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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung für den Betrieb
mindestens einer Lampe in einem dazugehörigen Lastkreis, in dem die Anschlüsse für die mindestens
eine Lampe angeordnet sind, mit zwei Schaltern in Halbbrückenanordnung.
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Stand der
Technik
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Eine
derartige aus dem Stand der Technik bekannte Ansteuerschaltung ist
schematisch in 1 dargestellt.
Eingangsseitig liegt die sogenannte Zwischenkreisspannung Uzw an. Hierbei handelt es sich um eine Gleichspannung,
die gewöhnlich über dem
Fachmann geläufige
Schaltungen aus der Netzspannung erzeugt wird. Zwei Schalter S1,
S2 sind seriell in Halbbrückenanordnung
angeordnet und werden über
einen nicht dargestellten jeweiligen Eingangskreis E1, E2 angesteuert.
Der Verbindungspunkt der beiden Schalter ist über eine Drossel L mit der
Lampe La verbunden, welche im Betrieb vom Lampenstrom IL durchflossen
wird. Ausgangsseitig schließen
die zwei Koppelkondensatoren CK1, CK2 die Schaltung ab. Alternative Schaltungsstrukturen
sind dem Fachmann geläufig,
werden jedoch nachfolgend nicht detaillierter beschrieben, da sie
für die
Realisierung der Erfindung ohne Relevanz sind. Bei Einsatz im sogenannten
Mittelspannungsbereich müssen
die Schalter S1, S2 ausgelegt sein, Spannungen zwischen 400 und
1000 Volt zu schalten. Die Schaltfrequenz liegt in der Größenordnung
von 40 bis 50 kHz. Der Duty-Cycle der in 1 dargestellten Schaltung beträgt 50 Prozent.
Die zu schaltende Netzleistung beträgt hierbei mehr als 100 Watt.
Um weiterhin eine relativ einfache Steuerbarkeit aus Mikrocontrollern beziehungsweise
integrierten Steuerbausteinen zu ermöglichen, werden als Schalter
derzeit MOSFETs (Metall Oxyd Semiconductor Field Effect Transistor) und
IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transis tors) eingesetzt. Da beim Feldeffekttransistor
die Durchlassverluste mit dem Quadrat des Stroms steigen, und die
Chipfläche
mit den Durchlassverlusten korreliert zu sein hat, werden MOSFETs
bei Strömen
oberhalb ein Ampere und mittleren Spannungen von ca. 600 Volt relativ
teuer. Bei den IGBTs ergeben sich hingegen große Durchlassverluste. Bei reinen
Bipolartransistoren, bei denen die Durchlassverluste zum Strom direkt
proportional sind, sind für
derartige Randbedingungen konzipierte Bauteile zwar billiger, da
sie weniger Chipfläche
benötigen,
jedoch wirkt sich ihr schlechtes dynamisches Schaltverhalten negativ aus.
Da der Kollektorstrom nicht schnell genug abgeschaltet werden kann,
ergeben sich durch die zeitlichen Überlappungen mit der Kollektor-Emitter-
Spannung hohe Schaltverluste.
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Darstellung
der Erfindung
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Der
vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zu Grunde, eine
gattungsgemäße Ansteuerschaltung
derart weiterzubilden, dass sie bei mittleren Strömen von
ca. 1 bis 10 Ampere geringe Durchlassverluste aufweist, bei zugleich
niedrigen Kosten und gegebener Ansteuerbarkeit aus Mikrocontrollern beziehungsweise
integrierten Steuerbausteinen.
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Diese
Aufgabe wird gelöst
durch eine Ansteuerschaltung mit den Merkmalen von Patentanspruch
1.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt einerseits die Erkenntnis zu Grunde,
dass ein schnelles Schalten erreicht werden kann, wenn ein Niederspannungs-MOSFET
in Kombination mit einem Bipolartransistor verwendet wird. Der MOSFET
muss daher nur die kleine Steuerspannung für den Bipolartransistor aufbringen
und kann daher klein und billig konzipiert werden. Der Bipolartransistor,
dessen Verlustleistung nur linear mit dem ihn durchfließenden Strom verknüpft ist,
kann zu geringen Kosten für
große
Ströme
dimensioniert werden. Damit sind die Vorteile des MOSFETs – hohe Dynamik
und Ansteuerbarkeit aus einer integrierten Schaltung- und die des
Bipolartransistors – große, zu einem
günstigen
Preis verarbeitbare Leistung – optimal
miteinander verknüpft.
