KR20040105592A - 관련 부하 회로 내에 있는 하나 이상의 램프를 동작하기위한 구동 회로 - Google Patents

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KR20040105592A
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베른트 루돌프
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파텐트-트로이한트-게젤샤프트 퓌어 엘렉트리쉐 글뤼람펜 엠베하
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Abstract

본 발명은 하나 이상의 램프를 위한 단자들이 배치되어 있는 관련 부하 회로 내 하나 이상의 램프를 동작하기 위한, 반 브리지(half-bridge) 구조의 2개의 스위치(S1, S2)를 구비한 구동 회로에 관한 것으로서, 상기 각 스위치(S1; S2)가 제어 전극, 동작 전극 및 기준 전극을 포함하는 바이폴라 트랜지스터(B2)와 제어 전극, 동작 전극 및 기준 전극을 포함하는 전계효과 트랜지스터(F2)의 캐스코드 회로를 가지고, 상기 반 브리지 구조의 중점이 상기 하나 이상의 부하 회로에 연결되며, 상기 방식의 각 캐스코드 회로는 입력 회로(E1, E2)를 포함하고, 상기 입력 회로(E1, E2) 내에는 상기 바이폴라 트랜지스터(B2)의 제어 전극 및 상기 전계효과 트랜지스터(F2)의 기준 전극에 대해 평행하게 트랜스포머의 2차 권선(L2)과 다이오드(D21)의 직렬 회로가 배치되며, 상기 트랜스포머의 1차 권선(L0)은 상기 하나 이상의 램프(La)가 동작할 때 부하 회로 전류(IL)가 상기 1차 권선(L0)을 통해 흐르도록 상기 부하 회로 내에 배치된다.

Description

관련 부하 회로 내에 있는 하나 이상의 램프를 동작하기 위한 구동 회로{DRIVE CIRCUIT FOR OPERATING AT LEAST ONE LAMP IN AN ASSOCIATED LOAD CIRCUIT}
본 발명은 하나 이상의 램프를 위한 단자들이 배치되어 있는 관련 부하 회로 내에서 하나 이상의 램프를 동작하기 위한, 반 브리지(half-bridge) 구조의 2개의 스위치를 가진 구동 회로에 관한 것이다.
종래 기술로부터 공지되어 있는 상기 방식의 구동 회로가 도 1에 개략적으로 도시되어 있다. 입력측에는 소위 중간 회로 전압(UZW)이 인가된다. 이 경우, 중간 회로 전압(UZW)은 통상 당업자들에게 익숙한(잘 알려진) 회로들을 통해 시스템 전압으로부터 발생되는 DC 전압이다. 2개의 스위치(S1, S2)가 반 브리지 구조로 직렬로 배치되고, 도시되지 않은 각각의 입력 회로(E1, E2)를 통해 구동된다. 상기 두 스위치의 연결점이 인덕터(L)를 통해 램프(La)와 연결되고, 상기 램프의 동작시 램프 전류(IL)가 상기 램프를 통해 흐른다. 출력측에서는 2개의 커플링 커패시터(CK1, CK2)가 회로를 닫는다(종결한다). 대안 회로 구조들이 당업자에게는익숙하지만 본 발명의 구현과는 관련이 없기 때문에 하기에 상세하게 기술하지 않는다. 소위 중간 전압 영역에서 사용되는 경우, 스위치(S1, S2)가 400 내지 1000 볼트의 전압을 연결하도록 설계되어야 한다. 스위칭 주파수는 40 내지 50 kHz의 범위에 놓인다. 도 1에 도시된 회로의 듀티 사이클(duty cycle)은 50%이다. 이 경우 연결될 시스템 공급 전력은 100 와트 이상이다. 또한 마이크로컨트롤러 또는 통합 제어 모듈에 의해 시스템이 비교적 간단하게 제어될 수 있도록 하기 위해, 현 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) 및 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)가 스위치로서 사용된다. 전계효과 트랜지스터의 경우 전류의 순방향 전력(forward power) 손실이 전류의 제곱(square)에 따라 증가하고, 칩 면적이 상기 순방향 전력 손실로 보상되어야 하기 때문에, 1 암페어 이상의 전류 및 대략 600 볼트의 중간 전압의 경우 MOSFET이 상대적으로 비싸진다. 한 편, IGBT의 경우 높은 순방향 전력 손실이 발생한다. 순방향 전력 손실이 전류에 직접 비례하는 간단한 바이폴라 트랜지스터의 경우, 그러한 경계 조건들을 위해 설계된 부품들이 더 적은 칩 면적을 필요로 하기 때문에 가격은 더 저렴하지만 좋지 않은 동적 스위칭 특성으로 인해 부정적인 영향을 미친다. 콜렉터 전류가 충분히 빠르게 차단될 수 없기 때문에, 콜렉터-이미터 전압과의 일시적인 중첩에 의해 높은 스위칭 손실이 발생한다.
