provided to the base.
  • the base of the bipolar transistor via a parallel connection of a diode D22 and a on the other hand connected via a parallel connection of a diode D22 and a resistor R22 to the reference potential, on which the reference electrode of the field effect transistor F2 is located. This makes it possible to generate a sufficiently large base-emitter voltage with which the circuit arrangement can be started.
  • a resistor R23 serves the dielectric strength of the associated bipolar transistor.
  • a typical value for R21 is 1 M ⁇ , a typical value for R22 is 100 ⁇ .
  • D22 it is also possible to provide a Zener diode, of course in a reverse arrangement.
  • FIG. 3 is the series circuit of secondary winding L2 and diode D21 on the one hand a Zener diode Z2 connected in parallel, on the other hand, the series connection of a resistor R22 and a capacitor C2.
  • the base of the transistor is in turn connected via a high-resistance resistor R21 with the intermediate circuit voltage U zw and via a resistor R23 to the working electrode of the field effect transistor F2.
  • the capacitor C2 is charged to approximately 2 volts via the resistors R22 and R21 when the intermediate circuit voltage U zw is applied .
  • the field effect transistor F2 is switched on via a suitable signal at the terminal 10
  • the bipolar transistor B2 opens
  • the capacitor C2 discharges and, when dimensioning the resistor R22, leads to 10 ⁇ to a base current I B of 100 mA.
  • the switch S2 is turned on for one to two microseconds, a load current I L begins to flow and via the combination of primary winding L 0 and secondary winding L2, a signal is coupled into the input circuit E2, whereby the circuit arrangement is started.
  • this solution also improves the turn-off behavior of the circuit.
  • the problem is namely that when switching off the field effect transistor F2, the emitter current I E of the bipolar transistor abruptly goes to zero.
  • the collector current I C wants to continue flowing, the base is flooded with charge carriers, which leads to long turn-off.
  • long switch-off times are accompanied by the problem that collector current I C and collector-emitter voltage U CE have positive values simultaneously over a certain period of time. Since the product of these two quantities dominates the transmission loss, this results in undesirably high power losses. Due to the parallel connection of diode D22 and ohmic resistor R22 in FIG.
  • the resistor R23 is dimensioned for example with 100 ⁇ and serves to ensure that no current can flow, as long as the field effect transistor is high impedance.
  • FIGS. 2 and 3 show by way of example the input circuit E2. It is obvious to a person skilled in the art that the input circuit E1 must be interpreted symmetrically in a corresponding manner.

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)
  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

    Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung für den Betrieb mindestens einer Lampe in einem dazugehörigen Lastkreis, in dem die Anschlüsse für die mindestens eine Lampe angeordnet sind, mit zwei Schaltern in Halbbrückenanordnung.
    • Stand der Technik
  • Eine derartige aus dem Stand der Technik bekannte Ansteuerschaltung ist schematisch in Figur 1 dargestellt. Eingangsseitig liegt die sogenannte Zwischenkreisspannung Uzw an. Hierbei handelt es sich um eine Gleichspannung, die gewöhnlich über dem Fachmann geläufige Schaltungen aus der Netzspannung erzeugt wird. Zwei Schalter S1, S2 sind seriell in Halbbrückenanordnung angeordnet und werden über einen nicht dargestellten jeweiligen Eingangskreis E1, E2 angesteuert. Der Verbindungspunkt der beiden Schalter ist über eine Drossel L mit der Lampe La verbunden, welche im Betrieb vom Lampenstrom IL durchflossen wird. Ausgangsseitig schließen die zwei Koppelkondensatoren CK1, CK2 die Schaltung ab. Alternative Schaltungsstrukturen sind dem Fachmann geläufig, werden jedoch nachfolgend nicht detaillierter beschrieben, da