Schaltungsanordnung zur elektronischen Steuerung des Speisestromes eines elektrischen
Verbrauchers mit vorwiegend induktivem Widerstand
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur elektronischen Steuerung des Speisestromes eines elektrischen Verbrauchers mit vorwiegend induktivem Widerstand.
Anordnungen dieser Art können beispielsweise zur Erregung von magnetostriktiven Verzögerungsleitungen in Anlagen für Datenverarbeitung Verwendung finden.
Die dabei vorkommenden Datenzyklen relativ hoher Frequenz erfordern Genauigkeit sowohl für die Breite der verwendeten Impulse als auch für deren zeitliches Auftreten. Ferner sind im Interesse eines optimalen Signalpegels mit kleinsten Verzerrungen gleiche Flankensteilheiten für die Front und das Ende der Impulse anzustreben.
Ebenso kann nur eine geringe Verzögerung zwischen dem Einsatz eines Steuerimpulses und dem Einsatz des Stromes in der Erregerspule toleriert werden. Zusätzlich soll der Erregerstrom nicht mehr als t 10 O/o von seinem Sollwert abweichen und von der Form der zu überragenden Impulsfolge völlig unabhängig sein. Diese vielfältigen Bedingungen zu erfüllen ist bereits recht schwierig. Die Lage wird aber geradezu kritisch, wenn gleichzeitig die Speisespannungen nur noch etwa 6 Volt betragen dürfen, wie sie in der Mikroelektronik allgemein üblich geworden sind.
In der vorgeschlagenen Anordnung ist eine Lösung gefunden worden, welche die aufgezählten Schwierigkeiten überwindet. Sie ist gekennzeichnet durch zwei steuerbare Stromschalter, von denen jeder am einen Ende je eines von zwei parallelgeschalteten Strompfaden liegt und die gemeinsam mit ihrem einen Anschluss an den einen Pol einer Stromquelle angeschlossen sind, durch Mittel zur Kopplung der genannten Stromschalter derart, dass der eine oder der andere abwechslungsweise offen oder geschlossen ist, ferner durch die Reihenschaltung des Verbrauchers mit einem der Stromschalter und schliesslich durch wenigstens eine Induktivität, deren erster Anschluss mit dem anderen Pol der Stromquelle und deren zweiter Anschluss mit dem Anfang der beiden Strompfade verbunden ist.
In der nachfolgenden Beschreibung werden mit Hilfe der nachstehend aufgeführten Zeichnungen zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;
Fig. 2 ein Schaltbild einer symmetrisch abgewandelten Variante;
Fig. 3 eine graphische Darstellung der Impulsformen, wie sie beim Betrieb der Schaltung nach Fig. 1 auftreten.
Das Ausführungsbeispiel der Fig. 1 umfasst eine Treiberschaltung 1 für einen Wandler 2. Der Wandler schliesst eine Spule mit induktiver Impedanz 3 und ohmschem Widerstand 4 ein.
Die Treiberschaltung 1 enthält einen ersten Schalttransistor 5, dessen Emitter an Erdpotential und dessen Kollektor über eine Induktionsspule 7, sowie die Widerstände 8 und 9 an den positiven Anschluss 6 einer Speisequelle angeschlossen ist.
Daten aus einer nicht dargestellten Quelle gelangen als Eingangssignale an einen Anschluss 10. Dieser ist mit dem Basisanschluss des Transistors 5 über die Basis Emitterstrecke eines als Diode verwendeten Transistors 11 verbunden. Dieser Transistor 11 verlängert die Anstiegszeit der Eingangsimpulse nach Massgabe der zeitlichen Verzögerung, mit welcher eine in Stromflussrichtung vorgespannte Basis-Emitterstrecke behaftet ist. Der Anschluss 10 ist ausserdem über einen Widerstand 13 mit dem positiven Pol 12 einer Speisequelle verbunden.
Die Treiberschaltung 1 enthält einen zweiten Schalter in Form eines Transistorpaares 15 und 16, bei dem der Emitter des Transistors 15 mit der Basis des Transistors 16 und die beiden Kollektoren miteinander verbunden sind. Die Emitterelektrode des Transistors 16 liegt auf Erdpotential, während der Kollektor des Transistors 16 sowohl an einen Eingang des Wandlers 2 als auch an einen Dämpfungswiderstand 17 angeschlossen ist, dessen anderes Ende mit der Induktionsspule 7 verbunden ist. Der Verbindungspunkt des Dämpfungswiderstandes 17 mit der Induktionsspule 7 liegt ausserdem an dem anderen Eingang des Wandlers 2. Die Basiselektrode des Transistors 15 ist über eine Parallelschaltung, gebildet aus dem Widerstand 18 und dem Kondensator 19, mit der Kollektorelektrode des Transistors 5 verbunden.