본 발명의 목적은 약 1 내지 10 암페어의 중간 전류에서 낮은 순방향 전력 손실을 나타내는 동시에, 비용이 감소되고, 마이크로컨트롤러 또는 통합 제어 모듈에 의해 제어될 수 있도록 범용형 구동 회로를 개선하는 것이다.
도 1은 반 브리지 회로에 의해 구동된 램프를 포함하는 회로도를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 구동 회로의 입력 회로의 제 1 실시예를 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 구동 회로의 입력 회로의 제 2 실시예를 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명에 따른 구동 회로 내에서 반 브리지 장치의 스위치가 차단되었을 때 베이스 전류, 콜렉터 전류 및 콜렉터-이미터 전압의 시간에 따른 추이를 나타낸 그래프이다.
*도면의 주요 부호 설명*
B2: 바이폴라 트랜지스터 C2: 커패시터
D21, D22: 다이오드 E1, E2: 입력 회로
F2: 전계효과 트랜지스터 IB: 베이스 전류
IL: 부하 회로 전류 La: 램프
L0: 1차 권선 L2: 2차 권선
R22, R23: 옴 저항 S1, S2: 스위치
UZW: 중간 회로 전압 Z2: 제너 다이오드
상기 목적은 청구항 1의 특징들을 가진 구동 회로를 통해 달성된다.
본 발명은 한 편으로 바이폴라 트랜지스터와 결합된 저전압 MOSFET가 사용되는 경우 빠른 스위칭이 달성될 수 있다는 사실을 기초로 한다. 따라서 MOSFET은 바이폴라 트랜지스터를 위한 소량의 제어 전압만 발생시키면 되므로, 작은 크기로 저렴하게 설계될 수 있다. 바이폴라 트랜지스터의 손실 출력이 상기 바이폴라 트랜지스터를 통해 흐르는 전류에 선형으로만 연결되도록 형성된 바이폴라 트랜지스터는 낮은 비용으로 높은 전류에 대해 설계될 수 있다. 따라서 MOSFET의 장점들(높은 동역학적 응답 및 집적 회로에 의한 구동성) 및 바이폴라 트랜지스터의 장점들(낮은 비용에서 달성될 수 있는 높은 성능)이 서로 최적으로 결합될 수 있다.
두 번째로 본 발명은 부하 회로 내에서 흐르는 에너지의 일부가 각각의 스위치의 입력 회로로 전달되는 경우 상기 방식의 구동 회로가 간단하게 스타트될 수 있다는 사실을 기초로 한다. 바이폴라 트랜지스터는 실질적으로 전류 제어 부품이기 때문에, 상기 바이폴라 트랜지스터를 위해 적절한 제어 전류가 베이스에 제공되어야 한다. 이를 위해 부하 회로 내에 트랜스포머의 1차 권선이 형성되고, 상기 트랜스포머의 2차 권선은 각 바이폴라 트랜지스터의 입력 회로 내에 배치됨으로써, 바이폴라 트랜지스터의 베이스에 전류가 공급된다. 바이폴라 트랜지스터의 순방향 전력 손실을 감소시키기 위해서는, 베이스 전류가 콜렉터 전류의 대략 5분의 1을 구성하도록 트랜스포머가 설계되는 것이 바람직하다. 실제 전류 증폭이 20일 때바이폴라 트랜지스터는 4배로 오버드라이브된다. 그 결과 순방향 전력 손실이 낮아진다. 필요한 큰 제어 전류의 결과로서 바이폴라 트랜지스터를 집적 회로를 사용하여 구동하는 것이 불가능할 수 있는 반면, 실질적으로 전압 제어 엘리먼트로서의 MOSFET을 사용하면 매우 쉽게 구현될 수 있다.