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Die
zweite der Erfindung zu Grunde liegende Erkenntnis besteht darin,
dass eine derartige Ansteuerschaltung auf einfache Weise gestartet
werden kann, wenn ein Teil der im Lastkreis fließenden Energie in den Eingangskreis
des jeweiligen Schalters übertragen
wird. Da es sich bei einem Bipolartransistor im Wesentlichen um
ein stromgesteuertes Bauelement handelt, muss für ihn ein entsprechender Steuerstrom
an der Basis bereitgestellt werden. Hierzu wird im Lastkreis eine
Primärwicklung
eines Übertragers
ausgebildet, dessen Sekundärwicklun gen
im Eingangskreis jedes Bipolartransistors angeordnet sind und damit
die Basis des Bipolartransistors mit Strom versorgen. Zur Verringerung
der Durchlassverluste der Bipolartransistoren ist es bevorzugt,
den Übertrager
so zu dimensionieren, dass der Basisstrom ca. ein Fünftel des
Kollektorstroms ausmacht. Bei einer praxisnahen Stromverstärkung von 20
wird der Bipolartransistor als mit dem Faktor 4 übersteuert. Dies resultiert
in geringen Durchlassverlusten. Während eine Ansteuerung des
Bipolartransistors in Folge der großen benötigten Steuerströme aus einer
integrierten Schaltung nicht möglich
wäre, ist
dies beim MOSFET als ein im Wesentlichen spannungsgesteuerten Bauelement
sehr gut möglich.
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Aus
dem Stand der Technik sind Kaskodeschaltungen mit einem Bipolartransistor
und einem MOSFET-Transistor bekannt, die jedoch für völlig andere
Zwecke eingesetzt werden: So ist es aus der
EP 0 753 987 D1 bekannt,
eine derartige Kaskodeschaltung, bei der die Bipolartransistoren
durch im Emitter angeordnete MOSFETS gesteuert werden, zum Abschalten
einer Halbbrückenanordnung
zu verwenden, wenn die zu betreibende Lampe gealtert ist. In der
US 5,998,942 , siehe dort
die
4, wird ebenfalls
eine derartige Kaskodeschaltung verwendet, jedoch liegt hier aufgrund
des andersgearteten Einsatzzwecks eine konstante Spannung an der
Basis des Bipolartransistors
20 an. In der
US 4,894,587 ,
6,
ist ebenfalls eine derartige Kaskodeschaltung dargestellt, bei der
jedoch, im Gegensatz zur vorliegenden Erfindung, keine definierte
Ummagnetisierung des Übertragers
stattfindet. Um eine Sättigung zu
verhindern, dürfte
dieser nur kurzfristig eingeschaltet werden, anschließend müsste mindestens die
doppelte Zeit gewartet werden, bis sich das Magnetfeld wieder abgebaut
hat. Daher wäre
eine derartige Schaltungsstruktur in der vorliegenden Erfindung nicht
einsetzbar. Verwendet wird überdies
nur ein derartiger Schalter zur Realisierung eines Dim-Geräts. Bei
der vorliegenden Erfindung beträgt
der Duty-Cycle der beiden Schalter der Halbbrücke im Wesentlichen 50 Prozent,
so dass sichergestellt ist, dass der Übertrager nicht in Sättigung
geht, da er durch den jeweils anderen Transistorstrom ummagnetisiert wird.
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Eine
bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass eine
Diode derart angeordnet ist, dass sie im Falle eines npn-Bipolartransistors
ein Abfließen
eines positiven Basisstromes über
die Sekundärwicklung,
im Falle eines pnp-Bipolartransistors
ein Abfließen
eines negativen Basisstromes über
die Sekundärwicklung
verhindert. Dies ist von Bedeutung, da ein Abfließen des
Basisstromes über
die Sekundärwicklung die
Ausbildung einer Spannung zwischen der Steuerelektrode des Bipolartransistors
und der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors verhindern würde und
damit die Ausbildung einer genügend
hohen Basis-Emitter-Spannung. Parallel zur Steuerelektrode des Bipolartransistors
und der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors kann mindestens
eine Diode oder eine Zenerdiode zwischen dem Potential der Steuerelektrode
des Bipolartransistors und dem Potential der Bezugselektrode des
Feldeffekttransistors angeordnet sein. Damit liegt zumindest die
Spannung am pn-Übergang
der Diode als Basis-Emitter-Spannung am pn-Übergang des Bipolartransistors
an. Ein Öffnen
des Bipolartransistors kann damit sichergestellt werden. Selbiges
gilt bei Verwendung einer Zenerdiode.
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Parallel
zur Steuerelektrode des Bipolartransistors und der Bezugselektrode
des Feldeffekttransistors ist weiterhin bevorzugt eine Serienschaltung eines
ohmschen Widerstandes und eines Kondensators angeordnet. Damit lässt sich
auf einfache Weise kostengünstig
der Start der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung
realisieren. Detaillierte Ausführungen
hierzu folgen weiter unten. Bevorzugt ist die Steuerelektrode des
Feldeffekttransistors mit einer integrierten Treiberschaltung verbunden.