Der Kondensator 19 wirkt als I(ompensationselement, um das Ausschalten des aus dem Transistorpaar 15, 16 gebildeten Schalters zu beschleunigen, indem dieser Kondensator 19 als Entiadungskreis geringer Impedanz für die Minoritätsträger im Basisraum dient.
Der Wert des Widerstandes 9 ist so gewählt, dass sein dynamisches Verhalten demjenigen des Wandlers 2 mit seinem Dämpfungswiderstand 17 bei der gewählten Betriebsfrequenz angeglichen ist. Nachdem also die beiden Impedanzzweige angeglichen sind, tritt für den durch die Induktionsspule 7 fliessenden Strom zwischen dem Zustand Ein und Zustand Aus im Verlaufe eines Zyklus kein Belastungswechsel in Erscheinung.
Auf diese Weise bekämpft der Widerstand 9 bei der gewählten Betriebsfrequenz jede Abhängigkeit von der Form der Impulsfolgen. Der Widerstand 9 stellt gleichzeitig einen Amplitudenbegrenzer für den Treiberstrom dar.
Der Widerstand 9 kann in seinem Wert lediglich für eine dynamisclle Anpassung an den Wandler 2 bei einer vorbestimmten Frequenz bemessen sein. Wird aber die Schaltungsanordnung bei einer Frequenz betrieben, die wesentlich verschieden ist von der, für die sie ausgelegt ist, dann wird sie von der Form der Impulsformen ab abhängig, denn es tritt nun eine unterschiedliche Belastung während des Ein- oder Aus-Zustandes eines Zyklus in Erscheinung. Der für eine Angleichung an die Belastung erforderliche Wert des Widerstandes 9 ergibt sich aus folgender allgemeiner Beziehung: R ¯ f Le worin f die Grundbetriebsfrequenz beispielsweise einer Verzögerungsleitung darstellt.
Wird also die Frequenz erhöht, dann muss der Wert des Widerstandes ebenfalls erhöht werden.
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 lässt sich wie folgt darstellen. Ist der Treiber 1 im Aus-Zustand, d. h. fliesst kein Strom durch den Wandler 2, dann ist die an die Eingangsklemme 10 angelegte Spannung positiv, wodurch die jeweiligen Basis-Emitter- strecken der Transistoren 11 und 5 in Stromflussrichtung vorgespannt sind. Der Transistor 5 wird dabei in der Sättigung betrieben, wobei ein Strom vorbestimmten Wertes vom positiven Pol 6 der Speisequelle über den Widerstand 8, die Induktionsspule 7, den Widerstand 9 und die Ikollelctor-Emitterstrecke des Transistors 5 nach Erde fliesst. Zu diesem Zeitpunkt sind die Transistoren 15 und 16 im nichtleitenden Zustand.
Wenn nun das Eingangssignal an der Eingangs Klemme 10 auf Erdpotential absinkt, dann werden die Basisemitterstrecken der Transistoren 11 und 5 in Sperr richtung vorgespannt, so dass der Transistor 5 in den nichtleitenden Zustand gelangt. Das Potential an der Ilolle.dorelektrode des Transistors 5 aber steigt, so dass die Transistoren 15 und 16 in den leitenden Zustand geschaltet werden. Damit fliesst nun Strom durch den Widerstand 8, die Indulitionsspule 7, die Parallelschal- tung gebildet aus dem Widerstand 17 und dem Wandler 2 sowie durch die Transistoren 15 und 16 nach Erde.
Der induktive Widerstand der Induktionsspule 7 ist relativ hoch im Vergleich zum induktiven Widerstand des Wandlers 2. Das Verhältnis der beiden Werte liegt vorzugsweise in der Grössenordnung von 10:1 oder höher. Damit kommt aber das Lenzsche Induktionsgesetz ins Spiel, wenn der Strom vom Transistor 5 zu den Transistoren 15 und 16 umgeschaltet wird. Dies bedeutet, dass der Stromfluss durch die Induktionsspule 7 sich nicht merklich ändert. Wird nun aus Gründen der Vereinfachung der geringe Anteil des Stromflusses durch den Dämpfungswiderstand 17 vernachlässigt und die Induktivität der Induktionsspule 7 mit LS, die Induktivität der Spule 3 mit L2 bezeichnet, dann lässt sich folgende Gleichung anschreiben: I1 .