종래 기술로부터 바이폴라 트랜지스터 및 MOSFET 트랜지스터를 구비한 캐스코드(cascode) 회로가 공지되어 있으나, 상기 회로는 완전히 다른 목적으로 사용된다. EP 0 753 987 D1에는 구동될 램프가 노후화된 경우 반 브리지 장치를 차단하기 위한 상기 방식의 캐스코드 회로가 개시되어 있는데, 상기 회로에서는 이미터 내에 배치된 MOSFET에 의해 바이폴라 트랜지스터가 제어된다. US 5,998,942에도 역시 상기와 같은 캐스코드 회로가 공개되어 있으나(상기 문서의 도 4 참조), 여기서는 다른 용도로 인해 바이폴라 트랜지스터(20)의 베이스에 일정한 전압이 인가된다. US 4,894,587의 도 6에도 상기 방식의 캐스코드 회로가 도시되어 있으나, 상기 회로의 경우 본 발명과는 달리 트랜스포머의 소정의 자화 반전(magnetization reversal)이 일어나지 않는다. 포화(saturation)를 막기 위해서는 상기 트랜스포머가 잠시동안만 연결되어야 하며, 그런 다음 자계가 다시 흩어질 때까지 최소한 2배의 시간이 걸린다. 따라서 본 발명에서는 그러한 회로 구조가 사용될 수 없다. 또한 조광 장치(dimming device)를 구현하기 위해서는 그러한 스위치가 단 1개만 사용된다. 본 발명에서는 반 브리지의 2개의 스위치의 듀티 사이클이 실질적으로 50 %에 달하기 때문에, 트랜스포머가 각각 다른 트랜지스터 전류에 의해 자화 반전됨에 따라 포화 상태에 이르지 않는다.
본 발명의 한 바람직한 실시예는, npn형 바이폴라 트랜지스터의 경우 다이오드가 2차 권선을 통해 양(+)의 베이스 전류가 방출되는 것을 막고, pnp형 바이폴라 트랜지스터의 경우 다이오드가 2차 권선을 통해 음(-)의 베이스 전류가 방출되는 것을 막는 방식으로 상기 다이오드가 배치되는 것을 특징으로 한다. 이러한 특징은, 2차 권선을 통해 방출되는 베이스 전류가 바이폴라 트랜지스터의 제어 전극과 전계효과 트랜지스터의 기준 전극 사이에 전압이 형성되는 것을 막음으로써 충분히 높은 베이스-이미터 전압의 형성도 막기 때문에 중요하다. 바이폴라 트랜지스터의 제어 전극 및 전계효과 트랜지스터의 기준 전극에 평행하게 하나 이상의 다이오드 또는 제너 다이오드가 상기 바이폴라 트랜지스터의 제어 전극의 전위와 상기 전계효과 트랜지스터의 기준 전극의 전위 사이에 배치될 수 있다. 그럼으로써 적어도 다이오드의 pn 접합에 걸친 전압이 바이폴라 트랜지스터의 pn 접합에 걸친 베이스-이미터 전압으로서 존재한다. 따라서 바이폴라 트랜지스터의 개방이 보증될 수 있다. 제너 다이오드를 사용하는 경우에도 이와 동일하게 적용된다.
또한 바람직하게는 바이폴라 트랜지스터의 제어 전극 및 전계효과 트랜지스터의 기준 전극에 평행하게 옴 저항(ohmic resistance)과 커패시터의 직렬 회로가 배치된다. 그럼으로써 본 발명에 따른 구동 회로의 스타트가 저렴한 비용으로 간단하게 구현될 수 있다. 이에 대한 상세한 설명은 하기에 계속된다. 전계효과 트랜지스터의 제어 전극은 바람직하게 집적 구동기 회로(driver circuit)에 연결된다. 이미 설명한 것처럼, 전계효과 트랜지스터는 제어 전류를 위한 낮은 수요의 결과로서 집적 회로에 의해 제어될 수 있는 전압 제어 엘리먼트이다.