sie für die Realisierung der Erfindung ohne Relevanz sind. Bei Einsatz im sogenannten Mittelspannungsbereich müssen die Schalter S1, S2 ausgelegt sein, Spannungen zwischen 400 und 1000 Volt zu schalten. Die Schaltfrequenz liegt in der Größenordnung von 40 bis 50 kHz. Der Duty-Cycle der in Figur 1 dargestellten Schaltung beträgt 50 Prozent. Die zu schaltende Netzleistung beträgt hierbei mehr als 100 Watt. Um weiterhin eine relativ einfache Steuerbarkeit aus Mikrocontrollern beziehungsweise integrierten Steuerbausteinen zu ermöglichen, werden als Schalter derzeit MOSFETs (Metall Oxyd Semiconductor Field Effect Transistor) und IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) eingesetzt. Da beim Feldeffekttransistor die Durchlassverluste mit dem Quadrat des Stroms steigen, und die Chipfläche mit den Durchlassverlusten korreliert zu sein hat, werden MOSFETs bei Strömen oberhalb ein Ampere und mittleren Spannungen von ca. 600 Volt relativ teuer. Bei den IGBTs ergeben sich hingegen große Durchlassverluste. Bei reinen Bipolartransistoren, bei denen die Durchlassverluste zum Strom direkt proportional sind, sind für derartige Randbedingungen konzipierte Bauteile zwar billiger, da sie weniger Chipfläche benötigen, jedoch wirkt sich ihr schlechtes dynamisches Schaltverhalten negativ aus. Da der Kollektorstrom nicht schnell genug abgeschaltet werden kann, ergeben sich durch die zeitlichen Überlappungen mit der Kollektor-Emitter- Spannung hohe Schaltverluste.
  • Die Druckshrift EP 0 261 018 A1 zeigt eine Ansteuerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
    • Darstellung der Erfindung
  • Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zu Grunde, eine gattungsgemäße Ansteuerschaltung derart weiterzubilden, dass sie bei mittleren Strömen von ca. 1 bis 10 Ampere geringe Durchlassverluste aufweist, bei zugleich niedrigen Kosten und gegebener Ansteuerbarkeit aus Mikrocontrollern beziehungsweise integrierten Steuerbausteinen.
  • Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Ansteuerschaltung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt einerseits die Erkenntnis zu Grunde, dass ein schnelles Schalten erreicht werden kann, wenn ein Niederspannungs-MOSFET in Kombination mit einem Bipolartransistor verwendet wird. Der MOSFET muss daher nur die kleine Steuerspannung für den Bipolartransistor aufbringen und kann daher klein und billig konzipiert werden. Der Bipolartransistor, dessen Verlustleistung nur linear mit dem ihn durchfließenden Strom verknüpft ist, kann zu geringen Kosten für große Ströme dimensioniert werden. Damit sind die Vorteile des MOSFETs - hohe Dynamik und Ansteuerbarkeit aus einer integrierten Schaltung- und die des Bipolartransistors - große, zu einem günstigen Preis verarbeitbare Leistung - optimal miteinander verknüpft.
  • Die zweite der Erfindung zu Grunde liegende Erkenntnis besteht darin, dass eine derartige Ansteuerschaltung auf einfache Weise gestartet werden kann, wenn ein Teil der im Lastkreis fließenden Energie in den Eingangskreis des jeweiligen Schalters übertragen wird. Da es sich bei einem Bipolartransistor im Wesentlichen um ein stromgesteuertes Bauelement handelt, muss für ihn ein entsprechender Steuerstrom an der Basis bereitgestellt werden. Hierzu wird im Lastkreis eine Primärwicklung eines Übertragers ausgebildet, dessen Sekundärwicklungen im Eingangskreis jedes Bipolartransistors angeordnet sind und damit die Basis des Bipolartransistors mit Strom versorgen. Zur Verringerung der Durchlassverluste der Bipolartransistoren ist es bevorzugt, den Übertrager so zu dimensionieren, dass der Basisstrom ca. ein Fünftel des Kollektorstroms ausmacht. Bei einer praxisnahen Stromverstärkung von 20 wird der Bipolartransistor als mit dem Faktor 4 übersteuert. Dies resultiert in geringen Durchlassverlusten. Während eine Ansteuerung des Bipolartransistors in Folge der großen benötigten Steuerströme aus einer integrierten Schaltung nicht möglich wäre, ist dies beim MOSFET als ein im Wesentlichen spannungsgesteuerten Bauelement sehr gut möglich.