Wie bereits erwähnt,
handelt es sich bei einem Feldeffekttransistor um ein spannungsgesteuertes
Element, das in Folge des geringen Bedarfs an Steuerstrom von einer
integrierten Schaltung aus gesteuert werden kann.
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Die
Diode oder die Zenerdiode, die parallel zur Steuerelektrode des
Bipolartransistors und der Bezugselektrode des Feldeffekttransistors
zwischen dem Potential der Steuerelektrode des Bipolartransistors
und dem Potential der Bezugelektrode des Feldeffekttransistors angeordnet
ist, ist bevorzugt so bemessen, da an ihr eine Spannung von mindestens 1
Volt, bevorzugt ca. 2 Volt, abfällt.
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Die
Bezugselektrode des Feldeffekttransistors jedes Schalters ist bevorzugt
mit einem ersten Bezugspotential verbunden, während die Steuerelektrode des
Bipolartransistors jedes Schalters über einen hochohmigen Widerstand
mit einem zweiten Bezugspotential verbunden ist. Dieser Widerstand
dient der Zufrührung
von Ladungsträgern
an die Basis des Bipolartransistors, solange die Sekundärwicklung des Übertragers
noch keine Ladungsträger
in den Eingangskreis einbringt, insbesondere beim Start.
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Bevorzugt
ist weiterhin zwischen der Steuer- und der Bezugselektrode des Bipolartransistors
jedes Schalters ein ohmscher Widerstand angeordnet. Dieser sorgt
dafür,
dass der Transistor im abgeschalteten Zustand nicht durch Störimpulse
zur Unzeit eingeschaltet wird. In einer Kaskode-Schaltung wie vorliegend,
kann er auch zum Auf- oder Entladen von parasitären Kapazitäten des Feldeffekttransistors dienen.
Schließlich
erhöht
er auch die Spannungsfestigkeit der Bipolartransistoren.
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Bevorzugt
sind die Schalter so ausgelegt, dass sie im Betrieb mit einer Frequenz
zwischen 100 Hz und 300 kHz und einer Spannung von 100 bis 1000
Volt betrieben werden können.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen
ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Im
Nachfolgenden werden Ausführungsbeispiele
der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben.
Es stellen dar:
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1 in schematischer Darstellung
ein Prinzipschaltbild mit einer aus einer Halbbrückenschaltung angesteuerten
Lampe;
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2 ein erstes Ausführungsbeispiel
eines Eingangskreises einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung;
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3 ein zweites Ausführungsbeispiel
eines Eingangskreises einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung; und
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4 den zeitlichen Verlauf
des Basisstroms, des Kollektorstroms und der Kollektor-Emitter-Spannung
bei einem Abschaltvorgang des Schalters der Halbbrückenanordnung
in einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung.
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Bevorzugte
Ausführung
der Erfindung
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2 und 3 zeigen Ausführungsbeispiele des Eingangskreises
E2 von 1 bei einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung.
Identische Bauelemente sind mit denselben Bezugszeichen versehen
und werden nur einmal erklärt.
Ein Bipolartransistor B2 und ein Feldeffekttransistor F2 in Kaskodeanordnung
bilden den Schalter S2. Das Gate des Feldeffekttransistors F2 ist über seinen
Anschluss 10 mit dem Ausgang einer integrierten Treiberschaltung verbunden.
Ein Transformator, vorzugsweise als Ringkern ausgebildet, befindet
sich mit seiner Primärwicklung
L0 im Lastkreis. Sekundärwicklungen sind im jeweiligen
Eingangskreis angeordnet, vorliegend die Sekundärwicklung L2 im Eingangskreis
E2. Eine Diode D21 verhindert ein Abfließen von Ladungsträgern aus
der Basis über
die Sekundärwicklung
L2. Unter Verwendung eines hochohmigen Widerstands R21, der einerseits
mit der Basis des Bipolartransistors B2 verbunden ist, andererseits
mit der Zwischenkreisspannung Uzw können Ladungsträger an die
Basis bereitgestellt werden. Die Basis des Bipolartransistors ist
andererseits über
eine Parallelschaltung einer Diode D22 und eines andererseits über eine
Parallelschaltung einer Diode D22 und eines Widerstands R22 mit
dem Bezugspotential verbunden, auf dem die Bezugselektrode des Feldeffekttransistors
F2 liegt. Damit lässt
sich eine ausreichend große
Basis-Emitter-Spannung erzeugen, mit der die Schaltungsanordnung
gestartet werden kann. Ein Widerstand R23 dient der Spannungsfestigkeit des
zugeordneten Bipolartransistors.