각 스위치의 전계효과 트랜지스터의 기준 전극은 바람직하게 제 1 기준 전위에 연결되는 반면, 각 스위치의 바이폴라 트랜지스터의 제어 전극은 값이 높은 저항을 통해 제 2 기준 전위에 연결된다. 상기 저항은 특히 램프 구동시 트랜스포머의 2차 권선이 아직 회로에 전하 캐리어를 공급하지 않은 경우에 한해 바이폴라 트랜지스터의 베이스에 전하 캐리어를 공급하는 역할을 한다.
또한 각 스위치의 바이폴라 트랜지스터의 제어 전극과 기준 전극 사이에 옴 저항이 배치되는 것이 바람직하다. 그럼으로써 트랜지스터가 차단된 상태에서 상기 트랜지스터가 적절치 않은 순간에 간섭 펄스에 의해 접속되지 않을 수 있다. 본 경우와 같이 캐스코드 회로에서는 저항이 전계효과 트랜지스터의 기생 커패시턴스를 충전 또는 방전하는 목적으로도 사용될 수 있다. 결과적으로 상기 저항은 바이폴라 트랜지스터의 절연강도(dielectric strength)도 증가시킨다.
스위치는 동작시 100 Hz 내지 300 KHz의 주파수 및 100 내지 1000 볼트의 전압에서 동작될 수 있도록 설계되는 것이 바람직하다. 또 다른 바람직한 실시예들은 종속 청구항에 제시되어 있다.
하기에는 첨부된 도면들을 참고로 본 발명의 실시예들이 더 상세히 기술된다.
도 2 및 도 3은 도 1의 본 발명에 따른 구동 회로의 입력 회로(E2)의 실시예들을 도시한 도면이다. 동일한 부품들에는 동일한 도면 부호를 표시하였고, 그러한 부품에 대해서는 한 번만 설명한다. 바이폴라 트랜지스터(B2) 및 전계효과 트랜지스터(F2)의 캐스코드 구조가 스위치(S2)를 형성한다. 전계효과트랜지스터(F2)의 게이트는 그의 단자(10)를 통해 집적 구동 회로의 출력에 연결된다. 트랜스포머, 바람직하게는 토로이드(toroid) 형태의 트랜스포머의 1차 권선(L0)이 부하 회로 내에 배치된다. 2차 권선들은 각각의 입력 회로 내에 배치되는데, 이 경우 2차 권선 (L2)가 입력 회로 (E2) 내에 배치된다. 다이오드(21)는 베이스로부터 상기 2차 권선(L2)을 통해 전하 캐리어가 방출되는 것을 막는다. 한 편으로 바이폴라 트랜지스터(B2)와 연결되고, 다른 한 편으로 중간 회로 전압(UZW)과 연결되는 높은 값의 저항(R21)을 사용함으로써 전하 캐리어가 베이스에 공급될 수 있다. 바이폴라 트랜지스터의 베이스는 다른 한 편으로 다이오드 (D22)와 저항(R22)의 병렬 회로를 통해 전계효과 트랜지스터(F2)의 기준 전극이 놓인 기준 전위에 연결된다. 따라서 회로 장치를 구동시킬 수 있는 충분히 큰 베이스-이미터 전압이 발생될 수 있다. 저항(R23)은 관련 바이폴라 트랜지스터의 절연강도를 증가시킨다.
R21은 통상 1 MΩ의 값을 가지며, R22는 통상 100 Ω의 값을 가진다. 다이오드(D22) 대신 물론 역전된 구조의 제너 다이오드도 제공될 수 있다.
도 3에서는 2차 권선(L2)과 다이오드(D21)의 직렬 회로에 한 편으로 제너 다이오드(Z2)가 병렬 접속되고, 다른 한 편으로 저항(R22)과 커패시터(C2)의 직렬 회로가 접속된다. 트랜지스터의 베이스는 다시 높은 값의 저항(R21)을 통해 중간 회로 전압(UZW)에 연결되고, 저항 (R23)을 통해 전계효과 트랜지스터(F2)의 동작전극 (working electrode)과 연결된다.