  • Aus dem Stand der Technik sind Kaskodeschaltungen mit einem Bipolartransistor und einem MOSFET-Transistor bekannt, die jedoch für völlig andere Zwecke eingesetzt werden: So ist es aus der EP 0 753 987 D1 bekannt, eine derartige Kaskodeschaltung, bei der die Bipolartransistoren durch im Emitter angeordnete MOSFETS gesteuert werden, zum Abschalten einer Halbbrückenanordnung zu verwenden, wenn die zu betreibende Lampe gealtert ist. In der US 5,998,942 , siehe dort die Figur 4, wird ebenfalls eine derartige Kaskodeschaltung verwendet, jedoch liegt hier aufgrund des andersgearteten Einsatzzwecks eine konstante Spannung an der Basis des Bipolartransistors 20 an. In der US 4,894,587 , Figur 6, ist ebenfalls eine derartige Kaskodeschaltung dargestellt, bei der jedoch, im Gegensatz zur vorliegenden Erfindung, keine definierte Ummagnetisierung des Übertragers stattfindet. Um eine Sättigung zu verhindern, dürfte dieser nur kurzfristig eingeschaltet werden, anschließend müsste mindestens die doppelte Zeit gewartet werden, bis sich das Magnetfeld wieder abgebaut hat. Daher wäre eine derartige Schaltungsstruktur in der vorliegenden Erfindung nicht einsetzbar. Verwendet wird überdies nur ein derartiger Schalter zur Realisierung eines Dim-Geräts. Bei der vorliegenden Erfindung beträgt der Duty-Cycle der beiden Schalter der Halbbrücke im Wesentlichen 50 Prozent, so dass sichergestellt ist, dass der Übertrager nicht in Sättigung geht, da er durch den jeweils anderen Transistorstrom ummagnetisiert wird.
  • Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass eine Diode derart angeordnet ist, dass sie im Falle eines npn-Bipolartransistors ein Abfließen eines positiven Basisstromes über die Sekundärwicklung, im Falle eines pnp-Bipolartransistors ein Abfließen eines negativen Basisstromes über die Sekundärwicklung verhindert. Dies ist von Bedeutung, da ein Abfließen des Basisstromes über die Sekundärwicklung die Ausbildung einer Spannung zwischen der Steuerelektrode des Bipolartransistors und der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors verhindern würde und damit die Ausbildung einer genügend hohen Basis-Emitter-Spannung. Parallel zur Steuerelektrode des Bipolartransistors und der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors kann mindestens eine Diode oder eine Zenerdiode zwischen dem Potential der Steuerelektrode des Bipolartransistors und dem Potential der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors angeordnet sein. Damit liegt zumindest die Spannung am pn-Übergang der Diode als Basis-Emitter-Spannung am pn-Übergang des Bipolartransistors an. Ein Öffnen des Bipolartransistors kann damit sichergestellt werden. Selbiges gilt bei Verwendung einer Zenerdiode.
  • Parallel zur Steuerelektrode des Bipolartransistors und der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors ist weiterhin bevorzugt eine Serienschaltung eines ohmschen Widerstandes und eines Kondensators angeordnet. Damit lässt sich auf einfache Weise kostengünstig der Start der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung realisieren. Detaillierte Ausführungen hierzu folgen weiter unten. Bevorzugt ist die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors mit einer integrierten Treiberschaltung verbunden. Wie bereits erwähnt, handelt es sich bei einem Feldeffekttransistor um ein spannungsgesteuertes Element, das in Folge des geringen Bedarfs an Steuerstrom von einer integrierten Schaltung aus gesteuert werden kann.