LT = I2 (L1 + L2)
Da aber voraussetzungsgemäss L1 viel grösser ist als L2, ist auch der Wert von I2 angenähert gleich dem Wert von Il. Wenn weiterhin berücksichtigt wird, dass der Stromfluss über L1 während der Schaltzeit annähernd konstant ist, dann muss der Stromfluss über L2 rasch ansteigen und hängt lediglich von der Abschaltzeit des Transistors 5 und der Einschaltzeit des aus den Transistoren 15 und 16 bestehenden Schalters ab.
Da L1 keine nennenswerte Änderung des durchfliessenden Stromes zulässt, ist der anfänglich im Ein Zustand fliessende Strom gleich gross wie der im Aus Zustand. Die somit der Stromquelle eigene, grosse Zeitkonstante ist bestrebt, diesen Strompegel während der Impulsdauer aufrecht zu erhalten.
In seinem Einschaltzustand befindet sich der Tran sistor 15 in der Sättigung Dadurch ist die Kollektor Emitterspannung des Transistors 16 genau definiert.
Dabei ist festzuhalten, dass der Transistor 16 nicht in der Sättigung betrieben wird.
In einer Ausführung der Treiberschaltung nach Fig. 1, welche zuverlässig arbeitete, sind Bauelemente verwendet worden, deren Werte in der Tabelle weiter unten aufgeführt sind. Diese Werte sind jedoch nur beispielsweise angegeben und die Erfindung soll hierdurch in keiner Weise eingeschränkt sein. Die Treiberschaltung erlaubt zuverlässigen Betrieb von Wandlern, deren Induktivität 3 zwischen 17 und 28 ,mH liegt und deren Widerstand 4 einen Wert von 15-70 Ohm besitzt, wobei die Streukapazität höchstens 50 pF beträgt. Die graphische Darstellung nach Fig. 3 zeigt Ausgangsstromsignale der Anordnung, die als Folge bestimmter Eingangsspannungssignale mit einer Folgefrequenz von 1 MHz erzielt worden sind. Die Signale an der Eingangsklemme 10 haben dabei eine nominale Impulsdauer Tpw von ungefähr 500 Nanosekunden besessen, wobei die Anstiegs- und Abfallszeiten TR bzw.
TF der Impulse in der Grössenordnung von 30 Nanosekunden betragen haben. Der an der Spule des Wandlers 2 wirksame Ausgangsimpuls hat einen Maximalwert von etwa 50 Milliampere, eine Impulsdauer Tpw von ungefähr 500 Nanosekunden und Anstiegs- und Abfallszeiten TR bzw. TF in der Grössenordnung von 140 Nanosekunden gehabt. Die Vorderund Hinterflanke des Stromimpulses über den Wandler 2 sind dabei gegenüber der Eingangsspannung um ungefähr 50 bzw. 60 Nanosekunden verzögert worden.
Widerstände Werte
8 37 Ohm
9 62 Ohm
13 27 Ohm
17 620 Ohm
18 4300 Ohm
Kondensator Wert
19 20 pF Indubtionsspule Wert
7 470 ,uH
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist für Betrieb mit Einfach-Impulsschrift ausgelegt, d. h. eine binäre Null wird durch ein positives Potential an der Eingangsklemme 10 und eine binäre Eins durch einen Impuls mit absinkendem Potential an der Eingangsklemme 10 dargestellt.
Bei anderen Anwendungen wird eine Richtungsschrift benötigt, d. h. in diesem Falle wird eine binäre Null durch ein kontinuierliches und sich nicht änderndes Potential von zwei möglichen Potentialwerten und eine logische Eins durch einen Richtungswechsel von einem Potential zum anderen dargestellt.
Das in Fig. 2 gezeigte gegenüber der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 abgewandelte Ausführungsbeispiel ist für eine Anwendung des Richtungsschriftverfahrens ausgelegt.
Die Anordnung nach Fig. 2 ist eine Erregerschaltung 30 für die Erregerspule 31 einer magnetostriktiven Verzögerungsleitung. Die Anordnung enthält einen ersten Schalter bestehend aus dem Transistorpaar 32 und 33, bei dem der Emitter des Transistors 32 mit der Basis des Transistors 33 und die Kollektoren der beiden Transistoren miteinander verbunden sind, und einen zweiten Schalter bestehend aus dem Transistorpaar 34 und 35, das in gleicher Weise wie das erste Transistorpaar 32 und 33 verbunden ist.