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Ein
typischer Wert für
R21 ist 1 MΩ,
ein typischer Wert für
R22 ist 100 Ω.
An Stelle der Diode D22 kann auch eine Zenerdiode, selbstverständlich in umgekehrter
Anordnung, vorgesehen sein.
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In 3 ist der Serienschaltung
aus Sekundärwicklung
L2 und Diode D21 einerseits eine Zenerdiode Z2 parallel geschaltet,
andererseits die Serienschaltung aus einem Widerstand R22 und einem Kondensator
C2. Die Basis des Transistors ist wiederum über einen hochohmigen Widerstand
R21 mit der Zwischenkreisspannung Uzw verbunden
und über einen
Widerstand R23 mit der Arbeitselektrode des Feldeffekttransistors
F2.
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Wird
beispielsweise die Zenerdiode Z2 auf zwei Volt dimensioniert, so
wird beim Anlegen der Zwischenkreisspannung Uzw der
Kondensator C2 über
die Widerstände
R22 und R21 auf ca. 2 Volt aufgeladen. Beim Einschalten des Feldeffekttransistors F2 über ein
geeignetes Signal am Anschluss 10, wodurch der Bipolartransistor
B2 öffnet,
entlädt
sich der Kondensator C2 und führt
bei Dimensionierung des Widerstands R22 auf 10 Ω zu einem Basisstrom IB von 100 mA. Hierdurch wird der Schalter
S2 für
ein bis zwei μs
eingeschaltet, ein Laststrom IL beginnt
zu fließen
und über
die Verknüpfung
von Primärwicklung
L0 und Sekundärwicklung L2 wird ein Signal
in den Eingangskreis E2 eingekoppelt, wodurch die Schaltungsanordnung
gestartet wird.
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In
besonders vorteilhafter Weise wird durch diese Lösung auch das Ausschaltverhalten
der Schaltung verbessert. Das Problem besteht nämlich darin, dass beim Abschalten
des Feldeffekttransistors F2 der Emitterstrom IE des
Bipolartransistors schlagartig auf Null geht. Da der Kollektorstrom
IC jedoch weiterfließen will, wird die Basis mit
Ladungsträgern überschwemmt,
was zu langen Ausschaltzeiten führt.
Lange Ausschaltzeiten gehen nun aber mit dem Problem einher, dass
Kollektorstrom IC und Kollektor-Emitter-Spannung
UCE über
einen bestimmten Zeitraum gleichzeitig positive Werte haben. Da
das Produkt dieser beiden Größen den
Durchlassverlust dominiert, ergeben sich hierdurch unerwünscht hohe Verlustleistungen.
Durch die Parallelschaltung von Diode D22 und ohmschem Widerstand
R22 in 2 sowie der Zenerdiode
Z2 und der Serienschaltung aus Widerstand R22 und Kondensator C2
in der Ausführungsform
gemäß 3 wird auf der Basisseite ein
nieder sator C2 in der Ausführungsform
gemäß 3 wird auf der Basisseite
ein niederohmiger Zweig zur Masse bereitgestellt. Der Kollektorstrom
IC kann daher nach dem Abschalten des Feldeffektransistors
F2 als negativer Basisstrom –IB nahezu ungehindert zur Masse weiterfließen. Schnelle
Abschaltzeiten sind die Folge. Der Widerstand R23 ist beispielsweise
mit 100 Ω dimensioniert
und dient dazu sicherzustellen, dass kein Strom abfließen kann,
solange der Feldeffekttransistor hochohmig ist.
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In 4 wird dies durch eine grafisch
dargestellte Beispielmessung an einem Labormuster bestätigt, wobei
die Auflösung
des Basisstroms IB etwa das Hundertfache
der Auflösung
des Kollektorstroms IC beträgt. Der
Basisstrom IB sinkt nach dem Ausschalten
des Feldeffekttransistors zu sehr großen negativen Werten, nämlich zu –IC, und steigt nach relativ kurzer Zeit wieder
auf seinen Nullwert an. Der Kollektorstrom geht nach einigen wenigen
Schwingungen ebenfalls auf Null. Die Kollektorspannung UCE steigt an, jedoch erst zu einem Zeitpunkt
zu dem der Kollektorstrom IC bereits sehr
weit abgesunken ist. Die Verlustleistung, siehe beispielsweise den
mit P markierten Punkt, der das Maximum definiert, fällt sehr
gering aus. Bezulinie A kennzeichnet die Nulllinie für den Kollektorstrom
IC, Bezugslinie D die Nullinie für den Basisstrom
IB.
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Die 2 und 3 zeigen beispielhaft den Eingangskreis
E2. Für
den Fachmann ist offensichtlich, dass der Eingangskreis E1 in entsprechender
Weise symmetrisch hierzu auszulegen ist.