  • Die Diode oder die Zenerdiode, die parallel zur Steuerelektrode des Bipolartransistors und der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors zwischen dem Potential der Steuerelektrode des Bipolartransistors und dem Potential der Bezugelektrode des Feldeffekttransistors angeordnet ist, ist bevorzugt so bemessen, da an ihr eine Spannung von mindestens 1 Volt, bevorzugt ca. 2 Volt, abfällt.
  • Die Bezugselektrode des Feldeffekttransistors jedes Schalters ist bevorzugt mit einem ersten Bezugspotential verbunden, während die Steuerelektrode des Bipolartransistors jedes Schalters über einen hochohmigen Widerstand mit einem zweiten Bezugspotential verbunden ist. Dieser Widerstand dient der Zuführung von Ladungsträgern an die Basis des Bipolartransistors, solange die Sekundärwicklung des Übertragers noch keine Ladungsträger in den Eingangskreis einbringt, insbesondere beim Start.
  • Bevorzugt ist weiterhin zwischen der Steuer- und der Bezugselektrode des Bipolartransistors jedes Schalters ein ohmscher Widerstand angeordnet. Dieser sorgt dafür, dass der Transistor im abgeschalteten Zustand nicht durch Störimpulse zur Unzeit eingeschaltet wird. In einer Kaskode-Schaltung wie vorliegend, kann er auch zum Auf- oder Entladen von parasitären Kapazitäten des Feldeffekttransistors dienen. Schließlich erhöht er auch die Spannungsfestigkeit der Bipolartransistoren.
  • Bevorzugt sind die Schalter so ausgelegt, dass sie im Betrieb mit einer Frequenz zwischen 100 Hz und 300 kHz und einer Spannung von 100 bis 1000 Volt betrieben werden können. Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Im Nachfolgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es stellen dar:
    • Figur 1
    in schematischer Darstellung ein Prinzipschaltbild mit einer aus einer Halbbrückenschaltung angesteuerten Lampe;
    Figur 2
    ein erstes Ausführungsbeispiel eines Eingangskreises einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung;
    Figur 3
    ein zweites Ausführungsbeispiel eines Eingangskreises einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung; und
    Figur 4
    den zeitlichen Verlauf des Basisstroms, des Kollektorstroms und der Kollektor-Emitter-Spannung bei einem Abschaltvorgang des Schalters der Halbbrückenanordnung in einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung.
    Bevorzugte Ausführung der Erfindung
  • Figuren 2 und 3 zeigen Ausführungsbeispiele des Eingangskreises E2 von Figur 1 bei einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung. Identische Bauelemente sind mit denselben Bezugszeichen versehen und werden nur einmal erklärt. Ein Bipolartransistor B2 und ein Feldeffekttransistor F2 in Kaskodeanordnung bilden den Schalter S2. Das Gate des Feldeffekttransistors F2 ist über seinen Anschluss 10 mit dem Ausgang einer integrierten Treiberschaltung verbunden. Ein Transformator, vorzugsweise als Ringkern ausgebildet, befindet sich mit seiner Primärwicklung L0 im Lastkreis. Sekundärwicklungen sind im jeweiligen Eingangskreis angeordnet, vorliegend die Sekundärwicklung L2 im Eingangskreis E2. Eine Diode D21 verhindert ein Abfließen von Ladungsträgern aus der Basis über die Sekundärwicklung L2. Unter Verwendung eines hochohmigen Widerstands R21, der einerseits mit der Basis des Bipolartransistors B2 verbunden ist, andererseits mit der Zwischenkreisspannung Uzw können Ladungsträger an die Basis bereitgestellt werden. Die Basis des Bipolartransistors ist andererseits über eine Parallelschaltung einer Diode D22 und eines andererseits über eine Parallelschaltung einer Diode D22 und eines Widerstands R22 mit dem Bezugspotential verbunden, auf dem die Bezugselektrode des Feldeffekttransistors F2 liegt. Damit lässt sich eine ausreichend große Basis-Emitter-Spannung erzeugen, mit der die Schaltungsanordnung gestartet werden kann. Ein Widerstand R23 dient der Spannungsfestigkeit des zugeordneten Bipolartransistors.