Die Kollektorelektroden der Transistoren 32 und 33 sind über einen Widerstand 37 mit dazu parallel geschaltetem Kornpensationskondensator 36 an die Basiselektrode des Transistors 34 angeschlossen. Ausserdem sind die Kollektoren der Transistoren 32 und 33 über einen Widerstand 41, eine Induktionsspule 42 und einen Widerstand 43 an die positive Klemme 40 einer Speisequelle angeschlossen. Die Kollektorelektroden der Transistoren 34 und 35 sind über einen Widerstand 44, eine Induktionsspule 45 und einen Widerstand 46 ebenfalls an die positive Klemme 40 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 34 ist an die Basiselektrode des Transistors 35 angeschlossen, während die Emitterelektroden der Transistoren 33 und 35 auf Erdpotential liegen. Die Erregerspule 31 ist an die Verbindungen Widerstand 41 - Spule 42 bzw. Widerstand 44 - Spule 45 angeschlossen.
In diesem Zusammenhang sei nochmals darauf hingewiesen, dass die Anordnung nach Fig. 2 für ein Richtungsschriftverfahren eingerichtet ist. Das hat zur Folge, dass keine definierten Impulslängen vorliegen und dass der Potentialwert an der Eingangsklemme 38 im Anschluss an eine binäre Eins gleich bleibt, bis die nächste binäre Eins an dieser Eingangsklemme auftritt und damit die Schaltvorrichtung auf den zweiten Potentialwert umschaltet. Daraus resultiert, dass es nicht erforderlich ist, die Schaltungsanordnung für eine bestimmte Betriebsfrequenz auszulegen. Dies ist beim Aufbau dieser Schaltung berücksichtigt.
Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 sind praktisch zwei Quellen konstanten Stromes enthalten. Im Gegensatz zum vorherigen Ausführungsbeispiel fliessen die Ströme hier abwechselnd durch die Erregerspule 31 in jeweils entgegengesetzter Richtung, so dass die wirksame Erregung doppelt so hoch ausfällt als die, welche mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 erzielt wird. Der Widerstand 43 und die Induktionsspule 42 halten den Strom IA konstant.
Der Widerstand 46 und die Induktionsspule 45 halten den Strom I2 konstant. Die entsprechenden Widerstände und Induktionsspulen in den beiden von der Klemme 40 ausgehenden Stromzweigen, die jeweils über einen Schalter nach Erde gehen, sind gleich, so dass der Strom Ii gleich dem Strom I2 ist. Das bedeutet, dass der Wert des Widerstandes 43 gleich dem Wert des Widerstandes 46, der Wert der Induktionsspule 42 im wesentlichen gleich dem der Induktionsspule 45 und der Wert des Widerstandes 41 im wesentlichen gleich dem des Widerstandes 44 ist.
Da der durch die Transistoren 32 und 33 oder der durch die Transistoren 34 und 35 gebildete Schalter jeweils im leitenden Zustand ist, während der andere nichtleitend ist, wird jeweils einer der beiden Ströme Il oder I2 durch die Erregerspule 31 fliessen, während der andere der beiden Ströme direkt über den entsprechenden elektronischen Schalter und den zugeordneten Widerstand 41 bzw. 44 abfliesst. Da der durch die Spule 31 fliessende Strom I, oder I2 ist, beträgt die Stromänderung in der Erregerspule 31 beim Auftreten einer binären Eins jeweils die Summe der beiden Ströme Il und 12.
Sind die Werte der beiden Induktionsspulen 42 und 45 relativ hoch gegenüber der Induktivität der Erregerspule 31, dann hängen die Anstiegszeiten und Abfallzeiten der die Spule 31 durchfliessenden Ströme praktisch nur von den Schaltgeschwindigkeiten der Transistorpaare und der Form der Eingangssignale ab.
Sind aber die Werte der Induktionsspulen 42 und 45 relativ klein, dann sind die Zeitkonstanten der Schaltungsanordnung und damit die Schaltgeschwindigkeiten auch von den Zeitkonstanten der Induktionsspulen und ihrer zugeordneten Widerstände abhängig. In jedem Fall aber kann die Schaltung so betrieben werden, dass sie in der vorliegenden Ausführung die gewünschten Resultate erzielt.
Im zuletzt genannten Ausführungsbeispiel ist die Grösse des durch die Spule 31 fliessenden Erregerstroms nicht von der Dauer des Steuerimpulses abhängig, da berücksichtigt werden muss, dass beim Umschalten von einem Schaltzustand auf den anderen einer der beiden gleichen Ströme Il oder 12 absinkt, und der andere Strom proportional anwächst.
An dieser Stelle sei bemerkt, dass das letzte Ausführungsbeispiel, obwohl für einen Betrieb mittels des Richtungsschriftverfahrens ausgelegt, ebenso gut mit dem gewöhnlichen Impulsschriftverfahren angewendet werden kann. Im zuletzt genannten Falle wird eine der beiden Stromrichtungen als Bedingung für eine binäre Null und die andere Stromrichtung als Bedingung für eine binäre Eins festgelegt.