예컨대 제너 다이오드(Z2)가 2 볼트로 설계되면, 중간 회로 전압(UZW)이 인가되는 경우 커패시터(C2)가 저항(R22 및 R21)을 통해 약 2 볼트로 충전된다. 바이폴라 트랜지스터(B2)를 열게 하는, 단자(10)에서의 적절한 신호에 의해 전계효과 트랜지스터(F2)가 접속되면 커패시터(C2)가 방전되고, 저항(R22)이 10 Ω으로 설계되는 경우 100 mA의 베이스 전류(IB)가 야기된다. 그 결과 스위치(S2)가 1 내지 2 ㎲를 위해 연결되고, 부하 전류(IL)가 흐르기 시작하며, 1차 권선(L0)과 2차 권선(L2)이 연결됨으로써 입력 회로(E2)로 신호가 인가되어 회로 장치가 구동된다.
특히 바람직한 실시예에서는 상기 해결책을 통해 회로의 차단 특성이 개선된다. 즉, 문제는 전계효과 트랜지스터(F2)의 차단시 바이폴라 트랜지스터의 이미터 전류(IE)가 갑자기 0이 된다는 데 있다. 그러나 콜렉터 전류(IC)는 계속 흐르려고 하기 때문에, 베이스가 전하 캐리어로 넘치게 되고(overflow), 그로 인해 차단 시간이 길어진다. 그러나 차단 시간이 길어지면 콜렉터 전류(IC)와 콜렉터-이미터 전압(UCE)이 동시에 정해진 시간 이상으로 양의 값을 갖는다는 문제가 초래된다. 상기 두 변수의 곱이 순방향 전력 손실을 좌우하기 때문에, 그로 인해 바람직하지 않게 높은 전력 손실이 발생한다. 도 2에 도시된 다이오드(D22)와 옴 저항(R22)의 병렬 회로 및 도 3에 따른 실시예의 제너 다이오드(Z2) 및 저항(R22)과 커패시터(C2)의 직렬 회로를 통해 베이스측 접지에 저저항(low-resistance) 분기가 제공된다. 따라서 전계효과 트랜지스터(F2)가 차단되면 콜렉터 전류(IC)가 음의 베이스 전류(-IB)로서 거의 방해받지 않고 접지로 계속 흐를 수 있다. 그 결과 차단 시간이 빨라진다. 저항(R23)은 예컨대 100 Ω으로 설계되고, 전계효과 트랜지스터가 높은 저항값을 갖는 동안 전류가 방출될 수 없도록 하는데 사용된다.
이는 도 4에서 그래프로 도시된 실험실 실험에 의한 측정예를 통해 알 수 있는데, 이 때 베이스 전류(IB)의 분해능(resolution)이 콜렉터 전류(IC)의 분해능의 약 100배에 달한다. 베이스 전류(IB)는 전계효과 트랜지스터가 차단된 후 매우 큰 음의 값, 즉 -IC로 감소하고, 비교적 짧은 시간 후에 다시 0의 값으로 증가한다. 콜렉터 전류는 몇 회의 진동(oscillation) 이후에 역시 0에 도달한다. 콜렉터 전압(UCE)은 증가하지만, 콜렉터 전류(IC)가 이미 매우 낮은 값으로 감소된 시점이 되어야만 증가한다. 최대값을 정의하는 전력 손실(예컨대 P로 표시된 점 참조)은 매우 낮아진다. 기준선 (A)는 콜렉터 전류(IC)의 영선(zero line)을 나타내고, 기준선 (D)는 베이스 전류(IB)의 영선을 나타낸다.
도 2 및 도 3은 입력 회로(E2)의 예를 도시한 도면이다. 입력 회로 (E1)이 상기 입력 회로 (E2)와 대칭으로 설계되어야 한다는 사실은 당업자에게 공지되어 있다.
본 발명을 통해 약 1 내지 10 암페어의 중간 전류에서 낮은 순방향 전력 손실을 나타내는 동시에, 비용이 감소되고, 마이크로컨트롤러 또는 통합 제어 모듈에의해 제어될 수 있도록 범용형 구동 회로를 개선할 수 있다.