  • Ein typischer Wert für R21 ist 1 MΩ, ein typischer Wert für R22 ist 100 Ω. An Stelle der Diode D22 kann auch eine Zenerdiode, selbstverständlich in umgekehrter Anordnung, vorgesehen sein.
  • In Figur 3 ist der Serienschaltung aus Sekundärwicklung L2 und Diode D21 einerseits eine Zenerdiode Z2 parallel geschaltet, andererseits die Serienschaltung aus einem Widerstand R22 und einem Kondensator C2. Die Basis des Transistors ist wiederum über einen hochohmigen Widerstand R21 mit der Zwischenkreisspannung Uzw verbunden und über einen Widerstand R23 mit der Arbeitselektrode des Feldeffekttransistors F2.
  • Wird beispielsweise die Zenerdiode Z2 auf zwei Volt dimensioniert, so wird beim Anlegen der Zwischenkreisspannung Uzw der Kondensator C2 über die Widerstände R22 und R21 auf ca. 2 Volt aufgeladen. Beim Einschalten des Feldeffekttransistors F2 über ein geeignetes Signal am Anschluss 10, wodurch der Bipolartransistor B2 öffnet, entlädt sich der Kondensator C2 und führt bei Dimensionierung des Widerstands R22 auf 10 Ω zu einem Basisstrom IB von 100 mA. Hierdurch wird der Schalter S2 für ein bis zwei µs eingeschaltet, ein Laststrom IL beginnt zu fließen und über die Verknüpfung von Primärwicklung L0 und Sekundärwicklung L2 wird ein Signal in den Eingangskreis E2 eingekoppelt, wodurch die Schaltungsanordnung gestartet wird.
  • In besonders vorteilhafter Weise wird durch diese Lösung auch das Ausschaltverhalten der Schaltung verbessert. Das Problem besteht nämlich darin, dass beim Abschalten des Feldeffekttransistors F2 der Emitterstrom IE des Bipolartransistors schlagartig auf Null geht. Da der Kollektorstrom IC jedoch weiterfließen will, wird die Basis mit Ladungsträgern überschwemmt, was zu langen Ausschaltzeiten führt. Lange Ausschaltzeiten gehen nun aber mit dem Problem einher, dass Kollektorstrom IC und Kollektor-Emitter-Spannung UCE über einen bestimmten Zeitraum gleichzeitig positive Werte haben. Da das Produkt dieser beiden Größen den Durchlassverlust dominiert, ergeben sich hierdurch unerwünscht hohe Verlustleistungen. Durch die Parallelschaltung von Diode D22 und ohmschem Widerstand R22 in Figur 2 sowie der Zenerdiode Z2 und der Serienschaltung aus Widerstand R22 und Kondensator C2 in der Ausführungsform gemäß Figur 3 wird auf der Basisseite ein niedersator C2 in der Ausführungsform gemäß Figur 3 wird auf der Basisseite ein niederohmiger Zweig zur Masse bereitgestellt. Der Kollektorstrom IC kann daher nach dem Abschalten des Feldeffektransistors F2 als negativer Basisstrom -IB nahezu ungehindert zur Masse weiterfließen. Schnelle Abschaltzeiten sind die Folge. Der Widerstand R23 ist beispielsweise mit 100 Ω dimensioniert und dient dazu sicherzustellen, dass kein Strom abfließen kann, solange der Feldeffekttransistor hochohmig ist.
  • In Figur 4 wird dies durch eine grafisch dargestellte Beispielmessung an einem Labormuster bestätigt, wobei die Auflösung des Basisstroms IB etwa das Hundertfache der Auflösung des Kollektorstroms IC beträgt. Der Basisstrom IB sinkt nach dem Ausschalten des Feldeffekttransistors zu sehr großen negativen Werten, nämlich zu -IC und steigt nach relativ kurzer Zeit wieder auf seinen Nullwert an. Der Kollektorstrom geht nach einigen wenigen Schwingungen ebenfalls auf Null. Die Kollektorspannung UCE steigt an, jedoch erst zu einem Zeitpunkt zu dem der Kollektorstrom IC bereits sehr weit abgesunken ist. Die Verlustleistung, siehe beispielsweise den mit P markierten Punkt, der das Maximum definiert, fällt sehr gering aus. Bezulinie A kennzeichnet die Nulllinie für den Kollektorstrom IC, Bezugslinie D die Nullinie für den Basisstrom IB.
  • Die Figuren 2 und 3 zeigen beispielhaft den Eingangskreis E2. Für den Fachmann ist offensichtlich, dass der Eingangskreis E1 in entsprechender Weise symmetrisch hierzu auszulegen ist.

Claims (10)

  1. Ansteuerschaltung für den Betrieb mindestens einer Lampe (La) in einem dazugehörigen Lastkreis, in dem die Anschlüsse fiir die mindestens eine Lampe angeordnet sind, mit zwei Schaltern (S1, S2) in Halbbrückenanordnung, wobei jeder Schalter (S1, S2) in Kaskodeschaltung einen Bipolartransistor (B2) mit einer Steuer-, einer Arbeits- und einer Bezugselektrode und einen Feldeffekttransistor (F2) mit einer Steuer-, einer Arbeits- und einer Bezugselektrode umfasst, wobei der Mittelpunkt der Halbbrückenanordnung mit dem mindestens einen Lastkreis gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet dass jede derartige Kaskodeschaltung einen Eingangskreis (E1, E2) aufweist, in dem parallel zur Steuerelektrode des Bipolartransistors (B2) und der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors (F2) die Serienschaltung einer Diode (D21) und einer Sekundärwicklung (L2) eines Übertragers angeordnet ist, dessen Primärwicklung (L0) derart im Lastkreis angeordnet ist, dass sie im Betrieb der mindestens einen Lampe (La) vom Lastkreisstrom (IL) durchflossen wird.
  2. Ansteuerschaltung nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Diode (D21) derart angeordnet ist, dass sie im Falle eines npn-Bipolartransistors (B2) ein Abfließen eines positiven Basisstromes (IB) über die Sekundärwicklung (L2), im Falle eines pnp-Bipolartransistors ein Abfließen eines negativen Basisstromes über die Sekundärwicklung verhindert.
  3. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass parallel zur Steuerelektrode des Bipolartransistors (B2) und der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors (F2) mindestens eine Diode (D22) oder eine Zenerdiode (Z2) zwischen dem Potential der Steuerelektrode des Bipolartransistors (B2) und dem Potential der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors (F2) angeordnet ist.
  4. Ansteuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass parallel zur Steuerelektrode des Bipolartransistors (B2) und der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors (F2) eine Serienschaltung eines ohmschen Widerstandes (R22) und eines Kondensators (C2) angeordnet ist.
  5. Ansteuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors (F2) mit einer integrierten Treiberschaltung verbunden ist.
  6. Ansteuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass der Duty-Cycle der beiden Schalter (S1, S2) der Halbbrücke im wesentlichen 50 Prozent beträgt.
  7. Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 6,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Diode (D22) oder die Zenerdiode (Z2) so bemessen ist, dass an ihr eine Spannung von mindestens 1 V, bevorzugt ca. 2 V, abfällt.
  8. Ansteuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Bezugselektrode des Feldeffekttransistors (F2) jedes Schalters (S1, S2) mit einem ersten Bezugspotential verbunden ist und die Steuerelektrode des Bipolartransistors mindestens eines Schalters über einen hochohmigen Widerstand (R21) mit einem zweiten Bezugspotential (Uzw).
  9. Ansteuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass zwischen der Steuer- und der Bezugselektrode des Hipolartransistors (B2) jedes Schalters (S1, S2) ein ohmscher Widerstand (R23) angeordnet ist.
  10. Ansteuerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Schalter (S1, S2) ausgelegt sind, im Betrieb mit einer Frequenz zwischen 100 Hz und 300 kHz und einer Spannung von 100 bis 1000 V betrieben zu werden.
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