Claims (10)

  1. 하나 이상의 램프를 위한 단자들이 배치되어 있는 관련 부하 회로 내에서 하나 이상의 램프(La)를 동작하기 위한, 반 브리지(half-bridge) 구조의 2개의 스위치(S1, S2)를 구비한 구동 회로로서, 상기 각 스위치(S1, S2)가 제어 전극, 동작 전극 및 기준 전극을 포함하는 바이폴라 트랜지스터(B2)와 제어 전극, 동작 전극 및 기준 전극을 포함하는 전계효과 트랜지스터(F2)의 캐스코드 회로를 가지고, 상기 반 브리지 구조의 중점이 상기 하나 이상의 부하 회로에 연결되며, 상기 방식의 각 캐스코드 회로는 입력 회로(E1, E2)를 포함하고, 상기 입력 회로(E1, E2) 내에는 상기 바이폴라 트랜지스터(B2)의 제어 전극 및 상기 전계효과 트랜지스터(F2)의 기준 전극에 대해 평행하게 트랜스포머의 2차 권선(L2)과 다이오드(D21)의 직렬 회로가 배치되며, 상기 트랜스포머의 1차 권선(L0)은 상기 하나 이상의 램프(La)가 동작하면 부하 회로 전류(IL)가 상기 1차 권선(L0)을 통해 흐르도록 상기 부하 회로 내에 배치되는, 램프 구동 회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 다이오드(D21)는, npn형 바이폴라 트랜지스터(B2)의 경우 상기 다이오드(D21)가 상기 2차 권선(L2)을 통해 양(+)의 베이스 전류(IB)가 방출되는 것을 막고, pnp형 바이폴라 트랜지스터의 경우 상기 2차 권선을 통해 음(-)의 베이스 전류가 방출되는 것을 막는 방식으로 배치되는 것을 특징으로 하는 램프 구동 회로.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 바이폴라 트랜지스터(B2)의 제어 전극과 상기 전계효과 트랜지스터(F2)의 기준 전극에 평행하게 하나 이상의 다이오드(D22) 또는 제너 다이오드(Z2)가 상기 바이폴라 트랜지스터(B2)의 제어 전극의 전위와 상기 전계효과 트랜지스터(F2)의 기준 전극의 전위 사이에 배치되는 것을 특징으로 하는 램프 구동 회로.
  4. 제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 바이폴라 트랜지스터(B2)의 제어 전극과 상기 전계효과 트랜지스터(F2)의 기준 전극에 평행하게 옴 저항(R22)과 커패시터(C2)의 직렬 회로가 배치되는 것을 특징으로 하는 램프 구동 회로.
  5. 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전계효과 트랜지스터(F2)의 제어 전극이 통합 구동 회로에 연결되는 것을 특징으로 하는 램프 구동 회로.
  6. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 반 브리지의 두 스위치(S1, S2)의 듀티 사이클(duty cycle)이 대략 50%인 것을 특징으로 하는 램프 구동 회로.
  7. 제 3항 내지 제 6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 다이오드(D22) 또는 상기 제너 다이오드(Z2)는 상기 다이오드에서 1 V 이상의 전압, 바람직하게는 약 2 V의 전압이 강하되도록 설계되는 것을 특징으로 하는 램프 구동 회로.
  8. 제 1항 내지 제 7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 각 스위치(S1, S2)의 전계효과 트랜지스터(F2)의 기준 전극은 제 1 기준 전위에 연결되고, 하나 이상의 스위치의 바이폴라 트랜지스터의 제어 전극은 큰 저항(R21)을 통해 제 2 기준 전위(UZW)에 연결되는 것을 특징으로 하는 램프 구동 회로.
  9. 제 1항 내지 제 8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 각 스위치(S1, S2)의 바이폴라 트랜지스터(B2)의 제어 전극과 기준 전극 사이에 옴 저항(R23)이 배치되는 것을 특징으로 하는 램프 구동 회로.
  10. 제 1항 내지 제 9항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위치들(S1, S2)은 동작 중에 100 Hz 내지 300 kHz의 주파수 및 100 내지 1000 V의 전압에서 구동되도록 설계되는 것을 특징으로 하는 램프 구동 회로.
KR1020040041155A 2003-06-06 2004-06-05 관련 부하 회로 내에 있는 하나 이상의 램프를 동작하기위한 구동 회로 KR20040105592A (ko)

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